JPH0779131A - Phase shifter - Google Patents
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- JPH0779131A JPH0779131A JP22301293A JP22301293A JPH0779131A JP H0779131 A JPH0779131 A JP H0779131A JP 22301293 A JP22301293 A JP 22301293A JP 22301293 A JP22301293 A JP 22301293A JP H0779131 A JPH0779131 A JP H0779131A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は制御信号に応じて信号の
位相量を変られ、モノリシックＩＣに集積できる移相器
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a phase shifter which can change the phase amount of a signal according to a control signal and can be integrated in a monolithic IC.
【０００２】[0002]
【従来の技術】移相器は高周波帯等における信号の変調
・復調や再生中継器における識別回路の入力データ信号
とクロック信号との位相の整合等に幅広く使われてい
る。2. Description of the Related Art Phase shifters are widely used for modulation / demodulation of signals in a high frequency band or the like, and phase matching between an input data signal and a clock signal of an identification circuit in a regenerative repeater.
【０００３】従来の移相器の例を図５に示す（文献例：
“１０ＧＨｚ ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴモノリシック可変
位相器ＩＣ”，１９９３年電子情報通信学会春季大会Ｃ
−５５３）。この移相器は方向性結合器の２つの端子に
バラクタダイオードを接続したもので、図５において１
は入力端子、２は出力端子、３５は制御端子、３６は方
向性結合器、３７，３８はバラクタダイオードを示す。FIG. 5 shows an example of a conventional phase shifter (reference example:
"10 GHz GaAs MESFET Monolithic Variable Phaser IC", 1993 IEICE Spring Conference C
-553). In this phase shifter, a varactor diode is connected to two terminals of a directional coupler.
Is an input terminal, 2 is an output terminal, 35 is a control terminal, 36 is a directional coupler, and 37 and 38 are varactor diodes.
【０００４】制御端子３５にＤＣ電圧を加えると電位に
よりバラクタダイオード３７，３８の容量が変化し、こ
の容量変化により方向性結合器３６とバラクタダイオー
ドの接続点での反射の位相が変化する。When a DC voltage is applied to the control terminal 35, the potentials change the capacitances of the varactor diodes 37 and 38, and this capacitance change changes the phase of reflection at the connection point between the directional coupler 36 and the varactor diode.
【０００５】バラクタダイオード３７、３８の容量をＣ
とすると、接続点での反射係数Γは方向性結合器３６の
特性インピーダンスをＺ0 、周波数をωとして、 Γ＝（１−ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）／（１＋ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ） ＝ｅｘｐ（−２＊ｊ＊φ） （φ＝ｔａｎ-1（ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）） （１） となる（ｊは虚数単位）。（１）式において、Ｃの変化
と共にφが変化するため、出力端子２での位相を変化さ
せることができる。The capacitance of the varactor diodes 37 and 38 is C
Then, the reflection coefficient Γ at the connection point is Γ = (1-j * ω * C * Z0) / (1 + j * ω * C * Z0) where Z0 is the characteristic impedance of the directional coupler 36 and ω is the frequency. = Exp (-2 * j * φ) (φ = tan-1 (ω * C * Z0)) (1) (j is an imaginary unit). In the equation (1), φ changes with the change of C, so that the phase at the output terminal 2 can be changed.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におけ
る移相器では、方向性結合器３６を構成するマイクロス
トリップ線路の長さがλ／４（λ：波長）であるため、
１ＧＨｚ程度の周波数で利用しようとしたとき、マイク
ロストリップ線路の長さが約２５ｍｍとなり、モノリシ
ックでの集積化が困難である。In the phase shifter of the above-mentioned prior art, since the length of the microstrip line forming the directional coupler 36 is λ / 4 (λ: wavelength),
When it is used at a frequency of about 1 GHz, the length of the microstrip line is about 25 mm, and monolithic integration is difficult.
【０００７】またバラクタダイオード３７、３８の容量
可変幅が有限であるため、（１）式で定義される位相可
変範囲も制限されるといった課題がある。Further, since the capacitance variable width of the varactor diodes 37, 38 is finite, there is a problem that the phase variable range defined by the equation (1) is also limited.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
めの手段の要旨は以下の４項に存する。[Means for Solving the Problems] The gist of the means for solving the problems lies in the following 4 items.
【０００９】［１］ ２つに分岐された入力信号の一方
が入力され、第１の振幅・極性制御電圧に基づいて、該
入力信号の振幅及び極性を変える第１の振幅・極性可変
回路と、該入力信号の他方が入力され、第２の振幅・極
性制御電圧に基づいて、該入力信号の振幅及び極性を変
える第２の振幅・極性可変回路と、前記第２の振幅・極
性可変回路において生成された振幅・極性可変信号を入
力信号とし、該入力信号に対しその出力信号の位相を９
０度変える９０度位相変移回路と、前記９０度位相変移
回路において生成された９０度位相変移信号及び前記第
１の振幅・極性可変回路において生成された振幅・極性
可変信号を合成した位相可変信号を生成する合成回路と
を備えて成ることを特徴とする移相器。[1] A first amplitude / polarity variable circuit for inputting one of the two branched input signals and changing the amplitude and polarity of the input signal based on a first amplitude / polarity control voltage. A second amplitude / polarity variable circuit, which receives the other of the input signals and changes the amplitude and polarity of the input signal based on a second amplitude / polarity control voltage, and the second amplitude / polarity variable circuit. The input signal is the variable amplitude / polarity signal generated in, and the phase of the output signal with respect to the input signal is 9
A 90 degree phase shift circuit for changing 0 degree, and a phase variable signal obtained by combining the 90 degree phase shift signal generated in the 90 degree phase shift circuit and the amplitude / polarity variable signal generated in the first amplitude / polarity shift circuit. And a synthesizing circuit for generating the phase shifter.
【００１０】［２］ 第１のトランジスタ（１４）のエ
ミッタと第２のトランジスタ（１５）のエミッタとが第
３のトランジスタ（１２）のコレクタに共通に接続さ
れ、第４のトランジスタ（１６）のエミッタと第５のト
ランジスタ（１７）のエミッタとが第６のトランジスタ
（１３）のコレクタに共通に接続され、第３のトランジ
スタ（１２）のエミッタと第６のトランジスタ（１３）
のエミッタとが電流源（４０）に共通に接続され、更に
電流源（４０）を介して電源ＶＥＥに接続され、第３の
トランジスタ（１２）のベースが信号入力端子Ｖｉｎ
（９）に接続され、第１のトランジスタ（１４）のベー
スと第５のトランジスタ（１７）のベースとが振幅・極
性制御端子Ｖｃ（１１）に接続され、第２のトランジス
タ（１５）のベースと第４のトランジスタ（１６）のベ
ースとが共通に接続され、更に電源Ｖａを介して接地さ
れ、第１のトランジスタ（１４）のコレクタが第１の抵
抗ＲＬ（１８）を介して電源ＶＣＣに接続され、第５の
トランジスタ（１７）のコレクタが第２の抵抗ＲＬ（１
９）を介して電源ＶＣＣに接続され、第４のトランジス
タ（１６）のコレクタが振幅・極性可変回路出力端子
（１０）に接続されることにより前記第１及び第２の振
幅・極性可変回路がそれぞれ構成されていることを特徴
とする請求項１に記載の移相器。[2] The emitter of the first transistor (14) and the emitter of the second transistor (15) are commonly connected to the collector of the third transistor (12), and the emitter of the fourth transistor (16) is connected. The emitter and the emitter of the fifth transistor (17) are commonly connected to the collector of the sixth transistor (13), and the emitter of the third transistor (12) and the sixth transistor (13)
Is commonly connected to the current source (40) and further connected to the power source VEE via the current source (40), and the base of the third transistor (12) is the signal input terminal Vin.
(9), the base of the first transistor (14) and the base of the fifth transistor (17) are connected to the amplitude / polarity control terminal Vc (11), and the base of the second transistor (15). And the base of the fourth transistor (16) are commonly connected, and further grounded via the power supply Va, and the collector of the first transistor (14) is connected to the power supply VCC via the first resistor RL (18). And the collector of the fifth transistor (17) is connected to the second resistor RL (1
9) is connected to the power supply VCC, and the collector of the fourth transistor (16) is connected to the amplitude / polarity variable circuit output terminal (10), whereby the first and second amplitude / polarity variable circuits are connected. The phase shifter according to claim 1, wherein each of the phase shifters is configured.
【００１１】［３］ 第１の容量（２２）の一方の端子
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の容量（２
２）の他方の端子と第１の抵抗（２３）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の抵抗（２３）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。[3] One terminal of the first capacitor (22) is connected to the signal input terminal (20), and the first capacitor (2)
The other terminal of 2) and one terminal of the first resistor (23) are connected to the output terminal (21), and the other terminal of the first resistor (23) is grounded, so that the 90-degree phase shift occurs. The phase shifter according to claim 1, wherein a circuit is configured.
【００１２】［４］ 第１の抵抗（３３）の一方の端子
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の抵抗（３
３）の他方の端子と第１の容量（３４）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の容量（３４）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。[4] One terminal of the first resistor (33) is connected to the signal input terminal (20), and the first resistor (3)
The other terminal of 3) and one terminal of the first capacitor (34) are connected to the output terminal (21), and the other terminal of the first capacitor (34) is grounded, so that the 90-degree phase shift occurs. The phase shifter according to claim 1, wherein a circuit is configured.
【００１３】[0013]
【作用】本発明の概念を説明するためのブロック図を図
１に示す。また、本発明の回路の動作原理は図２に示す
信号のベクトル図で表される。図２でａ１は第１の振幅
・極性可変回路５の出力信号を示し、ａ２は９０度位相
変移回路７の出力信号を示し、Ｖｏｕｔは合成回路８の
出力信号を示し、Ｖｃ１，Ｖｃ２は振幅・極性制御電圧
を示す。ａ２は、９０度位相変移回路７の出力信号であ
るから、ａ１に対して位相が９０度変化している。また
Ｖｏｕｔはベクトルａ１とａ２の和で表される。ａ１と
ａ２の振幅は第１の振幅・極性可変回路５と第２の振幅
・極性可変回路６でそれぞれ変えられるから、例えば図
２（ａ）に示すように、ａ１とａ２の振幅をａ１’，ａ
２’に変化させてＶｏｕｔの位相をＶ’ｏｕｔに変化さ
せることができる。1 is a block diagram for explaining the concept of the present invention. The operating principle of the circuit of the present invention is represented by the signal vector diagram shown in FIG. In FIG. 2, a1 indicates the output signal of the first amplitude / polarity variable circuit 5, a2 indicates the output signal of the 90-degree phase shift circuit 7, Vout indicates the output signal of the combining circuit 8, and Vc1 and Vc2 indicate the amplitude.・ Indicates the polarity control voltage. Since a2 is the output signal of the 90-degree phase shift circuit 7, the phase changes by 90 degrees with respect to a1. Vout is represented by the sum of the vectors a1 and a2. Since the amplitudes of a1 and a2 can be changed by the first amplitude / polarity variable circuit 5 and the second amplitude / polarity variable circuit 6, respectively, for example, as shown in FIG. 2A, the amplitudes of a1 and a2 are a1 ′. , A
It can be changed to 2 ′ to change the phase of Vout to V′out.
【００１４】また、本発明における振幅・極性可変回路
５、６では極性も可変であるから、図２（ｂ）〜（ｄ）
に示すようにａ１、ａ２の極性も変化させてＶｏｕｔの
位相を３６０度にわたって任意に変えられる。Further, since the polarities of the amplitude / polarity variable circuits 5 and 6 according to the present invention are also variable, FIGS.
As shown in FIG. 7, the polarities of a1 and a2 can be changed to arbitrarily change the phase of Vout over 360 degrees.
【００１５】[0015]
【実施例】以下に本発明における実施例を説明する。本
発明の第１の実施例は、作用の欄で説明したブロック図
と同じ構成である。図３（ａ）に振幅・極性可変回路
５，６の第１の具体例を示す。EXAMPLES Examples of the present invention will be described below. The first embodiment of the present invention has the same configuration as the block diagram described in the section of action. FIG. 3A shows a first specific example of the amplitude / polarity variable circuits 5 and 6.
【００１６】図３（ａ）において、９は入力端子、１０
は出力端子、１１は制御端子、１２，１３は第１の差動
対を構成するトランジスタ、１４，１５は第２の差動対
を構成するトランジスタ、１６，１７は第３の差動対を
構成するトランジスタ、１８，１９は負荷抵抗（ＲＬ）
をそれぞれ示す。In FIG. 3A, 9 is an input terminal and 10 is an input terminal.
Is an output terminal, 11 is a control terminal, 12 and 13 are transistors that form a first differential pair, 14 and 15 are transistors that form a second differential pair, and 16 and 17 are third differential pairs. The constituent transistors, 18 and 19 are load resistors (RL)
Are shown respectively.
【００１７】入力信号は、第１の差動対により、逆相の
差動電流Ｉ、−Ｉになる。これらの差動電流は第２と第
３の差動対により、それぞれ分流される。The input signal becomes differential currents I and -I of opposite phase by the first differential pair. These differential currents are shunted by the second and third differential pairs, respectively.
【００１８】トランジスタ１４，１５及びトランジスタ
１７，１８の分流比をα：１−α（０≦α≦１）とする
と、出力端子１０での出力（Ｖｏｕｔ）は、 Ｖｏｕｔ＝（α＊Ｉ＋（１−α）＊（−Ｉ））＊ＲＬ ＝（２＊α−１）＊Ｉ＊ＲＬ （２） である。Assuming that the shunt ratio of the transistors 14 and 15 and the transistors 17 and 18 is α: 1-α (0 ≦ α ≦ 1), the output (Vout) at the output terminal 10 is Vout = (α * I + (1 -Α) * (-I)) * RL = (2 * α-1) * I * RL (2).
【００１９】制御端子１１の振幅・極性制御電圧Ｖｃに
よってαは０〜１の範囲で変化するため、（２）式は、 −Ｉ＊ＲＬ≦Ｖｏｕｔ≦Ｉ＊ＲＬ の範囲で変化する。よって、振幅・極性可変回路の出力
は振幅のみでなく、極性も変化する。またαははＶｃ及
びＶａによって決定できる。Since α changes in the range of 0 to 1 depending on the amplitude / polarity control voltage Vc of the control terminal 11, the equation (2) changes in the range of −I * RL ≦ Vout ≦ I * RL. Therefore, the output of the amplitude / polarity variable circuit changes not only the amplitude but also the polarity. Further, α can be determined by Vc and Va.
【００２０】図３（ｂ）に第１の実施例における９０度
位相変移回路７を示す。図３（ｂ）において２０は入力
端子、２１は出力端子、２２は容量、２３は抵抗をそれ
ぞれ示す。容量２２と抵抗２３による微分回路により、
正弦波入力の位相を９０度進ませる。容量値を０．１ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進んだ出力信号が得られた。FIG. 3B shows the 90-degree phase shift circuit 7 in the first embodiment. In FIG. 3B, 20 is an input terminal, 21 is an output terminal, 22 is a capacitor, and 23 is a resistor. With the differentiating circuit by the capacitor 22 and the resistor 23,
Advance the phase of the sine wave input by 90 degrees. Capacity value 0.1p
As a result of making a prototype with F and a resistance value of 100Ω, an output signal having a phase advanced by 90 degrees with respect to the input signal was obtained.
【００２１】図３（ｃ）に合成回路８の具体例を示す。
図３（ｃ）において２４は入力端子１、２５は入力端子
２、２６は出力端子、２７，２８は第１の差動対を構成
するトランジスタ、２９，３０は第２の差動対を構成す
るトランジスタ、３１，３２は負荷抵抗をそれぞれ示
す。FIG. 3C shows a concrete example of the synthesizing circuit 8.
In FIG. 3C, 24 is an input terminal 1, 25 is an input terminal 2, 26 is an output terminal, 27 and 28 are transistors forming a first differential pair, and 29 and 30 are second differential pair. Transistors 31 and 32 respectively indicate load resistances.
【００２２】入力端子２４には一方の振幅・極性可変回
路５の出力を接続し、入力端子２５には９０度位相変移
回路７からの出力を接続する。出力端子２６には入力端
子２４と入力端子２５に入力した信号の和が現れる。The input terminal 24 is connected to the output of one of the amplitude / polarity variable circuits 5, and the input terminal 25 is connected to the output from the 90-degree phase shift circuit 7. At the output terminal 26, the sum of the signals input to the input terminal 24 and the input terminal 25 appears.
【００２３】第１の実施例に基づいて回路試作を行った
結果、図５の従来の移相器では１６０度の可変幅しか得
られなかったのに対して、第１の実施例の移相器では第
１と第２の振幅・極性可変回路５、６のそれぞれの振幅
・極性制御電圧を適度に調整することにより、３６０度
の位相可変を実現できた。As a result of trial manufacture of a circuit based on the first embodiment, the conventional phase shifter shown in FIG. 5 can obtain only a variable width of 160 degrees, whereas the phase shifter of the first embodiment. In the instrument, 360 ° phase variable could be realized by appropriately adjusting the amplitude / polarity control voltage of each of the first and second amplitude / polarity variable circuits 5 and 6.
【００２４】本発明の第２の実施例もブロック図で表わ
すと図１と同じブロック図になる。第２の実施例では９
０度位相変移回路７だけが第１に実施例とは異なる。図
４は第２の実施例における９０度位相変移回路７を説明
した図である。ここでは第１の実施例における９０度位
相変移回路の容量と抵抗を入れ換えて積分回路を構成す
ることにより第２の実施例における９０度位相変移回路
７を得ており、ここで９０度位相を遅らせる。The block diagram of the second embodiment of the present invention is the same as that of FIG. 9 in the second embodiment
Only the 0 degree phase shift circuit 7 is different from the first embodiment. FIG. 4 is a diagram for explaining the 90-degree phase shift circuit 7 in the second embodiment. Here, the 90-degree phase shift circuit 7 in the second embodiment is obtained by replacing the capacitance and resistance of the 90-degree phase shift circuit in the first embodiment to form an integrator circuit. Delay.
【００２５】図４の構成では、容量がグランドと接続さ
れるため、ＩＣのマスクレイアウトを考えた場合、比較
的容量の大きなものが作り易く、その分、積分回路を構
成し易くなるといった特徴を有する。容量値を１０ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進遅れた出力信号が得られた。In the configuration of FIG. 4, since the capacitor is connected to the ground, considering the mask layout of the IC, it is easy to make a capacitor having a relatively large capacity, and accordingly, the integrating circuit is easily configured. Have. Capacity value 10p
As a result of trial production with F and a resistance value of 100Ω, an output signal whose phase is advanced or delayed by 90 degrees with respect to the input signal was obtained.
【００２６】以上の実施例における回路では、トランジ
スタとしてＮＰＮバイポーラトランジスタを用いて説明
を行ったが、トランジスタとしてＰＮＰバイポーラトラ
ンジスタ又はＦＥＴを用いてもよい。In the circuits of the above embodiments, the NPN bipolar transistor is used as the transistor, but a PNP bipolar transistor or FET may be used as the transistor.
【００２７】[0027]
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、位相の可変範囲を３６０度にでき、動作周波数に制
限がなく広帯域な移相器を構成できる。また集中定数回
路で設計できるため、モノリシック集積化が可能とな
る。As described above, according to the present invention, the variable range of the phase can be set to 360 degrees, and a wide-band phase shifter can be constructed with no limitation on the operating frequency. In addition, since it can be designed with a lumped constant circuit, monolithic integration is possible.
【図１】本発明の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the present invention.
【図２】本発明の移相器の動作原理を説明するための図
である。FIG. 2 is a diagram for explaining the operating principle of the phase shifter of the present invention.
【図３】本発明の第１の実施例の振幅・極性可変回路を
トランジスタで実現した例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example in which the amplitude / polarity variable circuit of the first exemplary embodiment of the present invention is realized by a transistor.
【図４】本発明の第２の実施例における９０度位相変移
回路を具体化した例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example in which a 90-degree phase shift circuit according to a second embodiment of the present invention is embodied.
【図５】従来の移相器を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional phase shifter.
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３，４ 制御端子 ５，６ 振幅・極性可変回路 ７ ９０度位相変移回路 ８ 合成回路 ９ 振幅・極性可変回路入力端子 １０ 振幅・極性可変回路出力端子 １１ 振幅・極性可変回路制御端子 １２〜１７，２７〜３０ トランジスタ １８，１９，２３，３１，３２，３３ 抵抗 ２０ ９０度位相変移回路入力端子 ２１ ９０度位相変移回路出力端子 ２２，３４ 容量 ２４，２５ 合成回路入力端子 ２５ 合成回路出力端子 ３５ 制御端子 ３６ 方向性結合器 ３７，３８ バラクタダイオード ４０，４２，４４ 電流源 Ｖａ，ＶＥＥ，ＶＣＣ 電源 1 Input Terminal 2 Output Terminal 3,4 Control Terminal 5,6 Amplitude / Polarity Variable Circuit 7 90 Degree Phase Shift Circuit 8 Synthesis Circuit 9 Amplitude / Polarity Variable Circuit Input Terminal 10 Amplitude / Polarity Variable Circuit Output Terminal 11 Amplitude / Polarity Variable Circuit Control terminal 12 to 17, 27 to 30 Transistor 18, 19, 23, 31, 32, 33 Resistor 20 90 degree phase shift circuit input terminal 21 90 degree phase shift circuit output terminal 22, 34 Capacitance 24, 25 Composite circuit input terminal 25 Combined circuit output terminal 35 Control terminal 36 Directional coupler 37,38 Varactor diode 40,42,44 Current source Va, VEE, VCC power source
Claims (4)
され、第１の振幅・極性制御電圧に基づいて、該入力信
号の振幅及び極性を変える第１の振幅・極性可変回路
と、 該入力信号の他方が入力され、第２の振幅・極性制御電
圧に基づいて、該入力信号の振幅及び極性を変える第２
の振幅・極性可変回路と、 前記第２の振幅・極性可変回路において生成された振幅
・極性可変信号を入力信号とし、該入力信号に対しその
出力信号の位相を９０度変える９０度位相変移回路と、 前記９０度位相変移回路において生成された９０度位相
変移信号及び前記第１の振幅・極性可変回路において生
成された振幅・極性可変信号を合成した位相可変信号を
生成する合成回路とを備えて成ることを特徴とする移相
器。1. A first amplitude / polarity variable circuit for inputting one of the two branched input signals and changing the amplitude and polarity of the input signal based on a first amplitude / polarity control voltage, The other of the input signals is input, and a second amplitude / polarity control voltage is changed based on a second amplitude / polarity control voltage.
Amplitude / polarity variable circuit, and a 90-degree phase shift circuit that changes the phase of the output signal by 90 degrees with respect to the input signal, using the amplitude / polarity variable signal generated in the second amplitude / polarity variable circuit as an input signal. And a combination circuit for generating a phase variable signal by combining the 90-degree phase shift signal generated in the 90-degree phase shift circuit and the amplitude / polarity change signal generated in the first amplitude / polarity change circuit. A phase shifter characterized by comprising:
と第２のトランジスタ（１５）のエミッタとが第３のト
ランジスタ（１２）のコレクタに共通に接続され、 第４のトランジスタ（１６）のエミッタと第５のトラン
ジスタ（１７）のエミッタとが第６のトランジスタ（１
３）のコレクタに共通に接続され、 第３のトランジスタ（１２）のエミッタと第６のトラン
ジスタ（１３）のエミッタとが電流源（４０）に共通に
接続され、更に電流源（４０）を介して電源ＶＥＥに接
続され、 第３のトランジスタ（１２）のベースが信号入力端子Ｖ
ｉｎ（９）に接続され、 第１のトランジスタ（１４）のベースと第５のトランジ
スタ（１７）のベースとが振幅・極性制御端子Ｖｃ（１
１）に接続され、 第２のトランジスタ（１５）のベースと第４のトランジ
スタ（１６）のベースとが共通に接続され、更に電源Ｖ
ａを介して接地され、 第１のトランジスタ（１４）のコレクタが第１の抵抗Ｒ
Ｌ（１８）を介して電源ＶＣＣに接続され、 第５のトランジスタ（１７）のコレクタが第２の抵抗Ｒ
Ｌ（１９）を介して電源ＶＣＣに接続され、 第４のトランジスタ（１６）のコレクタが振幅・極性可
変回路出力端子（１０）に接続されることにより前記第
１及び第２の振幅・極性可変回路がそれぞれ構成されて
いることを特徴とする請求項１に記載の移相器。2. The emitter of the first transistor (14) and the emitter of the second transistor (15) are commonly connected to the collector of the third transistor (12), and the emitter of the fourth transistor (16). And the emitter of the fifth transistor (17) are connected to the sixth transistor (1
3) is commonly connected to the collector, the emitter of the third transistor (12) and the emitter of the sixth transistor (13) are commonly connected to the current source (40), and further via the current source (40). Connected to the power source VEE, and the base of the third transistor (12) is connected to the signal input terminal V
connected to in (9), the base of the first transistor (14) and the base of the fifth transistor (17) are connected to the amplitude / polarity control terminal Vc (1
1), the base of the second transistor (15) and the base of the fourth transistor (16) are commonly connected, and the power source V
It is grounded via a and the collector of the first transistor (14) has a first resistor R
It is connected to the power supply VCC via L (18), and the collector of the fifth transistor (17) is connected to the second resistor R.
It is connected to the power supply VCC via L (19), and the collector of the fourth transistor (16) is connected to the amplitude / polarity variable circuit output terminal (10), whereby the first and second amplitude / polarity variable The phase shifter according to claim 1, wherein each circuit is configured.
入力端子（２０）に接続され、第１の容量（２２）の他
方の端子と第１の抵抗（２３）の一方の端子が出力端子
（２１）に接続され、第１の抵抗（２３）の他方の端子
が接地されることにより前記９０度位相変移回路が構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の移相器。3. One terminal of the first capacitor (22) is connected to the signal input terminal (20), and the other terminal of the first capacitor (22) and one terminal of the first resistor (23). Is connected to an output terminal (21), and the other terminal of the first resistor (23) is grounded to form the 90-degree phase shift circuit. Phaser.
入力端子（２０）に接続され、第１の抵抗（３３）の他
方の端子と第１の容量（３４）の一方の端子が出力端子
（２１）に接続され、第１の容量（３４）の他方の端子
が接地されることにより前記９０度位相変移回路が構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の移相器。4. One terminal of the first resistor (33) is connected to the signal input terminal (20), and the other terminal of the first resistor (33) and one terminal of the first capacitor (34). Is connected to an output terminal (21), and the other terminal of the first capacitance (34) is grounded to form the 90-degree phase shift circuit. Phaser.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22301293A JPH0779131A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22301293A JPH0779131A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Phase shifter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779131A true JPH0779131A (en) | 1995-03-20 |
Family
ID=16791455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22301293A Pending JPH0779131A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Phase shifter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0779131A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010021280A1 (en) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | Vector synthesis type phase shifter, optical transceiver, and control circuit |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62210714A (en) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Toshiba Corp | Amplitude correction circuit |
| JPH0476528A (en) * | 1990-07-18 | 1992-03-11 | Brother Ind Ltd | Copying machine |
-
1993
- 1993-09-08 JP JP22301293A patent/JPH0779131A/en active Pending
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| JPS62210714A (en) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Toshiba Corp | Amplitude correction circuit |
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| US8687968B2 (en) | 2008-08-18 | 2014-04-01 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Vector sum phase shifter, optical transceiver, and control circuit |
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