JPH08162934A - H bridge circuit providing with boosting circuit - Google Patents
H bridge circuit providing with boosting circuitInfo
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- JPH08162934A JPH08162934A JP6303888A JP30388894A JPH08162934A JP H08162934 A JPH08162934 A JP H08162934A JP 6303888 A JP6303888 A JP 6303888A JP 30388894 A JP30388894 A JP 30388894A JP H08162934 A JPH08162934 A JP H08162934A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ハイサイドスイッチと
して用いるＮ型チャンネル絶縁ゲート電界効果トランジ
スタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタという）を駆動する
ための昇圧回路を有するＨブリッジ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an H-bridge circuit having a booster circuit for driving an N-type channel insulated gate field effect transistor (hereinafter referred to as an NMOS transistor) used as a high side switch.
【０００２】[0002]
【従来の技術】Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタ
からなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを
直列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有
し、各スイッチゲート電極に所定周期の制御電圧を印加
して両インバータの出力端間の負荷を双方向駆動するＨ
ブリッジ回路が広く用いられている。2. Description of the Related Art A pair of inverters each having a high-side switch and a low-side switch, which are N-type channel insulated gate transistors, connected in series are provided, and a control voltage of a predetermined cycle is applied to each switch gate electrode. H that bidirectionally drives the load between the output terminals of the inverter
Bridge circuits are widely used.
【０００３】このＨブリッジ回路の問題は、ソースホロ
ワ動作するＮＭＯＳトランジスタからなるハイサイドス
イッチの駆動に電源電圧より高いゲート電圧を印加する
必要があり、このために、電源電圧を昇圧する昇圧回路
を設ける必要があることである。昇圧回路としては各種
のものが実用乃至提案されているが、いずれもインバー
タや発振回路などの電子回路及びコンデンサなど複雑な
回路構成を必要とする割りに昇圧量が小さく、昇圧量の
増大、回路構成の簡単化が求められていた。The problem with this H-bridge circuit is that it is necessary to apply a gate voltage higher than the power supply voltage to drive the high-side switch composed of an NMOS transistor that operates as a source follower. For this reason, a booster circuit for boosting the power supply voltage is provided. It is necessary. Although various types of booster circuits have been put into practical use or proposed, all of them require a complicated circuit configuration such as an electronic circuit such as an inverter or an oscillation circuit and a capacitor, but the booster amount is small, and the booster amount is increased. There was a demand for simplification of the configuration.
【０００４】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、昇圧量の増大及び回路構成の簡単化が可能な昇圧
回路を有するＨブリッジ回路を提供することを、その目
的としている。The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide an H-bridge circuit having a booster circuit capable of increasing the boosting amount and simplifying the circuit configuration.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
Ｎ型チャンネル絶縁ゲートトランジスタからなるハイサ
イドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続してそ
れぞれ構成される一対のインバータを有するブリッジ部
と、前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反
対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイド
スイッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート
電極に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加
するローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両イン
バータの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ
比でＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、アノードが
前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接続されると
ともにカソードが低位側コンデンサを通じて前記両イン
バータの一方の出力端に接続される低位側ダイオード
と、アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに
接続されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じ
て前記両インバータの他方の出力端に接続される高位側
ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソード
が前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部の
高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を有
するＨブリッジ回路である。The first structure of the present invention is as follows.
A bridge unit having a pair of inverters each configured by serially connecting a high-side switch and a low-side switch, which are N-type channel insulated gate transistors, and control of a predetermined cycle in which the gate electrodes of both the high-side switches have mutually opposite phases. A high-side switch control unit for applying a voltage and a low-side switch control unit for applying a control voltage of a predetermined cycle having opposite phases to the gate electrodes of the low-side switches, and between the output terminals of the both inverters. A drive circuit for bidirectionally driving a connected load in a PWM manner with a predetermined duty ratio, an anode connected to the drain electrode of the high-side switch, and a cathode connected to one output end of both inverters through a low-side capacitor. The lower diode and the anode are A high-side diode connected to the cathode of the high-side diode and having a cathode connected to the other output terminal of the two inverters through a high-side capacitor, the cathode of the high-side diode being the high side of the drive circuit. It is an H-bridge circuit having a booster circuit characterized in that it is connected to a high-potential power supply end of a switch control unit.
【０００６】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記負荷がコイルからなることを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、Ｎ型チャンネル絶縁ゲ
ートトランジスタからなるハイサイドスイッチ及びロー
サイドスイッチを直列接続してそれぞれ構成される一対
のインバータを有するブリッジ部と、前記両ハイサイド
スイッチのゲート電極に互いに反対位相をもつ所定周期
の制御電圧を印加するハイサイドスイッチ制御部と、前
記両ローサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位相
をもつ所定周期の制御電圧を印加するローサイドスイッ
チ制御部とを有して、前記両インバータの出力端間に接
続される負荷を所定のデューティ比でＰＷＭ双方向駆動
するドライブ回路と、アノードが前記ハイサイドスイッ
チのドレイン電極に接続されるとともにカソードが低位
側コンデンサを通じて前記ローサイドスイッチ制御部の
一方の出力端に接続される低位側ダイオードと、アノー
ドが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続される
とともにカソードが高位側コンデンサを通じて前記ロー
サイドスイッチ制御部の他方の出力端に接続される高位
側ダイオードとを備え、前記高位側ダイオードのカソー
ドが前記ドライブ回路の前記ハイサイドスイッチ制御部
の高位電源端に接続されることを特徴とする昇圧回路を
有するＨブリッジ回路である。A second structure of the present invention is characterized in that, in the first structure, the load further comprises a coil. According to a third aspect of the present invention, a bridge portion having a pair of inverters respectively configured by serially connecting a high-side switch and a low-side switch, which are N-type channel insulated gate transistors, and gate electrodes of both the high-side switches are provided. A high-side switch control section for applying control voltages of opposite cycles having predetermined phases, and a low-side switch control section for applying control voltages of opposite cycles having opposite phases to the gate electrodes of the low-side switches. A drive circuit for bidirectionally driving a load connected between the output terminals of the two inverters at a predetermined duty ratio, an anode connected to the drain electrode of the high side switch, and a cathode connected to the low side through a low side capacitor. Connected to one output end of switch controller And a high-side diode whose anode is connected to the cathode of the low-side diode and whose cathode is connected to the other output end of the low-side switch control section through a high-side capacitor. Is connected to a high-potential power supply terminal of the high-side switch control section of the drive circuit, and is an H-bridge circuit having a booster circuit.
【０００７】本発明の第４の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記高位側ダイオードのカソード
が出力ダイオードのアノードに接続され、前記出力ダイ
オードのカソードは出力コンデンサを通じて接地される
とともに前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に
接続されることを特徴としている。A fourth structure of the present invention is the above-mentioned first or second structure.
In the above configuration, the cathode of the high-side diode is connected to the anode of the output diode, and the cathode of the output diode is grounded through the output capacitor and connected to the high-level power supply terminal of the high-side switch controller. I am trying.
【０００８】[0008]
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成では、Ｎ型
チャンネル絶縁ゲートトランジスタで構成したいわゆる
ＰＷＭ双方向駆動用のＨブリッジ回路のハイサイドスイ
ッチの駆動のために、２段のダイオードーコンデンサ直
列回路からなりトランジスタ回路や専用のオシレータを
内蔵しない昇圧回路を採用した。すなわち、この昇圧回
路は、低位側ダイオードと低位側コンデンサとからなる
低位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回
路の一方の出力端に接続され、低位側ダイオードのアノ
ードがＨブリッジ回路の高位側電源端に接続される。ま
た、高位側ダイオードと高位側コンデンサとからなる高
位側の直列回路のコンデンサ側の端部がＨブリッジ回路
の他方の出力端に接続され、高位側ダイオードのアノー
ドが低位側ダイオードのカソードに接続される。このよ
うにすれば、上記した簡単な昇圧回路構成により、高位
側ダイオードのカソードから高い昇圧電圧を給電するこ
とができ、Ｈブリッジ回路のハイサイドスイッチを駆動
するハイサイドスイッチ制御部の電源電圧として用いる
ことができる。In the first structure of the present invention, the two-stage diode is used for driving the high side switch of the so-called PWM bidirectional driving H bridge circuit composed of N-type channel insulated gate transistors. A booster circuit that consists of a capacitor series circuit and does not have a transistor circuit or a dedicated oscillator is used. That is, in this booster circuit, the capacitor-side end of the low-side series circuit including the low-side diode and the low-side capacitor is connected to one output end of the H-bridge circuit, and the anode of the low-side diode is the H-bridge circuit. Is connected to the high-side power supply end of. The end of the high-side series circuit composed of the high-side diode and the high-side capacitor on the capacitor side is connected to the other output end of the H-bridge circuit, and the anode of the high-side diode is connected to the cathode of the low-side diode. It With this configuration, with the above-described simple booster circuit configuration, a high boosted voltage can be supplied from the cathode of the high-side diode, and the power supply voltage of the high-side switch control unit that drives the high-side switch of the H-bridge circuit can be obtained. Can be used.
【０００９】すなわち、本構成は、ＰＷＭ双方向駆動さ
れるＨブリッジ回路の両出力端が周期的に電源電圧（Ｖ
ｂとする）と接地電位間で互いに相補的にスイングする
ことに着目し、これら両出力端の電圧により上記両コン
デンサの一端の電位をスイングすれば、昇圧回路にトラ
ンジスタやオシレータを内蔵させなくても昇圧が可能と
なる点に着目したものである。したがって、本構成によ
れば簡単な回路構成で高昇圧電圧を得ることができる。
更に、本構成では、Ｈブリッジ回路のＰＷＭ制御キャリ
ヤ周波数が低い場合にはＨブリッジ回路のハイサイドス
イッチ駆動電力が減少するがそれに合わせて昇圧回路の
作動周波数も低減でき、省電力を図ることができる。ま
た、Ｈブリッジ回路が休止している場合には昇圧回路も
自動的に休止することができ、省電力化も図ることがで
きる。That is, in this configuration, both output terminals of the PWM bidirectionally driven H bridge circuit are periodically supplied with the power supply voltage (V
b)) and the ground potential to complementarily swing each other, and if the potentials at the one ends of the two capacitors are swung by the voltages at these output ends, the booster circuit does not need to include a transistor or an oscillator. Also focuses on the fact that boosting is possible. Therefore, according to this configuration, a high boosted voltage can be obtained with a simple circuit configuration.
Further, in this configuration, when the PWM control carrier frequency of the H-bridge circuit is low, the driving power of the high-side switch of the H-bridge circuit is reduced, but the operating frequency of the booster circuit can be reduced accordingly, and power saving can be achieved. it can. Further, when the H-bridge circuit is inactive, the booster circuit can also be automatically disabled, and power saving can be achieved.
【００１０】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、負荷がコイルからなることを特徴としてい
る。このようにすれば、コイルの蓄積された電磁エネル
ギにより更なる昇圧が可能となる。本発明の第３の構成
は、上記第１の構成において更に、両コンデンサの一端
をＨブリッジ回路の両出力端ではなく、ローサイドスイ
ッチ制御部の両出力端に接続するものであり、上記第１
の構成と同様の作用効果を奏することができる。A second structure of the present invention is characterized in that, in the first structure, the load is a coil. By doing so, it is possible to further boost the voltage by the electromagnetic energy accumulated in the coil. According to a third configuration of the present invention, in addition to the first configuration, one end of each of the capacitors is connected not to both output ends of the H bridge circuit but to both output ends of the low-side switch control section.
It is possible to obtain the same operational effects as those of the configuration.
【００１１】本発明の第４の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、出力ダイオードと出力コンデンサ
とからなる第３段目のダイオードーコンデンサ直列回路
を高位側のダイオードーコンデンサ直列回路の出力端と
ハイサイドスイッチ制御部の高位側電源端との間に介設
し、出力コンデンサの端部を接地したものである。この
ようにすれば、低位側、高位側のコンデンサのクロッキ
ングにより、ハイサイドスイッチ制御部の電源電圧が変
動しないという作用効果を奏することができる。A fourth structure of the present invention is the above-mentioned first or second structure.
In the above configuration, further, a third-stage diode-capacitor series circuit including an output diode and an output capacitor is provided between the output end of the high-side diode-capacitor series circuit and the high-side power supply end of the high-side switch control section. It is interposed and the end of the output capacitor is grounded. With this configuration, it is possible to achieve the effect that the power supply voltage of the high-side switch control unit does not change due to clocking of the low-side and high-side capacitors.
【００１２】[0012]
（実施例１）以下、本発明の昇圧回路付Ｈブリッジ回路
の一実施例を図１を参照して説明する。この昇圧回路付
Ｈブリッジ回路は、エンハンスメント型のＮＭＯＳトラ
ンジスタからなるＨブリッジ回路（ブリッジ部）１と、
昇圧回路２と、Ｈブリッジ回路１のハイサイドスイッチ
Ｈ１、Ｈ２のゲート電圧を形成するドライブ回路（ハイ
サイドスイッチ制御部）３と、Ｈブリッジ回路１のロー
サイドスイッチＬ１、Ｌ２のゲート電圧を形成するドラ
イブ回路（ローサイドスイッチ制御部）４とからなり、
両ドライブ回路３、４は本発明でいうドライブ回路を構
成している。(Embodiment 1) An embodiment of an H-bridge circuit with a booster circuit according to the present invention will be described below with reference to FIG. This booster H-bridge circuit includes an H-bridge circuit (bridge unit) 1 including enhancement type NMOS transistors,
Booster circuit 2, drive circuit (high-side switch control unit) 3 that forms the gate voltage of high-side switches H1 and H2 of H-bridge circuit 1, and gate voltage of low-side switches L1 and L2 of H-bridge circuit 1. It consists of a drive circuit (low side switch control unit) 4 and
Both drive circuits 3 and 4 form a drive circuit according to the present invention.
【００１３】Ｈブリッジ回路１は、周知のように、ハイ
サイドスイッチＨ１及びローサイドスイッチＬ１を直列
接続してなるインバータと、ハイサイドスイッチＨ２及
びローサイドスイッチＬ２を直列接続してなるインバー
タとを有し、両インバータの出力端間には、リアクタン
ス負荷であるコイルＬが接続されている。昇圧回路２
は、２段縦続ダイオードーコンデンサ直列回路からな
り、低位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、低位
側ダイオードＤ１と低位側コンデンサＣ１を直列接続し
てなり、高位側のダイオードーコンデンサ直列回路は、
高位側ダイオードＤ２と高位側コンデンサＣ２を直列接
続してなる。低位側ダイオードＤ１のアノードはＨブリ
ッジ回路１のハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のドレイン
電極とともにバッテリ電圧Ｖｂを印加されており、低位
側コンデンサＣ１の端部は一方のインバータの出力端に
接続されている。高位側ダイオードＤ２のアノードは低
位側ダイオードＤ１のカソードに接続され、高位側コン
デンサＣ２の端部は他方のインバータの出力端に接続さ
れている。高位側ダイオードＤ２のカソードは、ハイサ
イドスイッチ制御部をなすドライブ回路３の高位電源端
に接続され、このドライブ回路３に電源電圧を給電して
いる。As is well known, the H-bridge circuit 1 has an inverter having a high side switch H1 and a low side switch L1 connected in series, and an inverter having a high side switch H2 and a low side switch L2 connected in series. A coil L that is a reactance load is connected between the output terminals of both inverters. Boost circuit 2
Is a two-stage cascaded diode-capacitor series circuit, the low-side diode-capacitor series circuit is formed by connecting the low-side diode D1 and the low-side capacitor C1 in series, and the high-side diode-capacitor series circuit is
A high-side diode D2 and a high-side capacitor C2 are connected in series. The anode of the low-side diode D1 is applied with the battery voltage Vb together with the drain electrodes of the high-side switches H1 and H2 of the H-bridge circuit 1, and the end of the low-side capacitor C1 is connected to the output end of one inverter. . The anode of the high-side diode D2 is connected to the cathode of the low-side diode D1, and the end of the high-side capacitor C2 is connected to the output end of the other inverter. The cathode of the high-side diode D2 is connected to the high-potential power supply terminal of the drive circuit 3 that forms the high-side switch control unit, and supplies the drive circuit 3 with the power supply voltage.
【００１４】ドライブ回路４はローサイドスイッチ制御
部をなすものであって、バッテリ電圧を電源電圧として
ローサイドスイッチＬ１、Ｌ２に印加するゲート電圧を
形成する。これらドライブ回路３、４はＮＭＯＳトラン
ジスタ回路からなる電力増幅段であって、ＰＷＭ制御信
号発生回路５から入力されるＰＷＭ制御信号波形を電力
増幅してＨブリッジ回路１の各トランジスタのゲートに
印加する。このような回路３〜５の構成及びこれら回路
から出力されるＰＷＭ制御信号によるＨブリッジ回路１
のＰＷＭ双方向動作自体は周知であるので、その詳細な
説明は省略する。但し、バッテリ電圧が８Ｖであるとし
て、図１の回路動作を以下に説明する。The drive circuit 4 constitutes a low-side switch control section, and forms a gate voltage applied to the low-side switches L1 and L2 using the battery voltage as a power supply voltage. These drive circuits 3 and 4 are power amplification stages composed of NMOS transistor circuits, and power-amplify the PWM control signal waveform input from the PWM control signal generation circuit 5 and apply it to the gates of the respective transistors of the H-bridge circuit 1. . The configuration of such circuits 3 to 5 and the H bridge circuit 1 based on the PWM control signal output from these circuits
Since the PWM bidirectional operation itself is known, detailed description thereof will be omitted. However, assuming that the battery voltage is 8V, the circuit operation of FIG. 1 will be described below.
【００１５】図１中左側のインバータを６、図１中右側
のインバータを７とし、インバータ６の出力端の電位を
Ｖ１、インバータ７の出力端の電位をＶ２とし、低位側
ダイオードＤ１のカソード電位をＶ３、ドライブ回路３
の電源電圧をＶｇ、ダイオードＤ１，Ｄ２の電位降下を
０．７Ｖ、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のしきい値電
圧をＶｔ（例えば１．５Ｖ）とする。The inverter on the left side in FIG. 1 is 6, the inverter on the right side in FIG. 1 is 7, the potential at the output end of the inverter 6 is V1, the potential at the output end of the inverter 7 is V2, and the cathode potential of the low-side diode D1. V3, drive circuit 3
Is Vg, the potential drop of the diodes D1 and D2 is 0.7V, and the threshold voltage of the high-side switches H1 and H2 is Vt (for example, 1.5V).
【００１６】最初、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ１がオ
ン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖ、Ｖ３＝Ｖｂ−０．
７Ｖ＝７．３Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオン、Ｈ２、
Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖの状態になったと
する。Ｖ１が０Ｖから８Ｖにスイングすることにより、
低位側ダイオードＤ１のカソードに寄生容量が存在しな
いものとして容量分割を無視すれば、Ｖ３は、７．３Ｖ
＋８Ｖ＝１５．３Ｖまでブーストされる。ここで、高位
側ダイオードＤ２の電流が非常に小さく、それによりＶ
３はほとんど低下しないと仮定すれば、Ｖ３が１５．３
ＶとなるのでＶｇはＶ３からＤ２のドロップ０．７Ｖを
引いて、１４．６Ｖとなる。First, H1 and L2 are off, H2 and L1 are on, V1 = 0V, V2 = Vb = 8V, V3 = Vb-0.
From the state of 7V = 7.3V, H1, L2 are on, H2,
It is assumed that L1 is off, V1 = Vb, and V2 = 0V. By swinging V1 from 0V to 8V,
Assuming that parasitic capacitance does not exist at the cathode of the low-side diode D1, V3 is 7.3 V if capacitance division is ignored.
Boosted to + 8V = 15.3V. Here, the current in the high-side diode D2 is very small, which causes V
Assuming that 3 does not almost decrease, V3 is 15.3.
Since it becomes V, Vg becomes 14.6V by subtracting 0.7V of D2 drop from V3.
【００１７】次に、Ｈ１、Ｌ２がオン、Ｈ２、Ｌ１がオ
フ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ３＝１５．３Ｖ，Ｖｇ
＝１４．６Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ
１がオン、Ｖ１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態になっ
たとする。Ｖ１が８Ｖから０Ｖにスイングすることによ
り、高位側ダイオードＤ２はカットオフされ、そして、
ドライブ回路３の消費電流及び寄生容量を便宜的に無視
すれば、Ｖ２が０Ｖから８Ｖへスイングすることにより
コンデンサＣ２を通じての電位変化の影響により、Ｖｇ
が１４．６Ｖから２２．６Ｖまでブーストされる。Next, H1 and L2 are on, H2 and L1 are off, V1 = Vb, V2 = 0V, V3 = 15.3V, Vg.
= 14.6V, H1, L2 are off, H2, L
It is assumed that 1 is turned on, V1 = 0V, and V2 = Vb = 8V. By swinging V1 from 8V to 0V, the high side diode D2 is cut off, and
If the current consumption and the parasitic capacitance of the drive circuit 3 are neglected for convenience, Vg swings from 0V to 8V, and the potential change through the capacitor C2 affects Vg.
Is boosted from 14.6V to 22.6V.
【００１８】実際にはドライブ回路３の消費電流や寄生
容量が大きいので、その電源電圧Ｖｇは上記のようには
昇圧されないものの、必要充分な値まで昇圧されること
は容易に理解される。なお、バッテリ電圧Ｖｂが８Ｖで
ある場合、ソースホロワ動作するハイサイドスイッチＨ
１、Ｈ２のしきい値電圧が１．５Ｖであるので、これら
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２を充分にオン（飽和領域
で動作）させるには、８Ｖ＋１．５Ｖ＋６Ｖ（ハイサイ
ドスイッチＨ１のグランドに対するゲート電圧程度あれ
ばよい。したがって、１５．５程度あればよい。ドライ
ブ回路３をＮＭＯＳトランジスタのＥ／Ｅ回路で構成
し、電圧ドロップを考慮すれば、Ｖｇは１８．５Ｖ程度
を確保すればよい。したがって、このＨブリッジ回路１
は充分、動作することがわかる。図２に図１の回路の各
部電圧波形を示す。In practice, since the drive circuit 3 consumes a large amount of current and has a large parasitic capacitance, its power supply voltage Vg is not boosted as described above, but it is easily understood that it is boosted to a necessary and sufficient value. When the battery voltage Vb is 8V, the high side switch H that operates as a source follower
Since the threshold voltages of 1 and H2 are 1.5V, 8V + 1.5V + 6V (gate voltage of the high side switch H1 with respect to the ground is required to sufficiently turn on the high side switches H1 and H2 (operate in the saturation region). Therefore, if the drive circuit 3 is composed of an E / E circuit of an NMOS transistor and voltage drop is taken into consideration, Vg should be secured at about 18.5 V. , This H bridge circuit 1
Turns out to work well. FIG. 2 shows the voltage waveform of each part of the circuit of FIG.
【００１９】次にこのＨブリッジ回路１の立ち上がり時
の動作について説明する。電源オン時、又は、ＰＷＭ制
御信号が長時間０％又は１００％のデューティ比で運転
される場合、Ｖｇはブースト（昇圧）されていないの
で、Ｖｂ−０．７Ｖ×２＝６．６Ｖとなり、ハイサイド
スイッチＨ１には５Ｖ以下のゲート電圧しか印加できな
いことになる。しかし、回路５からデューティ比が０％
又は１００％でないＰＷＭ制御信号が出力されれば、Ｃ
１、Ｃ２は高速に電荷移送を行い、Ｖｇは速やかに必要
なレベルまでブーストされ、問題はない。Next, the operation of the H bridge circuit 1 at the time of rising will be described. When the power is turned on, or when the PWM control signal is operated for a long time with a duty ratio of 0% or 100%, Vg is not boosted, and thus Vb-0.7V × 2 = 6.6V, Only the gate voltage of 5 V or less can be applied to the high side switch H1. However, the duty ratio is 0% from the circuit 5.
Or if a PWM control signal that is not 100% is output, C
1 and C2 perform charge transfer at a high speed, and Vg is quickly boosted to a required level, which is not a problem.
【００２０】本実施例の他の特徴を以下に説明する。本
実施例では、Ｈブリッジ回路１の負荷としてコイルＬす
なわちリアクタンス負荷を採用している。このために、
昇圧効率を大幅に改善することができる。詳しく説明す
ると、最初、Ｈ１、Ｌ２がオフ、Ｈ２、Ｌ１がオン、Ｖ
１＝０Ｖ、Ｖ２＝Ｖｂ＝８Ｖの状態から、Ｈ１、Ｌ２が
オン、Ｈ２、Ｌ１がオフ、Ｖ１＝Ｖｂ、Ｖ２＝０Ｖ、Ｖ
３＝Ｖｂ−０．７Ｖ＝７．３Ｖの状態になったとする。
Ｌ２のオンによりＶ２は０Ｖとなるが、コイルＬに蓄積
された電磁エネルギはＶ１を過渡的に昇圧し、Ｖ１はバ
ッテリ電圧ｖｂより多少高くなる。したがって、Ｖ３は
上記説明より更に大きく正方向にスイングされることが
わかる。コンデンサＣ２のスイングについても同じであ
る。特にこの降下はハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２のゲ
ート電圧が低い場合による有効である。Other features of this embodiment will be described below. In this embodiment, a coil L, that is, a reactance load, is used as the load of the H bridge circuit 1. For this,
Boosting efficiency can be greatly improved. More specifically, first, H1 and L2 are off, H2 and L1 are on, and V
From the state of 1 = 0V, V2 = Vb = 8V, H1 and L2 are on, H2 and L1 are off, V1 = Vb, V2 = 0V, V
3 = Vb−0.7V = 7.3V.
V2 becomes 0V when L2 is turned on, but the electromagnetic energy accumulated in the coil L transiently boosts V1, and V1 becomes slightly higher than the battery voltage vb. Therefore, it is understood that V3 is swung in the positive direction more greatly than the above description. The same applies to the swing of the capacitor C2. This drop is particularly effective when the gate voltages of the high side switches H1 and H2 are low.
【００２１】（実施例２）本実施例は図１において、低
位側コンデンサＣ１の端部がＨブリッジ回路１の一方の
出力端ではなく、ドライブ回路（ローサイドスイッチ制
御部）４の一方の出力端に接続され、高位側コンデンサ
Ｃ２の端部がＨブリッジ回路１の他方の出力端ではな
く、ドライブ回路４の他方の出力端に接続される点をそ
の特徴としている。(Embodiment 2) In this embodiment, in FIG. 1, the end of the low-side capacitor C1 is not one output end of the H bridge circuit 1 but one output end of the drive circuit (low side switch control unit) 4. And the end of the high-side capacitor C2 is connected not to the other output end of the H-bridge circuit 1 but to the other output end of the drive circuit 4.
【００２２】ローサイドスイッチＬ１、Ｌ２のゲート電
圧を出力するドライブ回路４の出力電圧Ｖｇ３がＨブリ
ッジ回路１の出力電圧Ｖ２と同相となり、出力電圧Ｖｇ
４がＨブリッジ回路１の出力電圧Ｖ１と同相となるの
で、実施例１と同じ効果を奏することができる。 （実施例３）本実施例は図１において、高位側ダイオー
ドＤ２のカソードとドライブ回路３の電源端との間に出
力用の（逆流阻止用の）ダイオードーコンデンサ直列回
路９を追加したものである。The output voltage Vg3 of the drive circuit 4 for outputting the gate voltage of the low-side switches L1 and L2 is in phase with the output voltage V2 of the H-bridge circuit 1, and the output voltage Vg
4 has the same phase as the output voltage V1 of the H bridge circuit 1, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. (Embodiment 3) In this embodiment, an output (reverse current blocking) diode-capacitor series circuit 9 is added between the cathode of the high-side diode D2 and the power supply terminal of the drive circuit 3 in FIG. is there.
【００２３】この出力用の（逆流阻止用の）ダイオード
ーコンデンサ直列回路９は、出力用ダイオードＤ３及び
出力用コンデンサＣ３の直列回路からなり、出力用ダイ
オードＤ３のアノードは高位側ダイオードＤ２のカソー
ドに接続され、出力用コンデンサＣ３の端部は接地され
ている。そして、出力用ダイオードＤ３のカソードがド
ライブ回路３の高位電源端に接続されている。The output (reverse current blocking) diode-capacitor series circuit 9 comprises a series circuit of an output diode D3 and an output capacitor C3, and the anode of the output diode D3 is the cathode of the high-side diode D2. It is connected and the end of the output capacitor C3 is grounded. The cathode of the output diode D3 is connected to the high potential power supply terminal of the drive circuit 3.
【００２４】このようにすれば、高位側コンデンサＣ２
の電位スイングにより高位側ダイオードＤ２のカソード
電位Ｖ４がブースト、スイングされる場合、Ｖ４がＶｇ
＋０．７Ｖ以下に下がった場合には、出力用ダイオード
Ｄ３がカットオフし、Ｖｇが低下することがなく、ドラ
イブ回路３の電源電圧の変動を効果的に低減することが
でき、実用上、非常に使い易くなる。In this way, the high-side capacitor C2
When the cathode potential V4 of the high-side diode D2 is boosted and swung by the potential swing of V4, V4 becomes Vg.
When the voltage drops to + 0.7V or less, the output diode D3 is cut off, Vg does not decrease, and the fluctuation of the power supply voltage of the drive circuit 3 can be effectively reduced, which is very practical. Easy to use.
【図１】本発明の実施例１の昇圧回路を有するＨブリッ
ジ回路を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an H-bridge circuit having a booster circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１の回路の各部の電位変化を示すタイミング
チャートである。FIG. 2 is a timing chart showing a potential change in each part of the circuit of FIG.
【図３】実施例２の昇圧回路を有するＨブリッジ回路の
要部を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a main part of an H bridge circuit having a booster circuit according to a second embodiment.
【図４】実施例３の昇圧回路を有するＨブリッジ回路の
要部を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a main part of an H bridge circuit having a booster circuit according to a third embodiment.
Ｈ１、Ｈ２はハイサイドスイッチ、Ｌ１、Ｌ２はローサ
イドスイッチ、１はＨブリッジ回路（ブリッジ部）、２
は昇圧回路、３はドライブ回路（ハイサイドスイッチ制
御部）、４はドライブ回路（ローサイドスイッチ制御
部）、Ｄ１は低位側ダイオード、Ｄ２は高位側ダイオー
ド、Ｄ３は出力用ダイオード、Ｃ１は低位側コンデン
サ、Ｃ２は高位側コンデンサ、Ｃ３は出力用コンデン
サ。H1 and H2 are high side switches, L1 and L2 are low side switches, 1 is an H bridge circuit (bridge section), 2
Is a booster circuit, 3 is a drive circuit (high-side switch control unit), 4 is a drive circuit (low-side switch control unit), D1 is a low-side diode, D2 is a high-side diode, D3 is an output diode, and C1 is a low-side capacitor. , C2 is the high-side capacitor, and C3 is the output capacitor.
Claims (4)
らなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直
列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有す
るブリッジ部と、 前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位
相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイドスイ
ッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート電極
に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加する
ローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両インバー
タの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ比で
ＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、 アノードが前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接
続されるとともにカソードが低位側コンデンサを通じて
前記両インバータの一方の出力端に接続される低位側ダ
イオードと、 アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続
されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じて前
記両インバータの他方の出力端に接続される高位側ダイ
オードとを備え、 前記高位側ダイオードのカソードが前記ドライブ回路の
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
ることを特徴とする昇圧回路を有するＨブリッジ回路。1. A bridge section having a pair of inverters each composed of a high-side switch and a low-side switch, which are N-type channel insulated gate transistors, connected in series, and gate electrodes of the both high-side switches having opposite phases. And a low-side switch control section for applying a control voltage of a predetermined cycle having opposite phases to the gate electrodes of the low-side switches. A drive circuit for bi-directionally driving a load connected between output terminals of the PWM at a predetermined duty ratio; an anode connected to the drain electrode of the high side switch and a cathode connected to one of the two inverters through a low side capacitor. A low side diode connected to the output end, A high-side diode whose node is connected to the cathode of the low-side diode and whose cathode is connected to the other output terminal of the two inverters through a high-side capacitor, wherein the cathode of the high-side diode is of the drive circuit. An H-bridge circuit having a booster circuit, which is connected to a high-potential power supply terminal of the high-side switch controller.
昇圧回路を有するＨブリッジ回路。2. The H-bridge circuit having a booster circuit according to claim 1, wherein the load comprises a coil.
らなるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直
列接続してそれぞれ構成される一対のインバータを有す
るブリッジ部と、 前記両ハイサイドスイッチのゲート電極に互いに反対位
相をもつ所定周期の制御電圧を印加するハイサイドスイ
ッチ制御部と、前記両ローサイドスイッチのゲート電極
に互いに反対位相をもつ所定周期の制御電圧を印加する
ローサイドスイッチ制御部とを有して、前記両インバー
タの出力端間に接続される負荷を所定のデューティ比で
ＰＷＭ双方向駆動するドライブ回路と、 アノードが前記ハイサイドスイッチのドレイン電極に接
続されるとともにカソードが低位側コンデンサを通じて
前記ローサイドスイッチ制御部の一方の出力端に接続さ
れる低位側ダイオードと、 アノードが前記低位側ダイオードの前記カソードに接続
されるとともにカソードが高位側コンデンサを通じて前
記ローサイドスイッチ制御部の他方の出力端に接続され
る高位側ダイオードとを備え、 前記高位側ダイオードのカソードが前記ドライブ回路の
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
ることを特徴とする昇圧回路を有するＨブリッジ回路。3. A bridge section having a pair of inverters each composed of a high-side switch and a low-side switch, which are N-type channel insulated gate transistors, connected in series, and gate electrodes of both of the high-side switches having opposite phases. And a low-side switch control section for applying a control voltage of a predetermined cycle having opposite phases to the gate electrodes of the low-side switches. A drive circuit for bidirectionally driving a load connected between the output terminals of the low-side switch controller with an anode connected to the drain electrode of the high-side switch and a cathode through a low-side capacitor of the low-side switch controller. The low side datum connected to one output An anode, and a high-side diode whose anode is connected to the cathode of the low-side diode and whose cathode is connected to the other output end of the low-side switch control section through a high-side capacitor, wherein the cathode of the high-side diode is Is connected to the high-potential power supply terminal of the high-side switch control section of the drive circuit, the H-bridge circuit having a booster circuit.
イオードのアノードに接続され、前記出力ダイオードの
カソードは出力コンデンサを通じて接地されるとともに
前記ハイサイドスイッチ制御部の高位電源端に接続され
る請求項１又は２記載の昇圧回路を有するＨブリッジ回
路。4. The cathode of the high-side diode is connected to the anode of the output diode, and the cathode of the output diode is grounded through an output capacitor and connected to the high-side power supply terminal of the high-side switch control section. Alternatively, an H-bridge circuit including the booster circuit according to item 2.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6303888A JPH08162934A (en) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | H bridge circuit providing with boosting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6303888A JPH08162934A (en) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | H bridge circuit providing with boosting circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162934A true JPH08162934A (en) | 1996-06-21 |
Family
ID=17926482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6303888A Pending JPH08162934A (en) | 1994-12-07 | 1994-12-07 | H bridge circuit providing with boosting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162934A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6850019B2 (en) | 2003-06-12 | 2005-02-01 | Mcmillan Electric Company | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost |
| KR100490045B1 (en) * | 1997-12-31 | 2006-03-23 | 삼성전자주식회사 | Gate-on voltage generator using charge pumping circuit |
| JP2006325084A (en) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Hitachi Ltd | Load driving circuit, integrated circuit and plasma display |
| KR100743519B1 (en) * | 2006-04-25 | 2007-07-27 | 단국대학교 산학협력단 | Level shifting switch driver for switching loss reduction of power conversion system |
-
1994
- 1994-12-07 JP JP6303888A patent/JPH08162934A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR100490045B1 (en) * | 1997-12-31 | 2006-03-23 | 삼성전자주식회사 | Gate-on voltage generator using charge pumping circuit |
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| US6940238B2 (en) | 2003-06-12 | 2005-09-06 | Mcmillan Electric Company | Single coil, direct current permanent magnet brushless motor with voltage boost |
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| JP4641215B2 (en) * | 2005-05-20 | 2011-03-02 | 株式会社日立製作所 | Load driving circuit, integrated circuit, and plasma display |
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