JPH0777565A - Magnetic sensor - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】〔目次〕 産業上の利用分野 従来の技術（図８） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１） 作用 実施例 （１）第１の実施例の説明（図２〜６） （２）第２の実施例の説明（図７） 発明の効果[Table of Contents] Industrial Application Field of the Prior Art (FIG. 8) Problem to be Solved by the Invention Means for Solving the Problem (FIG. 1) Action Example (1) Description of First Example ( 2 to 6) (2) Description of the second embodiment (FIG. 7) Effect of the invention
【０００２】[0002]
【産業上の利用分野】本発明は、磁気センサに関するも
のであり、更に詳しく言えば、半導体や強磁性薄膜等の
磁気抵抗素子を用いた磁気センサの改善に関するもので
ある。近年，磁気記憶装置や磁気計測機器の高性能化の
要求に伴い、微小磁界を精度良く検出する磁気センサが
要求される。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a magnetic sensor, and more particularly to improvement of a magnetic sensor using a magnetoresistive element such as a semiconductor or a ferromagnetic thin film. In recent years, along with the demand for higher performance of magnetic storage devices and magnetic measuring devices, magnetic sensors that accurately detect minute magnetic fields are required.
【０００３】これによれば、いずれも、磁界変化による
抵抗変化を電圧変化又は電流変化として検出している。
しかし、このような検出原理の磁気センサでは変化分が
少なく磁気検出信号としても数ｍＶ程度である。また、
センサ出力を増幅する方法では、外乱ノイズの影響が受
け易くなったり、また、ＤＣアンプのオフセット電圧に
より、信号増幅にも限界がある。According to this method, in any case, the resistance change due to the magnetic field change is detected as a voltage change or a current change.
However, the magnetic sensor based on such a detection principle has a small change amount, and the magnetic detection signal is about several mV. Also,
The method of amplifying the sensor output is easily affected by disturbance noise, and the signal amplification is limited due to the offset voltage of the DC amplifier.
【０００４】そこで、外乱ノイズの影響に左右されるこ
となく、検出原理を工夫して、磁界変化による抵抗変化
を周波数の変化として検出することができるセンサが望
まれている。Therefore, there is a demand for a sensor capable of detecting a resistance change due to a magnetic field change as a frequency change by devising a detection principle without being influenced by the influence of disturbance noise.
【０００５】[0005]
【従来の技術】図８は、従来例に係る説明図である。図
８（Ａ）は、ハーフブリッジ型の磁気センサの構成図で
あり、図８（Ｂ）は、全ブリッジ型の磁気センサの構成
図をそれぞれ示している。例えば、磁界の変化を電圧変
化として検出するハーフブリッジ型の磁気センサは図８
（Ａ）において、２つの磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２が
直列に接続され、それらが電源線ＶCCと接地線ＧNDとの
間に接続される。これにより、当該素子ＭＲ１，ＭＲ２
の直列接続点から磁気検出信号Ｓｄが出力される。2. Description of the Related Art FIG. 8 is an explanatory view of a conventional example. FIG. 8A is a configuration diagram of a half-bridge type magnetic sensor, and FIG. 8B is a configuration diagram of an all-bridge type magnetic sensor. For example, a half-bridge type magnetic sensor that detects a change in magnetic field as a change in voltage is shown in FIG.
In (A), two magnetoresistive elements MR1 and MR2 are connected in series, and they are connected between the power supply line VCC and the ground line GND. Thereby, the elements MR1 and MR2
The magnetic detection signal Sd is output from the serial connection point of.
【０００６】また、微小磁気変化を電圧変化として検出
する全ブリッジ型の磁気センサは図８（Ｂ）において、
１組の正出力性の磁気抵抗素子ＭＲｐと１組の負出力性
の磁気抵抗素子ＭＲｎがブリッジ状に接続され、それら
の一方の組の接続点に定電流源が接続され、他方の組の
接続点から磁気検出信号Ｓｄが出力される。An all-bridge type magnetic sensor for detecting a minute magnetic change as a voltage change is shown in FIG.
One set of positive output magnetoresistive element MRp and one set of negative output magnetoresistive element MRn are connected in a bridge shape, a constant current source is connected to the connection point of one of the sets, and the other set is connected. The magnetic detection signal Sd is output from the connection point.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来例の磁
気センサによれば、いずれも、磁界変化による抵抗変化
を電圧変化又は電流変化として検出している。しかし、
このような検出原理の磁気センサでは磁界変化による電
圧又は電流の変化量は小さい。特に、微小磁界検出用素
子や強磁性薄膜磁気抵抗素子では、この変化分が少なく
磁気検出信号Ｓｄとしても数ｍＶ程度である。By the way, according to the conventional magnetic sensors, any of them detects a resistance change due to a magnetic field change as a voltage change or a current change. But,
In the magnetic sensor having such a detection principle, the amount of change in voltage or current due to change in magnetic field is small. In particular, in a minute magnetic field detecting element and a ferromagnetic thin film magnetoresistive element, this change is small and the magnetic detection signal Sd is about several mV.
【０００８】従って、一般に当該信号Ｓｄを増幅して使
用される。しかし、センサ出力を増幅する方法では、外
乱ノイズの影響が受け易くなったり、また、ＤＣアンプ
のオフセット電圧により、信号増幅にも限界がある。さ
らに、磁気検出情報をマイクロコンピュータ等によりデ
ジタル処理をする場合に、所定のレベルに磁気検出信号
Ｓｄを増幅した後、それをアナログ／デジタル変換され
る。このため、磁気センサ出力にノイズを含んでいる
と、精度良いデジタル処理の妨げとなるという問題があ
る。Therefore, the signal Sd is generally amplified and used. However, the method of amplifying the sensor output is susceptible to the influence of disturbance noise, and the signal amplification is limited due to the offset voltage of the DC amplifier. Further, when the magnetic detection information is digitally processed by a microcomputer or the like, after the magnetic detection signal Sd is amplified to a predetermined level, it is analog / digital converted. Therefore, if the magnetic sensor output contains noise, there is a problem in that accurate digital processing is hindered.
【０００９】本発明は、かかる従来例の問題点に鑑み創
作されたものであり、外乱ノイズの影響に左右されるこ
となく、検出原理を工夫して、磁界変化による抵抗変化
を周波数の変化として検出することが可能となる磁気セ
ンサの提供を目的とする。The present invention was created in view of the problems of the conventional example, and the resistance change due to the magnetic field change is changed as the frequency change by devising the detection principle without being influenced by the influence of disturbance noise. An object of the present invention is to provide a magnetic sensor capable of detecting.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】図１（Ａ），（Ｂ）は本
発明に係る磁気センサの原理図であり、その一実施例を
図２〜７に示す。本発明の第１の磁気センサは図１
（Ａ）に示すように、磁気に応じて抵抗値が変化する磁
気抵抗素子１１と、前記抵抗値に応じて発振周波数が変
化する発振回路１２とを具備し、前記磁気抵抗素子１１
の抵抗値Ｒｏの変化分±ΔＲを発振周波数ｆｏの変化分
±Δｆとして検出することを特徴とする。1 (A) and 1 (B) are principle diagrams of a magnetic sensor according to the present invention, and one embodiment thereof is shown in FIGS. The first magnetic sensor of the present invention is shown in FIG.
As shown in (A), the magnetoresistive element 11 includes a magnetoresistive element 11 whose resistance value changes according to magnetism, and an oscillation circuit 12 whose oscillation frequency changes according to the resistance value.
The change amount ± ΔR of the resistance value Ro is detected as the change amount ΔΔf of the oscillation frequency fo.
【００１１】なお、本発明の第１の磁気センサは、その
一実施例を図２に示すように、磁気に応じて磁気検出信
号Ｓｄを出力するウィーンブリッジ型の発振回路を構成
することを特徴とする。さらに、本発明の第２の磁気セ
ンサは、その一実施例を図７（Ａ）に示すように、第１
の磁気センサに周波数算出回路１３が設けられ、前記周
波数算出回路１３が、磁気検出信号Ｓｄの周波数ｆより
も高い周波数ｆｒの基準信号ＣＫに基づいて当該磁気検
出信号Ｓｄの周期Ｔを検出し、前記周期Ｔから磁気検出
信号Ｓｄの周波数ｆを算出することを特徴とする。The first magnetic sensor of the present invention is characterized in that, as shown in FIG. 2 as an embodiment thereof, a Wien bridge type oscillation circuit for outputting a magnetic detection signal Sd according to magnetism is constructed. And Further, the second magnetic sensor of the present invention has a first magnetic sensor as shown in FIG.
The magnetic sensor is provided with a frequency calculation circuit 13, and the frequency calculation circuit 13 detects the cycle T of the magnetic detection signal Sd based on a reference signal CK having a frequency fr higher than the frequency f of the magnetic detection signal Sd, The frequency f of the magnetic detection signal Sd is calculated from the period T.
【００１２】また、本発明の第１，第２の磁気センサに
おいて、前記磁気抵抗素子１１はその一実施例を図３
（Ａ）に示すように薄膜磁気抵抗パターンから成り、前
記発振回路１２の静電容量Ｃが櫛形対向電極パターンか
ら成り、前記薄膜磁気抵抗パターンと櫛形対向電極パタ
ーンとが同一基板に設けられることを特徴とする。さら
に、本発明の第１，第２の磁気センサにおいて、前記磁
気抵抗素子１１はその一実施例を図４（Ａ）に示すよう
にバーバーポール型の磁気抵抗素子又は強磁性の薄膜磁
気抵抗素子から成ることを特徴とする。Further, in the first and second magnetic sensors of the present invention, the magnetoresistive element 11 is one embodiment thereof shown in FIG.
As shown in (A), the thin film magnetoresistive pattern is formed, the capacitance C of the oscillation circuit 12 is formed of a comb-shaped counter electrode pattern, and the thin film magnetic resistance pattern and the comb-shaped counter electrode pattern are provided on the same substrate. Characterize. Further, in the first and second magnetic sensors of the present invention, the magnetoresistive element 11 is a barber pole type magnetoresistive element or a ferromagnetic thin film magnetoresistive element as shown in FIG. It is characterized by consisting of.
【００１３】また、本発明の第１，第２の磁気センサに
おいて、前記磁気抵抗素子１１の温度特性の絶対値が発
振回路１２の静電容量Ｃｏの温度特性の絶対値と等し
く、かつ、前記磁気抵抗素子１１の温度特性が正の傾き
を有し、前記発振回路１２の静電容量Ｃｏの温度特性が
負の傾きを有することを特徴とし、上記目的を達成す
る。In the first and second magnetic sensors of the present invention, the absolute value of the temperature characteristic of the magnetoresistive element 11 is equal to the absolute value of the temperature characteristic of the capacitance Co of the oscillation circuit 12, and The temperature characteristic of the magnetoresistive element 11 has a positive slope, and the temperature characteristic of the capacitance Co of the oscillation circuit 12 has a negative slope, and the above object is achieved.
【００１４】[0014]
【作用】本発明の第１の磁気センサによれば、図１
（Ａ）において、抵抗変化率をαとし、磁気抵抗素子１
１の磁気抵抗値をＲｏ（１±α）とし、発振回路１２の
静電容量をＣｏとすると、発振周波数ｆが抵抗変化率α
と容量Ｃｏとにより決定される。すなわち、ｆ＝１／
〔２πＲｏ（１±α）・Ｃｏ〕となる。According to the first magnetic sensor of the present invention, as shown in FIG.
In (A), the resistance change rate is α, and the magnetoresistive element 1
When the magnetic resistance value of 1 is Ro (1 ± α) and the electrostatic capacitance of the oscillation circuit 12 is Co, the oscillation frequency f is the resistance change rate α.
And the capacitance Co. That is, f = 1 /
[2πRo (1 ± α) · Co].
【００１５】また、抵抗変化率αが１＞＞α2 となる場
合には、発振周波数ｆは、ｆ＝（１±α）／〔２πＲｏ
Ｃｏ〕となり、それが抵抗変化率αに比例して変化をす
る。このことで、図１（Ｂ）に示すように、磁気抵抗素
子１１の抵抗値Ｒｏの変化分±ΔＲを発振周波数ｆｏの
変化分±Δｆとして検出することが可能となる。なお、
本発明の磁気センサによれば、絶対値が等しく正負の傾
きを有することから、磁気抵抗素子１１の温度特性を発
振回路１２の静電容量Ｃｏの温度特性により打ち消すこ
とが可能となる。When the resistance change rate α is 1 >> α 2 , the oscillation frequency f is f = (1 ± α) / [2πRo
Co], which changes in proportion to the resistance change rate α. As a result, as shown in FIG. 1B, it is possible to detect the variation ± ΔR of the resistance value Ro of the magnetoresistive element 11 as the variation ± Δf of the oscillation frequency fo. In addition,
According to the magnetic sensor of the present invention, since the absolute values are equal and the gradients are positive and negative, the temperature characteristic of the magnetoresistive element 11 can be canceled by the temperature characteristic of the capacitance Co of the oscillation circuit 12.
【００１６】これにより、従来例のような磁界変化を電
圧又は電流変化により検出する原理に比べて、外乱ノイ
ズやＤＣアンプのオフセット電圧の影響に左右されるこ
となく、微小磁界を精度良く検出することが可能とな
る。さらに、本発明の第２の磁気センサによれば、その
一実施例を図７（Ｂ）に示すように、周波数算出回路１
３により磁気検出信号Ｓｄの周波数ｆよりも高い周波数
ｆｒの基準信号ＣＫに基づいて当該磁気検出信号Ｓｄの
周期Ｔが検出され、その周期Ｔから磁気検出信号Ｓｄの
周波数ｆが算出される。As a result, in comparison with the principle of detecting a magnetic field change by a voltage or current change as in the conventional example, a minute magnetic field can be detected accurately without being influenced by the influence of disturbance noise or the offset voltage of the DC amplifier. It becomes possible. Furthermore, according to the second magnetic sensor of the present invention, as shown in FIG.
3, the period T of the magnetic detection signal Sd is detected based on the reference signal CK having a frequency fr higher than the frequency f of the magnetic detection signal Sd, and the frequency f of the magnetic detection signal Sd is calculated from the period T.
【００１７】これにより、磁気検出信号Ｓｄの周波数ｆ
をアナログ／デジタル変換することができ、マイクロコ
ンピュータ等によりノイズを含まない精度良いデジタル
処理を行うことが可能となる。また、本発明の第１，第
２の磁気センサによれば、薄膜磁気抵抗パターンと櫛形
対向電極パターンとを同一基板に設けることにより、コ
ンパクトな磁気センサを構成することが可能となる。As a result, the frequency f of the magnetic detection signal Sd
Can be analog-to-digital converted, and a microcomputer or the like can perform noise-free and accurate digital processing. Further, according to the first and second magnetic sensors of the present invention, by providing the thin film magnetoresistive pattern and the comb-shaped counter electrode pattern on the same substrate, a compact magnetic sensor can be configured.
【００１８】さらに、本発明の第１，第２の磁気センサ
によれば、その一実施例を図４（Ａ）に示すようにバー
バーポール型の磁気抵抗素子を用いることにより、正負
の微小磁界変化を精度良く検出することが可能となる。Furthermore, according to the first and second magnetic sensors of the present invention, by using a barber pole type magnetoresistive element as shown in FIG. It is possible to detect the change with high accuracy.
【００１９】[0019]
【実施例】次に、図を参照しながら本発明の実施例につ
いて説明をする。図２〜７は、本発明の各実施例に係る
磁気センサを説明する図である。 （１）第１の実施例の説明 図２は、本発明の第１の実施例に係る磁気センサの構成
図であり、図３は、磁気抵抗素子と容量素子の１チップ
化の説明図である。図４は、本発明の各実施例に係るバ
ーバーポール型の磁気抵抗素子の説明図である。なお、
図５は、本発明の第１の実施例に係る周波数偏移対磁束
密度の特性図であり、図６は強磁性薄膜磁気抵抗素子の
説明図を示している。Embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings. 2 to 7 are views for explaining the magnetic sensor according to each embodiment of the present invention. (1) Description of First Embodiment FIG. 2 is a configuration diagram of a magnetic sensor according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 3 is an explanatory diagram of one magnetoresistive element and a capacitive element in one chip. is there. FIG. 4 is an explanatory diagram of a barber pole type magnetoresistive element according to each embodiment of the present invention. In addition,
FIG. 5 is a characteristic diagram of frequency shift vs. magnetic flux density according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 6 is an explanatory diagram of a ferromagnetic thin film magnetoresistive element.
【００２０】例えば、磁気に応じて磁気検出信号Ｓｄを
出力するウィーンブリッジ型の発振回路を構成した磁気
センサは、図２に示すように、２つの磁気抵抗素子ＭＲ
１，ＭＲ２，２つの静電容量Ｃ１，Ｃ２，２つの抵抗素
子Ｒ１，Ｒ２及び１個の差動アンプ１４を具備する。す
なわち、磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２は磁気抵抗素子１
１の一例であり、磁気に応じて抵抗値が変化する素子で
ある。磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２には、図３，図４に
示すようなバーバーポール型の磁気抵抗素子又は図６に
示すような強磁性薄膜磁気抵抗素子等を用いる。これら
については後述する。For example, as shown in FIG. 2, a magnetic sensor comprising a Wien bridge type oscillation circuit that outputs a magnetic detection signal Sd in accordance with magnetism has two magnetoresistive elements MR.
1, MR2, two electrostatic capacitances C1 and C2, two resistance elements R1 and R2, and one differential amplifier 14. That is, the magnetoresistive elements MR1 and MR2 are the magnetoresistive elements 1
1 is an example, and is an element whose resistance value changes according to magnetism. As the magnetoresistive elements MR1 and MR2, barber pole type magnetoresistive elements as shown in FIGS. 3 and 4 or ferromagnetic thin film magnetoresistive elements as shown in FIG. 6 are used. These will be described later.
【００２１】磁気抵抗素子ＭＲ１は静電容量Ｃ１の一端
に接続され、当該素子ＭＲ１の他端が差動アンプ１４の
出力ＯUTに接続される。また、当該容量Ｃ１の他端は静
電容量Ｃ２の一端と、磁気抵抗素子ＭＲ２の一端と、差
動アンプ１４の非反転入力（＋）とにそれぞれ接続され
る。なお、当該容量Ｃ２の他端と磁気抵抗素子ＭＲ２の
他端とが接地線ＧNDに接続され、差動アンプ１４の反転
入力（−）には抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の一端が接続され、
当該素子Ｒ１の他端は接地線ＧNDに接続され、抵抗素子
Ｒ２の他端が差動アンプ１４の出力ＯUTに接続される。
これにより、原理図の発振回路１２の一例となるウィー
ンブリッジ型の発振回路が構成される。The magnetoresistive element MR1 is connected to one end of the electrostatic capacitance C1 and the other end of the element MR1 is connected to the output OUT of the differential amplifier 14. The other end of the capacitance C1 is connected to one end of the electrostatic capacitance C2, one end of the magnetoresistive element MR2, and the non-inverting input (+) of the differential amplifier 14, respectively. The other end of the capacitance C2 and the other end of the magnetoresistive element MR2 are connected to the ground line GND, and the inverting input (−) of the differential amplifier 14 is connected to one end of the resistive elements R1 and R2.
The other end of the element R1 is connected to the ground line GND, and the other end of the resistance element R2 is connected to the output OUT of the differential amplifier 14.
As a result, a Wien bridge type oscillation circuit, which is an example of the oscillation circuit 12 of the principle diagram, is configured.
【００２２】次に、磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２の構造
について説明をする。図３（Ａ）は、磁気抵抗素子と容
量素子の平面図であり、図３（Ｂ）は、その等価回路図
である。本発明の各実施例に係る磁気抵抗素子ＭＲ１，
ＭＲ２と静電容量Ｃ１，Ｃ２とは図３（Ａ）において、
１組の薄膜磁気抵抗パターンＰmr１，Ｐmr２と１組櫛形
対向電極パターンＰco１，Ｐco２から成る。この２組の
パターンＰmr１，Ｐmr２とＰco１，Ｐco２とが同一チッ
プに設けられる。Next, the structure of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 will be described. 3A is a plan view of the magnetoresistive element and the capacitive element, and FIG. 3B is an equivalent circuit diagram thereof. The magnetoresistive element MR1 according to each embodiment of the present invention
MR2 and capacitances C1 and C2 are as shown in FIG.
One set of thin film magnetoresistive patterns Pmr1 and Pmr2 and one set of comb-shaped counter electrode patterns Pco1 and Pco2. These two sets of patterns Pmr1, Pmr2 and Pco1, Pco2 are provided on the same chip.
【００２３】すなわち、階段状に折れ曲がった磁気抵抗
パターンＰmr１，Ｐmr２の一端は端子Ａ，Ｂにパターニ
ングされ、他端が櫛形対向電極パターンＰco１，Ｐco２
の一部を共用している。また、櫛形状に交錯する対向電
極パターンＰco１，Ｐco２の他端は端子Ｃ，Ｄにパター
ニングされる。これにより、図３（Ｂ）に示すような等
価回路図が得られ、この２組のパターンＰmr１，Ｐmr２
とＰco１，Ｐco２とが１チップ化される。That is, one end of the magnetoresistive patterns Pmr1 and Pmr2 bent stepwise is patterned into the terminals A and B, and the other ends are comb-shaped counter electrode patterns Pco1 and Pco2.
Share a part of. Further, the other ends of the counter electrode patterns Pco1 and Pco2 that intersect in a comb shape are patterned into terminals C and D. As a result, an equivalent circuit diagram as shown in FIG. 3B is obtained, and the two sets of patterns Pmr1 and Pmr2 are obtained.
And Pco1 and Pco2 are integrated into one chip.
【００２４】なお、各端子Ａ〜Ｄを図２に示したような
差動動アンプ１４と抵抗素子Ｒ１，Ｒ２に接続するとウ
ィーンブリッジ型の発振回路が容易に構成することがで
きる。例えば、端子Ａを差動動アンプ１４の出力ＯUTに
接続し、端子Ｂを接地線ＧNDに接続し、端子Ｃを差動動
アンプ１４の反転入力に接続し、端子Ｄを差動動アンプ
１４の非反転入力にそれぞれ接続する。これにより、抵
抗素子Ｒ１，Ｒ２を接続することで、容易にウィーンブ
リッジ型の発振回路を構成することが可能となる。When the terminals A to D are connected to the differential amplifier 14 and the resistance elements R1 and R2 as shown in FIG. 2, a Wien bridge type oscillation circuit can be easily constructed. For example, the terminal A is connected to the output OUT of the differential amplifier 14, the terminal B is connected to the ground line GND, the terminal C is connected to the inverting input of the differential amplifier 14, and the terminal D is connected to the differential amplifier 14. Connect to each non-inverting input of. Thus, by connecting the resistance elements R1 and R2, it becomes possible to easily configure a Wien bridge type oscillation circuit.
【００２５】次に、本発明の実施例に係る磁気抵抗素子
ＭＲ１，ＭＲ２の内部構造について説明をする。図４
（Ａ）は、本発明の各実施例に係るバーバーポール型の
磁気抵抗素子の平面図であり、図４（Ｂ）は、その断面
図であり、図４（Ｃ）は、その磁気特性をそれぞれ示し
ている。例えば、薄膜磁気抵抗パターンＰmr１やＰmr２
は図４（Ａ）に示すようにバーバーポール型の磁気抵抗
素子から成る。図４（Ａ）において、バーバーポールの
角度が４５°の磁気抵抗素子はパーマロイ膜（Ｆｅ−Ｎ
ｉ）１５上に斜めに電極１６がパターニングされて成
る。なお、印加磁界Ｈexは当該素子の上下方向である。Next, the internal structure of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 according to the embodiment of the present invention will be described. Figure 4
FIG. 4A is a plan view of a barber pole type magnetoresistive element according to each embodiment of the present invention, FIG. 4B is a sectional view thereof, and FIG. 4C shows its magnetic characteristics. Shown respectively. For example, the thin film magnetoresistive patterns Pmr1 and Pmr2
Is composed of a barber pole type magnetoresistive element as shown in FIG. In FIG. 4A, the magnetoresistive element having a barber pole angle of 45 ° is a permalloy film (Fe-N).
i) An electrode 16 is obliquely patterned on 15 and formed. The applied magnetic field Hex is in the vertical direction of the element.
【００２６】また、バーバーポール型の磁気抵抗素子の
形成方法は、図４（Ｂ）に示すように、シリコン基板１
７上にＳｉＯ2 膜１８を形成し、その上にパーマロイ膜
１５を形成する。その後、当該膜１５上に密着層16Ａと
導電層16Ｂと順次形成し、それをパターニングする。さ
らに、導電層16Ｂを保護膜１９により保護する。これに
より、バーバーポール型の磁気抵抗素子を形成する。The method of forming the barber pole type magnetoresistive element is as shown in FIG.
A SiO 2 film 18 is formed on the layer 7, and a permalloy film 15 is formed thereon. Then, the adhesion layer 16A and the conductive layer 16B are sequentially formed on the film 15 and patterned. Further, the conductive layer 16B is protected by the protective film 19. As a result, a barber pole type magnetoresistive element is formed.
【００２７】図４（Ｃ）は、バーバーポール型の磁気抵
抗素子の磁気特性である。縦軸は±抵抗変化率〔％〕で
あり、横軸は磁気の変化率Ｈex／Ｈｏをそれぞれ示して
いる。Ｈexは印加磁界であり、Ｈｏは飽和磁界である。
この磁気特性の直線部分を利用することにより、正負の
微小磁界変化を検出する。次に、本発明の実施例に係る
磁気センサの動作原理について説明をする。例えば、バ
ーバーポール型の磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２により微
小磁界を検出する場合、ウィーンブリッジ型の発振回路
の発振周波数ｆｏが変化をする。ここで、磁気抵抗素子
ＭＲ１，ＭＲ２の温度特性βの絶対値が当該発振回路の
静電容量Ｃ１，Ｃ２の温度特性βの絶対値と等しい。ま
た、磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２の温度特性の傾きと、
その静電容量Ｃ１，Ｃ２の温度特性の傾きとの間に正負
の関係を持たせて置く。なお、抵抗変化率αと温度特性
βとの関係は、温度をｔとするとα＝β・ｔである。こ
のような関係にあると、発振周波数ｆは、ｆ＝（１−β
・ｔ＋βｔ）／２πＲｏＣｏ〕となり、温度ｔに関する
項が消去される。FIG. 4C shows the magnetic characteristics of the barber pole type magnetoresistive element. The vertical axis represents ± resistance change rate [%], and the horizontal axis represents magnetic change rate Hex / Ho. Hex is the applied magnetic field and Ho is the saturation magnetic field.
By utilizing the linear portion of this magnetic characteristic, a positive or negative minute magnetic field change is detected. Next, the operation principle of the magnetic sensor according to the embodiment of the present invention will be described. For example, when the minute magnetic field is detected by the barber pole type magnetoresistive elements MR1 and MR2, the oscillation frequency fo of the Wien bridge type oscillation circuit changes. Here, the absolute value of the temperature characteristic β of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 is equal to the absolute value of the temperature characteristic β of the electrostatic capacitances C1 and C2 of the oscillation circuit. In addition, the inclination of the temperature characteristics of the magnetoresistive elements MR1 and MR2,
A positive / negative relationship is provided between the capacitances C1 and C2 and the slope of the temperature characteristic. The relationship between the resistance change rate α and the temperature characteristic β is α = β · t, where t is the temperature. With such a relationship, the oscillation frequency f is f = (1-β
・ T + βt) / 2πRoCo], and the term relating to the temperature t is deleted.
【００２８】これにより、磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２
の各抵抗値Ｒｏの変化分±ΔＲを発振周波数ｆｏの変化
分±Δｆとして検出することができる。このようにし
て、本発明の第１の実施例に係る磁気センサによれば、
図２に示すように、バーバーポール型の磁気抵抗素子Ｍ
Ｒ１，ＭＲ２，静電容量Ｃ１，Ｃ２，抵抗素子Ｒ１，Ｒ
２及び差動アンプ１４を具備する。As a result, the magnetoresistive elements MR1 and MR2 are
The change amount ± ΔR of each resistance value Ro can be detected as the change amount ± Δf of the oscillation frequency fo. Thus, according to the magnetic sensor of the first embodiment of the present invention,
As shown in FIG. 2, a barber pole type magnetoresistive element M
R1, MR2, capacitance C1, C2, resistance element R1, R
2 and a differential amplifier 14.
【００２９】このため、図２に示すような差動アンプ１
４の出力ＯUTから周波数偏移Δｆの磁気検出信号Ｓｄを
得ることができる。また、図５に示すような周波数偏移
対磁束密度の特性を得ることが可能となる。図５におい
て、縦軸は周波数偏移Δｆと変化率であり、横軸は磁束
密度Ｂｍである。この特性は本発明者らの実験結果に基
づくものであり、当該磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２の磁
気抵抗Ｒｏが８００〔Ω〕，静電容量Ｃ１，Ｃ２が数千
〔ｐＦ〕単位であり、抵抗素子Ｒ１が１〔ｋΩ〕，Ｒ２
が2.9 〔ｋΩ〕の場合である。Therefore, the differential amplifier 1 as shown in FIG.
The magnetic detection signal Sd having the frequency deviation Δf can be obtained from the output OUT of FIG. Further, it becomes possible to obtain the characteristic of frequency shift vs. magnetic flux density as shown in FIG. In FIG. 5, the vertical axis represents the frequency deviation Δf and the rate of change, and the horizontal axis represents the magnetic flux density Bm. This characteristic is based on the results of experiments by the present inventors. The magnetic resistance Ro of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 is 800 [Ω], the electrostatic capacitances C1 and C2 are several thousands [pF], and the resistance is Element R1 is 1 [kΩ], R2
Is 2.9 [kΩ].
【００３０】この特性によれば、発振周波数ｆｏが44.5
34〔ＫＨｚ〕であって、磁束密度Ｂｍが±２５〔ガウ
ス〕の変化に対して周波数偏移Δｆが±350 〔Ｈｚ〕の
範囲で直線的に変化をする。このことから磁気抵抗素子
ＭＲ１，ＭＲ２の抵抗値Ｒｏの変化分±ΔＲを発振周波
数ｆｏの変化分±Δｆとして検出することが可能とな
る。なお、磁気抵抗素子ＭＲ１，ＭＲ２の温度特性を静
電容量Ｃ１，Ｃ２の温度特性により打ち消すことが可能
となる。According to this characteristic, the oscillation frequency fo is 44.5.
At 34 [KHz], the magnetic flux density Bm linearly changes within a range of ± 350 [Hz] with respect to the change of ± 25 [Gauss]. From this, it is possible to detect the change amount ΔΔR of the resistance value Ro of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 as the change amount ± Δf of the oscillation frequency fo. The temperature characteristics of the magnetoresistive elements MR1 and MR2 can be canceled by the temperature characteristics of the electrostatic capacitances C1 and C2.
【００３１】これにより、従来例のような磁界変化を電
圧又は電流変化により検出する原理に比べて、外乱ノイ
ズやＤＣアンプのオフセット電圧の影響に左右されるこ
となく、微小磁界を精度良く検出することが可能とな
る。また、本発明の第１の実施例に係る磁気センサによ
れば、薄膜磁気抵抗パターンと櫛形対向電極パターンと
を同一チップに設けることにより、コンパクトな磁気セ
ンサを構成することが可能となる。As a result, compared to the principle of detecting a change in magnetic field by a change in voltage or current as in the conventional example, a minute magnetic field can be detected accurately without being affected by the influence of disturbance noise or the offset voltage of the DC amplifier. It becomes possible. Further, according to the magnetic sensor of the first embodiment of the present invention, by providing the thin film magnetoresistive pattern and the comb-shaped counter electrode pattern on the same chip, it becomes possible to construct a compact magnetic sensor.
【００３２】さらに、本発明の第１の実施例の磁気セン
サによれば、バーバーポール型の磁気抵抗素子を用いる
ことにより、正負の微小磁界変化を精度良く検出するこ
とが可能となる。なお、磁気抵抗素子として図６（Ａ）
に示すような強磁性薄膜磁気抵抗素子を用いても良い。
図６（Ａ）において、当該磁気抵抗素子はパーマロイ膜
（Ｆｅ−Ｎｉ）２０上の両側に電極２１がパターニング
されて成る。なお、印加磁界Ｈexは当該素子の上下方向
である。Further, according to the magnetic sensor of the first embodiment of the present invention, by using the barber pole type magnetoresistive element, it is possible to detect the positive and negative minute magnetic field changes with high accuracy. As a magnetoresistive element, as shown in FIG.
You may use the ferromagnetic thin film magnetoresistive element as shown in FIG.
In FIG. 6A, the magnetoresistive element is formed by patterning electrodes 21 on both sides of a permalloy film (Fe-Ni) 20. The applied magnetic field Hex is in the vertical direction of the element.
【００３３】また、図６（Ｂ）は、強磁性薄膜磁気抵抗
素子の磁気特性である。縦軸は±抵抗変化率〔％〕であ
り、横軸は磁気の変化率Ｈex／Ｈｏをそれぞれ示してい
る。この二次曲線の磁気特性を利用することにより、微
小磁界変化を検出することもできる。 （２）第２の実施例の説明 図７（Ａ），（Ｂ）は、本発明の第２の実施例に係る磁
気センサの説明図であり、図７（Ａ）は、その構成図で
あり、図７（Ｂ）はその動作波形図をそれぞれ示してい
る。例えば、第２の実施例では第１の実施例と異なり周
波数算出回路１３が設けられる。FIG. 6B shows the magnetic characteristics of the ferromagnetic thin film magnetoresistive element. The vertical axis represents ± resistance change rate [%], and the horizontal axis represents magnetic change rate Hex / Ho. By utilizing the magnetic characteristics of this quadratic curve, it is possible to detect a minute magnetic field change. (2) Description of Second Embodiment FIGS. 7A and 7B are explanatory diagrams of a magnetic sensor according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 7A is a configuration diagram thereof. Yes, FIG. 7B shows operation waveform diagrams thereof. For example, in the second embodiment, unlike the first embodiment, the frequency calculation circuit 13 is provided.
【００３４】すなわち、周波数算出回路１３は二入力Ａ
ＮＤ回路13Ａ，カウンタ回路13Ｂ及び割算器13Ｃから成
る。ＡＮＤ回路13Ａの一方には磁気検出信号Ｓｄが入力
され、他方に基準信号ＣＫが入力される。磁気検出信号
Ｓｄは、第１の実施例の磁気センサから出力される信号
である。基準信号ＣＫの周波数ｆｒは磁気検出信号Ｓｄ
の周波数ｆよりも高いものを用いる。これは、第１の実
施例で説明したように、周波数偏移Δｆが±350 〔Ｈ
ｚ〕の範囲であることから、これを精度良く測定するた
めには、数十倍以上の周波数，例えば、数〜数十〔ＭＨ
ｚ〕単位の周波数ｆｒの基準信号ＣＫを使用すると良
い。That is, the frequency calculation circuit 13 has two inputs A
It comprises an ND circuit 13A, a counter circuit 13B and a divider 13C. The magnetic detection signal Sd is input to one of the AND circuits 13A, and the reference signal CK is input to the other. The magnetic detection signal Sd is a signal output from the magnetic sensor of the first embodiment. The frequency fr of the reference signal CK is the magnetic detection signal Sd.
A frequency higher than the frequency f is used. This is because the frequency deviation Δf is ± 350 [H] as described in the first embodiment.
z] range, in order to measure this with high accuracy, a frequency of several tens of times or more, for example, several to several tens of [MH
It is preferable to use the reference signal CK having the frequency fr of the unit z].
【００３５】カウンタ回路13Ｂは基準信号ＣＫに基づい
て磁気検出信号Ｓｄの周期Ｔを検出するものである。割
算器13Ｃは当該信号Ｓｄの周期Ｔの逆数１／Ｔ，すなわ
ち、該信号Ｓｄの周波数ｆを算出するものである。次
に、本発明の第２の実施例に係る磁気センサの動作につ
いて説明をする。例えば、１０〔ＭＨｚ〕，周期 0.1
〔μｓ〕の基準信号ＣＫに基づいて磁気検出信号Ｓｄの
周波数偏移ｆｘを測定する場合、まず、図７（Ａ）にお
いて、差動アンプ１４からＡＮＤ回路13Ａに磁気検出信
号Ｓｄが入力される。また、他方に周期0.1〔μｓ〕の
基準信号ＣＫが入力される。The counter circuit 13B detects the period T of the magnetic detection signal Sd based on the reference signal CK. The divider 13C calculates the reciprocal 1 / T of the period T of the signal Sd, that is, the frequency f of the signal Sd. Next, the operation of the magnetic sensor according to the second embodiment of the present invention will be described. For example, 10 [MHz], cycle 0.1
When measuring the frequency deviation fx of the magnetic detection signal Sd based on the reference signal CK of [μs], first, in FIG. 7A, the magnetic detection signal Sd is input from the differential amplifier 14 to the AND circuit 13A. . Further, the reference signal CK having a period of 0.1 [μs] is input to the other.
【００３６】これにより、図７（Ｂ）において、磁気検
出信号Ｓｄの立ち上がりにより、基準信号ＣＫのパル
ス数がカウントしはじめ、その立ち下がりにより、基
準信号ＣＫの計数が終了する。ここで、磁気検出信号Ｓ
ｄの半周期分Ｔｘ／２に納まる基準信号ＣＫのパルス数
として、例えば、「 20000回」が計数される。このこと
は、磁気検出信号Ｓｄの周波数偏移に係る周期Ｔｘ＝ 2
0000×２×0.1 ＝4000〔μｓ〕を意味する。また、割算
器13Ｃではｆｘ＝１／4000が演算される。これにより、
磁気検出信号Ｓｄの周波数偏移ｆｘ＝２５０〔Ｈｚ〕が
測定される。As a result, in FIG. 7B, the number of pulses of the reference signal CK begins to be counted by the rising of the magnetic detection signal Sd, and the counting of the reference signal CK is finished by the falling thereof. Here, the magnetic detection signal S
For example, "20000 times" is counted as the number of pulses of the reference signal CK that is accommodated in Tx / 2 for a half cycle of d. This means that the cycle Tx = 2 related to the frequency shift of the magnetic detection signal Sd.
It means 0000 × 2 × 0.1 = 4000 [μs]. Further, fx = 1/4000 is calculated in the divider 13C. This allows
The frequency deviation fx = 250 [Hz] of the magnetic detection signal Sd is measured.
【００３７】このようにして、本発明の第２の実施例に
係る磁気センサによれば、図７（Ａ）に示すように、第
１の実施例の磁気センサに周波数算出回路１３が設けら
れる。このため、周波数算出回路１３により磁気検出信
号Ｓｄの周波数ｆｘを第１の実施例に比べて精度良く検
出することが可能となる。このことから磁気検出信号Ｓ
ｄの周波数偏移ｆｘをアナログ／デジタル変換すること
で、ノイズを含まない精度良い磁気検出データを得るこ
とが可能となる。As described above, according to the magnetic sensor of the second embodiment of the present invention, the frequency calculating circuit 13 is provided in the magnetic sensor of the first embodiment as shown in FIG. 7 (A). . Therefore, the frequency calculation circuit 13 can detect the frequency fx of the magnetic detection signal Sd with higher accuracy than in the first embodiment. From this, the magnetic detection signal S
By analog / digital converting the frequency shift fx of d, it is possible to obtain accurate magnetic detection data that does not include noise.
【００３８】これにより、磁気検出データを用いてマイ
クロコンピュータ等によりデジタル処理を精度良く行う
ことが可能となる。As a result, it becomes possible to perform digital processing with high precision using a magnetic detection data by a microcomputer or the like.
【００３９】[0039]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の磁気セン
サによれば磁気抵抗素子及び発振回路を具備する。この
ため、磁気抵抗素子の抵抗値の変化分を発振回路の周波
数の変化分として再現性良く検出することが可能とな
る。このことで、従来例のような磁界変化を電圧又は電
流変化により検出する原理に比べて、外乱ノイズやＤＣ
アンプのオフセット電圧の影響に左右されることなく、
微小磁界を精度良く検出することが可能となる。As described above, the magnetic sensor of the present invention includes the magnetoresistive element and the oscillation circuit. Therefore, it is possible to detect the change in the resistance value of the magnetoresistive element as the change in the frequency of the oscillation circuit with good reproducibility. Therefore, compared to the principle of detecting a magnetic field change by a voltage or current change as in the conventional example, disturbance noise or DC
Without being affected by the influence of the offset voltage of the amplifier,
It becomes possible to detect a minute magnetic field with high accuracy.
【００４０】さらに、本発明の他の磁気センサによれ
ば、高い周波数の基準信号に基づいて磁気検出信号の周
波数を算出する周波数算出回路が設けられる。このた
め、磁気検出信号の周波数をアナログ／デジタル変換す
ることができ、ノイズを含まない精度良いデジタル処理
を行うことが可能となる。これにより、正負の微小磁界
変化を精度良く検出するコンパクトな磁気センサの提供
に寄与するところが大きい。Further, according to another magnetic sensor of the present invention, a frequency calculation circuit for calculating the frequency of the magnetic detection signal based on the high frequency reference signal is provided. Therefore, the frequency of the magnetic detection signal can be converted from analog to digital, and accurate digital processing without noise can be performed. This greatly contributes to the provision of a compact magnetic sensor that accurately detects minute positive and negative magnetic field changes.
【図１】本発明に係る磁気センサの原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of a magnetic sensor according to the present invention.
【図２】本発明の第１の実施例に係る磁気センサの構成
図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a magnetic sensor according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の各実施例に係る磁気抵抗素子と容量素
子とを１チップ化する説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram in which the magnetoresistive element and the capacitive element according to each embodiment of the present invention are integrated into one chip.
【図４】本発明の各実施例に係るバーバーポール型の磁
気抵抗素子の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a barber pole type magnetoresistive element according to each embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第１の実施例に係る周波数偏移対磁束
密度の特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram of frequency deviation vs. magnetic flux density according to the first embodiment of the present invention.
【図６】本発明の各実施例に係る強磁性薄膜磁気抵抗素
子の説明図ある。FIG. 6 is an explanatory diagram of a ferromagnetic thin film magnetoresistive element according to each example of the present invention.
【図７】本発明の第２の実施例に係る磁気センサの構成
図ある。FIG. 7 is a configuration diagram of a magnetic sensor according to a second embodiment of the present invention.
【図８】従来例に係る磁気センサの構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a magnetic sensor according to a conventional example.
１１，ＭＲ１，ＭＲ２…磁気抵抗素子、 １２…発振回路、 １３…周波数算出回路、 13Ａ…二入力ＡＮＤ回路、 13Ｂ…カウンタ回路、 13Ｃ…割算器、 １４…差動アンプ、 Ｃｏ，Ｃ１，Ｃ２…静電容量、 Ｐmr１，Ｐmr２…薄膜磁気抵抗パターン、 Ｐco１，Ｐco２…櫛形対向電極パターン、 Ｓｄ…磁気検出信号。 11, MR1, MR2 ... Magnetoresistive element, 12 ... Oscillation circuit, 13 ... Frequency calculation circuit, 13A ... Two-input AND circuit, 13B ... Counter circuit, 13C ... Divider, 14 ... Differential amplifier, Co, C1, C2 ... electrostatic capacitance, Pmr1, Pmr2 ... thin film magnetic resistance pattern, Pco1, Pco2 ... comb-shaped counter electrode pattern, Sd ... magnetic detection signal.
Claims (6)
抵抗素子（１１）と、前記磁気抵抗値に応じて発振周波
数が変化する発振回路（１２）とを具備し、前記磁気抵
抗素子（１１）の磁気抵抗値（Ｒｏ）の変化分（±Δ
Ｒ）を発振周波数（ｆｏ）の変化分（±Δｆ）として検
出することを特徴とする磁気センサ。1. A magnetoresistive element (11) whose magnetic resistance value changes according to magnetism, and an oscillation circuit (12) whose oscillation frequency changes according to the magnetic resistance value. 11) Change in magnetic resistance (Ro) (± Δ
A magnetic sensor characterized in that R) is detected as a variation (± Δf) of an oscillation frequency (fo).
じて磁気検出信号（Ｓｄ）を出力するウィーンブリッジ
型の発振回路を構成することを特徴とする磁気センサ。2. The magnetic sensor according to claim 1, which constitutes a Wien bridge type oscillation circuit that outputs a magnetic detection signal (Sd) according to magnetism.
算出回路（１３）が設けられ、前記周波数算出回路（１
３）が、磁気検出信号（Ｓｄ）の周波数（ｆ）よりも高
い周波数（ｆｒ）の基準信号（ＣＫ）に基づいて当該磁
気検出信号（Ｓｄ）の周期（Ｔ）を検出し、前記周期
（Ｔ）から磁気検出信号（Ｓｄ）の周波数（ｆ）を算出
することを特徴とする磁気センサ。3. A frequency calculation circuit (13) is provided in the magnetic sensor according to claim 1, wherein the frequency calculation circuit (1) is provided.
3) detects the period (T) of the magnetic detection signal (Sd) based on the reference signal (CK) having a frequency (fr) higher than the frequency (f) of the magnetic detection signal (Sd), A magnetic sensor characterized by calculating a frequency (f) of a magnetic detection signal (Sd) from T).
て、前記磁気抵抗素子（１１）が薄膜磁気抵抗パターン
から成り、前記発振回路（１２）の静電容量（Ｃ）が櫛
形対向電極パターンから成り、前記薄膜磁気抵抗パター
ンと櫛形対向電極パターンとが同一基板に設けられるこ
とを特徴とする磁気センサ。4. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the magnetoresistive element (11) comprises a thin film magnetoresistive pattern, and the capacitance (C) of the oscillator circuit (12) comprises a comb-shaped counter electrode pattern. And a thin film magnetoresistive pattern and a comb-shaped counter electrode pattern provided on the same substrate.
て、前記磁気抵抗素子（１１）がバーバーポール型の磁
気抵抗素子又は強磁性薄膜磁気抵抗素子から成ることを
特徴とする磁気センサ。5. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the magnetoresistive element (11) is a barber pole type magnetoresistive element or a ferromagnetic thin film magnetoresistive element.
て、前記磁気抵抗素子（１１）の温度特性の絶対値が発
振回路（１２）の静電容量（Ｃｏ）の温度特性の絶対値
と等しく、かつ、前記磁気抵抗素子（１１）の温度特性
が正の傾きを有し、前記発振回路（１２）の静電容量
（Ｃｏ）の温度特性が負の傾きを有することを特徴とす
る磁気センサ。6. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the absolute value of the temperature characteristic of the magnetoresistive element (11) is equal to the absolute value of the temperature characteristic of the capacitance (Co) of the oscillation circuit (12). And a temperature characteristic of the magnetoresistive element (11) has a positive slope, and a temperature characteristic of the capacitance (Co) of the oscillation circuit (12) has a negative slope. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5223719A JPH0777565A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Magnetic sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5223719A JPH0777565A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Magnetic sensor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0777565A true JPH0777565A (en) | 1995-03-20 |
Family
ID=16802609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5223719A Withdrawn JPH0777565A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Magnetic sensor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777565A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2983001A4 (en) * | 2013-04-01 | 2017-06-21 | Sirc Co., Ltd | Sensor element with temperature compensating function, and magnetic sensor and electric power measuring device which use same |
-
1993
- 1993-09-08 JP JP5223719A patent/JPH0777565A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2983001A4 (en) * | 2013-04-01 | 2017-06-21 | Sirc Co., Ltd | Sensor element with temperature compensating function, and magnetic sensor and electric power measuring device which use same |
| US9739812B2 (en) | 2013-04-01 | 2017-08-22 | Sirc Co., Ltd | Sensor element with temperature compensating function, and magnetic sensor and electric power measuring device which use same |
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