JPH08130882A - Speed sensorless vector control method - Google Patents
Speed sensorless vector control methodInfo
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- JPH08130882A JPH08130882A JP6270750A JP27075094A JPH08130882A JP H08130882 A JPH08130882 A JP H08130882A JP 6270750 A JP6270750 A JP 6270750A JP 27075094 A JP27075094 A JP 27075094A JP H08130882 A JPH08130882 A JP H08130882A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、速度センサを用いる
ことなく誘導電動機（以下、単に誘導機とも称する）を
可変速制御するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータのベ
クトル制御に関し、特に、該ＰＷＭインバータを起動す
るとき若しくは商用電源の瞬時停電（以下、単に瞬停と
も称する）が回復して再起動するときのベクトル制御方
法いわゆる、速度センサレスベクトル制御方法に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to vector control of a PWM (pulse width modulation) inverter for variable speed control of an induction motor (hereinafter also simply referred to as an induction machine) without using a speed sensor, and more particularly to the PWM inverter. The present invention relates to a vector control method for starting up the engine or for restarting after an instantaneous power failure (hereinafter also simply referred to as a momentary power failure) of a commercial power source is recovered, that is, a so-called speed sensorless vector control method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１４に、従来の制御方法による誘導電
動機を可変速制御するＰＷＭインバータの速度センサレ
スベクトル制御装置のブロック構成図を示す。図１４に
おいて、１は誘導機、２はＰＷＭインバータ、３は電流
検出手段、４は電圧検出手段、５ａ，５ｂは３相２相変
換手段、６ａ，６ｂは座標変換手段１、７は誘起電圧演
算手段、８は一次角周波数指令演算手段、９は磁束推定
手段、１０はすべり角周波数演算手段、１１は一次角周
波数指令積分器、１２は減算器、１３は速度調節手段、
１４は磁束調節手段、１５は電流調節手段、１６は座標
変換手段２、１７は２相３相変換手段、１８は起動処理
手段、１９は磁束指令切替手段、２０は速度指令切替手
段、２１，２２は切替スイッチから構成されている。2. Description of the Related Art FIG. 14 shows a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter that controls a variable speed of an induction motor according to a conventional control method. In FIG. 14, 1 is an induction machine, 2 is a PWM inverter, 3 is current detection means, 4 is voltage detection means, 5a and 5b are three-phase / two-phase conversion means, 6a and 6b are coordinate conversion means 1 and 7 are induced voltages. Calculating means, 8 is a primary angular frequency command calculating means, 9 is a magnetic flux estimating means, 10 is a slip angular frequency calculating means, 11 is a primary angular frequency command integrator, 12 is a subtractor, 13 is a speed adjusting means,
Reference numeral 14 is a magnetic flux adjusting means, 15 is a current adjusting means, 16 is a coordinate converting means 2, 17 is a two-phase / three-phase converting means, 18 is a start processing means, 19 is a magnetic flux command switching means, 20 is a speed command switching means 21, 21. 22 is composed of a changeover switch.
【０００３】図１４の従来例の制御動作を、以下に説明
する。即ち、電流検出手段３で検出した誘導機１の電流
ｉｕ，ｉｗは、３相２相変換手段５ａで固定座標軸上の
２相量ｉα、ｉβに変換され、符号６ａの座標変換手段
１で磁化軸を基準とする回転座標軸上の２相量ｉM （磁
化軸電流成分）とこれと直交するｉT （トルク軸電流成
分）に変換される。The control operation of the conventional example shown in FIG. 14 will be described below. That is, the currents iu and iw of the induction machine 1 detected by the current detection means 3 are converted by the three-phase / two-phase conversion means 5a into two-phase quantities iα and iβ on the fixed coordinate axis, and the coordinate conversion means 1 of reference numeral 6a magnetizes them. It is converted into a two-phase quantity i M (magnetization axis current component) on the rotational coordinate axis with respect to the axis and i T (torque axis current component) orthogonal thereto.
【０００４】また、電圧検出手段４で検出したＰＷＭイ
ンバータ２の出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、３相２相変
換手段５ｂで固定座標軸上の２相量ｖα、ｖβに変換さ
れ、符号６ｂの座標変換手段１で磁化軸を基準とする回
転座標軸上の２相量ｖM （磁化軸電圧成分）とこれと直
交するｖT （トルク軸電圧成分）に変換される。誘起電
圧演算手段７では、上記ｉT ，ｉM ，ｖT ，ｖM および
一次角周波数指令演算手段８で演算した一次角周波数指
令値ω1 * とを入力とし、下記の式（１），式（２）に
従って、誘起電圧の磁化軸成分ｅM トルク軸成分ｅT を
演算している。Further, the output voltages vu, vv, vw of the PWM inverter 2 detected by the voltage detecting means 4 are converted by the three-phase / two-phase converting means 5b into two-phase quantities vα, vβ on the fixed coordinate axes, and the reference numeral 6b indicates. The coordinate conversion unit 1 converts the two-phase amount v M (magnetization axis voltage component) on the rotational coordinate axis with the magnetization axis as a reference and v T (torque axis voltage component) orthogonal thereto. In the induced voltage calculation means 7, the above i T , i M , v T , v M and the primary angular frequency command value ω 1 * calculated by the primary angular frequency command calculation means 8 are input, and the following equation (1), The magnetization axis component e M of the induced voltage and the torque axis component e T are calculated according to the equation (2).
【０００５】[0005]
【数１】 ｅT ＝ｖT −Ｒ1 ｉT −Ｌσ（ｄ／ｄｔ）ｉT −ｊω1 * ＬσｉM …（１）[Number 1] e T = v T -R 1 i T -Lσ (d / dt) i T -jω 1 * Lσi M ... (1)
【０００６】[0006]
【数２】 ｅM ＝ｖM −Ｒ1 ｉM −Ｌσ（ｄ／ｄｔ）ｉM ＋ｊω1 * ＬσｉT …（２） 但し、Ｒ1 は誘導機１の一次抵抗、Ｌσは漏れインダク
タンス、ｊは虚数単位である。一次角周波数指令演算手
段８では、以下に示す式（３）に従って、一次角周波数
指令値ω1 * を演算している。## EQU00002 ## e M = v M -R 1 i M -Lσ (d / dt) i M + jω 1 * Lσi T (2) where R 1 is the primary resistance of the induction machine 1, Lσ is the leakage inductance, and j Is an imaginary unit. The primary angular frequency command calculation means 8 calculates the primary angular frequency command value ω 1 * according to the following equation (3).
【０００７】[0007]
【数３】 ω1 * ＝（ｅT ／φ# ）ｈ1(S) ……（３） 但し、ｈ1(S)はフィルタの伝達特性を表している。磁束
推定手段９では、式（４）に従って磁束推定値φ# を演
算している。Ω 1 * = (e T / φ # ) h 1 (S) (3) where h 1 (S) represents the transfer characteristic of the filter. The magnetic flux estimating means 9 calculates the estimated magnetic flux value φ # according to the equation (4).
【０００８】[0008]
【数４】 φ# ＝（ｅT ／ω1 * ）ｈ2(S) ……（４） 但し、ｈ2(S)はフィルタの伝達特性を表している。すべ
り角周波数演算手段１０では、トルク軸電流成分ｉT 、
磁束推定値φ# からすべり角周波数ωS を演算してい
る。## EQU4 ## φ # = (e T / ω 1 * ) h 2 (S) (4) where h 2 (S) represents the transfer characteristic of the filter. In the slip angular frequency calculation means 10, the torque axis current component i T ,
The slip angular frequency ω S is calculated from the estimated magnetic flux value φ # .
【０００９】誘導機１の回転角周波数推定値ωr # は、
減算器１２で一次角周波数指令値ω 1 * からすべり角周
波数ωS を減算して求めている。速度調節手段１３で
は、誘導機１の回転角周波数推定値ωr # と切替スイッ
チ２２の出力である回転角周波数指令値ωr * ' とによ
り、誘導機１の回転速度の調節を行っている。Rotational angular frequency estimated value ω of induction machine 1r #Is
With the subtracter 12, the primary angular frequency command value ω 1 *Karasu slip angle circumference
Wave number ωSIs calculated by subtracting. With speed adjusting means 13
Is the estimated rotational angular frequency ω of the induction machine 1.r #And switch switch
Rotation angle frequency command value ωr *'And
Therefore, the rotation speed of the induction machine 1 is adjusted.
【００１０】磁束調節手段１４は、磁束推定手段９で演
算した磁束推定値φ# と切替スイッチ２１の出力である
磁束指令値φ* ' を入力とし、その調節動作の結果とし
て磁化軸電流指令値ｉM * を出力する。電流調節手段１
５は、磁束調節手段１４から出力される磁化軸電流指令
値ｉM * 、速度調節手段１３から出力されるトルク軸電
流指令値ｉT * および符号６ａの座標変換手段１で変換
したトルク軸電流成分ｉT 、磁化軸電流成分ｉM を入力
とし、各軸の電流の調節動作の結果として磁化軸電圧指
令値ｖM * とトルク軸電圧指令値ｖT * を出力する。The magnetic flux adjusting means 14 is operated by the magnetic flux estimating means 9.
Calculated magnetic flux estimated value φ#And the output of the changeover switch 21.
Magnetic flux command value φ*'Is input and the result of the adjustment action is
Magnetizing axis current command value iM *Is output. Current adjusting means 1
5 is a magnetizing axis current command output from the magnetic flux adjusting means 14.
Value iM *, Torque output from the speed adjusting means 13
Flow command value iT *And converted by the coordinate conversion means 1 of reference numeral 6a
Torque axis current component iT, Magnetization axis current component iMEnter
And, as a result of the adjustment operation of the current of each axis,
Command vM *And torque axis voltage command value vT *Is output.
【００１１】この回転座標軸上の電圧指令値ｖM * およ
びｖT * を符号１６の座標変換手段２で固定座標軸上の
２相の電圧指令値ｖα* ，ｖβ* に変換し、２相３相変
換手段１７を介してＰＷＭインバータ２に３相分の電圧
指令値ｖu * ，ｖv * ，ｖw * を出力している。起動処
理手段１８、磁束指令切替手段１９、速度指令切替手段
２０、切替スイッチ２１，２２の動作の詳細について
は、図１５に示す動作タイミングチャ−トを参照しつ
つ、以下に説明する。A voltage command value v on this rotating coordinate axisM *And
And vT *On the fixed coordinate axis by the coordinate conversion means 2 of reference numeral 16.
Two-phase voltage command value vα*, Vβ*Converted to 2 phase 3 phase
The voltage for three phases is applied to the PWM inverter 2 via the conversion means 17.
Command value vu*, Vv*, Vw *Is being output. Booting
Processing means 18, magnetic flux command switching means 19, speed command switching means
20. Details of the operation of the changeover switches 21 and 22
Refer to the operation timing chart shown in FIG.
One will be described below.
【００１２】起動処理手段１８は、図示しない商用電源
の瞬停の検出手段よりの瞬停信号（図１５（イ））と、
外部よりの起動信号（図１５（ロ））とを入力して、Ｐ
ＷＭインバータ２を起動するとき若しくは前記商用電源
の瞬停が回復して再起動するときに、磁束指令切替手段
１９および速度指令切替手段２０に起動処理信号（図１
５（ハ））を出力する。The start-up processing means 18 receives an instantaneous blackout signal (FIG. 15 (a)) from an unillustrated commercial power supply instantaneous blackout detection means.
Input a start signal (Fig. 15 (b)) from the outside, and
When the WM inverter 2 is started up or when the commercial power source is recovered from the momentary power failure and restarted, the magnetic flux command switching means 19 and the speed command switching means 20 are processed by a start processing signal (see FIG. 1).
5 (C)) is output.
【００１３】磁束指令切替手段１９は、前記起動処理信
号が入力されＴφ秒（図１５（ニ））経過してから切替
スイッチ２１により磁束調節手段１４の磁束指令値
φ* ' を零から磁束指令値φ* に切り換える。速度指令
切替手段２０は、前記起動処理信号が入力されＴω（Ｔ
ω ＞Ｔφ）秒（図１５（ホ））経過してから切替スイ
ッチ２２により速度調節手段１４の回転角周波数指令値
ωr * ' を零から回転角周波数指令値ωr * に切り換え
る。The magnetic flux command switching means 19 causes the magnetic flux command value φ * 'of the magnetic flux adjusting means 14 to change from zero to the magnetic flux command by the changeover switch 21 after Tφ seconds (FIG. 15 (d)) after the activation processing signal is input. Switch to the value φ * . The speed command switching means 20 receives Tω (T
After ω> Tφ) seconds (FIG. 15 (E)) have elapsed, the changeover switch 22 switches the rotational angular frequency command value ω r * 'from zero to the rotational angular frequency command value ω r * .
【００１４】ＰＷＭインバータ２は、前記起動処理信号
により運転または停止状態となる。即ち、前記起動信号
が無いとき、または商用電源が瞬停中ではＰＷＭインバ
ータ２が停止状態になっている。The PWM inverter 2 is brought into an operating or stopped state according to the start processing signal. That is, the PWM inverter 2 is in a stopped state when there is no start signal or when the commercial power supply is momentarily stopped.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】上述の従来の制御方法
による誘導機を可変速制御するＰＷＭインバータの速度
センサレスベクトル制御装置では、ＰＷＭインバータを
起動するとき若しくは商用電源の瞬停が回復して再起動
するときに、まず、磁束指令値に基づいて磁化軸電流を
流すが、このときの誘導機の回転角周波数と等しい周波
数の回転磁界が発生できず、回転角周波数（回転速度）
を正しく推定できないために、該ＰＷＭインバータが過
負荷になって非常停止をする恐れがあった。In the speed sensorless vector control device of the PWM inverter for variable speed control of the induction machine according to the above-mentioned conventional control method, when the PWM inverter is started or the momentary interruption of the commercial power source is recovered, the control is resumed. When starting up, first, the magnetizing axis current is made to flow based on the magnetic flux command value, but a rotating magnetic field with a frequency equal to the rotating angular frequency of the induction machine at this time cannot be generated, and the rotating angular frequency (rotating speed)
Could not be correctly estimated, and there was a risk that the PWM inverter would become overloaded and make an emergency stop.
【００１６】また、前記再起動時と同様に、機械設備等
によっては誘導機が回転している状態でＰＷＭインバー
タを起動して速度センサレス制御をすることがあり、こ
のときも誘導機の回転角周波数と等しい周波数の回転磁
界が発生できず、回転角周波数（回転速度）を正しく推
定できないために、該誘導機が直流制動状態になる恐れ
もあった。As in the case of the restart, depending on the mechanical equipment, the PWM inverter may be started in a state where the induction machine is rotating to perform speed sensorless control. At this time, the rotation angle of the induction machine is also changed. Since a rotating magnetic field having a frequency equal to the frequency cannot be generated and the rotational angular frequency (rotational speed) cannot be correctly estimated, the induction machine may be in the DC braking state.
【００１７】従って、この発明の課題は、上述の起動も
しくは再起動する際に、回転角周波数と等しい周波数の
回転磁界を発生させ、回転角周波数（回転速度）を正し
く推定し、確実に、ＰＷＭインバータが起動もしくは再
起動できる速度センサレスベクトル制御方法を提供する
ことにある。Therefore, an object of the present invention is to generate a rotating magnetic field having a frequency equal to the rotational angular frequency at the time of starting or restarting as described above, correctly estimating the rotational angular frequency (rotational speed), and surely performing PWM. An object of the present invention is to provide a speed sensorless vector control method capable of starting or restarting an inverter.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】誘導電動機をＰＷＭイン
バータによって可変速制御すべく、誘導電動機の一次電
流および電圧を磁束ベクトルと平行な成分（磁化成分）
と、これと直交する成分（トルク成分）とに分離して、
それぞれ独立して制御する速度センサレスベクトル制御
方法において、第１の発明では、ＰＷＭインバータを起
動する場合，商用電源の瞬時停電が回復して再起動する
場合、のいずれか一方若しくは双方の場合に、ＰＷＭイ
ンバ−タから誘導電動機に供給する電流をステップ状に
変化させ、第２の発明では、ＰＷＭインバータを起動す
る場合，商用電源の瞬時停電が回復して再起動する場
合、のいずれか一方若しくは双方の場合に、磁化電流指
令値を零から予め定めた値までステップ状に変化させ、
第３の発明では、ＰＷＭインバータを起動する場合，商
用電源の瞬時停電が回復して再起動する場合、のいずれ
か一方若しくは双方の場合に、ＰＷＭインバータから誘
導電動機に雑音成分を含んだ電流を供給し、第４の発明
では、ＰＷＭインバータの制御回路内に雑音源を設け、
ＰＷＭインバータを起動する場合，商用電源の瞬時停電
が回復して再起動する場合、のいずれか一方若しくは双
方の場合に、前記雑音源から出力される疑似雑音信号
を、ＰＷＭインバータの制御信号に重畳する。[Means for Solving the Problems] In order to perform variable speed control of an induction motor by a PWM inverter, a component (magnetization component) of the primary current and voltage of the induction motor in parallel with a magnetic flux vector.
And a component (torque component) orthogonal to this,
In the speed sensorless vector control method of controlling each independently, in the first invention, in either or both of the case of starting the PWM inverter, the case of recovering from the momentary power failure of the commercial power source, and restarting, In the second aspect of the present invention, the current supplied from the PWM inverter to the induction motor is changed stepwise, and when the PWM inverter is started, when the momentary power failure of the commercial power source is recovered and restarted, or In both cases, the magnetizing current command value is changed stepwise from zero to a predetermined value,
According to the third aspect of the present invention, when the PWM inverter is started, when the commercial power source recovers from an instantaneous power failure, and when it is restarted, either or both of them, a current containing a noise component is supplied from the PWM inverter to the induction motor. In the fourth invention, a noise source is provided in the control circuit of the PWM inverter,
When the PWM inverter is started, when the commercial power supply recovers from the momentary power failure, and is restarted, a pseudo noise signal output from the noise source is superimposed on the control signal of the PWM inverter. To do.
【００１９】第５の発明では、前記第４の発明におい
て、前記疑似雑音信号を、Ｍ系列の乱数信号とする。第
６の発明では、前記第４または第５の発明において、前
記疑似雑音信号を、磁化電流指令値とトルク電流指令値
のうち少なくとも一方に重畳させる。第７の発明では、
前記第４または第５の発明において、前記疑似雑音信号
を、磁化電流検出値とトルク電流検出値のうち少なくと
も一方に重畳させる。In a fifth aspect based on the fourth aspect, the pseudo noise signal is an M-sequence random number signal. In a sixth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is superimposed on at least one of the magnetizing current command value and the torque current command value. In the seventh invention,
In the fourth or fifth aspect of the invention, the pseudo noise signal is superimposed on at least one of a magnetizing current detection value and a torque current detection value.
【００２０】第８の発明では、前記第４または第５の発
明において、前記疑似雑音信号を、回転座標上の電圧指
令である磁化軸電圧指令値とトルク軸電圧指令値のうち
少なくとも一方に重畳させる。第９の発明では、前記第
４または第５の発明において、前記疑似雑音信号を、固
定座標上の電圧指令であるα軸電圧指令値とβ軸電圧指
令値のうち少なくとも一方に重畳させる。In an eighth invention based on the fourth or fifth invention, the pseudo noise signal is superposed on at least one of a magnetization axis voltage command value and a torque axis voltage command value which are voltage commands on rotational coordinates. Let In a ninth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is superimposed on at least one of an α-axis voltage command value and a β-axis voltage command value which are voltage commands on fixed coordinates.
【００２１】第１０の発明では、前記第４または第５の
発明において、前記疑似雑音信号を、ＰＷＭインバータ
の各相の電圧指令値に重畳させる。第１１の発明では、
前記第４または第５の発明において、前記疑似雑音信号
を、磁化軸の位相指令値に重畳させる。第１２の発明で
は、前記第４または第５の発明において、前記疑似雑音
信号を、一次角周波数指令値に重畳させる。[0021] In a tenth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is superimposed on the voltage command value of each phase of the PWM inverter. In the eleventh invention,
In the fourth or fifth aspect of the invention, the pseudo noise signal is superimposed on the phase command value of the magnetization axis. In a twelfth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is superimposed on the primary angular frequency command value.
【００２２】第１３の発明では、前記第４ないし第１２
の発明において、ＰＷＭインバータの起動開始，あるい
は商用電源の瞬時停電が回復して再起動開始から、一次
角周波数指令値の絶対値が予め定めた値に達するまでの
期間、前記疑似雑音信号を重畳する。第１４の発明で
は、前記第４ないし第１２の発明において、ＰＷＭイン
バータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時停電が回復
して再起動開始から、回転速度推定値の絶対値が予め定
めた値に達するまでの期間、前記疑似雑音信号を重畳す
る。In a thirteenth invention, the fourth to twelfth aspects are provided.
In the invention, the pseudo noise signal is superposed during the period from the start of the PWM inverter start or the restart of the commercial power source after the instantaneous power failure is recovered until the absolute value of the primary angular frequency command value reaches a predetermined value. To do. In a fourteenth invention, in the fourth to twelfth inventions, the absolute value of the rotation speed estimated value becomes a predetermined value from the start of the PWM inverter start or the restart after the momentary power failure of the commercial power source is recovered. The pseudo-noise signal is superposed for the period until reaching.
【００２３】第１５の発明では、前記第４ないし第１２
の発明において、ＰＷＭインバータの起動開始，あるい
は商用電源の瞬時停電が回復して再起動開始から、一次
角周波数指令値の変化率が予め定めた値以下になるまで
の期間、前記疑似雑音信号を重畳する。第１６の発明で
は、前記第４ないし第１２の発明において、ＰＷＭイン
バータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時停電が回復
して再起動開始から、回転速度推定値の変化率が予め定
めた値以下になるまでの期間、前記疑似雑音信号を重畳
する。In the fifteenth invention, the fourth to twelfth aspects are provided.
In the invention described above, the pseudo noise signal is output during the period from the start of the PWM inverter start or the restart of the commercial power supply after the momentary power failure is recovered until the rate of change of the primary angular frequency command value becomes a predetermined value or less. Superimpose. In a sixteenth invention, in the fourth to twelfth inventions, the rate of change of the rotation speed estimated value is equal to or less than a predetermined value from the start of the PWM inverter start or the restart of the commercial power supply after the instantaneous power failure is recovered. The pseudo noise signal is superposed for a period of time until.
【００２４】[0024]
【作用】角周波数ωr で回転している誘導機の基礎方程
式は、固定座標軸（α、β軸）上で表現すると、式
（５）で表される。The basic equation of the induction machine rotating at the angular frequency ω r is expressed by equation (5) when expressed on the fixed coordinate axes (α, β axes).
【００２５】[0025]
【数５】 ｅα＝ ｓφα ……（５−１） ｅβ＝ ｓφβ ……（５−２） ０＝−Ｒ2'ｉα＋（ｓ＋１／Ｔ2 ）φα＋ωr φβ ……（５−３） ０＝−Ｒ2'ｉβ−ωr φα＋（ｓ＋１／Ｔ2 ）φβ ……（５−４） 式（５）において、ｅα、ｅβは誘起電圧のα、β軸成
分、ｉα、ｉβは一次側電流のα、β軸成分、φα、φ
βは磁束のα、β軸成分である。また、Ｒ2'は二次抵抗
の一次側換算値、Ｔ2 は二次側時定数、ｓはラプラス変
換の微分演算子である。[Number 5] eα = sφα ...... (5-1) eβ = sφβ ...... (5-2) 0 = -R 2 'iα + (s + 1 / T 2) φα + ω r φβ ...... (5-3) 0 = - R 2 'iβ-ω r φα + (s + 1 / T 2 ) φβ (5-4) In equation (5), eα and eβ are the α and β axis components of the induced voltage, and iα and iβ are the primary side current α. , Β axis component, φα, φ
β is the α and β axis components of the magnetic flux. Further, R 2 'is a primary-side converted value of the secondary resistance, T 2 is a secondary-side time constant, and s is a Laplace transform differential operator.
【００２６】式（５）をブロック図化すると、図１６に
示すようになる。図１６より、φα、φβは、それぞれ
式（６）、式（７）で表すことができる。A block diagram of the equation (5) is shown in FIG. From FIG. 16, φα and φβ can be expressed by equations (6) and (7), respectively.
【００２７】[0027]
【数６】 (Equation 6)
【００２８】[0028]
【数７】 通常運転時では（１／Ｔ2 ）2 ≪（ωr ）2 が成立する
ので、角周波数ωr で回転している誘導機の磁束の共振
周波数はωr である。即ち、角周波数ωr で回転してい
る誘導機にωr の周波数成分を含む電流を供給すれば、
周波数がωr である回転磁界（磁束）を発生させること
ができる。(Equation 7) Since (1 / T 2 ) 2 << (ω r ) 2 holds during normal operation, the resonance frequency of the magnetic flux of the induction machine rotating at the angular frequency ω r is ω r . That is, if an electric current including the frequency component of ω r is supplied to the induction machine rotating at the angular frequency ω r ,
A rotating magnetic field (magnetic flux) with a frequency of ω r can be generated.
【００２９】周波数がωr である回転磁界が発生したと
き、ωr で回転する回転座標軸（ｄ，ｑ軸）上における
誘起電圧（ｅd ，ｅq ）と回転磁界（磁束φd ，φq ）
には式（８）の関係がある。When a rotating magnetic field having a frequency of ω r is generated, induced voltages ( ed , e q ) and rotating magnetic fields (magnetic fluxes φ d , φ q ) on the rotating coordinate axes (d, q axes) that rotate at ω r are generated. )
Has the relationship of equation (8).
【００３０】[0030]
【数８】 ｅd ＝ −ωr φq ……（８−１） ｅq ＝ ωr φd ……（８−２） ベクトル制御ではｄ軸を磁化軸（Ｍ軸）に合わせるの
で、各軸の磁束は式（９）、式（１０）のとおりとな
る。[Equation 8] Since the match in e d = -ω r φ q ...... (8-1) e q = ω r φ d ...... (8-2) magnetization axis of the d-axis is a vector control (M axis), each The magnetic flux of the shaft is given by equations (9) and (10).
【００３１】[0031]
【数９】 φT ＝φq ＝０ ……（９）[Equation 9] φ T = φ q = 0 (9)
【００３２】[0032]
【数１０】 φM ＝φd ＝φ ……（１０） また、式（８）、式（１０）から、式（１１）を導くこ
とができる。[Formula 10] φ M = φ d = φ (10) Further, the equation (11) can be derived from the equations (8) and (10).
【００３３】[0033]
【数１１】 ｅT ＝ωr ・ φ ……（１１） 一方、従来例における一次角周波数指令値ω1 * は、式
（３）のフィルタ項を無視すると、式（１２）で表すこ
とができる。[Equation 11] e T = ω r · φ (11) On the other hand, the primary angular frequency command value ω 1 * in the conventional example can be expressed by Expression (12) when the filter term of Expression (3) is ignored. it can.
【００３４】[0034]
【数１２】 ω1 * ＝ｅT ／φ# ……（１２） 式（１２）において、φ# は磁束推定手段で推定した磁
束推定値、ｅT は誘起電圧演算手段で演算した誘起電圧
トルク軸成分である。即ち、先述のＰＷＭインバータの
起動若しくは再起動時に、回転している誘導機の角周波
数ωr と等しい周波数成分を含む電流を誘導機に供給し
て回転磁界（磁束）と誘起電圧を発生させれば、従来例
どおりに一次角周波数指令値ω1 * を演算して磁化電流
を供給することで誘導機の回転角周波数と等しい周波数
の回転磁界（磁束）および誘起電圧の発生を持続させる
ことができる。そして、このときの一次角周波数指令値
ω1 * は誘導機の回転角周波数ωr に等しくなっている
ので、一次角周波数指令値ω1 * から回転速度を正しく
推定できる。[Equation 12] ω 1 * = e T / φ # (12) In the equation (12), φ # is the estimated magnetic flux value estimated by the magnetic flux estimation means, and e T is the induced voltage torque calculated by the induced voltage calculation means. It is the axial component. That is, when the PWM inverter described above is started or restarted, a current containing a frequency component equal to the angular frequency ω r of the rotating induction machine is supplied to the induction machine to generate the rotating magnetic field (magnetic flux) and the induced voltage. For example, by calculating the primary angular frequency command value ω 1 * and supplying the magnetizing current as in the conventional example, it is possible to maintain the generation of the rotating magnetic field (magnetic flux) and the induced voltage of the same frequency as the rotating angular frequency of the induction machine. it can. Since the primary angular frequency command value ω 1 * at this time is equal to the rotational angular frequency ω r of the induction machine, the rotational speed can be correctly estimated from the primary angular frequency command value ω 1 * .
【００３５】以下に、この発明の具体的な作用について
説明する。第１の発明においては、ＰＷＭインバータか
ら誘導機に供給する電流をステップ状に変化させてい
る。ここで、ステップ信号をラプラス変換すると、式
（１３）のとおりとなる。また、式（１３）より式（１
４）が容易に導出できる。The specific operation of the present invention will be described below. In the first aspect of the invention, the current supplied from the PWM inverter to the induction machine is changed stepwise. Here, the Laplace transform of the step signal is as shown in Expression (13). Also, from equation (13), equation (1
4) can be easily derived.
【００３６】[0036]
【数１３】 Ｆ（ｓ）＝１／ｓ ……（１３）F (s) = 1 / s (13)
【００３７】[0037]
【数１４】 ｜Ｆ（ω）｜＝１／ω ……（１４） 式（１４）は、ステップ信号には、周波数成分の大きさ
は高周波になるにつれて減衰する、任意の周波数成分を
有していることを示している。即ち、起動もしくは再起
動時にＰＷＭインバータの電流をステップ状に変化させ
ることで、任意周波数成分を含む電流を誘導機に供給し
て、該誘導機の回転角周波数と等しい回転磁界と誘起電
圧を発生させ、誘導機の回転速度を正しく推定すること
により、確実にＰＷＭインバータが起動もしくは再起動
をする。[Equation 14] | F (ω) | = 1 / ω (14) In the equation (14), the step signal has an arbitrary frequency component that is attenuated as the frequency component becomes higher in frequency. It indicates that That is, by changing the current of the PWM inverter in steps at the time of starting or restarting, a current including an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine to generate a rotating magnetic field and an induced voltage equal to the rotation angular frequency of the induction machine. By correctly estimating the rotation speed of the induction machine, the PWM inverter is surely started or restarted.
【００３８】第２の発明においては、起動もしくは再起
動時に磁化電流指令値をステップ状に変化させることに
より、誘導機に供給する電流をステップ状に変化させる
ことができ、前述の第１の発明の作用が得られる。第３
の発明においては、ＰＷＭインバータの出力電流に含ま
れる雑音成分は、不規則な時間間隔で発生する成分であ
る。従って、この雑音成分には、低周波領域から高周波
領域にいたるまで様々な周波数成分が含まれている。In the second invention, the current supplied to the induction machine can be changed stepwise by changing the magnetizing current command value stepwise at the time of starting or restarting. Is obtained. Third
In the invention, the noise component included in the output current of the PWM inverter is a component generated at irregular time intervals. Therefore, this noise component includes various frequency components from the low frequency region to the high frequency region.
【００３９】すなわち、起動もしくは再起動時にＰＷＭ
インバータの電流に雑音成分を含ませることで、任意の
周波数成分を含む電流を誘導機に供給することができ、
誘導機の回転角周波数と等しい回転磁界と誘起電圧を発
生させ、誘導機の回転速度を正しく推定することによ
り、確実にＰＷＭインバータが起動もしくは再起動をす
る。That is, PWM is used at the time of starting or restarting.
By including a noise component in the current of the inverter, it is possible to supply a current containing an arbitrary frequency component to the induction machine,
By generating the rotating magnetic field and the induced voltage that are equal to the rotation angular frequency of the induction machine and correctly estimating the rotation speed of the induction machine, the PWM inverter is surely started or restarted.
【００４０】第４の発明においては、ＰＷＭインバータ
の制御回路内に疑似雑音信号を発生させる雑音源を設
け、この疑似雑音信号を該制御回路内の制御信号に重畳
させて該ＰＷＭインバータの出力電流に雑音成分を含ま
せることで、前述の第３の発明の作用が得られる。第５
の発明では、前記第４の発明において、前記疑似雑音信
号をＭ系列の乱数信号とする。このＭ系列については、
例えば「計測と制御」，第２０巻，２号，pp．４２〜５
０（昭．５６）に説明されている。すなわちＭ系列の乱
数信号は、簡単な規則によって作られる信号であり、発
生手段も容易である。しかも、不規則な時間間隔で発生
する信号である。In the fourth invention, a noise source for generating a pseudo noise signal is provided in the control circuit of the PWM inverter, and the pseudo noise signal is superimposed on the control signal in the control circuit to output the output current of the PWM inverter. By including a noise component in, the effect of the third invention described above can be obtained. Fifth
In the above invention, in the fourth invention, the pseudo noise signal is an M-sequence random number signal. For this M series,
For example, “Measurement and Control”, Volume 20, No. 2, pp. 42-5
0 (sho. 56). That is, the M-series random number signal is a signal produced by a simple rule, and the generating means is easy. Moreover, the signals are generated at irregular time intervals.
【００４１】第６の発明では、前記第４または第５の発
明において、前記疑似雑音信号を磁化電流指令値とトル
ク電流指令値のうち少なくとも一方に重畳させること
で、誘導機に供給する電流に雑音成分が含まれ、前記第
３の発明の作用が得られる。第７の発明では、前記第４
または第５の発明において、前記疑似雑音信号を磁化電
流検出値とトルク電流検出値のうち少なくとも一方に重
畳させることで、誘導機に供給する電流に雑音成分が含
まれ、前記第３の発明の作用が得られる。In a sixth aspect based on the fourth or fifth aspect, by superimposing the pseudo noise signal on at least one of the magnetizing current command value and the torque current command value, the current supplied to the induction machine is changed. A noise component is included, and the effect of the third invention is obtained. In the seventh invention, the fourth invention
Alternatively, in the fifth invention, by superimposing the pseudo noise signal on at least one of the magnetizing current detection value and the torque current detection value, a noise component is included in the current supplied to the induction machine. The action is obtained.
【００４２】第８の発明では、前記第４または第５の発
明において、前記疑似雑音信号を回転座標上の電圧指令
である磁化電圧指令値とトルク軸電圧指令値のうち少な
くとも一方に重畳させることで、誘導機に供給する電流
に雑音成分が含まれ、前記第３の発明の作用が得られ
る。第９の発明では、前記第４または第５の発明におい
て、前記疑似雑音信号を固定座標上の電圧指令であるα
軸電圧指令値とβ軸成分電圧指令値のうち少なくとも一
方に重畳させることで、誘導機に供給する電流に雑音成
分が含まれ、前記第３の発明の作用が得られる。In an eighth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is superposed on at least one of a magnetizing voltage command value and a torque axis voltage command value which are voltage commands on rotational coordinates. Thus, the current supplied to the induction machine contains a noise component, and the effect of the third invention is obtained. In a ninth aspect based on the fourth or fifth aspect, the pseudo noise signal is a voltage command α on a fixed coordinate.
By superimposing it on at least one of the axial voltage command value and the β-axis component voltage command value, the current component supplied to the induction machine includes a noise component, and the effect of the third invention is obtained.
【００４３】第１０の発明では、前記第４または第５の
発明において、前記疑似雑音信号をＰＷＭインバータへ
の各相の電圧指令値に重畳させることで、誘導機に供給
する電流に雑音成分が含まれ、前記第３の発明の作用が
得られる。第１１の発明では、前記第４または第５の発
明において、前記疑似雑音信号を磁化軸の位相指令値に
に重畳させることで、誘導機に供給する電流に雑音成分
が含まれ、前記第３の発明の作用が得られる。In a tenth aspect of the invention, in the fourth or fifth aspect of the invention, the pseudo noise signal is superimposed on the voltage command value of each phase to the PWM inverter, so that a noise component is added to the current supplied to the induction machine. By this, the action of the third invention can be obtained. In an eleventh aspect based on the fourth or fifth aspect, by superimposing the pseudo noise signal on a phase command value of a magnetization axis, a current component supplied to an induction machine includes a noise component. The effect of the invention can be obtained.
【００４４】第１２の発明では、前記第４または第５の
発明において、前記疑似雑音信号を一次角周波数指令値
に重畳させることで、誘導機に供給する電流に雑音成分
が含まれ、前記第３の発明の作用が得られる。第１３の
発明においては、起動もしくは再起動時の一次角周波数
指令値の初期値は零、つまり誘導機の回転速度の推定値
の初期値は零である。そして、電流に雑音成分を含ませ
ることで誘導機の角周波数と等しい回転磁界（磁束）と
誘起電圧が発生でき、演算した一次角周波数指令値は、
誘導機の回転角周波数と等しくなる。In a twelfth aspect based on the fourth or fifth aspect, by superimposing the pseudo noise signal on the primary angular frequency command value, the current supplied to the induction machine includes a noise component, The effect of the invention of No. 3 is obtained. In the thirteenth invention, the initial value of the primary angular frequency command value at the time of starting or restarting is zero, that is, the initial value of the estimated value of the rotational speed of the induction machine is zero. Then, by including a noise component in the current, a rotating magnetic field (magnetic flux) equal to the angular frequency of the induction machine and an induced voltage can be generated, and the calculated primary angular frequency command value is
It becomes equal to the rotational angular frequency of the induction machine.
【００４５】従って、一次角周波数指令値推定値は、零
か誘導機の回転角周波数のいずれかの値となる。即ち、
前記第４ないし第１２の発明における疑似雑音信号を重
畳する期間を一次角周波数指令値の絶対値が予め定めた
値に達するまでの期間とすることで、誘導機のベクトル
制御にとって不必要な疑似雑音信号を重畳する期間、即
ち、疑似雑音信号の重畳によって発生するトルク電流の
不要な成分を出力する期間を必要最小限に抑えられる。Therefore, the estimated primary angular frequency command value is either zero or the rotational angular frequency of the induction machine. That is,
By making the period for superimposing the pseudo noise signal in the fourth to twelfth invention a period until the absolute value of the primary angular frequency command value reaches a predetermined value, a pseudo noise unnecessary for vector control of the induction machine is obtained. The period during which the noise signal is superimposed, that is, the period during which an unnecessary component of the torque current generated by superimposing the pseudo noise signal is output, can be suppressed to the necessary minimum.
【００４６】第１４の発明においては、起動もしくは再
起動時の一次角周波数指令値の初期値は零、つまり誘導
機の回転速度の推定値の初期値は零である。そして、電
流に雑音成分を含ませることで誘導機の角周波数と等し
い回転磁界（磁束）と誘起電圧が発生でき、演算した一
次角周波数指令値は、誘導機の回転角周波数と等しくな
る。In the fourteenth invention, the initial value of the primary angular frequency command value at the time of starting or restarting is zero, that is, the initial value of the estimated value of the rotational speed of the induction machine is zero. By including a noise component in the current, a rotating magnetic field (magnetic flux) and an induced voltage equal to the angular frequency of the induction machine can be generated, and the calculated primary angular frequency command value becomes equal to the rotation angular frequency of the induction machine.
【００４７】従って、回転角周波数の推定値は、零か誘
導機の回転角周波数のいずれかの値となる。即ち、前記
第４ないし第１２の発明における疑似雑音信号を重畳す
る期間を回転角周波数（回転速度）の推定値の絶対値が
予め定めた値に達するまでの期間とすることで、誘導機
のベクトル制御にとって不必要な疑似雑音信号を重畳す
る期間、即ち、疑似雑音信号の重畳によって発生するト
ルク電流の不要な成分を出力する期間を必要最小限に抑
えられる。Therefore, the estimated value of the rotational angular frequency is either zero or the rotational angular frequency of the induction machine. That is, by setting the period for superimposing the pseudo noise signal in the fourth to twelfth inventions as the period until the absolute value of the estimated value of the rotational angular frequency (rotational speed) reaches a predetermined value, A period in which a pseudo noise signal unnecessary for vector control is superimposed, that is, a period in which an unnecessary component of the torque current generated by superimposing the pseudo noise signal is output can be suppressed to a necessary minimum.
【００４８】第１５の発明においては、前記第４ないし
第１２の発明における疑似雑音信号を重畳する期間を、
ＰＷＭインバータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時
停電が回復して再起動開始から、一次周波数指令値の変
化率が予め定めた値に達するまでとすることで、前記第
１３の発明と同じ作用が得られる。第１６の発明におい
ては、前記第４ないし第１２の発明における疑似雑音信
号を重畳する期間を、ＰＷＭインバータの起動開始，あ
るいは商用電源の瞬時停電が回復して再起動開始から、
回転速度推定値の絶対値が予め定めた値に達するまでと
することで、前記第１４の発明と同じ作用が得られる。In the fifteenth invention, the period for superimposing the pseudo noise signal in the fourth to twelfth invention is
The same operation as the thirteenth aspect of the invention is achieved by starting the PWM inverter or restarting after the commercial power supply recovers from an instantaneous power failure until the rate of change of the primary frequency command value reaches a predetermined value. can get. In a sixteenth invention, during the period in which the pseudo noise signal according to the fourth to twelfth inventions is superposed, the start of the PWM inverter is started, or the momentary power failure of the commercial power source is recovered, and the restart is started.
By setting the absolute value of the rotation speed estimated value to reach a predetermined value, the same effect as that of the fourteenth invention can be obtained.
【００４９】[0049]
【実施例】以下に記載するこの発明の実施例において、
図１４の従来例と同一機能を有するものには同一符号を
付して説明を省略し、図１４と異なる機能のものを中心
に説明する。図１は、この発明の制御方法による第１の
実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベクト
ル制御装置のブロック構成図である。EXAMPLES In the examples of the present invention described below,
Components having the same functions as those of the conventional example shown in FIG. 14 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. 1 is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a first embodiment according to the control method of the present invention.
【００５０】図１においては、磁束調節手段１４と電流
調節手段１５との間に切替スイッチ２５を設け、この切
替スイッチ２５を切り替えるために磁化電流指令切替手
段２４を設けている。磁化電流指令切替手段２４の動作
を、図２に示す動作タイミングチャートを参照しつつ、
以下に説明する。In FIG. 1, a changeover switch 25 is provided between the magnetic flux adjusting means 14 and the current adjusting means 15, and a magnetizing current command changing means 24 is provided for changing over the changeover switch 25. The operation of the magnetizing current command switching means 24 will be described with reference to the operation timing chart shown in FIG.
This will be described below.
【００５１】即ち、磁束指令切替手段１９の動作出力
（図２（イ））が磁化電流切替手段２４に入力される
と、磁化電流切替手段２４は、Ｔ1 秒（図２（ロ））経
過してから切替スイッチ２５により電流調節手段１５の
電流指令値ｉM * ' を零からｉM * に切り換えることで
（図２（ハ））、起動もしくは再起動時にＰＷＭインバ
ータ２の電流をステップ状に変化させ、任意の周波数成
分を含む電流を誘導機１に供給する。That is, the operation output of the magnetic flux command switching means 19
(FIG. 2A) is input to the magnetizing current switching means 24.
And the magnetizing current switching means 241Seconds (Fig. 2 (b))
After passing, the change-over switch 25
Current command value iM *'From zero to iM *By switching to
(Fig. 2 (c)), PWM invert at start or restart
The current of the data 2 is changed stepwise to generate an arbitrary frequency.
A current including a minute is supplied to the induction machine 1.
【００５２】図３は、この発明の制御方法による第２の
実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベクト
ル制御装置のブロック構成図である。図３においては、
単パルス発生手段２７と符号２８の疑似雑音信号発生手
段１とを設け、さらに、符号２８の疑似雑音信号発生手
段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とトルク電流指
令値ｉT * とに加算するための加算器２９ａ、２９ｂを
設けている。FIG. 3 is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a second embodiment according to the control method of the present invention. In FIG.
The single pulse generating means 27 and the pseudo noise signal generating means 1 of reference numeral 28 are provided, and the output signals of the pseudo noise signal generating means 1 of reference numeral 28 are used as the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * . Are provided with adders 29a and 29b.
【００５３】単パルス発生手段２７と符号２８の疑似雑
音信号発生手段１の動作を、図４に示す動作タイミング
チャートを参照しつつ、以下に説明する。即ち、磁束指
令切替手段１９の動作出力（図４（イ））が単パルス発
生手段２７に入力されると、単パルス発生手段２７はパ
ルス幅Ｔ2 秒（図４（ロ））の信号を発生し、このＴ2
秒間、符号２８の疑似雑音信号発生手段１は疑似雑音信
号（図４（ハ））を出力し、加算器２９ａ、２９ｂによ
り磁化電流指令値ｉM * とトルク電流指令値ｉT * とに
それぞれ加算することで、起動もしくは再起動時にＰＷ
Ｍインバータ２の電流に雑音成分を含ませることがで
き、任意の周波数成分を含む電流を誘導機１に供給す
る。尚、図３に示した実施例では、前記疑似雑音信号を
磁化電流指令値ｉM * とトルク電流指令値ｉT * とにそ
れぞれ加算しているが、いずれか一方のみに該疑似雑音
信号を加算しても、ＰＷＭインバータ２の電流に雑音成
分を含ませることができる。The operation of the single pulse generating means 27 and the pseudo noise signal generating means 1 of reference numeral 28 will be described below with reference to the operation timing chart shown in FIG. That is, when the operation output of the magnetic flux command switching means 19 (FIG. 4A) is input to the single pulse generating means 27, the single pulse generating means 27 outputs a signal having a pulse width T 2 seconds (FIG. 4B). Occurs and this T 2
For a second, the pseudo noise signal generating means 1 of reference numeral 28 outputs a pseudo noise signal (FIG. 4C), and the adders 29a and 29b generate the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * , respectively. By adding, PW at startup or restart
A noise component can be included in the current of the M inverter 2, and a current including an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine 1. Although the pseudo noise signal is added to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * in the embodiment shown in FIG. 3, the pseudo noise signal is added to only one of them. Even if they are added, the noise component can be included in the current of the PWM inverter 2.
【００５４】図５は、この発明の制御方法による第３の
実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベクト
ル制御装置のブロック構成図である。図５においては、
磁束指令切替手段１９の出力と回転角周波数推定値ωr
# とを入力とする符号３０の疑似雑音信号発生手段２を
設けている。符号３０の疑似雑音信号発生手段２は、磁
束指令切替手段１９が動作して、回転角周波数推定値ω
r # の絶対値が一定値以上になるまで疑似雑音信号を出
力し、加算器２９ａ、２９ｂにより磁化電流指令値ｉM
* とトルク電流指令値ｉT * とにそれぞれ加算すること
で、起動もしくは再起動時に誘導機１の回転速度が正し
く推定できるまで、ＰＷＭインバータ２の電流に雑音成
分を含ませることができ、任意の周波数成分を含む電流
を誘導機１に供給することができる。尚、図５に示した
実施例では、前記疑似雑音信号を磁化電流指令値ｉM *
とトルク電流指令値ｉT * とにそれぞれ加算している
が、いずれか一方のみに該疑似雑音信号を加算しても、
ＰＷＭインバータ２の電流に雑音成分を含ませることが
できる。FIG. 5 is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a third embodiment according to the control method of the present invention. In FIG.
Output of magnetic flux command switching means 19 and rotation angular frequency estimated value ω r
There is provided a pseudo noise signal generating means 2 designated by reference numeral 30 which receives # and # . In the pseudo noise signal generating means 2 of reference numeral 30, the magnetic flux command switching means 19 operates and the rotational angular frequency estimated value ω
A pseudo noise signal is output until the absolute value of r # exceeds a certain value, and the magnetizing current command value i M is added by the adders 29a and 29b.
By adding * and the torque current command value i T * respectively, it is possible to include the noise component in the current of the PWM inverter 2 until the rotation speed of the induction machine 1 can be correctly estimated at the time of startup or restart, and it is possible to arbitrarily It is possible to supply the induction machine 1 with a current including the frequency component of. In the embodiment shown in FIG. 5, the pseudo noise signal is converted into the magnetizing current command value i M *.
And the torque current command value i T * are respectively added, but even if the pseudo noise signal is added to only one of them,
A noise component can be included in the current of the PWM inverter 2.
【００５５】また、図５に示した実施例では、符号３０
の疑似雑音信号発生手段２に回転角周波数推定値ωr #
を入力しているが、回転角周波数推定値ωr # の代わり
に一次角周波数指令値ω1 * あるいは回転角周波数推定
値ωr # を誘導機１の極対数で除算することで求まる回
転速度推定値を入力してもよい。図６は、この発明の制
御方法による第４の実施例を示すＰＷＭインバータの速
度センサレスベクトル制御装置のブロック構成図であ
る。Further, in the embodiment shown in FIG. 5, reference numeral 30
To the pseudo noise signal generation means 2 of the rotation angular frequency estimated value ω r #
However, instead of the rotational angular frequency estimated value ω r # , the primary angular frequency command value ω 1 * or the rotational angular frequency estimated value ω r # is divided by the number of pole pairs of the induction machine 1 to obtain the rotational speed. You may enter the estimated value. FIG. 6 is a block configuration diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a fourth embodiment according to the control method of the present invention.
【００５６】図６においては、図５に示した第３の実施
例の符号３０の疑似雑音信号発生手段２の代わりに符号
３１の疑似雑音信号発生手段３を設けている。符号３１
の疑似雑音信号発生手段３は、磁束指令切替手段１９の
出力が変化してから、回転角周波数推定値ωr # の一定
時間内の変化量が一定値以下になるまで疑似雑音信号を
出力するものであり、加算器２９ａ、２９ｂにより磁化
電流指令値ｉM * とトルク電流指令値ｉT * とにそれぞ
れ加算することで、起動若しくは再起動時に誘導機１の
回転速度が正しく推定できるまで、ＰＷＭインバータ２
の電流に雑音成分を含ませる。尚、図６に示した実施例
では、前記疑似雑音信号を磁化電流指令値ｉM * とトル
ク電流指令値ｉT * とにそれぞれ加算しているが、いず
れか一方のみに該疑似雑音信号を加算しても、ＰＷＭイ
ンバータ２の電流に雑音成分を含ませることができる。In FIG. 6, a pseudo noise signal generating means 3 of reference numeral 31 is provided in place of the pseudo noise signal generating means 2 of reference numeral 30 of the third embodiment shown in FIG. Reference numeral 31
The pseudo noise signal generation means 3 outputs the pseudo noise signal until the amount of change of the rotational angular frequency estimated value ω r # within a fixed time becomes equal to or less than a fixed value after the output of the magnetic flux command switching means 19 changes. Therefore, by adding the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * by the adders 29a and 29b, respectively, until the rotational speed of the induction machine 1 can be correctly estimated at the time of starting or restarting, PWM inverter 2
The noise component is included in the current of. In the embodiment shown in FIG. 6, the pseudo noise signal is added to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * , but the pseudo noise signal is added to only one of them. Even if they are added, the noise component can be included in the current of the PWM inverter 2.
【００５７】また、図６に示した実施例では、符号３１
の疑似雑音信号発生手段３に回転角周波数推定値ωr #
を入力しているが、回転角周波数推定値ωr # の代わり
に一次角周波数指令値ω1 * あるいは回転角周波数推定
値ωr # を誘導機１の極対数で除算することで求まる回
転速度推定値を入力してもよい。図７は、この発明の制
御方法による第５の実施例を示すＰＷＭインバータの速
度センサレスベクトル制御装置のブロック構成図であ
る。Further, in the embodiment shown in FIG. 6, reference numeral 31
To the pseudo noise signal generating means 3 of the rotation angular frequency estimated value ω r #
However, instead of the rotational angular frequency estimated value ω r # , the primary angular frequency command value ω 1 * or the rotational angular frequency estimated value ω r # is divided by the number of pole pairs of the induction machine 1 to obtain the rotational speed. You may enter the estimated value. FIG. 7 is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a fifth embodiment according to the control method of the present invention.
【００５８】図７においては、図６に示した第４の実施
例の符号３１の疑似雑音信号発生手段３の代わりにＭ系
列乱数信号発生手段３２を設けたこと以外は、第４の実
施例と同じであるので、この実施例の動作の説明は、こ
こでは省略する。図８は、この発明の制御方法による第
６の実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベ
クトル制御装置のブロック構成図である。In FIG. 7, the fourth embodiment is different from the fourth embodiment except that the pseudo-noise signal generating means 3 of the fourth embodiment shown in FIG. 6 is replaced with an M-sequence random number signal generating means 32. The description of the operation of this embodiment is omitted here. FIG. 8 is a block configuration diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a sixth embodiment according to the control method of the present invention.
【００５９】図８においては、図３に示した第２の実施
例の符号２８の疑似雑音信号発生手段１の出力信号を磁
化電流指令値ｉM * とトルク電流指令値ｉT * とに加算
する代わりに、加算器３３ａ，３３ｂにより磁化電流検
出値ｉM とトルク電流検出値ｉT とに加算することで、
起動もしくは再起動時にＰＷＭインバータ２の電流に雑
音成分を含ませることができ、任意の周波数成分を含む
電流を誘導機１に供給する。尚、図８に示した実施例で
は、前記疑似雑音信号を磁化電流検出値ｉM とトルク電
流検出値ｉT とにそれぞれ加算しているが、いずれか一
方のみに該疑似雑音信号を加算しても、ＰＷＭインバー
タ２の電流に雑音成分を含ませることができる。In FIG. 8, the output signal of the pseudo noise signal generating means 1 designated by the reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG. 3 is added to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T *. Instead of doing so, by adding the magnetizing current detection value i M and the torque current detection value i T by the adders 33a and 33b,
A noise component can be included in the current of the PWM inverter 2 at the time of starting or restarting, and a current containing an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine 1. Although the pseudo noise signal is added to the magnetizing current detection value i M and the torque current detection value i T in the embodiment shown in FIG. 8, the pseudo noise signal is added to only one of them. However, the current of the PWM inverter 2 can include a noise component.
【００６０】図９は、この発明の制御方法による第７の
実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベクト
ル制御装置のブロック構成図である。図９においては、
図３に示した第２の実施例の符号２８の疑似雑音信号発
生手段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とトルク電
流指令値ｉT * とに加算する代わりに、加算器３４ａ，
３４ｂにより磁化軸電圧指令値ｖM * とトルク軸電圧指
令値ｖT * とに加算することで、起動もしくは再起動時
にＰＷＭインバータ２の電流に雑音成分を含ませること
ができ、任意の周波数成分を含む電流を誘導機１に供給
する。尚、図９に示した実施例では、疑似雑音信号を磁
化軸電圧指令値ｖM * とトルク軸電圧指令値ｖT * とに
それぞれ加算しているが、いずれか一方のみに該疑似雑
音信号を加算しても、ＰＷＭインバータ２の電流に雑音
成分を含ませることができる。FIG. 9 is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing a seventh embodiment according to the control method of the present invention. In FIG.
Instead of adding the output signal of the pseudo noise signal generating means 1 of reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG. 3 to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T * , an adder 34a,
By adding the magnetizing axis voltage command value v M * and the torque axis voltage command value v T * by 34b, it is possible to include a noise component in the current of the PWM inverter 2 at the time of starting or restarting, and an arbitrary frequency component. Is supplied to the induction machine 1. In the embodiment shown in FIG. 9, the pseudo noise signal is added to the magnetizing axis voltage command value v M * and the torque axis voltage command value v T * , but the pseudo noise signal is added to only one of them. Even if is added, the noise component can be included in the current of the PWM inverter 2.
【００６１】図１０は、この発明の制御方法による第８
の実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベク
トル制御装置のブロック構成図である。図１０において
は、図３に示した第２の実施例の符号２８の疑似雑音信
号発生手段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とトル
ク電流指令値ｉT * とに加算する代わりに、加算器３５
ａ，３５ｂにより固定座標上の２相の電圧指令値ｖ
α*、ｖβ* に加算することで、起動もしくは再起動時
にＰＷＭインバータ２の電流に雑音成分を含ませること
ができ、任意の周波数成分を含む電流を誘導機１に供給
する。尚、図９に示した実施例では、疑似雑音信号をｖ
βS * ，ｖαS * の双方に加算しているが、いずれか一
方のみに該疑似雑音信号を加算しても、ＰＷＭインバー
タ２の電流に雑音成分を含ませることができる。FIG. 10 shows an eighth control method according to the present invention.
2 is a block configuration diagram of a speed sensorless vector control device of a PWM inverter showing the embodiment of FIG. In FIG. 10, instead of adding the output signal of the pseudo noise signal generating means 1 of the reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG. 3 to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T *. , Adder 35
a, 35b, two-phase voltage command value v on fixed coordinates
By adding to α * and vβ * , a noise component can be included in the current of the PWM inverter 2 at the time of starting or restarting, and a current including an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine 1. In the embodiment shown in FIG. 9, the pseudo noise signal is
Although it is added to both β S * and v α S * , the noise component can be included in the current of the PWM inverter 2 even if the pseudo noise signal is added to only one of them.
【００６２】図１１は、この発明の制御方法による第９
の実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベク
トル制御装置のブロック構成図である。図１１において
は、図３に示した第２の実施例の符号２８の疑似雑音信
号発生手段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とトル
ク電流指令値ｉT * とに加算する代わりに、加算器３６
ａ，３６ｂ，３６ｃにより３相の電圧指令値ｖU * , ｖ
V * , ｖW * に加算することで、起動もしくは再起動時
にＰＷＭインバータ２の電流に雑音成分を含ませること
ができ、任意の周波数成分を含む電流を誘導機１に供給
する。FIG. 11 shows a ninth control method according to the present invention.
Example of PWM inverter speed sensor-less vector
FIG. 3 is a block configuration diagram of a torle control device. In FIG.
Is the pseudo noise signal of the reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG.
Of the output signal of the signal generation means 1 to the magnetizing current command value iM *And Toru
Current command value iT *Instead of adding to and, adder 36
a, 36b, 36c, three-phase voltage command value vU * ,v
V *, vW *When you start or restart by adding
To include a noise component in the current of the PWM inverter 2
And can supply current containing arbitrary frequency component to induction machine 1.
I do.
【００６３】図１２は、この発明の制御方法による第１
０の実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベ
クトル制御装置のブロック構成図である。図１２におい
ては、図３に示した第２の実施例の符号２８の疑似雑音
信号発生手段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とト
ルク電流指令値ｉT * とに加算する代わりに、加算器３
７により磁化軸位相指令値θ* に加算することで、起動
もしくは再起動時にＰＷＭインバータ２の電流に雑音成
分を含ませることができ、任意の周波数成分を含む電流
を誘導機１に供給する。FIG. 12 shows a first control method according to the present invention.
It is a block configuration diagram of a speed sensorless vector control device of the PWM inverter showing the embodiment of No. 0. In FIG. 12, instead of adding the output signal of the pseudo noise signal generating means 1 of the reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG. 3 to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T *. , Adder 3
By adding to the magnetization axis phase command value θ * by 7, it is possible to include a noise component in the current of the PWM inverter 2 at the time of starting or restarting, and the current including an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine 1.
【００６４】図１３は、この発明の制御方法による第１
１の実施例を示すＰＷＭインバータの速度センサレスベ
クトル制御装置のブロック構成図である。図１３におい
ては、図３に示した第２の実施例の符号２８の疑似雑音
信号発生手段１の出力信号を磁化電流指令値ｉM * とト
ルク電流指令値ｉT * とに加算する代わりに、加算器３
８により一次角周波数指令値ω1 * に加算することで、
起動もしくは再起動時にＰＷＭインバータ２の電流に雑
音成分を含ませることができ、任意の周波数成分を含む
電流を誘導機１に供給する。FIG. 13 shows a first control method according to the present invention.
It is a block diagram of a speed sensorless vector control device for a PWM inverter showing the first embodiment. In FIG. 13, instead of adding the output signal of the pseudo noise signal generating means 1 of the reference numeral 28 of the second embodiment shown in FIG. 3 to the magnetizing current command value i M * and the torque current command value i T *. , Adder 3
By adding to the primary angular frequency command value ω 1 * by 8,
A noise component can be included in the current of the PWM inverter 2 at the time of starting or restarting, and a current containing an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine 1.
【００６５】以上に説明したこの発明のそれぞれの実施
例において、速度調節手段１３に回転角周波数指令値ω
r * と回転角速度推定値ωr # とを入力しているが、前
記それぞれの値を誘導機１の極対数で除算した回転速度
指令値と回転速度推定値とを入力としてもよい。また、
３相２相変換手段５ｂに電圧検出手段４で検出した電圧
ｖU , ｖV , ｖW を入力しているが、２相３相変換手段
１７の出力ｖU * , ｖ V * , ｖW * を入力してもよい。Each of the implementations of the invention described above
In the example, the rotation angle frequency command value ω
r *And estimated rotational angular velocity ωr #You have entered and, but before
Rotation speed obtained by dividing each value by the number of pole pairs of induction machine 1.
The command value and the rotation speed estimated value may be input. Also,
The voltage detected by the voltage detection means 4 in the three-phase / two-phase conversion means 5b
vU,vV, vWIs input, but two-phase three-phase conversion means
17 outputs vU * ,v V *, vW *You may enter.
【００６６】また、これまで説明した実施例は、単独で
用いることに限定されるものではなく、複数の実施例を
組み合わせて使用することが可能である。The above-described embodiments are not limited to being used alone, but a plurality of embodiments can be used in combination.
【００６７】[0067]
【発明の効果】この発明によれば、ＰＷＭインバータの
起動もしくは再起動時に、任意の周波数成分を含む電流
を誘導機に供給することにより、該誘導機の回転角周波
数と等しい回転磁界と誘起電圧を発生させ、該誘導機の
回転速度を正しくかつ確実に推定することが可能となる
ので、速度センサを用いなくても該ＰＷＭインバータが
非常停止をする恐れや、該誘導機に直流制動がかかる恐
れがなくなり、確実にＰＷＭインバータが起動もしくは
再起動をするので、好適な誘導機の速度センサレスベク
トルベクトル制御が行える。According to the present invention, when the PWM inverter is started or restarted, a current containing an arbitrary frequency component is supplied to the induction machine, so that the rotating magnetic field and the induced voltage equal to the rotational angular frequency of the induction machine. Since it is possible to accurately and reliably estimate the rotation speed of the induction machine, there is a risk that the PWM inverter may make an emergency stop without using a speed sensor, and the induction machine may be subjected to DC braking. Since there is no fear and the PWM inverter is surely started or restarted, it is possible to suitably perform speed sensorless vector vector control of the induction machine.
【図１】この発明の第１の実施例を示すブロック構成図FIG. 1 is a block diagram showing the first embodiment of the present invention.
【図２】この発明の第１の実施例の動作を説明するため
のタイミングチャートFIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
【図３】この発明の第２の実施例を示すブロック構成図FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図４】この発明の第２の実施例の動作を説明するため
のタイミングチャートFIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
【図５】この発明の第３の実施例を示すブロック構成図FIG. 5 is a block configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図６】この発明の第４の実施例を示すブロック構成図FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図７】この発明の第５の実施例を示すブロック構成図FIG. 7 is a block diagram showing the fifth embodiment of the present invention.
【図８】この発明の第６の実施例を示すブロック構成図FIG. 8 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
【図９】この発明の第７の実施例を示すブロック構成図FIG. 9 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
【図１０】この発明の第８の実施例を示すブロック構成
図FIG. 10 is a block diagram showing the eighth embodiment of the present invention.
【図１１】この発明の第９の実施例を示すブロック構成
図FIG. 11 is a block diagram showing the ninth embodiment of the present invention.
【図１２】この発明の第１０の実施例を示すブロック構
成図FIG. 12 is a block diagram showing a tenth embodiment of the present invention.
【図１３】この発明の第１１の実施例を示すブロック構
成図FIG. 13 is a block diagram showing the eleventh embodiment of the present invention.
【図１４】従来例を示すブロック構成図FIG. 14 is a block diagram showing a conventional example.
【図１５】図１４の動作を説明するためのタイミングチ
ャート15 is a timing chart for explaining the operation of FIG.
【図１６】この発明の作用を説明するためのブロック図FIG. 16 is a block diagram for explaining the operation of the present invention.
１…誘導機、２…ＰＷＭインバータ、３…電流検出手
段、４…電圧検出手段、５…３相２相変換手段、６…座
標変換手段１、７…誘起電圧演算手段、８…一次角周波
数指令演算手段、９…磁束推定手段、１０…すべり周波
数演算手段、１１…一次角周波数指令積分器、１２…減
算器、１３…速度調節手段、１４…磁束調節手段、１５
…電流調節手段、１６…座標変換手段２、１７…２相３
相変換手段、１８…起動処理手段、１９…磁束指令切替
手段、２０…速度指令切替手段、２１，２２，２５…切
替スイッチ、２４…磁化電流指令切替手段、２７…単パ
ルス発生手段、２８…疑似雑音発生手段１、２９…加算
器、３０…疑似雑音発生手段２、３１…疑似雑音発生手
段３、３２…Ｍ系列乱数信号発生手段、３３〜３８…加
算器。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Induction machine, 2 ... PWM inverter, 3 ... Current detection means, 4 ... Voltage detection means, 5 ... Three-phase / two-phase conversion means, 6 ... Coordinate conversion means 1, 7 ... Induction voltage calculation means, 8 ... Primary angular frequency Command calculating means, 9 ... Magnetic flux estimating means, 10 ... Slip frequency calculating means, 11 ... Primary angular frequency command integrator, 12 ... Subtractor, 13 ... Speed adjusting means, 14 ... Flux adjusting means, 15
... current adjusting means, 16 ... coordinate converting means 2, 17 ... two-phase three
Phase conversion means, 18 ... Startup processing means, 19 ... Flux command switching means, 20 ... Speed command switching means 21, 22, 25 ... Changeover switch, 24 ... Magnetizing current command switching means, 27 ... Single pulse generating means, 28 ... Pseudo noise generating means 1, 29 ... Adder, 30 ... Pseudo noise generating means 2, 31 ... Pseudo noise generating means 3, 32 ... M sequence random number signal generating means, 33-38 ... Adder.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI technical display location H02P 7/63 302 H
Claims (16)
変速制御すべく、誘導電動機の一次電流および電圧を磁
束ベクトルと平行な成分（磁化成分）と、これと直交す
る成分（トルク成分）とに分離して、それぞれ独立して
制御する速度センサレスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータを起動する場合，商用電源の瞬時停電
が回復して再起動する場合、のいずれか一方若しくは双
方の場合に、 ＰＷＭインバ−タから誘導電動機に供給する電流をステ
ップ状に変化させることを特徴とする速度センサレスベ
クトル制御方法。1. A primary current and a voltage of an induction motor are separated into a component parallel to a magnetic flux vector (magnetization component) and a component orthogonal thereto (torque component) so that the induction motor can be controlled at a variable speed by a PWM inverter. In the speed sensorless vector control method in which they are independently controlled, the PWM inverter is activated when the PWM inverter is activated, when the commercial power source recovers from the momentary power failure, and when it is restarted. A speed sensorless vector control method characterized in that the current supplied from the motor to the induction motor is changed stepwise.
変速制御すべく、誘導電動機の一次電流および電圧を磁
束ベクトルと平行な成分（磁化成分）と、これと直交す
る成分（トルク成分）とに分離して、それぞれ独立して
制御する速度センサレスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータを起動する場合，商用電源の瞬時停電
が回復して再起動する場合、のいずれか一方若しくは双
方の場合に、誘導電動機を可変速制御するＰＷＭインバ
ータの速度センサレスベクトル制御において、 磁化電流指令値を零から予め定めた値までステップ状に
変化させることを特徴とする速度センサレスベクトル制
御方法。2. A primary current and voltage of the induction motor are separated into a component parallel to the magnetic flux vector (magnetization component) and a component orthogonal thereto (torque component) so that the induction motor can be controlled at a variable speed by a PWM inverter. In the speed sensorless vector control method that controls each independently, the induction motor is enabled when either the PWM inverter is started, the commercial power supply recovers from the momentary power failure, or both are restarted. A speed sensorless vector control method characterized by changing a magnetizing current command value in steps from zero to a predetermined value in speed sensorless vector control of a PWM inverter for gear shift control.
変速制御すべく、誘導電動機の一次電流および電圧を磁
束ベクトルと平行な成分（磁化成分）と、これと直交す
る成分（トルク成分）とに分離して、それぞれ独立して
制御する速度センサレスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータを起動する場合，商用電源の瞬時停電
が回復して再起動する場合、のいずれか一方若しくは双
方の場合に、 ＰＷＭインバ−タから誘導電動機に雑音成分を含んだ電
流を供給することを特徴とする速度センサレスベクトル
制御方法。3. A primary current and voltage of an induction motor are separated into a component (magnetization component) parallel to a magnetic flux vector and a component (torque component) orthogonal to the magnetic flux vector so that the induction motor is controlled at a variable speed by a PWM inverter. In the speed sensorless vector control method in which they are independently controlled, the PWM inverter is activated when the PWM inverter is activated, when the commercial power source recovers from the momentary power failure, and when it is restarted. A vector control method without a speed sensor, characterized in that a current containing a noise component is supplied from an induction motor to the induction motor.
変速制御すべく、誘導電動機の一次電流および電圧を磁
束ベクトルと平行な成分（磁化成分）と、これと直交す
る成分（トルク成分）とに分離して、それぞれ独立して
制御する速度センサレスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータの制御回路内に雑音源を設け、 ＰＷＭインバータを起動する場合，商用電源の瞬時停電
が回復して再起動する場合、のいずれか一方若しくは双
方の場合に、 前記雑音源から出力される疑似雑音信号を、ＰＷＭイン
バータの制御信号に重畳することを特徴とする速度セン
サレスベクトル制御方法。4. The primary current and voltage of the induction motor are separated into a component parallel to the magnetic flux vector (magnetization component) and a component orthogonal thereto (torque component) so that the induction motor is controlled at a variable speed by a PWM inverter. In the speed sensorless vector control method that controls each independently, when a noise source is provided in the control circuit of the PWM inverter and the PWM inverter is started, when the instantaneous power failure of the commercial power source is recovered and restarted, In one or both cases, a pseudo-noise signal output from the noise source is superimposed on a control signal of a PWM inverter, which is a speed sensorless vector control method.
制御方法において、 前記疑似雑音信号を、Ｍ系列の乱数信号とすることを特
徴とする速度センサレスベクトル制御方法。5. The speed sensorless vector control method according to claim 4, wherein the pseudo noise signal is an M-sequence random number signal.
サレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、磁化電流指令値とトルク電流指令
値のうち少なくとも一方に重畳させることを特徴とする
速度センサレスベクトル制御方法。6. A speed sensorless vector control method according to claim 4, wherein the pseudo noise signal is superimposed on at least one of a magnetizing current command value and a torque current command value. Sensorless vector control method.
サレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、磁化電流検出値とトルク電流検出
値のうち少なくとも一方に重畳させることを特徴とする
速度センサレスベクトル制御方法。7. The speed sensorless vector control method according to claim 4 or 5, wherein the pseudo noise signal is superimposed on at least one of a magnetizing current detection value and a torque current detection value. Sensorless vector control method.
サレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、回転座標上の電圧指令である磁化
軸電圧指令値とトルク軸電圧指令値のうち少なくとも一
方に重畳させることを特徴とする速度センサレスベクト
ル制御方法。8. The speed sensorless vector control method according to claim 4, wherein the pseudo noise signal is at least one of a magnetization axis voltage command value and a torque axis voltage command value, which are voltage commands on rotational coordinates. A speed sensorless vector control method characterized by superimposing on one side.
サレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、固定座標上の電圧指令であるα軸
電圧指令値とβ軸電圧指令値のうち少なくとも一方に重
畳させることを特徴とする速度センサレスベクトル制御
方法。9. The speed sensorless vector control method according to claim 4, wherein the pseudo noise signal is at least one of an α-axis voltage command value and a β-axis voltage command value which are voltage commands on fixed coordinates. A speed sensorless vector control method characterized by superimposing on one side.
ンサレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、ＰＷＭインバータの各相の電圧指
令値に重畳させることを特徴とする速度センサレスベク
トル制御方法。10. The speed sensorless vector control method according to claim 4 or 5, wherein the pseudo noise signal is superimposed on a voltage command value of each phase of the PWM inverter. .
ンサレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、磁化軸の位相指令値に重畳させる
ことを特徴とする速度センサレスベクトル制御方法。11. The speed sensorless vector control method according to claim 4, wherein the pseudo noise signal is superimposed on a phase command value of a magnetization axis.
ンサレスベクトル制御方法において、 前記疑似雑音信号を、一次角周波数指令値に重畳させる
ことを特徴とする速度センサレスベクトル制御方法。12. The speed sensorless vector control method according to claim 4 or 5, wherein the pseudo noise signal is superimposed on a primary angular frequency command value.
レスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時
停電が回復して再起動開始から、一次角周波数指令値の
絶対値が予め定めた値に達するまでの期間、前記疑似雑
音信号を重畳することを特徴とする速度センサレスベク
トル制御方法。13. The sensorless vector control method according to claim 4, wherein the absolute value of the primary angular frequency command value is changed from the start of the PWM inverter start or the restart after the momentary power failure of the commercial power source is recovered. The speed sensorless vector control method, characterized in that the pseudo noise signal is superimposed for a period until the value reaches a predetermined value.
レスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時
停電が回復して再起動開始から、回転速度推定値の絶対
値が予め定めた値に達するまでの期間、前記疑似雑音信
号を重畳することを特徴とする速度センサレスベクトル
制御方法。14. The sensorless vector control method according to any one of claims 4 to 12, wherein the absolute value of the rotation speed estimated value is from the start of the PWM inverter start or the restart of the commercial power supply after the instantaneous power failure is recovered. A speed sensorless vector control method, characterized in that the pseudo noise signal is superimposed for a period until reaching a predetermined value.
レスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時
停電が回復して再起動開始から、一次角周波数指令値の
変化率が予め定めた値以下になるまでの期間、前記疑似
雑音信号を重畳することを特徴とする速度センサレスベ
クトル制御方法。15. The sensorless vector control method according to claim 4, wherein the rate of change of the primary angular frequency command value from the start of the PWM inverter or the restart of the commercial power source after the instantaneous power failure is recovered. Is a velocity sensorless vector control method, wherein the pseudo noise signal is superposed for a period until the value becomes equal to or less than a predetermined value.
レスベクトル制御方法において、 ＰＷＭインバータの起動開始，あるいは商用電源の瞬時
停電が回復して再起動開始から、回転速度推定値の変化
率が予め定めた値以下になるまでの期間、前記疑似雑音
信号を重畳することを特徴とする速度センサレスベクト
ル制御方法。16. The sensorless vector control method according to any one of claims 4 to 12, wherein the rate of change of the rotation speed estimated value from the start of the PWM inverter start or the restart of the commercial power supply after the instantaneous power failure is recovered. A speed sensorless vector control method, characterized in that the pseudo noise signal is superimposed for a period until the value becomes equal to or less than a predetermined value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27075094A JP3422101B2 (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Speed sensorless vector control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27075094A JP3422101B2 (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Speed sensorless vector control method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130882A true JPH08130882A (en) | 1996-05-21 |
| JP3422101B2 JP3422101B2 (en) | 2003-06-30 |
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ID=17490463
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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