JPH08107692A - Drive circuit for brushless motor - Google Patents
Drive circuit for brushless motorInfo
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- JPH08107692A JPH08107692A JP6242735A JP24273594A JPH08107692A JP H08107692 A JPH08107692 A JP H08107692A JP 6242735 A JP6242735 A JP 6242735A JP 24273594 A JP24273594 A JP 24273594A JP H08107692 A JPH08107692 A JP H08107692A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は三相ブラシレスモータ駆
動回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a three-phase brushless motor drive circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ブラシレスモータ駆動回路は供給
する直流電圧を調節してそのモータの回転数を制御する
ブラシレスモータ駆動回路においては、そのモータのロ
ック時あるいは過負荷時に過電流が流れて、電源回路や
スイッチング素子が破損されるのを防止するため電流制
限回路が配設されている。2. Description of the Related Art In recent years, in a brushless motor drive circuit in which a brushless motor drive circuit regulates the DC voltage supplied to control the rotational speed of the motor, an overcurrent flows when the motor is locked or overloaded. A current limiting circuit is provided to prevent damage to the power supply circuit and the switching element.
【０００３】以下に従来のブラシレスモータ駆動回路に
ついて説明する。図５は従来のブラシレスモータ駆動回
路の構成図を示すものである。図５において、三相マト
リックス制御回路１は、三相ブラシレスモータ（以下、
単にモータと略す）２のロータの磁極位置をホール素子
２ａ，２ｂ，２ｃにより検知し、それぞれ１２０°づつ
位相の異なる３つの駆動信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力す
る。A conventional brushless motor drive circuit will be described below. FIG. 5 is a block diagram of a conventional brushless motor drive circuit. In FIG. 5, the three-phase matrix control circuit 1 is a three-phase brushless motor (hereinafter,
The magnetic pole position of the rotor 2 (hereinafter simply referred to as a motor) is detected by the Hall elements 2a, 2b and 2c, and three drive signals Su, Sv and Sw having different phases by 120 ° are output.
【０００４】一方、ＰＷＭ制御回路６は電源電圧Ｖｃｃ
をＰＷＭ変調しチョークコイルＬとコンデンサＣｍより
なる。平滑回路１０は、その変調された電圧を安定した
直流に平滑する。この平滑された直流電圧は、スイッチ
ング回路３，４，５に供給される供給電圧ＶＭとなる。On the other hand, the PWM control circuit 6 has a power supply voltage Vcc.
Is PWM-modulated to include a choke coil L and a capacitor Cm. The smoothing circuit 10 smoothes the modulated voltage into a stable direct current. The smoothed DC voltage becomes the supply voltage VM supplied to the switching circuits 3, 4, and 5.
【０００５】スイッチング回路３，４，５は、前記駆動
信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗにしたがってモータ２の巻線２
ｕ，２ｖ，２ｗに通電する。各スイッチング回路３，
４，５の接地側端子は抵抗Ｒｘを介して接地されてお
り、前記通電による電流Ｉはこの抵抗Ｒｘを流れること
になる。The switching circuits 3, 4 and 5 are arranged so that the winding 2 of the motor 2 is driven according to the drive signals Su, Sv and Sw.
Energize u, 2v, 2w. Each switching circuit 3,
The ground-side terminals of 4 and 5 are grounded via the resistor Rx, and the current I due to the energization flows through the resistor Rx.
【０００６】コンパレータ８は、前記Ｒｘの一端に生じ
る電圧Ｖ１と基準電圧ｅ１とを入力し、電圧Ｖ１＞ｅ１
のとき電流制限信号ＳＬを出力する。The comparator 8 receives the voltage V1 generated at one end of the Rx and the reference voltage e1, and the voltage V1> e1.
At this time, the current limit signal SL is output.
【０００７】以上のように構成されたブラシレスモータ
駆動回路について、図６を用いてその動作を説明する。
まず図６の（ａ）はモータ２の負荷が一定値以下で定常
運転しているときの各電圧波形を示したものである。前
記電流Ｉにより抵抗Ｒｘの一端に生じる電圧Ｖ１は図６
（ａ）の（１）に示すように出力され、定常運転では基
準電圧ｅ１は前記電圧Ｖ１より高く設定されている。し
たがって、コンパレータ８の出力である電流制限信号Ｓ
Ｌはオフしているため図６（ａ）の（２）に示すように
０Ｖになる。The operation of the brushless motor drive circuit configured as described above will be described with reference to FIG.
First, (a) of FIG. 6 shows each voltage waveform when the load of the motor 2 is in a steady operation at a certain value or less. The voltage V1 generated at one end of the resistor Rx by the current I is shown in FIG.
It is output as shown in (1) of (a), and the reference voltage e1 is set higher than the voltage V1 in the steady operation. Therefore, the current limit signal S which is the output of the comparator 8
Since L is off, it becomes 0V as shown in (2) of FIG.
【０００８】ＰＷＭ制御回路６の合成回路７に入力され
る速度設定信号Ｖｂはモータ２の回転速度を設定するた
めの電圧である。合成回路７は入力される前記電流制限
信号ＳＬと速度設定信号Ｖｂとの電圧レベルを合成する
もので、このときの出力信号Ｖ３はＶ３＝Ｖｂになる。The speed setting signal Vb input to the synthesis circuit 7 of the PWM control circuit 6 is a voltage for setting the rotation speed of the motor 2. The synthesizing circuit 7 synthesizes the voltage levels of the input current limiting signal SL and speed setting signal Vb, and the output signal V3 at this time is V3 = Vb.
【０００９】三角波発生回路６ａは、図６（ａ）の
（３）に示すような三角波信号Ｖｓを出力する。コンパ
レータ６ｂはこの信号Ｖｓと前記信号Ｖ３との電圧レベ
ルを比較し、図６（ａ）の（４）に示すようにＶｓ＞Ｖ
３のとき信号Ｖ４を出力する。トランジスタ６ｃはこの
信号Ｖ４にしたがって電源電圧Ｖｃｃをオンオフする。
オンオフされた電圧は図６（ａ）の（５）に示すように
平滑回路１０に入力されて平滑され、スイッチング回路
３，４，５への供給電圧ＶＭとなる。The triangular wave generating circuit 6a outputs a triangular wave signal Vs as shown in (3) of FIG. 6 (a). The comparator 6b compares the voltage levels of this signal Vs and the signal V3, and Vs> V as shown in (4) of FIG. 6 (a).
When it is 3, the signal V4 is output. The transistor 6c turns on / off the power supply voltage Vcc according to the signal V4.
The turned on / off voltage is input to the smoothing circuit 10 and smoothed as shown by (5) in FIG. 6A, and becomes the supply voltage VM to the switching circuits 3, 4, and 5.
【００１０】したがって、前記速度設定信号Ｖｂの電圧
レベルを変えることにより、電源電圧ＶｃｃのＰＷＭ変
調における変調度を任意に可変でき、これにより前記供
給電圧ＶＭの値を調節してモータ２の回転速度を制御で
きるようになる。Therefore, by changing the voltage level of the speed setting signal Vb, the modulation degree in the PWM modulation of the power supply voltage Vcc can be arbitrarily changed, whereby the value of the supply voltage VM is adjusted and the rotation speed of the motor 2 is adjusted. Will be able to control.
【００１１】一方、一定速度で運転中にモータ２の負荷
が徐々に増大すると、前記電流Ｉはその負荷に応じて増
加する。これにより、抵抗Ｒｘの前記電圧Ｖ１が上昇す
る。いま、図６（ｂ）の（１）に示すように、この電圧
Ｖ１が上昇したとすると、コンパレータ８は電圧Ｖ１＞
ｅ１となり、電流制限信号ＳＬを出力し図６（ｂ）の
（２）に示すような波形となる。On the other hand, when the load on the motor 2 gradually increases during operation at a constant speed, the current I increases according to the load. As a result, the voltage V1 of the resistor Rx rises. Now, as shown in (1) of FIG. 6B, if this voltage V1 rises, the comparator 8 outputs the voltage V1>
Then, the current limiting signal SL is output and the waveform becomes as shown in (2) of FIG. 6B.
【００１２】合成回路７は入力される前記電流制限信号
ＳＬと速度設定信号Ｖｂとの電圧によりこのときの出力
信号Ｖ３は、Ｖ３＝Ｖｂ＋ＳＬとなり図６（ｂ）の
（３）に示すようなレベルの信号Ｖ３を出力する。コン
パレータ６ｂは前記と同様に三角波信号Ｖｓと前記Ｖ３
とを比較し、図６（ｂ）の（４）に示すように信号Ｖ４
を出力する。この信号Ｖ４によりトランジスタ６ｃがオ
ンオフされるので、前記供給電圧ＶＭは図６（ｂ）の
（５）に示すように図６（ａ）で示した場合に比べて低
下するようになる。この電圧の低下は前記電圧Ｖ１＞ｅ
１となる期間に比例することになる。The output signal V3 at this time becomes V3 = Vb + SL in the synthesizing circuit 7 due to the voltages of the current limiting signal SL and the speed setting signal Vb which are inputted, and the level as shown in (3) of FIG. 6B. Signal V3 is output. Similarly to the above, the comparator 6b uses the triangular wave signal Vs and the V3
Is compared with the signal V4 as shown in (4) of FIG. 6 (b).
Is output. Since the transistor 6c is turned on / off by the signal V4, the supply voltage VM becomes lower as shown in FIG. 6 (b) (5) than in the case shown in FIG. 6 (a). This voltage drop is caused by the voltage V1> e
It will be proportional to the period when it is 1.
【００１３】つまり、モータ２の負荷が一定負荷を越え
たとき、前記のように電圧Ｖ１＞ｅ１に達したとする
と、その後負荷の増大に応じて供給電圧ＶＭは低下する
ようになる。これにより、モータ２の巻線２ｕ，２ｖ，
２ｗへの通電量である電流Ｉは増加しなくなり通電量が
制限される。よって、モータ２の回転数が負荷の増大に
ともなって低下し、このため逆起電圧Ｅも同様に低下す
るようになる。That is, if the voltage V1> e1 is reached as described above when the load of the motor 2 exceeds a certain load, then the supply voltage VM will be reduced as the load increases. As a result, the windings 2u, 2v of the motor 2
The current I, which is the amount of electricity supplied to 2w, does not increase and the amount of electricity is limited. Therefore, the rotation speed of the motor 2 decreases as the load increases, and the back electromotive voltage E also decreases accordingly.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、モータの回転数制御と電流制限をスイッチ
ング回路への供給電圧を調節することにより制御するの
で、定常の回転数制御時の供給電圧ＶＭのリップル成分
が大きく、かつスイッチング回路により各相の巻線に供
給する電流をオンオフするため、モータ２が振動を起こ
したり異音を発生したりして、安定した運転が行えない
という問題点を有していた。However, in the above-mentioned conventional configuration, the rotation speed control and the current limitation of the motor are controlled by adjusting the supply voltage to the switching circuit, so that the supply voltage VM during the steady rotation speed control is controlled. Has a large ripple component, and since the current supplied to the windings of each phase is turned on and off by the switching circuit, the motor 2 may vibrate or generate abnormal noise, and stable operation cannot be performed. Had.
【００１５】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、通常の回転数制御は各相の巻線に供給する電流を調
節することによりリニアな制御を可能とし、さらにモー
タ２の電流帰還を合成し、電流制限は従来のとおり供給
電圧を調節するブラシレスモータ駆動回路を提供するこ
とを目的とする。The present invention solves the above-mentioned problems of the prior art. Normal rotation speed control enables linear control by adjusting the current supplied to the windings of each phase. The present invention aims to provide a brushless motor drive circuit which regulates the supply voltage as in the conventional case.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のブラシレスモータ駆動回路は、三相ブラシレ
スモータに配置されたロータ位置検知素子からの検知信
号にもとづいて前記ブラシレスモータの各相の巻線に通
電するスイッチング回路と、スイッチング回路への供給
電圧を調節する電圧調整回路と、各相の巻線に通電する
電流帰還量と速度設定信号との合成信号により各相の巻
線に通電する電流を調節しスイッチング回路より前記ブ
ラシレスモータの回転速度を制御するという構成を有し
ている。In order to achieve this object, the brushless motor drive circuit of the present invention is configured so that each phase of the brushless motor is based on a detection signal from a rotor position detecting element arranged in a three-phase brushless motor. The switching circuit that energizes the windings of, the voltage adjustment circuit that adjusts the voltage supplied to the switching circuit, and the combined signal of the current feedback amount and the speed setting signal that energizes the windings of each phase The configuration is such that the current to be applied is adjusted and the rotation speed of the brushless motor is controlled by a switching circuit.
【００１７】[0017]
【作用】この構成によって、定常の回転数制御時にはス
イッチング回路より各相の巻線に供給する電流を速度設
定信号と各相の巻線に通電する電流帰還量を合成する合
成回路を設けることによりモータの回転数制御を行ない
制御特性の向上をはかり、かつ各相の巻線に流れる電流
により負荷が一定量を越えると、その後の負荷の増大に
応じて前記スイッチング回路への供給電圧を低下させる
ことにより、従来どおり前記スイッチング回路における
電力損失の増加を防止することができる。With this configuration, by providing a combining circuit for combining the speed setting signal and the current feedback amount for energizing the winding of each phase, the current supplied from the switching circuit to the winding of each phase at the time of steady rotation speed control The rotation speed of the motor is controlled to improve the control characteristics, and when the load exceeds a certain amount due to the current flowing through the windings of each phase, the supply voltage to the switching circuit is reduced in accordance with the increase in the load thereafter. As a result, it is possible to prevent an increase in power loss in the switching circuit as in the conventional case.
【００１８】[0018]
（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。(Embodiment 1) An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１９】図１において、三相マトリックス制御回路
１は、三相ブラシレスモータ（以下、単にモータと略
す）２のロータの磁極位置をホール素子２ａ，２ｂ，２
ｃにより検知し、それぞれ１２０°づつ位相の異なる３
つの駆動信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する。In FIG. 1, a three-phase matrix control circuit 1 uses Hall elements 2a, 2b, 2 to determine the magnetic pole position of a rotor of a three-phase brushless motor (hereinafter simply referred to as a motor) 2.
3 with different phases by 120 °
It outputs one drive signal Su, Sv, Sw.
【００２０】一方、ＰＷＭ制御回路６は電源電圧Ｖｃｃ
をＰＷＭ変調しチョークコイルＬとコンデンサＣｍより
なる平滑回路１０はその変調された電圧を安定した直流
に平滑する。この平滑された直流電圧は、スイッチング
回路３，４，５に供給される供給電圧ＶＭとなる。On the other hand, the PWM control circuit 6 uses the power supply voltage Vcc.
Is PWM-modulated and the smoothing circuit 10 including the choke coil L and the capacitor Cm smoothes the modulated voltage to a stable direct current. The smoothed DC voltage becomes the supply voltage VM supplied to the switching circuits 3, 4, and 5.
【００２１】スイッチング回路３，４，５は、前記駆動
信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗにしたがってモータ２の巻線２
ｕ，２ｖ，２ｗに通電する。各スイッチング回路３，
４，５の接地側端子は抵抗Ｒｘを介して接地されてお
り、前記通電による電流Ｉはこの抵抗Ｒｘを流れること
になる。The switching circuits 3, 4 and 5 are arranged in the winding 2 of the motor 2 in accordance with the drive signals Su, Sv and Sw.
Energize u, 2v, 2w. Each switching circuit 3,
The ground-side terminals of 4 and 5 are grounded via the resistor Rx, and the current I due to the energization flows through the resistor Rx.
【００２２】コンパレータ８は、前記Ｒｘの一端に生じ
る電圧Ｖ１と基準電圧ｅ１とを入力し、電圧Ｖ１＞ｅ１
のとき電流制限信号ＳＬを出力する。The comparator 8 inputs the voltage V1 generated at one end of the Rx and the reference voltage e1, and the voltage V1> e1.
At this time, the current limit signal SL is output.
【００２３】また、アンプ９は前記Ｒｘの一端に生じる
電圧Ｖ１の信号波形を増幅し合成回路７へ与え、速度制
御信号Ｖｂとの合成によりモータ２の供給電流を制御す
る。Further, the amplifier 9 amplifies the signal waveform of the voltage V1 generated at one end of the Rx and gives it to the synthesizing circuit 7, and controls the supply current of the motor 2 by synthesizing it with the speed control signal Vb.
【００２４】以上のように構成されたブラシレスモータ
駆動回路について、図２を用いてその動作を説明する。
まず、図２（ａ）はモータ２の負荷が一定値以下で定常
運転しているときの各電圧波形を示したものである。前
記電流Ｉにより抵抗Ｒｘの一端に生じる電圧Ｖ１は図２
（ａ）の（１）に示すように出力される。そして合成回
路７の出力電圧Ｖ５は、前記電圧Ｖ１、すなわちモータ
２に流れる電流波形をアンプ９により増幅された電圧Ｖ
３と、速度制御信号Ｖｂの合成波形として図２（ａ）の
（２）に示すように出力され、定常運転ではフルトルク
電圧は前記Ｖ５より高く設定されているため、スイッチ
ング回路への供給電流を調節する。また、定常運転では
基準電圧ｅ１は前記電圧Ｖ１より高く設定されている。
したがって、コンパレータ８の出力である電流制限信号
ＳＬはオフしているため図２（ａ）の（３）に示すよう
に０Ｖになる。The operation of the brushless motor drive circuit configured as described above will be described with reference to FIG.
First, FIG. 2 (a) shows each voltage waveform when the load of the motor 2 is in a steady operation below a certain value. The voltage V1 generated at one end of the resistor Rx by the current I is shown in FIG.
It is output as shown in (1) of (a). The output voltage V5 of the combining circuit 7 is the voltage V1, that is, the voltage V obtained by amplifying the current waveform flowing in the motor 2 by the amplifier 9.
3 and the speed control signal Vb are output as a composite waveform as shown in (2) of FIG. 2A. Since the full torque voltage is set higher than V5 in the steady operation, the supply current to the switching circuit is changed. Adjust. Further, in the steady operation, the reference voltage e1 is set higher than the voltage V1.
Therefore, since the current limiting signal SL which is the output of the comparator 8 is off, it becomes 0V as shown in (3) of FIG.
【００２５】三角波発生回路６ａは、図２（ａ）の
（３）に示すような三角波信号Ｖｓを出力する。コンパ
レータ６ｂはこの信号Ｖｓと前記信号ＳＬとの電圧レベ
ルを比較し、図２（ａ）の（４）に示すようにＶｓ＜Ｓ
Ｌのとき信号Ｖ４を出力する。よってトランジスタ６ｃ
はこの信号Ｖ４にしたがって電源電圧Ｖｃｃをオンして
いる。よって電圧は図６（ａ）の（５）に示すようにス
イッチング回路３，４，５への供給電圧ＶＭ＝Ｖｃｃと
なる。The triangular wave generating circuit 6a outputs a triangular wave signal Vs as shown in (3) of FIG. 2 (a). The comparator 6b compares the voltage levels of this signal Vs and the signal SL, and Vs <S as shown in (4) of FIG. 2 (a).
When L, the signal V4 is output. Therefore, transistor 6c
Turns on the power supply voltage Vcc according to the signal V4. Therefore, the voltage becomes the supply voltage VM = Vcc to the switching circuits 3, 4, 5 as shown in (5) of FIG.
【００２６】一方、一定速度で運転中にモータ２の負荷
が徐々に増大すると、前記電流Ｉはその負荷に応じて増
加する。これにより、抵抗Ｒｘの前記電圧Ｖ１が上昇す
る。いま、図２（ｂ）の（１）に示すように出力され
る。そして合成回路７の出力電圧Ｖ５は、前記電圧Ｖ１
をアンプ９によって増幅されたＶ３と速度制御信号Ｖｂ
の合成波形として図２（ｂ）の（２）に示すように出力
され、この電圧Ｖ３が上昇し合成回路７の出力電圧Ｖ５
はフルトルク電圧より高くなり、スイッチング回路への
供給電流はフルスイング状態となる。また、前記電圧Ｖ
１が上昇しコンパレータ８の出力である電流制限信号Ｓ
Ｌを図２（ｂ）の（３）に示すような波形を出力する。On the other hand, when the load on the motor 2 gradually increases during operation at a constant speed, the current I increases in accordance with the load. As a result, the voltage V1 of the resistor Rx rises. Now, it is output as shown in (1) of FIG. The output voltage V5 of the synthesizing circuit 7 is the voltage V1.
V3 amplified by the amplifier 9 and the speed control signal Vb
Is output as a composite waveform of (2) in FIG. 2B, and this voltage V3 rises and the output voltage V5 of the composite circuit 7 is increased.
Is higher than the full torque voltage, and the current supplied to the switching circuit is in a full swing state. In addition, the voltage V
1 rises and the current limit signal S which is the output of the comparator 8
The waveform of L is output as shown in (3) of FIG.
【００２７】三角波発生回路６ａは、図２（ｂ）の
（３）に示すような三角波信号Ｖｓを出力する。コンパ
レータ６ｂはこの信号Ｖｓと前記信号ＳＬとの電圧レベ
ルを比較し、図２（ｂ）の（４）に示すようにＶｓ＜Ｓ
Ｌのとき信号Ｖ４を出力する。よってトランジスタ６ｃ
はこの信号Ｖ４にしたがって電源電圧Ｖｃｃをオンオフ
している。よって図２（ｂ）の（５）に示すようにスイ
ッチング回路３，４，５への供給電圧ＶＭは低下するよ
うになる。これにより、モータ２の巻線２ｕ，２ｖ，２
ｗへの通電量である電流Ｉは増加しなくなり、通電量が
制限される。よってモータ２の回転数が負荷の増大にと
もなって低下し、このため逆起電圧Ｅも同様に低下する
ようになる。The triangular wave generating circuit 6a outputs a triangular wave signal Vs as shown in (3) of FIG. 2 (b). The comparator 6b compares the voltage levels of this signal Vs and the signal SL, and Vs <S as shown in (4) of FIG. 2 (b).
When L, the signal V4 is output. Therefore, transistor 6c
Turns on / off the power supply voltage Vcc according to the signal V4. Therefore, as shown in (5) of FIG. 2B, the supply voltage VM to the switching circuits 3, 4, 5 decreases. As a result, the windings 2u, 2v, 2 of the motor 2 are
The current I, which is the amount of electricity supplied to w, does not increase and the amount of electricity is limited. Therefore, the rotation speed of the motor 2 decreases as the load increases, and the counter electromotive voltage E also decreases accordingly.
【００２８】以上のように本実施例によれば、定常時は
前記速度設定信号Ｖｂの電圧レベルを変えることによ
り、モータ２への供給電流を調節し回転数制御を行い、
かつモータ２への電流帰還を行っているため制御特性の
改善がなされ、各相の巻線への通電を正弦波および台形
波を用いてスイッチングすることを特徴とするスイッチ
ング回路を備えることによりモータ２の運転中の振動，
音の改善が可能である。また、モータ２の負荷が増大し
通電電流Ｉが一定値を越えると、スイッチング回路３，
４，５への供給電圧ＶＭを負荷の増大に応じて低下させ
るようにしたので、スイッチング回路３，４，５内部で
生じる電力損失が減少する。これにより、スイッチング
回路３，４，５を構成するトランジスタなどの半導体素
子内での発熱量が減少するため、その素子に取り付ける
放熱板は小型化できる。As described above, according to this embodiment, in the steady state, the voltage level of the speed setting signal Vb is changed to adjust the current supplied to the motor 2 to control the rotation speed.
In addition, since the current is fed back to the motor 2, the control characteristics are improved, and the motor is provided with a switching circuit characterized in that the energization of the winding of each phase is switched using a sine wave and a trapezoidal wave. 2, the vibration during operation,
It is possible to improve the sound. Further, when the load of the motor 2 increases and the energizing current I exceeds a certain value, the switching circuit 3,
Since the supply voltage VM to the power supply circuits 4 and 5 is lowered according to the increase of the load, the power loss generated inside the switching circuits 3, 4 and 5 is reduced. As a result, the amount of heat generated in the semiconductor elements such as the transistors that form the switching circuits 3, 4, and 5 is reduced, so that the heat dissipation plate attached to the elements can be downsized.
【００２９】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。(Second Embodiment) A second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００３０】図３において、三相マトリックス制御回路
１は、三相ブラシレスモータ（以下、単にモータと略
す）２のロータの磁極位置をホール素子２ａ，２ｂ，２
ｃにより検知し、それぞれ１２０°づつ位相の異なる３
つの駆動信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する。スイッチン
グ回路３，４，５は、前記駆動信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを
ＰＷＭ制御用トランジスタ６ａ，６ｂ，６ｃにより制御
された駆動信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにしたがってモータ２
の巻線２ｕ，２ｖ，２ｗに通電する。各スイッチング回
路３〜５の接地側端子は抵抗Ｒｘを介して接地されてお
り、前記通電による電流Ｉはこの抵抗Ｒｘを流れること
になる。In FIG. 3, the three-phase matrix control circuit 1 determines the magnetic pole position of the rotor of a three-phase brushless motor (hereinafter simply referred to as a motor) 2 by using Hall elements 2a, 2b, 2
3 with different phases by 120 °
It outputs one drive signal Su, Sv, Sw. The switching circuits 3, 4, 5 drive the drive signals Su, Sv, Sw according to the drive signals Pu, Pv, Pw which are controlled by the PWM control transistors 6a, 6b, 6c.
The windings 2u, 2v, 2w are energized. The grounding side terminals of the switching circuits 3 to 5 are grounded via the resistor Rx, and the current I due to the energization flows through the resistor Rx.
【００３１】コンパレータ８は、前記Ｒｘの一端に生じ
る電圧Ｖ１と基準電圧ｅ１とを入力し、電圧Ｖ１＞ｅ１
のとき電流制限信号ＳＬを出力する。The comparator 8 receives the voltage V1 generated at one end of the Rx and the reference voltage e1, and the voltage V1> e1.
At this time, the current limit signal SL is output.
【００３２】また、アンプ９は前記Ｒｘの一端に生じる
電圧Ｖ１の信号波形を増幅し合成回路７へ与え、速度制
御信号Ｖｂとの合成によりモータ２の供給電流を制御す
る。The amplifier 9 amplifies the signal waveform of the voltage V1 generated at one end of the Rx and supplies it to the synthesizing circuit 7, and controls the supply current of the motor 2 by synthesizing it with the speed control signal Vb.
【００３３】以上は図１の構成と同様なものである。図
１の構成と異なるのはＰＷＭ制御回路６をスイッチング
回路３，４，５の前段に配置することにより電力制御を
行うことにより平滑回路１０を削除した点である。The above is the same as the configuration of FIG. The difference from the configuration of FIG. 1 is that the smoothing circuit 10 is deleted by performing power control by arranging the PWM control circuit 6 in the preceding stage of the switching circuits 3, 4, and 5.
【００３４】以上のように構成されたブラシレスモータ
駆動回路について、以下その動作を説明する。まず、図
４（ａ）はモータ２の負荷が一定値以下で定常運転して
いるときの各電圧波形を示したものである。前記電流Ｉ
により抵抗Ｒｘの一端に生じる電圧Ｖ１は図４（ａ）の
（１）に示すように出力される。そして合成回路７の出
力電圧Ｖ５は前記電圧Ｖ１、すなわちモータ２に流れる
電流波形をアンプ９により増幅された電圧Ｖ３と、速度
制御信号Ｖｂの合成波形として図４（ａ）の（２）に示
すように出力され、定常運転ではフルトルク電圧は前記
Ｖ５より高く設定されているため、スイッチング回路へ
の供給電流を調節する。また、定常運転では基準電圧ｅ
１は前記電圧Ｖ１より高く設定されている。したがっ
て、コンパレータ８の出力である電流制限信号ＳＬはオ
フしているため図４（ａ）の（３）に示すように０Ｖに
なる。The operation of the brushless motor drive circuit configured as described above will be described below. First, FIG. 4 (a) shows each voltage waveform when the load of the motor 2 is in a steady operation below a certain value. The current I
As a result, the voltage V1 generated at one end of the resistor Rx is output as shown in (1) of FIG. The output voltage V5 of the synthesizing circuit 7 is shown as (2) in FIG. 4 (a) as a synthetic waveform of the voltage V1, that is, the voltage V3 obtained by amplifying the current waveform flowing in the motor 2 by the amplifier 9 and the speed control signal Vb. Since the full torque voltage is set higher than V5 in the steady operation, the current supplied to the switching circuit is adjusted. In steady operation, the reference voltage e
1 is set higher than the voltage V1. Therefore, since the current limit signal SL which is the output of the comparator 8 is off, it becomes 0V as shown in (3) of FIG. 4A.
【００３５】三角波発生回路６ａは、図４（ａ）の
（３）に示すような三角波信号Ｖｓを出力する。コンパ
レータ６ｂはこの信号Ｖｓと上記信号ＳＬとの電圧レベ
ルを比較し、図４（ａ）の（４）に示すようにＶｓ＜Ｓ
Ｌのとき信号Ｖ４を出力する。よってトランジスタ６
ｃ，６ｄ，６ｅはこの信号Ｖ４にしたがって三相マトリ
ックス制御回路１より各相の駆動出力をオンしている。
よって電圧は図４（ａ）の（５）に示すように、スイッ
チング回路３，４，５への供給電圧Ｓｕ＝Ｐｕ，Ｓｖ＝
Ｐｖ，Ｓｗ＝Ｐｗとなる。The triangular wave generating circuit 6a outputs a triangular wave signal Vs as shown in (3) of FIG. 4 (a). The comparator 6b compares the voltage levels of this signal Vs and the signal SL, and Vs <S as shown in (4) of FIG. 4 (a).
When L, the signal V4 is output. Therefore transistor 6
C, 6d, and 6e turn on the drive output of each phase from the three-phase matrix control circuit 1 according to this signal V4.
Therefore, as shown in (5) of FIG. 4A, the voltage is supplied to the switching circuits 3, 4, 5 Su = Pu, Sv =
Pv, Sw = Pw.
【００３６】一方、一定速度で運転中にモータ２の負荷
が徐々に増大すると、前記電流Ｉはその負荷に応じて増
加する。これにより抵抗Ｒｘの前記電圧Ｖ１が上昇す
る。いま、図４（ｂ）の（１）に示すように出力され
る。そして合成回路７の出力電圧Ｖ５は前記電圧Ｖ１を
アンプ９によって増幅されたＶ３と速度制御信号Ｖｂの
合成波形として図４（ｂ）の（２）に示すように出力さ
れ、この電圧Ｖ３が上昇し合成回路７の出力電圧Ｖ５は
フルトルク電圧より高くなり、スイッチング回路への供
給電流はフルスイング状態となる。また、前記電圧Ｖ１
が上昇しコンパレータ８の出力である電流制限信号ＳＬ
を図４（ｂ）の（３）に示すような波形を出力する。On the other hand, when the load of the motor 2 gradually increases during operation at a constant speed, the current I increases in accordance with the load. As a result, the voltage V1 of the resistor Rx rises. Now, it is output as shown in (1) of FIG. Then, the output voltage V5 of the synthesizing circuit 7 is output as a synthetic waveform of V3 obtained by amplifying the voltage V1 by the amplifier 9 and the speed control signal Vb as shown in (2) of FIG. 4B, and this voltage V3 rises. Then, the output voltage V5 of the synthesizing circuit 7 becomes higher than the full torque voltage, and the current supplied to the switching circuit is in the full swing state. In addition, the voltage V1
Rises and the current limit signal SL, which is the output of the comparator 8,
To output a waveform as shown in (3) of FIG.
【００３７】三角波発生回路６ｂは、図４（ｂ）の
（３）に示すような三角波信号Ｖｓを出力する。コンパ
レータ６ｂはこの信号Ｖｓと前記信号ＳＬとの電圧レベ
ルを比較し、図４（ｂ）の（４）に示すようにＶｓ＜Ｓ
Ｌのとき信号Ｖ４を出力する。よってトランジスタ６ｃ
はこの信号Ｖ４にしたがってスイッチング回路３，４，
５への供給電圧Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをオンオフしている。
よって図４（ｂ）の（５）に示すようにスイッチング回
路３，４，５への供給電圧は、Ｐｕ，Ｐｖ，ＰｗをＰＷ
Ｍ変調により調節する。これにより、モータ２の巻線２
ｕ，２ｖ，２ｗへの通電量である電流ＩはＰＷＭ変調に
より平均電流は増加しなくなり通電量が制限される。よ
ってモータ２の回転数が負荷の増大にともなって低下
し、このため逆起電圧Ｅも同様に低下するようになる。The triangular wave generating circuit 6b outputs a triangular wave signal Vs as shown in (3) of FIG. 4 (b). The comparator 6b compares the voltage levels of this signal Vs and the signal SL, and Vs <S as shown in (4) of FIG. 4 (b).
When L, the signal V4 is output. Therefore, transistor 6c
Are switching circuits 3, 4, according to this signal V4.
The supply voltages Su, Sv, and Sw to 5 are turned on / off.
Therefore, as shown in (5) of FIG. 4B, the supply voltage to the switching circuits 3, 4, and 5 is such that Pu, Pv, and Pw are PW.
Adjust by M modulation. Thus, the winding 2 of the motor 2
The current I, which is the amount of electricity supplied to u, 2v, and 2w, is limited by PWM modulation so that the average current does not increase. Therefore, the rotation speed of the motor 2 decreases as the load increases, and the counter electromotive voltage E also decreases accordingly.
【００３８】以上のように本実施例によれば、定常時は
前記速度設定信号Ｖｂの電圧レベルを変えることによ
り、モータ２への供給電流を調節し回転数制御を行い、
かつモータ２への電流帰還を行っているため制御特性の
改善がなされ、各相の巻線への通電を正弦波および台形
波を用いてスイッチングすることを特徴とするスイッチ
ング回路を備えることによりモータ２の運転中の振動，
音の改善が可能である。また、モータ２の負荷が増大し
通電電流Ｉが一定値を越えると、スイッチング回路３〜
５への供給電圧Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを負荷の増大に応じて
ＰＷＭ変調を調節し、スイッチング回路３，４，５内部
で生じる電力損失が減少する。これにより、スイッチン
グ回路３，４，５を構成するトランジスタなどの半導体
素子内での発熱量が減少するため、その素子に取り付け
る放熱板は小型化できる。As described above, according to this embodiment, in the steady state, by changing the voltage level of the speed setting signal Vb, the current supplied to the motor 2 is adjusted to control the rotation speed.
In addition, since the current is fed back to the motor 2, the control characteristics are improved, and the motor is provided with a switching circuit characterized in that the energization of the winding of each phase is switched using a sine wave and a trapezoidal wave. 2, the vibration during operation,
It is possible to improve the sound. Further, when the load of the motor 2 increases and the energized current I exceeds a certain value, the switching circuits 3 to
The PWM modulation is adjusted for the supply voltages Pu, Pv, and Pw to the switch 5 according to the increase of the load, and the power loss generated inside the switching circuits 3, 4 and 5 is reduced. As a result, the amount of heat generated in the semiconductor elements such as the transistors that form the switching circuits 3, 4, and 5 is reduced, so that the heat dissipation plate attached to the elements can be downsized.
【００３９】以上のように定常の回転数制御時には、ス
イッチング回路より各相の巻線に供給する電流を速度設
定信号と各相の巻線に通電する電流帰還量を合成する合
成回路を設けることによりモータの回転数制御を行なう
ことにより制御特性の向上をはかり、かつ各相の巻線に
流れる電流により負荷が一定量を越えると、その後の負
荷の増大に応じて前記スイッチング回路への供給電圧を
低下させることにより、従来どおり前記スイッチング回
路における電力損失の増加を防止することができる。As described above, at the time of steady-state rotation speed control, there is provided a combination circuit for combining the current supplied from the switching circuit to the windings of each phase with the speed setting signal and the amount of current feedback to the windings of each phase. The control characteristics are improved by controlling the number of rotations of the motor by the motor, and when the load exceeds a certain amount due to the current flowing through the windings of each phase, the voltage supplied to the switching circuit increases in accordance with the increase in the load thereafter. It is possible to prevent an increase in power loss in the switching circuit as is conventionally done by reducing
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上のように本発明は、三相ブラシレス
モータに配置されたロータ位置検知素子からの検知信号
にもとづいて前記ブラシレスモータの各相の巻線に通電
するスイッチング回路と、スイッチング回路への供給電
圧を調節する電圧調整回路と、各相の巻線に通電する電
流帰還量と速度設定信号との合成信号により各相の巻線
に通電する電流を調節するスイッチング回路により制御
特性の向上をはかり、かつ各相の巻線に流れる電流によ
り負荷が一定量を越えると、その後の負荷の増大に応じ
て前記スイッチング回路への供給電圧を低下させること
により、従来どおり前記スイッチング回路における電力
損失の増加を防止することができる優れたブラシレスモ
ータ駆動回路を実現できるものである。As described above, according to the present invention, the switching circuit for energizing the windings of each phase of the brushless motor based on the detection signal from the rotor position detecting element arranged in the three-phase brushless motor, and the switching circuit. Of the control characteristic by the voltage adjustment circuit that adjusts the supply voltage to the winding and the switching circuit that adjusts the current that flows in the winding of each phase by the combined signal of the current feedback amount and the speed setting signal When the load exceeds a certain amount due to the current flowing through the windings of each phase, the power supply to the switching circuit is reduced as before by reducing the supply voltage to the switching circuit according to the increase of the load. It is possible to realize an excellent brushless motor drive circuit that can prevent an increase in loss.
【図１】本発明の第１の実施例におけるブラシレスモー
タ駆動回路の回路構成図FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a brushless motor drive circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施例におけるブラシレスモー
タ駆動回路の動作説明のための回路各部の電圧と波形図FIG. 2 is a voltage and waveform diagram of each part of the circuit for explaining the operation of the brushless motor drive circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２の実施例におけるブラシレスモー
タ駆動回路の回路構成図FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a brushless motor drive circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２の実施例におけるブラシレスモー
タ駆動回路の動作説明のための回路各部の電圧と波形図FIG. 4 is a voltage and waveform diagram of each part of the circuit for explaining the operation of the brushless motor drive circuit according to the second embodiment of the present invention.
【図５】従来のブラシレスモータ駆動回路の回路構成図FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a conventional brushless motor drive circuit.
【図６】従来のブラシレスモータ駆動回路の動作説明の
ための回路各部の電圧と波形図FIG. 6 is a voltage and waveform diagram of each part of the circuit for explaining the operation of the conventional brushless motor drive circuit.
１ 三相マトリックス制御回路 ２ 三相ブラシレスモータ ２ａ，２ｂ，２ｃ ホール素子 ３，４，５ スイッチング回路 ６ ＰＷＭ制御回路 ６ａ 三角波発生回路 ６ｃ，６ｄ，６ｅ トランジスタ ７ 合成回路 ８，６ｂ コンパレータ ９ アンプ １０ 平滑回路 1 Three-Phase Matrix Control Circuit 2 Three-Phase Brushless Motor 2a, 2b, 2c Hall Element 3, 4, 5 Switching Circuit 6 PWM Control Circuit 6a Triangular Wave Generation Circuit 6c, 6d, 6e Transistor 7 Synthesis Circuit 8, 6b Comparator 9 Amplifier 10 Smoothing circuit
Claims (4)
位置検知素子からの検知信号にもとづいて前記ブラシレ
スモータの各相の巻線に通電するスイッチング回路と、
スイッチング回路への供給電圧を調節する電圧調整回路
と、各相の巻線に通電する電流があらかじめ設定された
所定値を越えるとその電圧レベルに応じた信号を出力す
る比較回路と、各相の巻線に通電する電流帰還量と回転
数制御信号との合成信号により各相の巻線に通電する電
流を調節し前記ブラシレスモータの回転速度を制御する
ブラシレスモータ駆動回路。1. A switching circuit for energizing the windings of each phase of the brushless motor based on a detection signal from a rotor position detection element arranged in a three-phase brushless motor,
A voltage adjustment circuit that adjusts the voltage supplied to the switching circuit, a comparison circuit that outputs a signal according to the voltage level when the current that flows in the windings of each phase exceeds a preset value, and a A brushless motor drive circuit for controlling the rotation speed of the brushless motor by adjusting the current supplied to the winding of each phase by a composite signal of a current feedback amount supplied to the winding and a rotation speed control signal.
電圧を調節し、ブラシレスモータの負荷が一定量を越え
ると負荷の増大に応じて、前記供給電圧を低下させたこ
とを特徴とする電圧調整回路を備えた請求項１記載のブ
ラシレスモータ駆動回路。2. The supply voltage is adjusted according to the signal output from the comparison circuit, and when the load of the brushless motor exceeds a certain amount, the supply voltage is lowered according to the increase of the load. The brushless motor drive circuit according to claim 1, further comprising a voltage adjusting circuit.
ッチング回路をさらにＰＷＭ変調を行いスイッチング制
御し、ブラシレスモータの負荷が一定量を越えると、負
荷の増大に応じて前記ＰＷＭ変調を調節したことを特徴
とする電圧調整回路を備えた請求項１記載のブラシレス
モータ駆動回路。3. A switching circuit is further PWM-modulated according to a signal output from a comparison circuit to perform switching control, and when the load of a brushless motor exceeds a certain amount, the PWM modulation is adjusted according to an increase in the load. The brushless motor drive circuit according to claim 1, further comprising a voltage adjusting circuit.
づいて、ブラシレスモータの各相の巻線への通電を正弦
波および台形波を用いてスイッチングすることを特徴と
するスイッチング回路を備えた請求項１記載のブラシレ
スモータ駆動回路。4. A switching circuit, characterized in that, based on a detection signal from a rotor position detecting element, the energization to the windings of each phase of the brushless motor is switched by using a sine wave and a trapezoidal wave. Item 2. The brushless motor drive circuit according to Item 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6242735A JPH08107692A (en) | 1994-10-06 | 1994-10-06 | Drive circuit for brushless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6242735A JPH08107692A (en) | 1994-10-06 | 1994-10-06 | Drive circuit for brushless motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107692A true JPH08107692A (en) | 1996-04-23 |
Family
ID=17093477
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6242735A Pending JPH08107692A (en) | 1994-10-06 | 1994-10-06 | Drive circuit for brushless motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107692A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20160136018A (en) * | 2015-05-19 | 2016-11-29 | 공주대학교 산학협력단 | Apparatus and method for controling automatic door using brushless direct current motor |
-
1994
- 1994-10-06 JP JP6242735A patent/JPH08107692A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20160136018A (en) * | 2015-05-19 | 2016-11-29 | 공주대학교 산학협력단 | Apparatus and method for controling automatic door using brushless direct current motor |
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