JPH0766760A - Spread spectrum time diversity communication equipment - Google Patents

Spread spectrum time diversity communication equipment

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JPH0766760A
JPH0766760A JP21118693A JP21118693A JPH0766760A JP H0766760 A JPH0766760 A JP H0766760A JP 21118693 A JP21118693 A JP 21118693A JP 21118693 A JP21118693 A JP 21118693A JP H0766760 A JPH0766760 A JP H0766760A
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demodulated data
time
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delay
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明憲 藤村
Toshiharu Kojima
年春 小島
Makoto Miyake
真 三宅
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

PURPOSE:To obtain a time diversity communication equipment having excellent secrecy, privacy and inference immunity, capable of easily dealing with increase in the number of transmitting data series groups and appropriate for mobile communication having fading or the like. CONSTITUTION:In a transmitter, a transmitting data delay means 1000 and a spectrum spreading means 5000 convert a transmitting data series into K sets of spreaded spectrum data series given with K kinds of time delay different from each other and spectrum-spreaded by mutually different K pieces of spread codes and a modulating means 3000 sends respective PSK-modulated data series. In a receiver, K sets of demodulated data series with the mutually different K kinds of time delay applied by the transmitter made constant are obtd. through a detector means 4000a, a synchronizing means 4000b, a reverse spectrum spreading means 5000, and a delay time adjusting means 6000, and a judging data series is found out from the K sets of demodulated data series by a signal power calculating means and a diversity means 9000 and drop in single power is detected or predicted by a control means 25 to evade the malfunction of a synchronizing means due to the drop of signal power.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル無線通信
分野において、雑音やフェージング等によって受信信号
電力が著しく頻繁に落込む移動体伝送路に用いる時間ダ
イバーシティ通信装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a time diversity communication apparatus used in a mobile transmission line in which received signal power drops significantly frequently due to noise or fading in the field of digital radio communication.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来の時間ダイバーシティ通信装置とし
て、例えば“時間ダイバーシティ通信方式，特公昭６３
−４２４５６特許公報”に記載されたものがある。2. Description of the Related Art As a conventional time diversity communication device, for example, "time diversity communication system, JP-B-63.
No. 42456 patent.

【０００３】本従来例は、２K 値変調方式によって時間
ダイバーシティを実現している。送信側では、送信デー
タ系列に対してＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２
…Ｋ）を与え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…
Ｋ）に変換する。Ｋ通りのデータ系列は、２K 値変調方
式によって伝送される。受信側では、復調後のＫ通りの
データ系列を用いて受信信号電力を求める。一方で、Ｋ
通りの各データ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に対して、
Ｋ通りのデータ系列Ｄj の各遅延時間を一定にする遅延
量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与える。即ちτ１j とτ
２j の和は、一定値とする。また、受信信号電力に対し
ても、Ｋ個の遅延量τ２j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、
Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj （ｊ＝１，２…Ｋ）に
変換する。これらＫ回繰り返し受信されるデータＤj
と、Ｋ通りの信号電力データ系列Ｐj を用いてダイバー
シティを行う。In this conventional example, time diversity is realized by a 2 K value modulation method. On the transmitting side, there are K different delay amounts τ1 j (j = 1, 2) for the transmission data sequence.
... K), and K data series D j (j = 1, 2 ...
K). The K data sequences are transmitted by the 2 K value modulation method. On the receiving side, the received signal power is obtained using the K demodulated data series. On the other hand, K
For each data series D j (j = 1, 2 ... K),
A delay amount τ2 j (j = 1, 2 ... K) that makes each delay time of the K data series D j constant is given. That is, τ1 j and τ
The sum of 2 j is a constant value. Also, for the received signal power, K delay amounts τ2 j (j = 1, 2 ... K) are given,
Convert to K signal power data series P j (j = 1, 2 ... K). Data D j repeatedly received K times
And K, the signal power data sequence P j is used to perform diversity.

【０００４】以下簡単のため、Ｋ＝２とする、２2 ＝４
値変調方式を用いた場合の時間ダイバーシティ通信装置
について説明する。図１５は、Ｋ＝２とした場合の時間
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一例の構成を示
すブロック図であり、０１は送信データ入力端子、０２
は遅延回路、０５ａはＩ（実数）成分データとＱ（虚
数）成分データを合成する合成回路、０６は搬送波発生
器、０７ａ，０７ｂはＩ，Ｑ両成分のデータと、０６か
らの搬送波をそれぞれ乗算するミキサ、０８は送信用の
アンテナ、０９は受信用のアンテナ、１０は電圧制御型
水晶発振器（ＶＣＯ）、１１，１１ａは９０°移相器、
１２、１３はミキサ、１４、１５はＡ／Ｄ変換器、１４
ａ，１５ａはローパスフィルタ、２１ｂ，２１ｃは遅延
回路、２２ａは受信ベースバンド信号の信号電力を検出
する信号電力算出手段、２３ｃは受信ベースバンド信号
とその信号電力を用いてダイバーシティを行うダイバー
シティ回路、２６は自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位
相制御（ＡＰＣ）回路／タイミング再生（ＢＴＲ）回
路、２７は受信データ出力端子である。For simplicity, let K = 2, 2 2 = 4.
A time diversity communication device using the value modulation method will be described. FIG. 15 is a block diagram showing an example of the configuration of a transceiver used for time diversity communication when K = 2, where 01 is a transmission data input terminal and 02 is a transmission data input terminal.
Is a delay circuit, 05a is a synthesizing circuit for synthesizing I (real number) component data and Q (imaginary number) component data, 06 is a carrier wave generator, 07a and 07b are both I and Q component data, and a carrier wave from 06, respectively. A mixer for multiplication, 08 is an antenna for transmission, 09 is an antenna for reception, 10 is a voltage controlled crystal oscillator (VCO), 11 and 11a are 90 ° phase shifters,
12, 13 are mixers, 14 and 15 are A / D converters, 14
a and 15a are low-pass filters, 21b and 21c are delay circuits, 22a is signal power calculation means for detecting the signal power of the received baseband signal, 23c is a diversity circuit that performs diversity using the received baseband signal and its signal power, 26 is an automatic frequency control (AFC) / automatic phase control (APC) circuit / timing reproduction (BTR) circuit, and 27 is a reception data output terminal.

【０００５】次に動作について説明する。送信機側で
は、“０“と“１”で表されるディジタル送信データ
を、送信データ入力端子０１に入力する。遅延回路０２
ではデータをＬシンボル遅延させてから出力する。この
遅延量は、フェージングやブロッケージ等に起因する受
信信号電力の減衰に対応するために設けられているもの
であり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] とす
ると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計され
る。Next, the operation will be described. On the transmitter side, digital transmission data represented by "0" and "1" is input to the transmission data input terminal 01. Delay circuit 02
Then, the data is delayed by L symbols before being output. This delay amount is provided to cope with the attenuation of the received signal power caused by fading, blockage, etc. If the maximum attenuation time to be dealt with is Td [s], the data transmission rate will be R In the [symbol / s] system,
The number of delay symbols L [symbol] is designed such that L ≧ Td × R.

【０００６】図１６に、本従来例によるデータのタイミ
ングチャートの一例を示す。本従来では、遅延シンボル
数をＬ＝５シンボルとする。よって、ｋシンボル目の送
信データ系列をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延
回路０２からの出力データ系列は、送信データ系列から
５シンボル分遅延してＸＤk ＝Ｘ(k-5) （ｋは整数）と
なる。ミキサ０７ａでは、９０°移相器１１ａを介した
搬送波発生器０６からの搬送波と、送信データ系列Ｘk
を乗算し、乗算したデータをＱk （ｋは整数）と称して
出力する。またミキサ０７ｂでは、搬送波発生器０６か
ら出力される搬送波と、送信データ系列ＸＤk を乗算
し、乗算したデータをＩＤk （ｋは整数）と称して出力
する。合成回路０５ａは、ＩＤk （ｋは整数）とＱk
（ｋは整数）の２つの信号をＱＰＳＫ変調し、送信用の
アンテナ０８から送出する。図１６に、ＩＤk （ｋは整
数）とＱk （ｋは整数）、及び合成回路０５の送信信号
Ａk （ｋは整数）を示す。FIG. 16 shows an example of a timing chart of data according to this conventional example. In this conventional technique, the number of delayed symbols is L = 5 symbols. Therefore, when the transmission data sequence of the kth symbol is represented by X k (k is an integer), the output data sequence from the delay circuit 02 is delayed by 5 symbols from the transmission data sequence, and XD k = X (k-5 ) (K is an integer). In the mixer 07a, the carrier wave from the carrier wave generator 06 via the 90 ° phase shifter 11a and the transmission data sequence X k.
And outputs the multiplied data as Q k (k is an integer). The mixer 07b multiplies the carrier wave output from the carrier wave generator 06 by the transmission data sequence XD k and outputs the multiplied data as ID k (k is an integer). The synthesis circuit 05a uses ID k (k is an integer) and Q k.
Two signals (k is an integer) are QPSK-modulated and transmitted from the transmitting antenna 08. FIG. 16 shows ID k (k is an integer) and Q k (k is an integer), and the transmission signal A k (k is an integer) of the combining circuit 05.

【０００７】受信機側では、アンテナ０９で信号を受信
し、受信信号を２つのミキサ１２，１３に入力する。Ｖ
ＣＯ１０は、再生搬送波を、ミキサ１３と９０°移相器
１１に供給する。９０°移相器１１は、再生搬送波を９
０°移相してミキサ１２に出力する。ミキサ１３では、
受信信号とＶＣＯ１０からの再生搬送波を乗算し、ロー
パスフィルタ１５ａでフィルタリングして、受信Ｉ成分
信号を出力する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相
器１１からの９０°移相された再生搬送波を乗算し、ロ
ーパスフィルタ１４ａでフィルタリングして、受信Ｑ成
分信号を出力する。図１６に、ミキサ１２，１３からの
Ｉ成分信号とＱ成分信号をまとめて、Ｂk （ｋは整数）
と称して示す。また図中の斜線部は、フェージングやブ
ロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みを示
しており、本実施例では、図１６に示す４シンボル分の
情報が失われたこととする。On the receiver side, the signal is received by the antenna 09 and the received signal is input to the two mixers 12 and 13. V
The CO 10 supplies the reproduced carrier wave to the mixer 13 and the 90 ° phase shifter 11. The 90 ° phase shifter 11 converts the reproduced carrier into 9
The phase is shifted by 0 ° and output to the mixer 12. In the mixer 13,
The received signal and the reproduced carrier from the VCO 10 are multiplied, filtered by the low pass filter 15a, and the received I component signal is output. The mixer 12 multiplies the received signal by the 90 ° phase-shifted reproduced carrier from the 90 ° phase shifter 11, filters by the low-pass filter 14a, and outputs the received Q component signal. In FIG. 16, the I component signal and the Q component signal from the mixers 12 and 13 are collectively shown as B k (k is an integer).
Will be shown. Also, the shaded area in the figure shows the drop in signal power caused by fading, blockage, etc. In this embodiment, it is assumed that the information for four symbols shown in FIG. 16 has been lost.

【０００８】Ａ／Ｄ変換器１４はミキサ１２からのアナ
ログ信号を、軟判定ディジタル信号ＺＱk に、Ａ／Ｄ変
換器１５はミキサ１３からのアナログ信号を、軟判定デ
ィジタル信号ＺＤＩk にそれぞれ変換する。ＡＦＣ／Ａ
ＰＣ／ＢＴＲ回路２６ｂは、Ａ／Ｄ変換器１４、１５の
データを用いて、ＶＣＯ１０とＡ／Ｄ変換器１４、１５
のサンプルタイミングを制御する、各同期制御を行う。
図１６に、ＺＱk ，ＺＤＩk の出力データ系列を示す。
斜線部は、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みにより、情報が失われているこ
とを意味する。本従来例では、送信側でＩ成分のデータ
系列に５ビットの遅延を与えているため、信号電力の落
込みによって失われるＺＱk の４シンボル分のデータ
と、ＺＤＩk の４シンボル分のデータは異なる。本従来
例では、データ系列ＺＤＩk の失われるデータは、送信
データＸi-2,Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータであ
り、データ系列ＺＱk の失われるデータは、送信データ
Ｘi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6 に対応するデータである。The A / D converter 14 converts the analog signal from the mixer 12 into a soft decision digital signal ZQ k , and the A / D converter 15 converts the analog signal from the mixer 13 into a soft decision digital signal ZDI k. To do. AFC / A
The PC / BTR circuit 26b uses the data of the A / D converters 14 and 15 to connect the VCO 10 and the A / D converters 14 and 15 to each other.
Each synchronization control is performed to control the sample timing of.
FIG. 16 shows the output data series of ZQ k and ZDI k .
The shaded area means that information is lost due to a drop in signal power caused by fading or blockage. In this conventional example, since the data stream of the I component is delayed by 5 bits on the transmission side, the data of 4 symbols of ZQ k and the data of 4 symbols of ZDI k that are lost due to the drop in the signal power. Is different. In the conventional example, the lost data of the data series ZDI k is the data corresponding to the transmission data X i-2 , X i-1 , X i , X i + 1 , and the lost data of the data series ZQ k is. , Transmission data X i + 3 , X i + 4 , X i + 5 , X i + 6 .

【０００９】信号電力算出手段２２ａは、ＺＱk ，ＺＤ
Ｉk （ｋは整数）の各データ系列を用いて、受信信号の
信号電力ＺＰk （ｋは整数）を求める。ＺＰk は、ＺＱ
k の２乗と、ＺＤＩk の２乗の和である。次に遅延回路
２１ａは、信号電力算出手段２２ａから出力されるＺＰ
k を、送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて
出力する。同様に遅延回路２１ｂは、データ系列ＺＱk
を送信側の遅延回路０２の遅延時間だけ遅延させて出力
する。よって本実施例では、遅延回路２１ａ，２１ｂの
遅延時間は５シンボル分となる。図１６に、遅延回路２
１ｂによって５シンボル遅延されて出力されるデータ系
列を、それぞれＺＤＱk （ｋは整数）と称して示す。ま
た遅延回路２１ａから出力される信号電力をＤＰk （ｋ
は整数）と称して図１６に示す。この遅延操作によっ
て、ダイバーシティ回路２３ｃに入力される、Ｉ成分の
データ系列と、Ｑ成分のデータ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。またＺＰk のレ
ベルの落込む時間は、ＺＤＩk のデータ系列の失われた
データの時間に、ＤＰk のレベルの落込む時間は、ＺＤ
Ｑk のデータ系列の失われたデータの時間にそれぞれ対
応する。The signal power calculation means 22a includes ZQ k and ZD.
The signal power ZP k (k is an integer) of the received signal is obtained by using each data sequence of I k (k is an integer). ZP k is ZQ
and the square of k, is the sum of the squares of the ZDI k. Next, the delay circuit 21a outputs the ZP output from the signal power calculation means 22a.
k is delayed by the delay time of the delay circuit 02 on the transmission side and output. Similarly, the delay circuit 21b uses the data series ZQ k.
Is delayed by the delay time of the delay circuit 02 on the transmission side and output. Therefore, in this embodiment, the delay time of the delay circuits 21a and 21b is 5 symbols. In FIG. 16, the delay circuit 2
A data sequence delayed by 5 symbols by 1b and output is referred to as ZDQ k (k is an integer). Further, the signal power output from the delay circuit 21a is set to DP k (k
16 and is shown in FIG. By this delay operation, the I-component data series and the Q-component data series input to the diversity circuit 23c respectively show the same data at the same time. The time when the level of ZP k drops is the time of the lost data of the data sequence of ZDI k , and the time when the level of DP k drops is ZD.
Each corresponds to the time of lost data in the Q k data series.

【００１０】ダイバーシティ回路２３ｃは、ＺＰk ，Ｄ
Ｐk と、ＺＤＩk 、ＺＤＱk を用いて選択タイバーシテ
ィ、もしくは合成タイバーシティを行い、ダイバーシテ
ィ処理後のデータを出力端子２７から出力する。The diversity circuit 23c has ZP k , D
Pk , ZDI k , and ZDQ k are used to perform selective tie diversity or combined tie diversity, and the data after diversity processing is output from the output terminal 27.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
時間ダイバーシティ通信装置では、フェージングやブロ
ッケージ等によって発生した信号電力の落ち込みによ
る、データの損失を回避することが可能であるが、２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティを行っているた
め、遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、採用する変調方式は８値変調方式、１６値
変調方式、３２値変調方式…となり、指数関数的にその
変復調装置のハードウェア規模が増加する。よって、変
復調装置の実現可能なＫの上限は低い値となる。また第
三者による、盗聴と信号スペクトルの探知が可能であ
り、妨害波に弱い。更に、狭帯域通信であるため選択性
フェージングを受けやすい。As described above [0005], in a conventional time diversity communication system, according to drop of the signal power generated by the fading and blockage, etc., it is possible to avoid loss of data, 2 K
Since the time diversity using the value modulation method is performed, when the number K of data sequences to be delayed is increased to 3, 4, 5, ..., The modulation method to be adopted is an 8-value modulation method, a 16-value modulation method, A value modulation method is used, and the hardware scale of the modulator / demodulator increases exponentially. Therefore, the upper limit of K that can be realized by the modulator / demodulator has a low value. In addition, it is possible for a third party to eavesdrop and detect the signal spectrum, which is vulnerable to interfering waves. Further, since it is narrow band communication, it is susceptible to selective fading.

【００１２】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、送信側で、送信データ系列に対し
てＫ個の異なる遅延量τ１j （ｊ＝１，２…Ｋ）を与
え、Ｋ通りのデータ系列Ｄj （ｊ＝１，２…Ｋ）に変換
後、Ｋ通りのデータ系列を、異なるＫ通りの拡散符号で
スペクトル拡散し、受信側で、前記Ｋ通りの拡散符号で
スペクトル逆拡散後、Ｋ個の各データ系列に対して送信
側で与えた各遅延時間を一定にするような遅延量τ２j
（ｊ＝１，２…Ｋ）を与え、またこれらＫ通りのデータ
系列の受信信号電力を求めて、時間ダイバーシティを行
うことで、フェージングやブロッケージ等によって発生
した信号電力の落ち込みによるデータの損失を回避し、
かつ遅延させるデータ系列の数Ｋを３，４，５…と増加
させた場合、変復調装置のハードウェア規模はＫに比例
する程度の増加となることで、変復調装置の実現可能な
Ｋの上限を高め、また秘話性、秘匿性、対干渉性に優
れ、更に選択性フェージングに強い時間ダイバーシティ
通信装置を得ることを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above problems, and the transmitting side gives K different delay amounts τ1 j (j = 1, 2 ... K) to the transmission data sequence. , K different data sequences D j (j = 1, 2 ... K), the K different data sequences are spread with different K different spreading codes, and the receiving side uses the K different spreading codes. After despreading the spectrum, a delay amount τ2 j that makes each delay time given on the transmission side constant for each of the K data sequences
(J = 1, 2 ... K), the received signal powers of these K data sequences are calculated, and time diversity is performed to reduce data loss due to signal power drop caused by fading, blockage, or the like. Avoid,
In addition, when the number K of data sequences to be delayed is increased to 3, 4, 5, ..., The hardware scale of the modulation / demodulation device increases to the extent that it is proportional to K. It is an object of the present invention to obtain a time diversity communication device which is high in height, excellent in confidentiality, concealment, and anti-interference, and further resistant to selective fading.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】請求項１による時間ダイ
バーシティ通信装置は、送信機で送信データ系列に異な
るＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ
個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅延手段
と、前記Ｋ個の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なる
スペクトル拡散データ系列を生成するスペクトル拡散手
段と、前記Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合
成し、変調して送信する変調手段とを設け、受信機で、
受信信号に対して、局部搬送波を乗算し、ベースバンド
スペクトル拡散信号を得る検波手段と、前記局部搬送波
の周波数と位相を、前記受信信号の搬送波に同期させる
とともに、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイ
ミング信号を抽出する同期手段と、前記ベースバンドス
ペクトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を
得るスペクトル逆拡散手段と、前記Ｋ個の各受信データ
系列に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの
時間遅延を一定にするように、時間遅延を与える遅延時
間調整手段と、前記Ｋ個の復調データ系列に対応するＫ
個の信号電力と、その合計信号電力を算出する信号電力
算出手段と、前記Ｋ個の復調データ系列から、判定デー
タ系列を求めるダイバーシティ手段とを設けたものであ
る。According to a first aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus in which a transmitter gives different K (K is a natural number of 2 or more) time delays to a transmission data sequence, and K
Transmission data delay means for generating a number of delayed transmission data sequences and spectrum spreading for the K number of delayed transmission data sequences using K different spreading codes to generate K different spread spectrum data sequences. And a modulation means for synthesizing, modulating and transmitting the K different spread spectrum data sequences, and
The received signal is multiplied by a local carrier to obtain detection means for obtaining a baseband spread spectrum signal, and the frequency and phase of the local carrier are synchronized with the carrier of the received signal, and a spread code included in the received signal is obtained. Synchronization means for extracting a synchronized timing signal; spectrum despreading means for despreading the baseband spread spectrum signal using the K different spreading codes to obtain K demodulated data sequences; With respect to each of the K received data sequences, delay time adjusting means for giving a time delay so that the K different time delays given by the transmitter are constant, and the K demodulated data sequences are provided. Corresponding K
The signal power calculating means for calculating the total signal power and the signal power calculating means for calculating the determination data series from the K demodulated data series are provided.

【００１４】請求項２による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項１記載の手段と、請求項１記載の同期手段
に、前記合計信号電力が、あるしきい値以下となる場
合、前記同期手段による、局部搬送波の周波数と位相
を、受信信号の搬送波に同期させる操作と、受信信号に
含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する
操作を停止する制御手段を設けたものである。According to a second aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus, wherein the means according to claim 1 and the synchronization means according to claim 1 are provided with the synchronization means when the total signal power is equal to or less than a certain threshold value. The control means for stopping the operation of synchronizing the frequency and phase of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal is provided.

【００１５】請求項３による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項１、請求項２記載の手段と、請求項２記載
の制御手段に、前記合計信号電力がある一定レベル以下
となるタイミングに周期性が存在する場合、未来におけ
る前記合計信号電力が前記一定レベル以下となる時間を
予測し、予め前記同期手段による、局部搬送波の周波数
と位相を、前記受信信号の搬送波に同期させる操作と、
受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号
を抽出する操作を停止する予測手段を設けたものであ
る。In the time diversity communication apparatus according to claim 3, the means according to claim 1 and claim 2 and the control means according to claim 2 have periodicity at the timing when the total signal power is below a certain level. If present, an operation of predicting a time when the total signal power in the future will be equal to or less than the certain level and synchronizing the frequency and phase of the local carrier wave by the synchronizing means in advance with the carrier wave of the received signal,
The prediction means is provided to stop the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal.

【００１６】請求項４による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項１記載の手段と、請求項１記載のダイバー
シティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の中で、最大信号電
力を検出する最大値検出手段と、前記Ｋ個の復調データ
系列の中から、前記最大信号電力を示す復調データ系列
を選択し、合成復調データ系列として出力する選択手段
と、選択された前記合成復調データ系列を判定し、前記
判定データ系列として出力する判定手段とを設けたもの
である。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus according to the first aspect and the diversity means according to the first aspect, wherein the maximum value detecting means for detecting the maximum signal power among the K signal powers. Selecting means for selecting the demodulated data series showing the maximum signal power from the K demodulated data series and outputting the demodulated data series as a combined demodulated data series; and determining the selected combined demodulated data series, A determination means for outputting as a determination data series is provided.

【００１７】請求項５による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項１記載の手段と、請求項１記載のダイバー
シティ手段に、前記Ｋ個の復調データ系列を加算して、
合成復調データ系列として出力する等利得合成手段と、
前記合成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列
として出力する判定手段とを設けたものである。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus in which the K demodulated data series are added to the means according to the first aspect and the diversity means according to the first aspect,
Equal gain combining means for outputting as a combined demodulated data sequence,
And a determining means for determining the combined demodulated data sequence and outputting the determined demodulated data sequence as the determined data sequence.

【００１８】請求項６による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項１記載の手段と、請求項１記載のダイバー
シティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の比をとり、Ｋ個の
重み付け係数を算出する係数算出手段と、前記Ｋ個の復
調データ系列と、対応する前記Ｋ個の重み付け係数をそ
れぞれ乗算し、乗算結果の合計を合成復調データ系列と
して出力する最大比合成手段と、前記合成復調データ系
列を判定し、前記判定データ系列として出力する判定手
段とを設けたものである。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus, wherein the means according to the first aspect and the diversity means according to the first aspect take a ratio of the K signal powers and calculate a K weighting coefficient. The calculating means, the K demodulated data series and the corresponding K weighting coefficients are respectively multiplied, and a maximum ratio combining means for outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data series, and the combined demodulated data series. A determination means for determining and outputting as the determination data series is provided.

【００１９】請求項７による時間ダイバーシティ通信装
置は、送信機で、送信データ系列を差動符号化する、差
動符号化手段と、前記差動符号化した送信データ系列
に、異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を
与え、Ｋ個の遅延送信データ系列を生成する送信データ
遅延手段と、前記Ｋ個の差動符号化した遅延送信データ
系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクト
ル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生
成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ個の異なるスペク
トル拡散データ系列を合成し、変調して送信する変調手
段とを設け、受信機で、受信信号に対して、局部搬送波
を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る検波
手段と、前記局部搬送波の周波数を、前記受信信号の搬
送波に同期させるとともに、受信信号に含まれる拡散符
号に同期したタイミング信号を得る同期手段と、前記ベ
ースバンドスペクトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異
なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調
データ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復
調データ系列に対して遅延検波を行う、遅延検波手段
と、前記Ｋ個の各遅延検波後の復調データ系列に対し
て、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を
一定にするように、時間遅延を与える遅延時間調整手段
と、時間遅延が一定にされた前記Ｋ個の遅延検波後の復
調データ系列に対応するＫ個の信号電力と、その合計信
号電力を算出する信号電力算出手段と、前記Ｋ個の遅延
検波後の復調データ系列から、判定データ系列を求める
ダイバーシティ手段とを設けたものである。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus in which a transmitter uses a differential encoding means for differentially encoding a transmission data sequence and a different K (where K is K) between the differentially encoded transmission data sequence. A transmission data delay unit that gives a time delay of 2 or more natural numbers) to generate K delay transmission data sequences, and K different spreads for the K differentially encoded delay transmission data sequences. A receiver is provided with a spread spectrum means for performing spread spectrum using a code to generate K different spread spectrum data series, and a modulation means for synthesizing, modulating and transmitting the K different spread spectrum data series. When the received signal is multiplied by the local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the frequency of the local carrier is synchronized with the carrier of the received signal. At the same time, the synchronization means for obtaining a timing signal synchronized with the spread code included in the received signal, and the baseband spread spectrum signal are subjected to spectrum despreading using the K different spread codes, and K demodulations are performed. A spectrum despreading means for obtaining a data sequence, a delay detection means for performing delay detection on each of the K demodulated data sequences, and a demodulation data sequence after each of the K delayed detections by the transmitter. A delay time adjusting means for giving a time delay so that the given different K time delays are made constant, and K pieces of K corresponding to the K demodulated data sequences after the delay detection are made constant. Signal power, signal power calculation means for calculating the total signal power thereof, and diversity means for obtaining a judgment data series from the K demodulated data series after differential detection are provided.

【００２０】請求項８による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項７記載の手段と、請求項７記載の同期手段
に、前記合計信号電力が、あるしきい値以下となる場
合、前記同期手段による、局部搬送波の周波数を受信信
号の搬送波に同期させる操作と、受信信号に含まれる拡
散符号に同期したタイミング信号を抽出する操作を停止
する制御手段を設けたものである。A time diversity communication apparatus according to claim 8 is characterized in that the means according to claim 7 and the synchronizing means according to claim 7 are provided with the synchronizing means when the total signal power is equal to or less than a certain threshold value. The control means for stopping the operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal is provided.

【００２１】請求項９による時間ダイバーシティ通信装
置は、請求項７，請求項８記載の手段と、請求項８記載
の制御手段に、前記合計信号電力がある一定レベル以下
となるタイミングに周期性が存在する場合、未来におけ
る前記合計信号電力が前記一定レベル以下となる時間を
予測し、予め前記同期手段による、局部搬送波の周波数
を受信信号の搬送波に同期させる操作と、受信信号に含
まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する操
作を停止する予測手段を設けたものである。In the time diversity communication apparatus according to claim 9, the means according to claims 7 and 8 and the control means according to claim 8 have a periodicity at the timing when the total signal power is below a certain level. If present, an operation of predicting a time when the total signal power in the future will be equal to or less than the certain level and synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal by the synchronizing means in advance, and a spread code included in the received signal. The prediction means is provided to stop the operation of extracting the timing signal synchronized with.

【００２２】請求項１０による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項７記載の手段と、請求項７記載のダイバ
ーシティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の中で、最大信号
電力を検出する最大値検出手段と、前記Ｋ個の遅延検波
後の復調データ系列の中から、前記最大信号電力を示す
復調データ系列を選択し、合成復調データ系列として出
力する選択手段と、選択された前記合成復調データ系列
を判定し、前記判定データ系列として出力する判定手段
とを設けたものである。According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus, wherein the means according to the seventh aspect and the diversity means according to the seventh aspect detect the maximum signal power among the K signal powers. A selection means for selecting a demodulation data sequence showing the maximum signal power from the K demodulated data sequences after differential detection and outputting the demodulation data sequence as a composite demodulation data sequence, and the selected composite demodulation data sequence. A determination means for determining and outputting as the determination data series is provided.

【００２３】請求項１１による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項７記載の手段と、請求項７記載のダイバ
ーシティ手段に、前記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系
列を加算して、合成復調データ系列として出力する等利
得合成手段と、前記合成復調データ系列を判定し、前記
判定データ系列として出力する判定手段とを設けたもの
である。A time diversity communication apparatus according to claim 11 adds the K demodulated data sequences after the delay detection to the means according to claim 7 and the diversity means according to claim 7 to obtain a combined demodulated data sequence. And an equal gain synthesizing means for outputting as, and a determining means for determining the synthesized demodulated data series and outputting as the determined data series.

【００２４】請求項１２による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項７記載の手段と、請求項７記載のダイバ
ーシティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の比をとり、Ｋ個
の重み付け係数を算出する係数算出手段と、前記Ｋ個の
遅延検波後の復調データ系列と、対応する前記Ｋ個の重
み付け係数をそれぞれ乗算し、乗算結果の合計を合成復
調データ系列として出力する最大比合成手段と、前記合
成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列として
出力する判定手段とを設けたものである。According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus, wherein the means according to the seventh aspect and the diversity means according to the seventh aspect take a ratio of the K signal powers and calculate a K weighting coefficient. Calculating means, a maximum ratio combining means for respectively multiplying the K demodulated data sequences after differential detection and the corresponding K weighting coefficients, and outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data sequence; The demodulation data series is judged and a judgment means for outputting the judgment data series is provided.

【００２５】請求項１３による時間ダイバーシティ通信
装置は、送信機で送信データ系列に、異なるＫ（Ｋは２
以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送信
データ系列を生成する送信データ遅延手段と、前記Ｋ個
の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡
散データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ
個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調し
て送信する変調手段とを設け、受信機で受信信号に対し
て、局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散
信号を得る検波手段と、前記局部搬送波の周波数を、前
記受信信号の搬送波に同期させるとともに、受信信号に
含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を得る同期
手段と、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に対し
て、前記Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡
散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペクトル逆拡散手
段と、前記Ｋ個の各復調データ系列から、局部搬送波と
受信搬送波の誤差成分を抽出し、前記誤差成分を用い
て、前記Ｋ個の各復調データ系列の位相回転の補正を行
い、Ｋ個の位相補正後の復調データ系列を出力する位相
同期手段と、前記Ｋ個の各位相補正後の復調データ系列
に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間
遅延を一定にするように、時間遅延を与える遅延時間調
整手段と、時間遅延が一定にされた前記Ｋ個の位相補正
後の復調データ系列に対応するＫ個の信号電力と、その
合計信号電力を算出する信号電力算出手段と、前記Ｋ個
の位相補正後の復調データ系列から、判定データ系列を
求めるダイバーシティ手段とを設けたものである。In the time diversity communication device according to the thirteenth aspect, different K (K is 2) is used for the transmission data sequence at the transmitter.
Transmission data delaying means for generating K delay transmission data sequences by giving time delays equal to the above natural numbers, and spread spectrum using K different spreading codes for the K delay transmission data sequences. And spread spectrum means for generating K different spread spectrum data sequences, and K
A modulation means for synthesizing, modulating and transmitting different pieces of spread spectrum data sequences, a receiver for multiplying a received signal by a local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the local Synchronizing means for synchronizing the frequency of the carrier wave with the carrier wave of the received signal and obtaining a timing signal synchronized with the spread code included in the received signal; and the K different spreading codes for the baseband spread spectrum signal. Spectrum despreading means for despreading the spectrum to obtain K demodulated data sequences, and an error component of the local carrier and the received carrier is extracted from each of the K demodulated data sequences, and the error components are used. , Phase synchronization means for correcting the phase rotation of each of the K demodulated data series and outputting K demodulated data series after the phase correction; With respect to each phase-corrected demodulated data sequence, delay time adjusting means for giving a time delay so that the K different time delays given by the transmitter are made constant, and the time delay is made constant. From K signal powers corresponding to K phase-corrected demodulated data sequences, signal power calculation means for calculating the total signal power thereof, and K phase-corrected demodulated data sequences, a determination data sequence is generated. The required diversity means are provided.

【００２６】請求項１４による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項１３記載の手段と、請求項１３記載の同
期手段に、前記合計信号電力が、あるしきい値以下とな
る場合、前記同期手段による、局部搬送波の周波数を受
信信号の搬送波に同期させる操作、受信信号に含まれる
拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する操作、及
び前記位相同期手段による復調データ系列の位相回転の
補正を行う操作を停止する制御手段を設けたものであ
る。The time diversity communication apparatus according to claim 14 is characterized in that the means according to claim 13 and the synchronizing means according to claim 13 are provided with the synchronizing means when the total signal power is equal to or less than a certain threshold value. Stop the operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal, the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal, and the operation of correcting the phase rotation of the demodulated data sequence by the phase synchronization means. It is provided with a control means.

【００２７】請求項１５による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項１３，請求項１４記載の手段と、請求項
１４記載の制御手段に、前記合計信号電力がある一定レ
ベル以下となるタイミングに周期性が存在する場合、未
来における前記合計信号電力が前記一定レベル以下とな
る時間を予測し、予め前記同期手段による、局部搬送波
の周波数を受信信号の搬送波に同期させる操作、受信信
号に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出
する操作、及び前記位相同期手段による復調データ系列
の位相回転の補正を行う操作を停止する予測手段を設け
たものである。In the time diversity communication apparatus according to claim 15, the means according to claims 13 and 14 and the control means according to claim 14 have a periodicity at the timing when the total signal power is below a certain level. If present, an operation of predicting a time when the total signal power in the future will be equal to or less than the certain level and synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal by the synchronizing means in advance, to the spread code included in the received signal Prediction means for stopping the operation of extracting the synchronized timing signal and the operation of correcting the phase rotation of the demodulated data sequence by the phase synchronization means are provided.

【００２８】請求項１６による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項１３記載の手段と、請求項１３記載のダ
イバーシティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の中で、最大
信号電力を検出する最大値検出手段と、前記Ｋ個の位相
補正後の復調データ系列の中から、前記最大信号電力を
示す復調データ系列を選択し、合成復調データ系列とし
て出力する選択手段と、選択された前記合成復調データ
系列を判定し、前記判定データ系列として出力する判定
手段とを設けたものである。According to a sixteenth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus in which the means according to the thirteenth aspect and the diversity means according to the thirteenth aspect include maximum value detecting means for detecting the maximum signal power among the K signal powers. A selection means for selecting a demodulation data sequence indicating the maximum signal power from the K phase-corrected demodulation data sequences and outputting the demodulation data sequence as a composite demodulation data sequence; and the selected composite demodulation data sequence. A determination means for determining and outputting as the determination data series is provided.

【００２９】請求項１７による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項１３記載の手段と、請求項１３記載のダ
イバーシティ手段に、前記Ｋ個の位相補正後の復調デー
タ系列を加算して、合成復調データ系列として出力する
等利得合成手段と、前記合成復調データ系列を判定し、
前記判定データ系列として出力する判定手段とを設けた
ものである。According to a seventeenth aspect of the present invention, there is provided a time diversity communication apparatus in which the K demodulated data sequences after phase correction are added to the means according to the thirteenth aspect and the diversity means according to the thirteenth aspect, and a combined demodulated data sequence is added. And the equal gain combining means for outputting as, determining the combined demodulated data series,
A determination means for outputting the determination data series is provided.

【００３０】請求項１８による時間ダイバーシティ通信
装置は、請求項１３記載の手段と、請求項１３記載のダ
イバーシティ手段に、前記Ｋ個の信号電力の比をとり、
Ｋ個の重み付け係数を算出する係数算出手段と、前記Ｋ
個の位相補正後の復調データ系列と、対応する前記Ｋ個
の重み付け係数をそれぞれ乗算し、乗算結果の合計を合
成復調データ系列として出力する最大比合成手段と、前
記合成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列と
して出力する判定手段とを設けたものである。A time diversity communication apparatus according to claim 18 is characterized in that the means of claim 13 and the diversity means of claim 13 take the ratio of the K signal powers.
Coefficient calculating means for calculating K weighting coefficients;
The phase-corrected demodulated data series and the corresponding K weighting coefficients are respectively multiplied, and a maximum ratio combining means for outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data series, and the combined demodulated data series are determined. A determination means for outputting the determination data series is provided.

【００３１】[0031]

【作用】請求項１の発明に係る時間ダイバーシティ通信
装置によれば、送信機において、送信データ遅延手段
は、送信データ系列を用いて、異なるＫ（Ｋは２以上の
自然数）通りの時間遅延を与えたＫ個の送信遅延データ
系列を生成し、スペクトル拡散手段は、前記Ｋ個の送信
遅延データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用い
てスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散デー
タ系列を生成し、変調手段は、前記Ｋ個の異なるスペク
トル拡散データ系列を合成し、変調して送信する。よっ
て同一の送信データ系列の情報がＫ個、異なるＫ通りの
時間遅延を与えられて、スペクトル拡散されて送信され
る。According to the time diversity communication apparatus of the first aspect of the invention, in the transmitter, the transmission data delay means uses the transmission data series to generate different K (K is a natural number of 2 or more) time delays. The given K transmission delay data sequences are generated, and the spread spectrum means spreads the K transmission delay data sequences by using K different spreading codes to obtain K different spread spectrum data. A sequence is generated, and the modulation means synthesizes the K different spread spectrum data sequences, modulates and transmits. Therefore, K pieces of information of the same transmission data sequence are given different K kinds of time delays, and spread spectrum is transmitted.

【００３２】次に受信機において、検波手段は、受信信
号に対して局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクト
ル拡散信号を得、同期手段は、前記局部搬送波の周波数
と位相を、前記受信信号の搬送波に同期させるととも
に、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング
信号を抽出し、スペクトル逆拡散手段は、前記ベースバ
ンドスペクトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡
散符号を用いたスペクトル逆拡散を行う。よって異なる
前記Ｋ通りの時間遅延が与えられた、前記送信データ系
列に対応する、Ｋ個の復調データ系列を得る。Next, in the receiver, the detecting means multiplies the received signal by the local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the synchronizing means determines the frequency and phase of the local carrier by the carrier of the received signal. And a timing signal synchronized with the spread code included in the received signal is extracted, and the spectrum despreading means uses the K different spread codes for the spectrum despreading means for the baseband spread spectrum signal. I do. Therefore, K demodulated data sequences corresponding to the transmission data sequences, which are given different K time delays, are obtained.

【００３３】更に前記受信機において、遅延時間調整手
段は、前記Ｋ個の各復調データ系列に対して、前記送信
機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を一定にするよ
うに、時間遅延を与え、信号電力算出手段は、時間遅延
を一定にされた前記Ｋ個の復調データ系列に対応するＫ
個の信号電力と、その合計信号電力を算出し、ダイバー
シティ手段は、時間遅延を一定にされた前記Ｋ個の復調
データ系列から、判定データ系列を求める。よって、雑
音やフェージング等による受信電力の落込みが頻繁に生
じる場合でも、前記Ｋ個の復調データ系列を用いた時間
ダイバーシティにより、良好なビット誤り率特性が実現
される。Further, in the receiver, the delay time adjusting means adjusts the time delay for each of the K demodulated data sequences so as to make K different time delays given by the transmitter constant. The signal power calculation means provides K corresponding to the K demodulated data sequences with a fixed time delay.
The signal power and the total signal power are calculated, and the diversity means obtains a determination data sequence from the K demodulated data sequences having a constant time delay. Therefore, even if the received power is frequently dropped due to noise or fading, good bit error rate characteristics can be realized by the time diversity using the K demodulated data sequences.

【００３４】請求項２の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、制御手段は、前記合計信号電力の落
込みをしきい値検出し、受信信号電力の落込みが検出さ
れた場合は、前記同期手段による、局部搬送波の周波数
と位相を前記受信信号に同期させる操作と、受信信号に
含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する
操作を停止させ、前記合計信号電力が落込んだ場合に生
じる、前記同期手段における周波数同期、位相同期、拡
散信号との時間同期の各誤作動を回避する。According to the time diversity communication device of the second aspect of the present invention, the control means detects the drop of the total signal power by a threshold value, and when the drop of the received signal power is detected, When the operation of synchronizing the frequency and phase of the local carrier wave with the received signal by the synchronization means and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal are stopped, and the total signal power drops. The malfunctions of the frequency synchronization, the phase synchronization, and the time synchronization with the spread signal that occur in the synchronization means are avoided.

【００３５】請求項３の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、予測手段は、前記制御手段からの受
信信号電力の落込みを示す信号と、受信信号電力の落込
みのタイミング情報を外部から得られる場合は、前記外
部からの受信信号電力の落込みのタイミング情報を用い
て、受信信号電力の落込みのタイミングに周期性が存在
するか調べ、周期性がある場合は、未来における受信信
号電力の落込みの時間を予測し、予め前記合計信号電力
が落込んだ場合に生じる、前記同期手段における周波数
同期、位相同期、拡散信号との時間同期の各誤作動を回
避する。According to the time diversity communication apparatus of the third aspect of the present invention, the predicting means externally receives the signal indicating the drop of the received signal power from the control means and the timing information of the drop of the received signal power. If it can be obtained, the timing information of the received signal power drop from the outside is used to check whether there is periodicity in the received signal power drop timing. If there is periodicity, the received signal in the future The time of power drop is predicted, and each malfunction of the frequency synchronization, the phase synchronization, and the time synchronization with the spread signal in the synchronization means that occurs when the total signal power drops in advance is avoided.

【００３６】請求項４の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、最大値検出手段は、前記Ｋ個の信号
電力の中で、最大信号電力を検出し、選択手段は、前記
Ｋ個の復調データ系列の中から、前記最大信号電力を示
す合成復調データ系列を選択し、判定手段は、選択され
た前記合成復調データ系列を判定し、前記判定データと
することによって、選択方式による請求項１記載の時間
ダイバーシティが実現される。According to the time diversity communication apparatus of the fourth aspect of the present invention, the maximum value detecting means detects the maximum signal power among the K signal powers, and the selecting means detects the K demodulations. The method according to claim 1, wherein a combined demodulation data series showing the maximum signal power is selected from the data series, and the judgment means judges the selected combined demodulation data series and sets the judgment data as the judgment data. The described time diversity is realized.

【００３７】請求項５の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、等利得合成手段は、前記Ｋ個の復調
データ系列を加算し、合成復調データ系列として出力
し、判定手段は、合成された前記合成復調データ系列を
判定し、前記判定データとすることによって、等利得合
成方式による請求項１記載の時間ダイバーシティが実現
される。According to the time diversity communication apparatus of the fifth aspect of the present invention, the equal gain synthesizing means adds the K demodulated data sequences and outputs them as a synthesized demodulated data sequence, and the judging means synthesizes them. The time diversity according to claim 1 is realized by the equal gain combining method by determining the combined demodulation data sequence and using the determined data.

【００３８】請求項６の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、係数算出手段は、前記Ｋ個の信号電
力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算出し、最大比合
成手段は、前記Ｋ個の復調データ系列と、対応する前記
Ｋ個の重み付け係数をそれぞれ乗算し、各乗算結果を加
算して合成復調データ系列として出力し、判定手段は、
前記合成復調データ系列を判定し、前記判定データとし
て出力することによって、最大比合成方式による前記請
求項１記載の時間ダイバーシティが実現される。According to the time diversity communication apparatus of the sixth aspect of the present invention, the coefficient calculating means calculates the K weighting coefficients by taking the ratio of the K signal powers, and the maximum ratio synthesizing means calculates the weighting coefficients. The K demodulation data series and the corresponding K weighting coefficients are respectively multiplied, and the respective multiplication results are added and output as a combined demodulation data series.
By determining the combined demodulated data sequence and outputting it as the determination data, the time diversity according to claim 1 is realized by the maximum ratio combining method.

【００３９】請求項７の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、送信機において、差動符号化手段
は、送信データ系列を差動符号化し、送信データ遅延手
段は、前記差動符号化された送信データ系列を用いて、
異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与え
たＫ個の送信遅延データ系列を生成し、スペクトル拡散
手段は、前記Ｋ個の送信遅延データ系列に対して、Ｋ個
の異なる拡散符号を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異
なるスペクトル拡散データ系列を生成し、変調手段は、
前記Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、
変調して送信する。よって差動符号化された同一の送信
データ系列の情報がＫ個、異なるＫ通りの時間遅延を与
えられて、スペクトル拡散されて送信される。According to the time diversity communication apparatus of the seventh aspect of the present invention, in the transmitter, the differential encoding means differentially encodes the transmission data sequence, and the transmission data delay means is differentially encoded. Using the transmitted data sequence
The K transmission delay data sequences are generated with different K (where K is a natural number of 2 or more) time delays, and the spread spectrum means spreads the K transmission delay data sequences differently from each other. Spread spectrum using a code to generate K different spread spectrum data sequences, and the modulation means
Combining the K different spread spectrum data sequences,
Modulate and send. Therefore, K pieces of differentially encoded information of the same transmission data sequence are given K different time delays, and spread spectrum is transmitted.

【００４０】次に受信機において、検波手段は、受信信
号に対して局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクト
ル拡散信号を得、同期手段は、前記局部搬送波の周波数
を、前記受信信号の搬送波に同期させるとともに、受信
信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽
出し、スペクトル逆拡散手段は、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を
用いたスペクトル逆拡散を行う。よって、前記差動符号
化された送信データ系列に対応する、前記Ｋ通りの時間
遅延が与えられたＫ個の準同期によるデータ位相回転を
含んだ復調データ系列を得る。Next, in the receiver, the detecting means multiplies the received signal by the local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the synchronizing means synchronizes the frequency of the local carrier with the carrier of the received signal. At the same time, the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal is extracted, and the spectrum despreading means performs spectrum despreading using the K different spread codes on the baseband spread spectrum signal. . Therefore, a demodulation data sequence corresponding to the differentially encoded transmission data sequence, which includes K data phases rotated by quasi-synchronization with K time delays, is obtained.

【００４１】更に前記受信機において、遅延検波手段
は、前記Ｋ個の各復調データ系列に対して遅延検波を行
い、前記差動符号化される前の送信データ系列に対応す
る、Ｋ個の復調データ系列を得、遅延時間調整手段は、
前記Ｋ個の各遅延検波後の復調データ系列に対して、前
記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を一定に
するように、時間遅延を与え、信号電力算出手段は、時
間遅延を一定にされた前記Ｋ個の遅延検波後の復調デー
タ系列に対応するＫ個の信号電力と、その合計信号電力
を算出し、ダイバーシティ手段は、時間遅延を一定にさ
れた前記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列から、判定
データ系列を求める。よって、雑音やフェージング等に
よる受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、前記Ｋ
個の復調データ系列を用いた時間ダイバーシティによ
り、良好なビット誤り率特性が実現され、更に遅延検波
方式を用いるため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、安定に動作する時間ダイバーシティが実現さ
れる。Further, in the receiver, the differential detection means performs differential detection on each of the K demodulated data sequences, and K demodulations corresponding to the transmission data sequences before the differential encoding are performed. The data sequence is obtained, and the delay time adjustment means is
A time delay is given to the K demodulated data sequences after respective delay detections so that K different time delays given by the transmitter are constant, and the signal power calculation means gives the time delay. The K signal powers corresponding to the K demodulated data sequences after the constant delay detection and the total signal power thereof are calculated, and the diversity means calculates the K delay detections with the constant time delay. A determination data series is obtained from the subsequent demodulated data series. Therefore, even when the received power is frequently dropped due to noise or fading, the K
A good bit error rate characteristic is realized by time diversity using individual demodulated data sequences, and since a differential detection method is used, phase synchronization due to carrier recovery is not required, and carrier phase jump occurs in the received signal. Even in a variety of situations, stable time diversity is achieved.

【００４２】請求項８の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、制御手段は、前記合計信号電力の落
込みをしきい値検出し、受信信号電力の落込みが検出さ
れた場合は、前記同期手段による、局部搬送波の周波数
を前記受信信号に同期させる操作と、受信信号に含まれ
る拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する操作を
停止させ、前記合計信号電力が落込んだ場合に生じる、
前記同期手段における周波数同期、拡散信号との時間同
期の各誤作動を回避する。According to the time diversity communication device of the present invention, the control means detects the drop of the total signal power by a threshold value, and when the drop of the received signal power is detected, The synchronization means stops the operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the received signal and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal, and occurs when the total signal power drops.
Each malfunction of frequency synchronization and time synchronization with a spread signal in the synchronization means is avoided.

【００４３】請求項９の発明に係る時間ダイバーシティ
通信装置によれば、予測手段は、前記制御手段からの受
信信号電力の落込みを示す信号と、受信信号電力の落込
みのタイミング情報を外部から得られる場合は、前記外
部からの受信信号電力の落込みのタイミング情報を用い
て、受信信号電力の落込みのタイミングに周期性が存在
するか調べ、周期性がある場合は、未来における受信信
号電力の落込みの時間を予測し、予め前記合計信号電力
が落込んだ場合に生じる、前記同期手段における周波数
同期、拡散信号との時間同期の各誤作動を回避する。According to the time diversity communication apparatus of the ninth aspect, the predicting means externally receives the signal indicating the drop in the received signal power from the control means and the timing information of the drop in the received signal power. If it can be obtained, the timing information of the received signal power drop from the outside is used to check whether there is periodicity in the received signal power drop timing. If there is periodicity, the received signal in the future By predicting the time of power drop, each malfunction of frequency synchronization and time synchronization with the spread signal in the synchronizing means that occurs when the total signal power drops in advance is avoided.

【００４４】請求項１０の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、最大値検出手段は、前記Ｋ個の信
号電力の中で、最大信号電力を検出し、選択手段は、前
記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列の中から、前記最
大信号電力を示す合成復調データ系列を選択し、判定手
段は、選択された前記合成復調データ系列を判定し、前
記判定データとすることによって、選択方式による請求
項７記載の時間ダイバーシティが実現される。According to the time diversity communication device of the tenth aspect of the invention, the maximum value detecting means detects the maximum signal power among the K signal powers, and the selecting means selects the K delays. From the demodulated data series after detection, the combined demodulated data series showing the maximum signal power is selected, and the judging means judges the selected combined demodulated data series, and sets it as the judgment data. According to claim 7, time diversity is realized.

【００４５】請求項１１の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、等利得合成手段は、前記Ｋ個の遅
延検波後の復調データ系列を加算し、合成復調データ系
列として出力し、判定手段は、合成された前記合成復調
データ系列を判定し、前記判定データとすることによっ
て、等利得合成方式による請求項７記載の時間ダイバー
シティが実現される。According to the time diversity communication device of the eleventh aspect of the present invention, the equal gain synthesizing means adds the K demodulated data sequences after differential detection and outputs the result as a synthetic demodulated data sequence, and the determining means The time diversity according to claim 7 is realized by the equal gain combining method by judging the combined demodulated data sequence that has been combined and using it as the judgment data.

【００４６】請求項１２の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、係数算出手段は、前記Ｋ個の信号
電力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算出し、最大比
合成手段は、前記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列
と、対応する前記Ｋ個の重み付け係数をそれぞれ乗算
し、各乗算結果を加算して合成復調データ系列として出
力し、判定手段は、前記合成復調データ系列を判定し、
前記判定データとして出力することによって、最大比合
成方式による前記請求項７記載の時間ダイバーシティが
実現される。According to the time diversity communication apparatus of the twelfth aspect of the invention, the coefficient calculating means calculates the K weighting coefficients by taking the ratio of the K signal powers, and the maximum ratio synthesizing means calculates the weighting coefficients. The K demodulated data sequences after differential detection are respectively multiplied by the corresponding K weighting coefficients, the respective multiplication results are added and output as a combined demodulated data sequence, and the determination means outputs the combined demodulated data sequence. Judge,
By outputting as the determination data, the time diversity according to claim 7 is realized by the maximum ratio combining method.

【００４７】請求項１３の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、送信機において、送信データ遅延
手段は、送信データ系列を用いて、異なるＫ（Ｋは２以
上の自然数）通りの時間遅延を与えたＫ個の送信遅延デ
ータ系列を生成し、スペクトル拡散手段は、前記Ｋ個の
送信遅延データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を
用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散
データ系列を生成し、変調手段は、前記Ｋ個の異なるス
ペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送信する。
よって同一の送信データ系列の情報がＫ個、異なるＫ通
りの時間遅延を与えられて、スペクトル拡散されて送信
される。According to the time diversity communication apparatus of the thirteenth aspect of the present invention, in the transmitter, the transmission data delay means uses the transmission data series to generate different K (K is a natural number of 2 or more) time delays. The given K transmission delay data sequences are generated, and the spread spectrum means spreads the K transmission delay data sequences by using K different spreading codes to obtain K different spread spectrum data. A sequence is generated, and the modulation means synthesizes the K different spread spectrum data sequences, modulates and transmits.
Therefore, K pieces of information of the same transmission data sequence are given different K kinds of time delays, and spread spectrum is transmitted.

【００４８】次に受信機において、検波手段は、受信信
号に対して局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクト
ル拡散信号を得、同期手段は、前記局部搬送波の周波数
を、前記受信信号の搬送波に同期させるとともに、受信
信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽
出し、スペクトル逆拡散手段は、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を
用いたスペクトル逆拡散を行う。よって、前記送信デー
タ系列に対応する、前記Ｋ通りの時間遅延が与えられた
Ｋ個の準同期によるデータ位相回転を含んだ復調データ
系列を得る。Next, in the receiver, the detecting means multiplies the received signal by the local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the synchronizing means synchronizes the frequency of the local carrier with the carrier of the received signal. At the same time, the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal is extracted, and the spectrum despreading means performs spectrum despreading using the K different spread codes on the baseband spread spectrum signal. . Therefore, a demodulation data sequence corresponding to the transmission data sequence and including K data quasi-synchronized data phase rotations with K time delays is obtained.

【００４９】更に前記受信機において、位相同期手段
は、前記Ｋ個の各復調データ系列から、局部搬送波と受
信搬送波の誤差成分を抽出し、前記誤差成分を用いて、
前記Ｋ個の各復調データ系列の位相回転の補正を行い、
Ｋ個の位相補正後の復調データ系列を出力し、遅延時間
調整手段は、前記Ｋ個の位相補正後の各復調データ系列
に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間
遅延を一定にするように、時間遅延を与え、信号電力算
出手段は、時間遅延を一定にされた前記Ｋ個の位相補正
後の復調データ系列に対応するＫ個の信号電力と、その
合計信号電力を算出し、ダイバーシティ手段は、時間遅
延を一定にされた前記Ｋ個の位相補正後の復調データ系
列から、判定データ系列を求める。よって、雑音やフェ
ージング等による受信電力の落込みが頻繁に生じる場合
でも、前記Ｋ個の復調データ系列を用いた時間ダイバー
シティにより、良好なビット誤り率特性が実現される。
更に、準同期の復調データを用いた位相同期手段が、デ
ィジタル信号処理によって実現され、また前記位相同期
手段によって、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ず
るような状況でも、安定に動作する時間ダイバーシティ
が実現される。Further, in the receiver, the phase synchronization means extracts an error component between the local carrier wave and the received carrier wave from each of the K demodulated data sequences, and uses the error component,
Correction of the phase rotation of each of the K demodulated data series,
The K phase-corrected demodulated data series are output, and the delay time adjusting means applies K different time delays given by the transmitter to each of the K phase-corrected demodulated data series. A time delay is given so as to keep the signal delay constant, and the signal power calculation means calculates the K signal powers corresponding to the K phase-corrected demodulated data sequences with the constant time delay, and the total signal power thereof. Then, the diversity means obtains a determination data sequence from the K phase-corrected demodulation data sequences with a fixed time delay. Therefore, even if the received power is frequently dropped due to noise or fading, good bit error rate characteristics can be realized by the time diversity using the K demodulated data sequences.
Further, the phase synchronization means using the quasi-synchronized demodulated data is realized by digital signal processing, and the phase synchronization means provides stable time diversity even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal. Will be realized.

【００５０】請求項１４の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、制御手段は、前記合計信号電力の
落込みをしきい値検出し、受信信号電力の落込みが検出
された場合は、前記同期手段による、局部搬送波の周波
数を前記受信信号に同期させる操作と、受信信号に含ま
れる拡散符号に同期したタイミング信号を抽出する操
作、及び前記位相同期手段による復調データの位相回転
の補正を行う操作を停止させ、前記合計信号電力が落込
んだ場合に生じる、前記同期手段における周波数同期、
拡散信号との時間同期、前記位相同期手段による位相補
正の各誤作動を回避する。According to the time diversity communication device of the fourteenth aspect of the present invention, the control means detects the drop of the total signal power by a threshold value, and when the drop of the received signal power is detected, The synchronizing means performs an operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the received signal, an operation of extracting a timing signal synchronized with a spread code included in the received signal, and a phase rotation correction of demodulated data by the phase synchronizing means. Frequency synchronization in the synchronization means, which occurs when operation is stopped and the total signal power drops.
Each malfunction of time synchronization with a spread signal and phase correction by the phase synchronization means is avoided.

【００５１】請求項１５の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、予測手段は、前記制御手段からの
受信信号電力の落込みを示す信号と、受信信号電力の落
込みのタイミング情報を外部から得られる場合は、前記
外部からの受信信号電力の落込みのタイミング情報を用
いて、受信信号電力の落込みのタイミングに周期性が存
在するか調べ、周期性がある場合は、未来における受信
信号電力の落込みの時間を予測し、予め前記合計信号電
力が落込んだ場合に生じる、前記同期手段における周波
数同期、拡散信号との時間同期、前記位相同期手段によ
る位相補正の各誤作動を回避する。According to the time diversity communication device of the fifteenth aspect of the present invention, the predicting means externally receives the signal indicating the drop of the received signal power from the control means and the timing information of the drop of the received signal power. If it can be obtained, the timing information of the received signal power drop from the outside is used to check whether there is periodicity in the received signal power drop timing. If there is periodicity, the received signal in the future Erroneous operations of frequency synchronization in the synchronizing means, time synchronization with a spread signal, and phase correction by the phase synchronizing means, which occur when the total signal power falls in advance, are predicted by predicting the time of power down. To do.

【００５２】請求項１６の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、最大値検出手段は、前記Ｋ個の信
号電力の中で、最大信号電力を検出し、選択手段は、前
記Ｋ個の位相補正後の復調データ系列の中から、前記最
大信号電力を示す合成復調データ系列を選択し、判定手
段は、選択された前記合成復調データ系列を判定し、前
記判定データとすることによって、選択方式による請求
項１３記載の時間ダイバーシティが実現される。According to the time diversity communication apparatus of the sixteenth aspect of the invention, the maximum value detecting means detects the maximum signal power among the K signal powers, and the selecting means selects the K phase. From the demodulated data series after correction, the composite demodulated data series showing the maximum signal power is selected, and the determination means determines the selected composite demodulated data series and uses the selected data as the determination data. According to claim 13, time diversity is realized.

【００５３】請求項１７の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、等利得合成手段は、前記Ｋ個の位
相補正後の復調データ系列を加算し、合成復調データ系
列として出力し、判定手段は、合成された前記合成復調
データ系列を判定し、前記判定データとすることによっ
て、等利得合成方式による請求項１３記載の時間ダイバ
ーシティが実現される。According to the time diversity communication apparatus of the seventeenth aspect of the present invention, the equal gain combining means adds the K phase-corrected demodulated data series, and outputs the combined demodulated data series. The time diversity according to claim 13 is realized by the equal gain combining method by determining the combined demodulated data sequence that has been combined and using it as the determination data.

【００５４】請求項１８の発明に係る時間ダイバーシテ
ィ通信装置によれば、係数算出手段は、前記Ｋ個の信号
電力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算出し、最大比
合成手段は、前記Ｋ個の位相補正後の復調データ系列
と、対応する前記Ｋ個の重み付け係数をそれぞれ乗算
し、各乗算結果を加算して合成復調データ系列として出
力し、判定手段は、前記合成復調データ系列を判定し、
前記判定データとして出力することによって、最大比合
成方式による前記請求項１３記載の時間ダイバーシティ
が実現される。According to the time diversity communication device of the eighteenth aspect of the present invention, the coefficient calculating means calculates the K weighting coefficients by taking the ratio of the K signal powers, and the maximum ratio combining means calculates the weighting coefficients. The K demodulated data series after the phase correction and the corresponding K weighting coefficients are respectively multiplied, and the respective multiplication results are added and output as a combined demodulated data series. Judge,
The time diversity according to claim 13 is realized by the maximum ratio combining method by outputting the judgment data.

【００５５】[0055]

【実施例】実施例１．本実施例は送信側でＢＰＳＫ変調
したデータを、受信側で同期検波を行う、同期検波型の
スペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、ダ
イバーシティには選択ダイバーシティを用いたものであ
る。以下、図を参照して実施例１について説明する。EXAMPLES Example 1. The present embodiment is a coherent detection type spread spectrum time diversity communication device for performing coherent detection on the receiving side of BPSK-modulated data on the transmitting side, and uses selective diversity for diversity. Hereinafter, Embodiment 1 will be described with reference to the drawings.

【００５６】図１は、本発明によるスペクトル拡散時間
ダイバーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成
を示すブロック図であり、１０００は送信データ遅延手
段、２０００はスペクトル拡散手段、３０００は合成送
信手段、４０００ａは検波手段、４０００ｂは同期手
段、５０００はスペクトル逆拡散手段、６０００は遅延
時間調整手段、９０００はダイバーシティ手段、０１は
送信データ入力端子、０２は遅延回路、０３はＭビット
で構成される拡散符号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によっ
てデータをスペクトル拡散する拡散回路、０４はＭビッ
トで構成される拡散符号ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によ
ってデータをスペクトル拡散する拡散回路、０５は０３
と０４からの拡散データを合成する合成回路、０６は搬
送波発生器、０７は０５からのデータと０６からの搬送
波を乗算するミキサ、０８は送信用のアンテナ、０９は
受信用のアンテナ、１０は電圧制御型発振器（ＶＣ
Ｏ）、１１は９０°移相器、１２、１３はミキサ、１４
ａ、１５ｂは、ローパスフィルタ、１４、１５はベース
バンドスペクトル拡散信号を出力するＡ／Ｄ変換器、１
６、１８は前記拡散符号ａn によってベースバンドスペ
クトル拡散信号を逆拡散する逆拡散回路、１７、１９は
前記拡散符号ｂn によってベースバンドスペクトル拡散
信号を逆拡散する逆拡散回路、２０は拡散符号のクロッ
ク信号であるチップクロックを再生し、出力する初期捕
捉／同期追跡回路、２１は遅延回路、２２は受信信号電
力を検出する信号電力算出手段、２３はダイバーシティ
回路、２４は軟判定回路、２５は制御手段、２５ａは予
測手段、２６は自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動キャリ
ア位相制御（ＡＰＣ）回路、２７は受信データ出力端
子、２８は外部信号入力端子、また２０４は比較器、２
０５は選択器、２５１は電力比較器、２５２は制御信号
合成・選択器、２５３は周期性検出回路、２５４はタイ
ミング予測回路、２５５は合成制御回路である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a transmitter / receiver used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention. 1000 is a transmission data delay means, 2000 is a spread spectrum means, and 3000 is a combined transmission means. Reference numeral 4000a is a detecting means, 4000b is a synchronizing means, 5000 is a spectrum despreading means, 6000 is a delay time adjusting means, 9000 is a diversity means, 01 is a transmission data input terminal, 02 is a delay circuit, and 03 is M bits. Spreading circuit that spreads data by spreading code a n (n = 1, 2, ... M), 04 spreads data by spreading code b n (n = 1, 2, ... M) composed of M bits Spreading circuit, 05 is 03
A synthesis circuit for synthesizing the spread data from 04 and 04, 06 is a carrier generator, 07 is a mixer for multiplying the data from 05 and the carrier from 06, 08 is an antenna for transmission, 09 is an antenna for reception, 10 is Voltage controlled oscillator (VC
O), 11 is a 90 ° phase shifter, 12 and 13 are mixers, 14
a and 15b are low-pass filters, 14 and 15 are A / D converters for outputting baseband spread spectrum signals, 1
Reference numerals 6 and 18 denote despreading circuits for despreading the baseband spread spectrum signal by the spreading code a n , 17 and 19 despreading circuits for despreading the baseband spread spectrum signal by the spreading code b n , and 20 a spreading code. An initial acquisition / synchronization tracking circuit that reproduces and outputs a chip clock that is a clock signal of the signal, 21 is a delay circuit, 22 is a signal power calculation unit that detects received signal power, 23 is a diversity circuit, 24 is a soft decision circuit, 25 Is a control means, 25a is a prediction means, 26 is an automatic frequency control (AFC) / automatic carrier phase control (APC) circuit, 27 is a received data output terminal, 28 is an external signal input terminal, and 204 is a comparator, 2
Reference numeral 05 is a selector, 251 is a power comparator, 252 is a control signal synthesizer / selector, 253 is a periodicity detection circuit, 254 is a timing prediction circuit, and 255 is a synthesis control circuit.

【００５７】図３は、本実施例の逆拡散回路１６、１
７、１８、１９の構成図であり、１００はベースバンド
スペクトル拡散信号入力端子、１０１はチップクロック
入力端子、１０２は逆拡散器、１０３は拡散符号発生
器、１０４は積分器、１０５はＤ−フリップフロップ、
１０６は復調データ出力端子、１０７はシンボルクロッ
ク入力端子、１０８は拡散符号出力端子である。FIG. 3 shows the despreading circuits 16 and 1 of this embodiment.
10 is a block diagram of the baseband spread spectrum signal input terminal, 101 is a chip clock input terminal, 102 is a despreader, 103 is a spreading code generator, 104 is an integrator, and 105 is D-. flip flop,
106 is a demodulated data output terminal, 107 is a symbol clock input terminal, and 108 is a spread code output terminal.

【００５８】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、直交する２
つのＭビットで構成される拡散符号、ａn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）、ｂn （ｎ＝１，２，…Ｍ）を用いたスペク
トル拡散時間ダイバーシティ通信装置について説明す
る。拡散符号には、例えばＰＮ系列を用いることとす
る。Next, the operation will be described. In the following description, in the present embodiment, for simplification, it is assumed that the number of data sequences transmitted / received at the same time and given different delays is K = 2.
Spreading code composed of two M bits, a n (n = 1,
2, ... M), b n (n = 1, 2, ... M) will be used to describe a spread spectrum time diversity communication device. For example, a PN sequence is used as the spreading code.

【００５９】送信機側では、“０“と“１”で表される
ディジタル送信データを、送信データ入力端子０１に入
力する。入力されたデータは、送信データ遅延手段１０
００に入力される。送信データ遅延手段１０００では、
入力データの一方はそのまま出力され、もう一方は遅延
回路０２に入力される。遅延回路０２ではデータをＬシ
ンボル遅延させてから出力する。この遅延量は、フェー
ジング、ブロッケージ等に起因する受信信号電力の減衰
に対応するために設けられているものであり、対応しよ
うとする最大減衰時間をＴｄ[s] とすると、データ伝送
速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する遅延シン
ボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒに設計される。ま
た、受信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その
周期の平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[s
ymbol/s]のシステムでは、設定する遅延シンボル数Ｌ[s
ymbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）
×Ｒに設計される。（但しｍ＝０，１，２，３，…）On the transmitter side, digital transmission data represented by "0" and "1" is input to the transmission data input terminal 01. The input data is transmitted data delay means 10
00 is input. In the transmission data delay means 1000,
One of the input data is output as it is, and the other is input to the delay circuit 02. The delay circuit 02 delays the data by L symbols and then outputs the delayed data. This delay amount is provided to cope with the attenuation of the received signal power caused by fading, blockage, etc. If the maximum attenuation time to be dealt with is Td [s], the data transmission rate will be R In the [symbol / s] system, the number of delay symbols L [symbol] to be set is designed so that L ≧ Td × R. In addition, when there is a periodicity in the attenuation of the received signal power, letting the average of the period be Tr [s], the data transmission rate becomes R [s
ymbol / s] system, set the number of delay symbols L [s
ymbol] is (m + 1) Tr × R ≧ L ≧ (Td + mTr)
Designed to be xR. (However, m = 0, 1, 2, 3, ...)

【００６０】スペクトル拡散手段２０００における拡散
回路０３では、Ｍビットで構成されるＰＮ系列の拡散符
号ａn （ｎ＝１，２，…Ｍ）によって、送信データ遅延
手段１０００からの遅延量０のデータをスペクトル拡散
する。データ伝送速度がＲ[symbol/s]とすると、拡散回
路０３からは、Ｍ×Ｒ[bit/s]のスペクトル拡散データ
が出力される。図２に、本実施例によるデータのタイミ
ングチャートの一例を示す。In the spreading circuit 03 in the spectrum spreading means 2000, the data of the delay amount 0 from the transmission data delay means 1000 is spread by the spreading code a n (n = 1, 2, ... M) of the PN sequence composed of M bits. To spread the spectrum. If the data transmission rate is R [symbol / s], the spread circuit 03 outputs M × R [bit / s] spread spectrum data. FIG. 2 shows an example of a data timing chart according to this embodiment.

【００６１】本実施例では、遅延シンボル数をＬ＝５シ
ンボルとする。よって、ｋシンボル目の送信データ系列
をＸk （ｋは整数）で表記した場合、遅延回路０２から
の出力データ系列は、送信データ系列から５シンボル分
遅延してＸ(k-5) （ｋは整数）となる。スペクトル拡散
手段２０００における拡散回路０４は、この遅延回路０
２からの送信遅延データ系列ＸＤk ＝Ｘ(k-5) を、Ｍビ
ットで構成されるＰＮ系列の拡散符号ｂn （ｎ＝１，
２，…Ｍ）によってスペクトル拡散する。この拡散符号
ｂn は、拡散回路０３で用いる拡散符号ａn と直交する
ものとする。図２に、拡散回路０３によってスペクトル
拡散されたデータ系列、Ｙａk （ｋは整数）と、拡散回
路０４によってスペクトル拡散されたデータ系列ＹＤｂ
k＝Ｙｂ(k-5) （ｋは整数）をそれぞれ示す。In this embodiment, the number of delayed symbols is L = 5 symbols. Therefore, when the transmission data sequence at the k-th symbol is represented by X k (k is an integer), the output data sequence from the delay circuit 02 is delayed by 5 symbols from the transmission data sequence, and X (k-5) (k Is an integer). The spread circuit 04 in the spread spectrum means 2000 uses the delay circuit 0.
The transmission delay data sequence XD k = X (k-5) from 2 is transmitted to the PN sequence spreading code b n (n = 1, 1 ) composed of M bits.
2, ... M) spreads the spectrum. This spreading code b n is assumed to be orthogonal to the spreading code a n used in the spreading circuit 03. 2, the spectrum spread data sequence by the spreading circuit 03, Ya k (k is an integer), the spectrum spread by the spreading circuit 04 data sequence YDb
k = Yb (k-5) (k is an integer).

【００６２】変調手段３０００における合成回路０５
は、Ｙａk （ｋは整数）とＹＤｂk （ｋは整数）の２つ
の拡散データ系列を合成して出力する。図２に、合成回
路０５の出力データ系列Ｔk （ｋは整数）を示す。ミキ
サ０７では、この合成信号Ｔk（ｋは整数）に、搬送波
発生器０６から出力される搬送波を乗算し、ＢＰＳＫ変
調する。送信用のアンテナ０８は、この変調信号を送出
する。Synthesizing circuit 05 in modulating means 3000
Is, Ya k (k is an integer) (k is an integer) YDB k and outputs the synthesized two diffusion data series. FIG. 2 shows an output data series T k (k is an integer) of the synthesis circuit 05. In the mixer 07, the composite signal T k (k is an integer) is multiplied by the carrier wave output from the carrier wave generator 06, and BPSK modulation is performed. The transmitting antenna 08 sends out this modulated signal.

【００６３】受信機側では、検波手段４０００内のアン
テナ０９で信号を受信し、受信信号を２つのミキサ１
２、１３に入力する。ＶＣＯ１０は、局部搬送波を、ミ
キサ１３と９０°移相器１１に供給する。９０°移相器
１１は、局部搬送波を９０°移相してミキサ１２に出力
する。ミキサ１３では、受信信号とＶＣＯ１０からの局
部搬送波を乗算し、ローパスフィルタ１５ａでフィルタ
リングして、合成拡散信号の実数成分（Ｉ成分）を出力
する。ミキサ１２では受信信号と９０°移相器１１から
の９０°移相された局部搬送波を乗算し、ローパスフィ
ルタ１４ａでフィルタリングして、合成拡散信号の虚数
成分（Ｑ成分）を出力する。図２に、検波手段４０００
ａにおけるミキサ１２、１３からのＩ成分データ系列と
Ｑ成分データ系列のタイミングをまとめて、Ｒk （ｋは
整数）と称して示す。また図中の斜線部は、フェージン
グやブロッケージ等によって発生した信号電力の落ち込
みを示しており、よって本実施例では、図２に示す４シ
ンボル分の情報が失われたこととする。On the receiver side, the signal is received by the antenna 09 in the detection means 4000, and the received signal is received by the two mixers 1.
Input in 2 and 13. The VCO 10 supplies the local carrier wave to the mixer 13 and the 90 ° phase shifter 11. The 90 ° phase shifter 11 phase-shifts the local carrier wave by 90 ° and outputs it to the mixer 12. The mixer 13 multiplies the received signal by the local carrier from the VCO 10 and filters by the low pass filter 15a to output the real number component (I component) of the combined spread signal. The mixer 12 multiplies the received signal by the 90 ° phase-shifted local carrier from the 90 ° phase shifter 11, filters by the low-pass filter 14a, and outputs the imaginary component (Q component) of the combined spread signal. In FIG. 2, the detection means 4000
The timings of the I component data series and the Q component data series from the mixers 12 and 13 in a are collectively shown as R k (k is an integer). Further, the shaded area in the drawing indicates the drop in signal power caused by fading, blockage, etc. Therefore, in this embodiment, it is assumed that the information for four symbols shown in FIG. 2 is lost.

【００６４】本実施例では、ＢＰＳＫ変調方式を採用し
ているため、受信信号の搬送波と局部搬送波の周波数と
位相の同期が完全であれば、本実施例の検波手段４００
０ａからのＩ成分にのみ、復調データ成分が出力される
ことになるが、同期引込み時や受信信号電力を検出する
場合には、Ｉ成分、Ｑ成分の両方を用いる必要があるた
め、検波手段４０００ａからは、Ｉ成分とＱ成分を出力
する。In this embodiment, since the BPSK modulation method is adopted, if the frequency and phase of the carrier wave of the received signal and the local carrier wave are perfectly synchronized, the detecting means 400 of this embodiment is used.
Although the demodulated data component is output only to the I component from 0a, both the I component and the Q component need to be used at the time of synchronization pull-in or when the received signal power is detected, so the detection means The 4000a outputs the I component and the Q component.

【００６５】Ａ／Ｄ変換器１４は、ミキサ１２からのア
ナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器１５は、ミキサ１３からの
アナログ信号を、ディジタル信号であるベースバンドス
ペクトル拡散信号にそれぞれ変換し、スペクトル逆拡散
手段５０００に供給する。スペクトル逆拡散手段５００
０における逆拡散回路１６は、Ａ／Ｄ変換器１４からの
信号を前記拡散符号ａn で逆拡散し、逆拡散回路１７
は、Ａ／Ｄ変換器１４からの信号を前記拡散符号ｂn で
逆拡散する。一方、スペクトル逆拡散手段５０００にお
ける逆拡散回路１８は、Ａ／Ｄ変換器１５からの信号を
前記拡散符号ａnで逆拡散し、逆拡散回路１９は、Ａ／
Ｄ変換器１５からの信号を前記拡散符号ｂn で逆拡散す
る。また各逆拡散回路は、拡散符号発生器１０３を内蔵
しており、逆拡散するタイミングから１チップ時間前後
させた２つの拡散符号を、初期捕捉／同期追跡回路２０
に出力する。The A / D converter 14 converts the analog signal from the mixer 12, and the A / D converter 15 converts the analog signal from the mixer 13 into a baseband spread spectrum signal which is a digital signal, respectively. The despreading means 5000 is supplied. Spectrum despreading means 500
The despreading circuit 16 at 0 despreads the signal from the A / D converter 14 with the spreading code a n , and the despreading circuit 17
Despreads the signal from the A / D converter 14 with the spreading code b n . On the other hand, the despreading circuit 18 in the spectrum despreading means 5000 despreads the signal from the A / D converter 15 with the spreading code a n , and the despreading circuit 19 creates A / D.
The signal from the D converter 15 is despread with the spreading code b n . In addition, each despreading circuit has a built-in spreading code generator 103, and two spreading codes that are delayed by one chip time from the despreading timing are used as the initial acquisition / synchronization tracking circuit 20.
Output to.

【００６６】同期手段４０００ｂにおける初期捕捉／同
期追跡回路２０は、拡散符号発生器１０３から出力され
る拡散符号を、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に
含まれる拡散符号に同期させる初期捕捉と、確立した同
期を追跡する同期追跡を行う。前記初期捕捉には、例え
ば文献「スペクトル拡散通信システム」（横山光雄著、
科学技術出版社、１９８８年）に記載されている、単純
サーチ方式などがある。また前記同期追跡には、例えば
前記文献に記載されているベースバンド遅延ロックルー
プ（ＤＬＬ）などがある。初期捕捉／同期追跡回路２０
は、Ａ／Ｄ変換器１４、１５からのベースバンドスペク
トル拡散信号と、各逆拡散回路からの拡散符号を用い
て、ベースバンドスペクトル拡散信号に含まれる拡散符
号の初期捕捉／同期追跡を行い、前記ベースバンドスペ
クトル拡散信号に含まれる拡散符号ビットに同期するチ
ップクロックと、前記ベースバンドスペクトル拡散信号
に含まれる復調データに同期するシンボルクロックを、
各逆拡散回路に出力する。The initial acquisition / synchronization tracking circuit 20 in the synchronization means 4000b establishes the initial acquisition for synchronizing the spread code output from the spread code generator 103 with the spread code included in the baseband spread spectrum signal and the established synchronization. Make a synchronous tracking to track. For the initial acquisition, for example, the document "Spread Spectrum Communication System" (Mitsuo Yokoyama,
There is a simple search method described in Science and Technology Publishing Company, 1988). The synchronization tracking includes, for example, a baseband delay lock loop (DLL) described in the above document. Initial acquisition / synchronization tracking circuit 20
Uses the baseband spread spectrum signal from the A / D converters 14 and 15 and the spread code from each despreading circuit to perform initial acquisition / synchronization tracking of the spread code included in the baseband spread spectrum signal, A chip clock synchronized with a spread code bit included in the baseband spread spectrum signal, and a symbol clock synchronized with demodulated data included in the baseband spread spectrum signal,
Output to each despreading circuit.

【００６７】各逆拡散回路の内部の動作を、図３を用い
て説明する。Ａ／Ｄ変換器からのベースバンドスペクト
ル拡散信号は、入力端子１００から逆拡散器１０２に入
力される。一方、拡散符号発生器１０３は、入力端子１
０１からの前記チップクロックに同期した拡散符号を出
力する。逆拡散器１０２は、入力端子１００からの信号
に、拡散符号発生器１０３からの拡散符号を乗算するこ
とで逆拡散を行う。積分器１０４は、逆拡散された信号
を入力端子１０１からのチップクロックの周期で積分し
て出力する。そして、入力端子１０７からのシンボルク
ロックの立上がり毎に、積分データをゼロにリセットす
る。Ｄ−フリップフロップ１０５は、積分器１０４から
チップクロック周期で出力される積分データを、シンボ
ルクロック周期でリタイミングし、リタイミング時の積
分データを、復調データとして出力端子１０６から出力
する。The internal operation of each despreading circuit will be described with reference to FIG. The baseband spread spectrum signal from the A / D converter is input from the input terminal 100 to the despreader 102. On the other hand, the spread code generator 103 has the input terminal 1
The spread code synchronized with the chip clock from 01 is output. The despreader 102 performs despreading by multiplying the signal from the input terminal 100 by the spreading code from the spreading code generator 103. The integrator 104 integrates the despread signal at the cycle of the chip clock from the input terminal 101 and outputs the integrated signal. Then, the integral data is reset to zero each time the symbol clock from the input terminal 107 rises. The D-flip-flop 105 retimes the integrated data output from the integrator 104 in the chip clock cycle in the symbol clock cycle, and outputs the integrated data at the retiming from the output terminal 106 as demodulated data.

【００６８】図２に、逆拡散回路１６、１７、１８、１
９からの復調データ系列を、それぞれＺａＱk,ＺＤｂＱ
k（＝ＺｂＱ(k-5)）,ＺａＩk,ＺＤｂＩk（＝ＺｂＩ
(k-5)）（ｋは整数）と称して示す。逆拡散後の各Ｉ成
分、Ｑ成分の信号の斜線部は、フェージングやブロッケ
ージ等によって発生した信号電力の落ち込みにより、情
報が失われていることを意味する。本実施例では、送信
側でｂn によって拡散する側のデータ系列に５シンボル
の遅延を与えているため、信号電力の落込みによって失
われるＺａＱk,ＺａＩk の４シンボル分のデータと、Ｚ
ＤｂＱk,ＺＤｂＩk の４シンボル分のデータは異なる。
本実施例では、ａn による拡散／逆拡散データ系列の失
われるデータは、送信データＸi+3,Ｘi+4,Ｘi+5,Ｘi+6
に対応するデータＺａＩ(i+3),ＺａＩ(i+4),ＺａＩ
(i+5),ＺａＩ(i+6) および、ＺａＱ(i+3),ＺａＱ(i+4),
ＺａＱ(i+5),ＺａＱ(i+6) であり、ｂn による拡散／逆
拡散データ系列の失われるデータは、送信データＸi-2,
Ｘi-1,Ｘi,Ｘi+1 に対応するデータＺｂＩ(i-2),ＺｂＩ
(i-1),ＺｂＩi,ＺｂＩ(i+1) および、ＺｂＱ(i-2),Ｚｂ
Ｑ(i-1),ＺｂＱi,ＺｂＱ(i+1) である。In FIG. 2, the despreading circuits 16, 17, 18, 1 are shown.
The demodulated data sequences from 9 are ZaQ k and ZDbQ, respectively.
k (= ZbQ (k-5) ), ZaI k , ZDbI k (= ZbI
(k-5) ) (k is an integer). The shaded portions of the respective I-component and Q-component signals after despreading mean that information is lost due to a drop in signal power caused by fading, blockage, or the like. In the present embodiment, since the transmission side gives a delay of 5 symbols to the data sequence on the side of spreading by b n , data of 4 symbols of ZaQ k and ZaI k lost due to a drop in signal power and Z
Data for four symbols of DbQ k and ZDbI k are different.
In this embodiment, the data transmission data X i + 3 lost a spreading / despreading the data sequence by a n, X i + 4, X i + 5, X i + 6
Data corresponding to ZaI (i + 3) , ZaI (i + 4) , ZaI
(i + 5) , ZaI (i + 6) and ZaQ (i + 3) , ZaQ (i + 4) ,
ZaQ (i + 5) , ZaQ (i + 6) , and the lost data of the spreading / despreading data sequence due to b n is transmission data X i-2 ,
Data ZbI (i-2) , ZbI corresponding to X i-1 , X i , X i + 1
(i-1) , ZbI i , ZbI (i + 1) and ZbQ (i-2) , Zb
Q (i-1), is a ZbQ i, ZbQ (i + 1 ).

【００６９】次に時間遅延調整手段６０００における遅
延回路２１は、逆拡散回路１６、１８から出力されるＺ
ａＱk、ＺａＩk を、送信側の遅延回路０２の遅延時間
だけ遅延させて出力する。よって本実施例では、遅延回
路２１の遅延時間は５シンボル分となる。一方逆拡散回
路１７、１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＱk,
ＺＤｂＩk は遅延されずに時間遅延調整手段６０００か
ら出力される。図２に、遅延回路２１によって５シンボ
ル遅延されて出力される復調データ系列を、それぞれＺ
ＤａＱk（ＺａＱ(k-5)）,ＺＤａＩk（＝ＺａＩ(k-5)）
（ｋは整数）と称して示す。この時間遅延調整手段６０
００による遅延操作によって、信号電力算出手段２２と
ダイバーシティ手段９０００内のダイバーシティ回路２
３に入力される、ａn による拡散／逆拡散データ系列と
ｂn による拡散／逆拡散データ系列は、同一の時間に同
一のデータをそれぞれ示すことになる。Next, the delay circuit 21 in the time delay adjusting means 6000 outputs Z output from the despreading circuits 16 and 18.
The aQ k and ZaI k are delayed by the delay time of the delay circuit 02 on the transmission side and output. Therefore, in this embodiment, the delay time of the delay circuit 21 is 5 symbols. On the other hand, demodulated data series ZDbQ k , output from the despreading circuits 17 and 19,
ZDbI k is output from the time delay adjusting means 6000 without delay. In FIG. 2, the demodulated data series output after being delayed by 5 symbols by the delay circuit 21 are respectively denoted by Z
DaQ k (ZaQ (k-5) ), ZDaI k (= ZaI (k-5) )
(K is an integer). This time delay adjusting means 60
00 by the delay operation, the signal power calculation means 22 and the diversity circuit 2 in the diversity means 9000
The spreading / despreading data series by a n and the spreading / despreading data series by b n input to 3 respectively indicate the same data at the same time.

【００７０】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、ａn で逆拡散された受信信号の信号電
力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡散された受信信号の
信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図２に示すタイミング
で２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整数）を出力する。信
号電力Ｐ１k は、例えばＺＤａＱk の２乗と、ＺＤａＩ
k の２乗の和、また信号電力Ｐ２k は、例えばＺＤｂＱ
k の２乗と、ＺＤｂＩk の２乗の和を求めることで、そ
れぞれ得ることができる。The signal power calculation means 22 uses ZDaQ k , ZD.
aI k, (where k integer) ZDbQ k, ZDbI k using each demodulated data stream, receive a signal power P1 k of the received signal despread with a n (k is an integer), despread by b n The signal power P2 k (k is an integer) of the signal and the sum SP k (k is an integer) of the two powers are output at the timing shown in FIG. The signal power P1 k is calculated by, for example, the square of ZDaQ k and ZDaI.
The sum of the squares of k and the signal power P2 k is, for example, ZDbQ
and the square of k, by obtaining the sum of the square of ZDbI k, can be obtained respectively.

【００７１】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３は、信号電力算出手段２２からのＰ
２k 、Ｐ１k と、遅延回路２１からの復調データ系列Ｚ
ＤａＩk、逆拡散回路１９からの復調データ系列ＺＤｂ
Ｉk を用いてタイバーシティを行う。各Ｉ、Ｑ成分のデ
ータとそのデータに対応する信号電力は、時間差なく同
時にダイバーシティ回路２３に入力される。The diversity circuit 23 in the diversity means 9000 receives P from the signal power calculation means 22.
2 k , P1 k, and demodulated data series Z from the delay circuit 21
DaI k , demodulated data sequence ZDb from despreading circuit 19
Perform tie diversity with I k . The data of each I and Q component and the signal power corresponding to the data are simultaneously input to the diversity circuit 23 without a time difference.

【００７２】本実施例のダイバーシティ手段９０００に
おけるダイバーシティ回路２３の動作を説明する。比較
器２０４は、Ｐ１k とＰ２k を比較して、Ｐ１k ＞Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤａＩk を、Ｐ１k ＜Ｐ２
k の場合は復調データ系列ＺＤｂＩk を選択する選択信
号を選択器２０５に出力する。選択器２０５は、比較器
２０４からの選択信号によって、復調データ系列ＺＤａ
Ｉk と、復調データ系列ＺＤｂＩk の、どちらか一方を
選択して、合成復調データ系列Ｓk （ｋは整数）として
出力する。以上のように、信号電力によって復調データ
系列を選択する動作により、選択ダイバーシティを実現
している。The operation of the diversity circuit 23 in the diversity means 9000 of this embodiment will be described. The comparator 204 compares P1 k and P2 k , and P1 k > P2
In the case of k , the demodulated data sequence ZDaI k is set to P1 k <P2
In the case of k , a selection signal for selecting the demodulated data series ZDbI k is output to the selector 205. The selector 205 receives the demodulated data sequence ZDa according to the selection signal from the comparator 204.
Either I k or demodulated data series ZDbI k is selected and output as a combined demodulated data series S k (k is an integer). As described above, the selection diversity is realized by the operation of selecting the demodulated data sequence according to the signal power.

【００７３】本受信機では、フェージング等による受信
信号電力の増減に起因して、ダイバーシティ回路２３か
らの合成復調データ系列Ｓk の振幅も増減する。ダイバ
ーシティ手段９０００における軟判定回路２４は、この
受信信号電力の増減によって変動する合成復調データ系
列Ｓk の振幅を、ディジタル的に補正する回路である。
軟判定回路２４では、ダイバーシティ回路２３からの合
成復調データを、信号電力算出手段２２から出力される
ＳＰk が大きな場合、即ち大きな受信信号電力が得られ
ている場合は、軟判定しきい値間隔を広く取り、ＳＰk
が小さな場合、即ち小さな受信信号電力が得られている
場合は、軟判定しきい値間隔を狭く取ることで、合成復
調データの振幅補正を行った判定データ系列ＳＲk を出
力する。図１７、図１８に、一例として合成復調データ
系列Ｓk を、０〜７の８値に変換する場合の、軟判定回
路２４の処理を示す。図１７は、受信電力が大きい場合
の軟判定処理、図１８は、受信電力が小さい場合の軟判
定処理を示した図である。各図の（ａ）は合成復調デー
タ系列Ｓk 、（ｂ）は判定データ系列ＳＲk を示してお
り、各図（ａ）の各点線は、軟判定しきい値である。受
信電力が大きい場合、合成復調データ系列Ｓk の振幅
は、図１７（ａ）に示すように大きくなるため、軟判定
回路２４では、点線の軟判定しきい値間隔を広く取っ
て、図１７（ｂ）に示すような８値の判定データ系列に
変換する振幅補正を行う。また受信電力が小さい場合、
合成復調データ系列Ｓk の振幅は図１８（ａ）に示すよ
うに小さくなるため、軟判定回路２４では、点線の軟判
定しきい値間隔を狭く取って、図１８（ｂ）に示すよう
な８値の判定データ系列に変換する振幅補正を行う。ダ
イバーシティ手段９０００は、以上のように制御された
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。In this receiver, the amplitude of the combined demodulated data sequence S k from the diversity circuit 23 also increases / decreases due to the increase / decrease in received signal power due to fading or the like. The soft decision circuit 24 in the diversity means 9000 is a circuit that digitally corrects the amplitude of the combined demodulation data sequence S k that fluctuates due to the increase or decrease in the received signal power.
In the soft decision circuit 24, when the composite demodulated data from the diversity circuit 23 has a large SP k output from the signal power calculation means 22, that is, when a large received signal power is obtained, a soft decision threshold interval. Widely, SP k
Is small, that is, when a small received signal power is obtained, the soft decision threshold value interval is narrowed to output the decision data series SR k in which the amplitude of the composite demodulated data is corrected. FIG. 17 and FIG. 18 show, as an example, the processing of the soft decision circuit 24 when the combined demodulated data sequence S k is converted into eight values of 0 to 7. FIG. 17 is a diagram showing the soft decision process when the received power is large, and FIG. 18 is a diagram showing the soft decision process when the received power is small. In each figure, (a) shows a combined demodulated data series S k , (b) shows a decision data series SR k , and each dotted line in each figure (a) is a soft decision threshold value. When the received power is high, the amplitude of the combined demodulated data sequence S k becomes large as shown in FIG. 17A, and therefore the soft decision circuit 24 sets a wide soft decision threshold interval of the dotted line, and FIG. Amplitude correction is performed to convert into an 8-value determination data series as shown in (b). If the received power is low,
Since the amplitude of the combined demodulated data sequence S k becomes small as shown in FIG. 18A, the soft decision circuit 24 narrows the soft decision threshold interval indicated by the dotted line, as shown in FIG. 18B. Amplitude correction is performed to convert to an 8-value determination data series. The diversity means 9000 outputs the determination data sequence SR k (k is an integer) controlled as described above from the reception data output terminal 27.

【００７４】同期手段４０００ｂ内の制御手段２５にお
ける電力比較器２５１は、信号電力算出手段２２から出
力されるＳＰk と、あるしきい値とを比較し、受信信号
電力の落込みによってＳＰk がしきい値以下になった場
合、受信信号電力の落込みを示す電力落込み信号を出力
する。[0074] Power comparator 251 in the control unit 25 of the synchronizing means in 4000b includes a SP k output from the signal power calculation means 22 compares the certain threshold, SP k by drop in received signal power When it becomes less than the threshold value, a power drop signal indicating a drop in received signal power is output.

【００７５】制御手段２５内の予測手段２５ａにおける
制御信号合成・選択器２５２は、前記受信信号電力落込
み信号と、受信信号電力が落込むタイミングを示す外部
信号が得られる場合、その外部信号を入力とし、これら
２つの信号の一方をスイッチによって選択するか、合成
して出力する。この電力比較器２５１からの出力信号
は、同期手段４０００ｂの動作を停止させるホールド信
号となる。前記ホールド信号は、受信電力の落込んでい
る時間を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で
表現する、１ビットの信号である。When the control signal synthesizer / selector 252 in the predicting means 25a in the control means 25 can obtain the received signal power drop signal and the external signal indicating the timing at which the received signal power drops, the external signal is used. As an input, one of these two signals is selected by a switch or combined and output. The output signal from the power comparator 251 becomes a hold signal for stopping the operation of the synchronizing means 4000b. The hold signal is a 1-bit signal that expresses the time when the received power is dropped by a logical "1" and otherwise expresses a logical "0".

【００７６】次に予測手段２５ａにおける周期性検出回
路２５３は、制御信号合成・選択器２５２から出力され
るホールド信号を用いて、受信信号電力の落込みの周期
性の存在を検出し、存在する場合は、受信信号電力の落
込みの周期及び位相を示すデータを出力する。受信信号
電力の落込みの周期性の存在の検出法としては、ＤＦＴ
方式によるものなどがある。Next, the periodicity detection circuit 253 in the predicting means 25a detects the presence of the periodicity of the drop of the received signal power by using the hold signal output from the control signal synthesizer / selector 252 and exists. In this case, data indicating the period and phase of the received signal power drop is output. As a method for detecting the presence of the periodicity of the received signal power drop, DFT is used.
There are things by method.

【００７７】予測手段２５ａにおけるタイミング予測回
路２５４は、周期性検出回路２５３からの受信信号電力
落込みの周期及び位相を示すデータを用いて、未来にお
ける受信信号電力の落込みの時間に同期手段４０００ｂ
の動作を停止させる、予測ホールド信号を出力する。前
記予測ホールド信号は、受信電力の落込む予測時間が算
出された場合、その落込む予測時間に、予測ホールド信
号を論理“１”で表現し、それ以外は論理“０”で表現
する１ビットの信号である。The timing predicting circuit 254 in the predicting means 25a uses the data indicating the period and the phase of the received signal power drop from the periodicity detection circuit 253 to synchronize with the synchronizing means 4000b at the time of the received signal power drop in the future.
The prediction hold signal is output to stop the operation of. In the predicted hold signal, when the predicted time when the received power falls is calculated, the predicted hold signal is represented by a logical "1" at the predicted time when the received power falls, and is represented by a logical "0" otherwise. Signal.

【００７８】予測手段２５ａにおける合成制御回路２５
５は、制御信号合成・選択器２５２からのホールド信号
と、タイミング予測回路２５４からの予測ホールド信号
を論理和による合成法で出力する。よって信号電力の落
込みに周期性が存在しない場合、入力の予測ホールド信
号が常に論理“０”となるため、合成制御回路２５５か
らの合成制御信号は、即ち制御信号合成・選択器２５２
からのホールド信号となり、予測手段２５ａは、ホール
ド信号による同期手段４０００ｂの制御を行う。また、
信号電力の落込みに周期性が存在する場合、予測手段２
５ａは、予測時間に予め同期手段４０００ｂの制御を行
い、かつ信号電力の落込みが検出された場合の同期手段
４０００ｂの制御も行う。Synthesis control circuit 25 in predicting means 25a
Reference numeral 5 outputs the hold signal from the control signal synthesizer / selector 252 and the predicted hold signal from the timing prediction circuit 254 by a logical sum synthesis method. Therefore, when there is no periodicity in the drop of the signal power, the predicted hold signal at the input is always logical "0", so the combined control signal from the combined control circuit 255, that is, the control signal combiner / selector 252.
From the hold signal, the predicting means 25a controls the synchronizing means 4000b by the hold signal. Also,
If there is periodicity in the drop in signal power, the prediction means 2
The control unit 5a controls the synchronization unit 4000b in advance at the predicted time, and also controls the synchronization unit 4000b when a drop in signal power is detected.

【００７９】同期手段４０００におけるＡＦＣ／ＡＰＣ
回路２６は、逆拡散回路１６、１７、１８、１９から出
力されるＩ成分、Ｑ成分の各データを用いて、受信ＩＦ
信号とＶＣＯ１０から出力される搬送波の周波数と位相
のオフセット量をそれぞれ求め、ＶＣＯ１０に入力する
電圧を搬送波の周波数と位相のオフセット量をゼロにす
るように制御する、周波数制御と位相制御を行う。ＡＦ
Ｃ回路は、例えばFrancis D.Natali“AFC Tracking Alg
orithms”IEEE Transaction on Communications Vol.c
om-32,No.8,pp935-947,August 1984に記載されているも
ので実現できる。またＡＰＣ回路は、例えば前記文献
「スペクトル拡散通信システム」に記載されているコス
タスループで実現できる。AFC / APC in the synchronizing means 4000
The circuit 26 uses the respective data of I component and Q component output from the despreading circuits 16, 17, 18, and 19 to receive IF.
Frequency control and phase control are performed, in which the frequency and phase offset amounts of the signal and the carrier wave output from the VCO 10 are obtained, and the voltage input to the VCO 10 is controlled so that the carrier frequency and phase offset amount are set to zero. AF
The C circuit is, for example, Francis D. Natali “AFC Tracking Alg
orithms ”IEEE Transaction on Communications Vol.c
It can be realized by those described in om-32, No.8, pp935-947, August 1984. Further, the APC circuit can be realized by, for example, a Costas loop described in the above-mentioned document “Spread spectrum communication system”.

【００８０】本実施例１は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２個
のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾つ
であってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ通
りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡散
を行えばよい。In the first embodiment, the number of data sequences transmitted / received at the same time and given different delays is K = 2, that is, the spread spectrum time diversity communication apparatus using two data sequences has been explained. K is 2 As long as the number is the above, the spreading / despreading may be performed on K data sequences having different delay amounts by K different spreading codes.

【００８１】以上のように本実施例１は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、選択ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ通
信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時間
ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散通
信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波
数選択性フェージングに強い。As described above, in the first embodiment, on the transmitting side,
K with different time delays using different K = 2 spreading codes
= Spread spectrum is performed on 2 data sequences, and the receiving side adjusts the delay amount to be constant for K = 2 data sequences despread with the same spreading code as the transmitting side. Since it is a time diversity communication device that performs selective diversity, it is superior to the time diversity communication device that uses the conventional 2 K- value modulation method in terms of the confidentiality, confidentiality, and anti-interference characteristic of spread spectrum communication. Strong against frequency selective fading.

【００８２】また従来の２K 値変調方式を用いた時間ダ
イバーシティ通信装置では、遅延させるデータ系列の数
Ｋが増加すると、変調方式は２K 値をとる変調方式を使
用する必要があり、変復調装置のハードウェア規模が、
指数関数的に複雑となり、かつ増加するのに対し、本実
施例１では、遅延させるデータ系列の数Ｋだけ、異なる
Ｋ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列
を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能で
あり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの
増加に対応可能となる。Further, in the conventional time diversity communication apparatus using the 2 K value modulation method, if the number K of data sequences to be delayed increases, the modulation method needs to use the 2 K value modulation method. The hardware scale of
While the exponential function becomes complicated and increases, in the first embodiment, K data sequences having different delay amounts are spread / despread by K different spreading codes by the number K of data sequences to be delayed. It is possible to send and receive each data series simply by doing so, and it is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale as the conventional example.

【００８３】実施例２．本実施例は送信側でＢＰＳＫ変
調したデータを、受信側で同期検波を行う、同期検波型
のスペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、
ダイバーシティには等利得合成ダイバーシティを用いた
ものである。Example 2. The present embodiment is a coherent detection type spread spectrum time diversity communication device that performs coherent detection on the receiving side of data that is BPSK modulated on the transmitting side,
Diversity uses equal gain combining diversity.

【００８４】以下、図を参照して実施例２について説明
する。図４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力検出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
１と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。The second embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a transmitter / receiver used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention, in which 22b is signal power detecting means and 23a.
Is a diversity circuit and 207 is a combiner. The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００８５】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【００８６】実施例２では、実施例１と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂ
Ｉk,ＺＤｂＱk の各復調データ系列が得られる。信号電
力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk の２乗とＺＤａＱk
の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗とＺＤｂＱkの２乗の
和が加算された、２つの電力の合計ＳＰk が出力され
る。In the second embodiment, as in the first embodiment, the transmitter transmits data by the transmission data delay means 1000, the spread spectrum means 2000 and the modulation means 3000, and the receiver detects the wave detecting means 4000a and the synchronizing means 4.
000b, the spectrum despreading means 5000, and the delay time adjusting means 6000, ZDaI k , ZDaQ k , and ZDb.
Each demodulated data sequence of I k and ZDbQ k is obtained. In the signal power calculation means 22b, ZDaI k squared and ZDaQ k
And the sum of the square of ZDbI k and the square of ZDbQ k are added, and the sum SP k of the two powers is output.

【００８７】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、遅延時間調整手段６０００
からの復調データ系列ＺＤａＩk と、ＺＤｂＩk を入力
とする。ダイバーシティ回路２３ａ内の合成器２０７
は、復調データ系列ＺＤａＩkと、復調データ系列ＺＤ
ｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk （ｋ
は整数）として出力する。以上のように、２つの復調デ
ータ系列を加算する動作により、等利得合成ダイバーシ
ティを実現している。In the diversity circuit 23a in the diversity means 9000, the delay time adjusting means 6000 is used.
The demodulated data series ZDaI k and ZDbI k are input. Combiner 207 in the diversity circuit 23a
Are demodulated data series ZDaI k and demodulated data series ZD
bI k is added, and the value is combined demodulated data sequence S k (k
Is output as an integer). As described above, equal gain combining diversity is realized by the operation of adding two demodulated data sequences.

【００８８】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判
定データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７
から出力する。The soft decision circuit 24 in the diversity means 9000 performs the same processing as in the first embodiment by SP k output from the signal power calculation means 22b, and receives the soft decision data SR k (k is an integer) as received data. Output terminal 27
Output from.

【００８９】以上の実施例２における動作のタイミング
は、図２に示す通りである。同期手段４０００ｂにおけ
る制御手段２５、及び制御手段２５における予測手段２
５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段４００
０ｂを制御する。The operation timing in the above-described second embodiment is as shown in FIG. The control means 25 in the synchronization means 4000b and the prediction means 2 in the control means 25
5a performs the same operation as that of the first embodiment, and the synchronization means 400
0b is controlled.

【００９０】本実施例２では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the second embodiment, the number of data sequences transmitted and received at the same time and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【００９１】以上のように本実施例２は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、等利得ダイバーシティを行う時間ダイバーシティ
通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用いた時
間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル拡散
通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周
波数選択性フェージングに強い。また遅延させるデータ
系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散符号で
Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散する
だけで各データ系列の送受が可能であり、従来例と同程
度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可能とな
る。As described above, in the second embodiment, the transmitting side
K with different time delays using different K = 2 spreading codes
= Spread spectrum is performed on 2 data sequences, and the receiving side adjusts the delay amount to be constant for K = 2 data sequences despread with the same spreading code as the transmitting side. Since it is a time diversity communication device that performs equal gain diversity, it is superior to the time diversity communication device that uses the conventional 2 K value modulation method in terms of concealment, confidentiality, and interference, which are the characteristics of spread spectrum communication. Strong against frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale.

【００９２】実施例３．本実施例は送信側でＢＰＳＫ変
調したデータを、受信側で同期検波を行う、同期検波型
のスペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置であり、
ダイバーシティには最大比合成ダイバーシティを用いた
ものである。Example 3. The present embodiment is a coherent detection type spread spectrum time diversity communication device that performs coherent detection on the receiving side of data that is BPSK modulated on the transmitting side,
The maximum ratio combining diversity is used for diversity.

【００９３】以下、図を参照して実施例３について説明
する。図５は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図１と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。The third embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a transceiver used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention. 207a is a combiner, 208 is a coefficient calculating means, 209 and 210 are mixers, and 211 is a maximum ratio. It is a synthesizing means. The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００９４】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【００９５】実施例２では、実施例１と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、遅延時間調
整手段６０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散
された受信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された
受信信号の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk
を出力する。In the second embodiment, as in the first embodiment, the transmitter transmits data by the transmission data delay means 1000, the spread spectrum means 2000 and the modulation means 3000, and the receiver detects the wave detecting means 4000a and the synchronizing means 4.
000b, spectrum despreading means 5000, delay time adjusting means 6000, and signal power calculating means 22 for ZD.
aI k, and the demodulated data series ZDbI k, the signal power of the received signal despread by a n P1 k, and the signal power P2 k despread received signal b n, 2 one power sum SP k of
Is output.

【００９６】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３では、遅延時間調整手段６０００か
らの復調データ系列ＺＤａＩk 、ＺＤｂＩk と、受信信
号の信号電力Ｐ１k 、Ｐ２k を入力とする。The diversity circuit 23 in the diversity means 9000 receives the demodulated data sequences ZDaI k and ZDbI k from the delay time adjusting means 6000 and the signal powers P1 k and P2 k of the received signal.

【００９７】ダイバーシティ回路２３内の、係数算出手
段２０８では、信号電力Ｐ１k、Ｐ２k を用いて、Ｈ１k
＝Ｐ１k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）と、
Ｈ２k ＝Ｐ２k ／（Ｐ１k ＋Ｐ２k ）（但しｋは整数）
の各係数を算出し出力する。The coefficient calculating means 208 in the diversity circuit 23 uses the signal powers P1 k and P2 k to obtain H1 k.
= P1 k / (P1 k + P2 k ) (where k is an integer),
H2 k = P2 k / (P1 k + P2 k ) (where k is an integer)
Each coefficient of is calculated and output.

【００９８】ダイバーシティ手段９０００内の最大比合
成手段２１１において、ミキサ２０９は、復調データ系
列ＺＤａＩk とＨ１k を乗算し、ミキサ２１０は、復調
データ系列ＺＤｂＩk とＨ２k を乗算する。合成器２０
７ａは、これらミキサ２０９からの乗算値と、ミキサ２
１０からの乗算値を加算し、その加算値を合成復調デー
タ系列Ｓk として出力する。以上のように、２つの復調
データ系列に、２つの受信電力比を重み付けして加算す
る動作により、最大比合成ダイバーシティを実現してい
る。In the maximum ratio combining means 211 in the diversity means 9000, the mixer 209 multiplies the demodulated data series ZDaI k and H1 k , and the mixer 210 multiplies the demodulated data series ZDbI k and H2 k . Synthesizer 20
7a is the multiplication value from these mixers 209 and the mixer 2
The multiplied values from 10 are added, and the added value is output as a combined demodulated data sequence S k . As described above, the maximum ratio combining diversity is realized by weighting and adding the two received power ratios to the two demodulated data sequences.

【００９９】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２から出力されるＳ
Ｐk によって、実施例１と同様な処理が行われ、軟判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。以上の実施例３における動作のタイミング
は、図２に示す通りである。The soft decision circuit 24 in the diversity means 9000 outputs S from the signal power calculation means 22.
Processing similar to that of the first embodiment is performed by P k , and soft decision data SR k (k is an integer) is output from the reception data output terminal 27. The operation timing in the above-described third embodiment is as shown in FIG.

【０１００】同期手段４０００ｂにおける制御手段２
５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実施
例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御す
る。Control means 2 in synchronization means 4000b
5 and the predicting means 25a in the control means 25 perform the same operation as in the first embodiment, and control the synchronizing means 4000b.

【０１０１】本実施例３では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the third embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【０１０２】以上のように本実施例３は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて時間遅延差のあるＫ
＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、受
信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散さ
れたＫ＝２個のデータ系列に対して、遅延量を一定に調
整後、最大比合成ダイバーシティを行う時間ダイバーシ
ティ通信装置であるため、従来の２K 値変調方式を用い
た時間ダイバーシティ通信装置と比較して、スペクトル
拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干渉性が優
れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅延させる
データ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通りの拡散
符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡散／逆拡
散するだけで各データ系列の送受が可能であり、従来例
と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増加に対応可
能となる。As described above, in the third embodiment, the transmitting side
K with different time delays using different K = 2 spreading codes
= Spread spectrum is performed on 2 data sequences, and the receiving side adjusts the delay amount to be constant for K = 2 data sequences despread with the same spreading code as the transmitting side, Since it is a time diversity communication device that performs maximum ratio combining diversity, it has the characteristics of spread spectrum communication such as confidentiality, confidentiality, and anti-interference as compared with the time diversity communication device using the conventional 2 K value modulation method. Excellent and resistant to frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale.

【０１０３】実施例４．本実施例は送信側でデータを差
動符号化してからＢＰＳＫ変調し、受信側で遅延検波を
行う、遅延検波型のスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置であり、ダイバーシティには選択ダイバーシテ
ィを用いたものである。Example 4. The present embodiment is a differential detection type spread spectrum time diversity communication apparatus in which data is differentially encoded on the transmitting side, BPSK modulated, and differential detection is performed on the receiving side, and selection diversity is used for diversity. is there.

【０１０４】次に、図を参照して実施例４について説明
する。図６は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例４の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、７０００は遅延検波手段、１４ａ、
１５ａはローパスフィルタ、２６ａはＡＦＣ回路、２９
は差動符号化手段、３０、３１は遅延検波回路である。
なお図１と同一部分は、同一符号を付してその説明を省
略する。Next, a fourth embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a transceiver of Example 4 used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention, in which 7000 is a delay detection means, 14a,
15a is a low pass filter, 26a is an AFC circuit, 29
Are differential encoding means, and 30 and 31 are differential detection circuits.
The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１０５】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. Hereinafter, in the present embodiment, for simplicity, the number of data sequences transmitted and received at the same time and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１０６】送信機側では、差動符号化手段２９は、入
力端子０１から入力される“０“と“１”で表されるデ
ィジタル送信データに対して、差動符号化を行う。図７
に符号化前の送信データ系列Ｘk （ｋは整数）と差動符
号化されたデータ系列Ｘｄk（ｋは整数）を示す。Ｘｄk
はＸk と、Ｘk+1 の排他的論理和で求まる。データ系
列Ｘｄk は、以降実施例１と同様に、拡散回路０３で拡
散符号ａn によってスペクトル拡散され、データ系列Ｙ
ｄａk （ｋは整数）となり、一方は遅延回路０２でＬシ
ンボル遅延されたデータ系列ＸＤｄk に変換後、拡散回
路０４で拡散符号ｂn によってスペクトル拡散され、デ
ータ系列ＹＤｄｂk （ｋは整数）となる。On the transmitter side, the differential encoding means 29 performs differential encoding on the digital transmission data represented by "0" and "1" input from the input terminal 01. Figure 7
Shows the transmission data sequence X k (k is an integer) before encoding and the differentially encoded data sequence Xd k (k is an integer). Xd k
Is obtained by the exclusive OR of X k and X k + 1 . The data series Xd k is spectrum-spread with the spreading code a n in the spreading circuit 03 as in the first embodiment, and the data series Y is then spread.
da k (k is an integer), one of which is converted into a data sequence XDd k delayed by L symbols in the delay circuit 02, and then spread spectrum is spread by the spreading code b n in the spreading circuit 04, and the data sequence YDdb k (k is an integer). Becomes

【０１０７】本実施例では、フェージングやブロッケー
ジ等による信号電力の落ち込みによってデータが数シン
ボル失われた場合、遅延検波方式を行っているため、実
施例１の同期検波方式と比較して１シンボル分多く影響
を受ける。よって遅延回路０２で設定する遅延シンボル
数Ｌは、受信側においてフェージングやブロッケージ等
によって発生が予想される信号電力の落ち込みの時間を
Ｔｄ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシ
ステムでは、Ｌ≧Ｔｄ×Ｒ＋１に設計される。また、受
信信号電力の減衰に周期性が存在する場合、その周期の
平均をＴｒ[s] とすると、データ伝送速度がＲ[symbol/
s]のシステムでは、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ≧（Ｔｄ＋
ｍＴｒ）×Ｒ＋１に設計される（但しｍ＝0,1,2,3,
…）。本実施例ではＬ＝６シンボルとし、よって遅延回
路０２から出力されるデータ系列は、ＸＤｄk ＝Ｘｄ
(k-6) （ｋは整数）となる。In the present embodiment, when several symbols of data are lost due to signal power drop due to fading, blockage, etc., the differential detection method is used. Therefore, one symbol is compared with the synchronous detection method of the first embodiment. Much affected. Therefore, the number of delay symbols L set by the delay circuit 02 is R [symbol / s] when the data transmission rate is R [symbol / s], where Td [s] is the time of signal power drop expected to occur due to fading or blockage on the receiving side. In this system, L ≧ Td × R + 1 is designed. In addition, when there is a periodicity in the attenuation of the received signal power, the data transmission rate is R [symbol /
[s] system, (m + 1) Tr × R ≧ L ≧ (Td +
mTr) × R + 1 (m = 0,1,2,3,
…). In this embodiment, L = 6 symbols, and therefore the data sequence output from the delay circuit 02 is XDd k = Xd.
(k-6) (k is an integer).

【０１０８】変調手段３０００における合成回路０５で
は、データ系列Ｙｄａk とデータ系列ＹＤｄｂk は合成
され、データ系列Ｔｄk （ｋは整数）として出力され、
データ系列Ｔｄk はミキサ０７で搬送波と乗算されて、
ＢＰＳＫ変調される。送信用のアンテナ０８は、この変
調信号を送出する。In the synthesizing circuit 05 in the modulating means 3000, the data series Yda k and the data series YDdb k are synthesized and output as a data series Td k (k is an integer),
The data sequence Td k is multiplied by the carrier wave in the mixer 07,
It is BPSK modulated. The transmitting antenna 08 sends out this modulated signal.

【０１０９】受信機側では、実施例１と同様に、検波手
段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信し、受信信
号を２つのミキサ１２、１３に入力する。本実施例にお
いて、同期手段４０００ｂでは、局部搬送波を受信信号
の搬送波に周波数同期させる制御だけを行い、位相同期
させる制御は行われない。On the receiver side, the signal is received by the antenna 09 in the detecting means 4000a and the received signal is input to the two mixers 12 and 13 as in the first embodiment. In the present embodiment, the synchronization means 4000b only controls the frequency synchronization of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal, not the phase synchronization control.

【０１１０】ミキサ１３では受信信号とＶＣＯ１０から
の搬送波を、またミキサ１２では、受信信号と９０°移
相器１１からの９０°移相された搬送波を、それぞれ乗
算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａでフィルタリン
グして、合成拡散信号のＩ成分とＱ成分を出力する。本
実施例４ではＢＰＳＫ変調方式を用いているが、同期手
段４０００ｂに、受信搬送波に位相同期した搬送波を再
生する機能がないため、受信信号の搬送波と局部搬送波
には定常位相差が存在することになる。よって、データ
成分は常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方に存在する。The mixer 13 multiplies the received signal by the carrier from the VCO 10 and the mixer 12 multiplies the received signal by the 90 ° phase shifted carrier from the 90 ° phase shifter 11, respectively, and the lowpass filters 14a, 15a respectively. After filtering, the I and Q components of the composite spread signal are output. Although the BPSK modulation method is used in the fourth embodiment, since the synchronizing means 4000b does not have the function of reproducing the carrier wave phase-synchronized with the received carrier wave, there is a steady phase difference between the carrier wave of the received signal and the local carrier wave. become. Therefore, the data component always exists in both the I component and the Q component.

【０１１１】以降Ｉ成分、Ｑ成分の受信された合成拡散
信号Ｒｄk （ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でベースバンドスペクトル拡散信号に
それぞれ変換後、スペクトル逆拡散手段５０００内の逆
拡散回路１６、１７、１８、１９で拡散符号ａn と拡散
符号ｂn でそれぞれ逆拡散される。Thereafter, the received combined spread signal Rd k (k is an integer) of the I component and the Q component is A / D as in the first embodiment.
After being converted into baseband spread spectrum signals by the converters 14 and 15, they are despread with the spread codes a n and b n by the despreading circuits 16, 17, 18, and 19 in the spectrum despreading means 5000, respectively.

【０１１２】遅延検波手段７０００における遅延検波回
路３０は、逆拡散回路１６から出力される復調データ系
列ＺｄａＱk （ｋは整数）と、逆拡散回路１８から出力
される復調データ系列ＺｄａＩk （ｋは整数）を用いて
複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ成分、
Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺａＱk 、ＺａＩk
（ｋは整数）と称して出力する。同様に、遅延検波手段
７０００における遅延検波回路３１は、逆拡散回路１７
から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＱk と、逆拡散
回路１９から出力される復調データ系列ＺＤｄｂＩk を
用いて複素乗算による遅延検波を行い、遅延検波後のＩ
成分、Ｑ成分の復調データ系列をそれぞれＺＤｂＩk、
ＺＤｂＱk （ｋは整数）と称して出力する。[0112] delay detection circuit 30 in the differential detection circuit 7000, a demodulation data series ZdaQ k output from the despreading circuit 16 (k is an integer), the demodulated data stream ZdaI k (k output from the despreading circuit 18 (Integer) is used to perform differential detection by complex multiplication, and the I component after differential detection,
The demodulated data series of the Q component are respectively ZaQ k and ZaI k.
(K is an integer) for output. Similarly, the delay detection circuit 31 in the delay detection means 7000 is the despreading circuit 17
The delay detection by complex multiplication is performed using the demodulated data sequence ZDdbQ k output from the despreading circuit 19 and the demodulated data sequence ZDdbI k output from the despreading circuit 19, and I after the delay detection is performed.
The demodulated data series of the component and the Q component are ZDbI k ,
ZDbQ k (k is an integer) for output.

【０１１３】図７における斜線部は実施例１と同様の要
因で、データが失われていることを意味するが、遅延検
波前の各復調データ系列、ＺｄａＱk 、ＺｄａＩk 、Ｚ
ＤｄｂＱk,ＺＤｄｂＩk ではデータの欠落が４シンボル
分であるのに対し、遅延検波後の各復調データ系列、Ｚ
ａＱk 、ＺａＩk 、ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk では遅延検波
を行うため、データの欠落が５シンボル分となる。The shaded area in FIG. 7 means that data is lost due to the same factor as in the first embodiment, but each demodulated data sequence before differential detection, ZdaQ k , ZdaI k , Z.
In DdbQ k and ZDdbI k , data loss is for 4 symbols, whereas each demodulated data sequence after differential detection, Z
Since aQ k , ZaI k , ZDbQ k , and ZDbI k perform differential detection, data loss is 5 symbols.

【０１１４】遅延検波回路３０から出力される復調デー
タ系列ＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）は、遅延時間調
整手段６０００内の遅延回路２１で、送信側の遅延回路
０２の遅延時間（＝６シンボル）だけ遅延され、それぞ
れ図７に示す復調データ系列ＺＤａＩk、ＺＤａＱk で
信号電力算出手段２２に出力される。The demodulated data series ZaQ k , ZaI k (k is an integer) output from the delay detection circuit 30 is delayed by the delay circuit 21 in the delay time adjusting means 6000 by the delay circuit 21 on the transmitting side (= 6). (Symbol), and the demodulated data sequences ZDaI k and ZDaQ k shown in FIG.

【０１１５】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
７に示すタイミングで２つの電力の合計ＳＰk （ｋは整
数）を出力する。The signal power calculation means 22 uses ZDaQ k , ZD.
aI k, ZDbQ k, (where k integer) ZDbI k using each demodulated data series, in the same manner as in Example 1, the signal power of the received signal despread by a n P1 k (k is an integer), b The signal power P2 k (k is an integer) of the reception signal despread by n and the total SP k (k is an integer) of the two powers are output at the timing shown in FIG.

【０１１６】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における比較器２０４と選択器２０５は、受信
信号電力の大きい方の復調データ系列を選択することで
選択ダイバーシティが行われ、軟判定回路２４は、選択
された合成復調データの振幅を補正し、振幅補正された
合成復調データを、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）
として、受信データ出力端子２７から出力する。Diversity means 90 in this embodiment
The operation of 00 is the same as that of the first embodiment, and the comparator 204 and the selector 205 in the diversity circuit 23 perform the selection diversity by selecting the demodulated data sequence having the larger received signal power, and the soft decision circuit. Reference numeral 24 corrects the amplitude of the selected combined demodulated data and outputs the amplitude-corrected combined demodulated data as a determination data series SR k (k is an integer).
Is output from the reception data output terminal 27.

【０１１７】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様にフェージングやブロッケージ等の要因に
よって信号電力の落込みを検出し、受信信号電力の落込
み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／同期追跡回
路２０や、ＡＦＣ回路２６ａが誤動作しないように、各
動作を停止する制御信号を出力する。Further, the control means 25 in the synchronizing means 4000b and the predicting means 25a in the control means 25 detect a drop in signal power due to factors such as fading and blockage as in the first embodiment, and drop in received signal power. At some time, a control signal for stopping each operation is output so that the initial acquisition / synchronization tracking circuit 20 and the AFC circuit 26a in the synchronization means 4000b do not malfunction.

【０１１８】同期手段４０００ｂ内のＡＦＣ回路２６ａ
は、実施例１と同様に、逆拡散回路１６、１７、１８、
１９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用
いて、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力
される局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、Ｖ
ＣＯ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロ
に制御するような、周波数制御を行う。AFC circuit 26a in synchronizing means 4000b
Are the despreading circuits 16, 17, 18, as in the first embodiment.
The offset amount between the frequency of the carrier wave of the received signal and the frequency of the local carrier wave output from the VCO 10 is obtained by using each demodulated data of the I component and the Q component output from
Frequency control is performed so that the voltage input to the CO 10 is controlled so that the frequency offset amount is zero.

【０１１９】本実施例４は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。In the fourth embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, the spread spectrum time diversity communication device with two data sequences has been described. Can be any number as long as it is 2 or more, and K / spreading / despreading can be performed on K data sequences having different delay amounts by K different spreading codes.

【０１２０】以上のように本実施例４は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、選択ダイバー
シティを行う時間ダイバーシティ通信装置であるため、
従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信
装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿
性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージン
グに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する
場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量
のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の
送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模
で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検波方式
を用いているため、搬送波再生による位相同期を必要と
せず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような
状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。As described above, in the fourth embodiment, on the transmitting side,
Spreading is performed on K = 2 data sequences having differential time delay differences that are differentially encoded using different K = 2 spreading codes, and the receiving side uses the same spreading code as the transmitting side. Since it is a time diversity communication device that performs selective diversity after adjusting the delay amount to a fixed amount of K = 2 data sequences that are respectively despread and differentially detected,
Compared with the conventional time diversity communication device using the 2 K value modulation system, the characteristics of the spread spectrum communication are excellent in concealment, confidentiality, interference resistance, and strong against frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale. Further, since the differential detection method is used, phase synchronization by carrier recovery is not required, and the device of the present embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１２１】実施例５．本実施例は送信側でデータを差
動符号化してからＢＰＳＫ変調し、受信側で遅延検波を
行う、遅延検波型のスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置であり、ダイバーシティには等利得合成ダイバ
ーシティを用いたものである。Example 5. The present embodiment is a differential detection type spread spectrum time diversity communication device in which data is differentially encoded on the transmitting side, BPSK modulated, and differential detection is performed on the receiving side, and equal gain combining diversity is used for diversity. It is a thing.

【０１２２】次に、図を参照して実施例５について説明
する。図８は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例５の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３ａ
はダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお図
６と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略す
る。Next, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of a transceiver according to the fifth embodiment used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention, in which 22b is signal power calculating means and 23a.
Is a diversity circuit and 207 is a combiner. The same parts as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１２３】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１２４】実施例５では、実施例４と同様、送信機に
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００によって、ＺＤａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤ
ｂＱk の各復調データ系列が得られる。In the fifth embodiment, as in the fourth embodiment, in the transmitter, the differential encoding means 29 and the transmission data delay means 10 are used.
00, spread spectrum means 2000, modulation means 3000
The data is transmitted by the detecting means 4 at the receiver.
000a, synchronization means 4000b, spectrum despreading means 5000, delay detection means 7000, delay time adjustment means 6
000, ZDaI k , ZDaQ k , ZDbI k , ZD
Each demodulated data sequence of bQ k is obtained.

【０１２５】信号電力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。In the signal power calculation means 22b, ZDaI k
Square and the square of the sum of ZDaQ k, the square of the sum of squares and ZDbQ k of ZDbI k are added, the sum S of the two power
P k is output.

【０１２６】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイバ
ーシティを行っている。In the diversity circuit 23a in the diversity means 9000, the demodulated data sequence ZDaI k from the delay time adjusting means 6000 is provided as in the second embodiment.
ZDbI k is added and the value is added to the combined demodulated data sequence S k.
By outputting as (k is an integer), equal gain combining diversity is performed.

【０１２７】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２
７から出力する。以上の実施例５における動作のタイミ
ングは、図７に示す通りである。The soft decision circuit 24 in the diversity means 9000 performs the same processing as in the first embodiment by SP k output from the signal power calculation means 22b, and receives the decision data series SR k (k is an integer) as received data. Output terminal 2
Output from 7. The operation timing in the fifth embodiment described above is as shown in FIG.

【０１２８】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。The control means 25 in the synchronization means 4000b and the prediction means 25a in the control means 25 perform the same operation as in the first embodiment, and control the synchronization means 4000b.

【０１２９】本実施例５では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the fifth embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【０１３０】以上のように本実施例５は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、差動符号化された
時間遅延差のあるＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、等利得合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。As described above, in the fifth embodiment, the transmitting side
Using different K = 2 spreading codes, spectrum spreading is performed on K = 2 data sequences that are differentially encoded and have a time delay difference, and the receiving side uses the same spreading code as the transmitting side. Since it is a time diversity communication device that performs equal gain combining diversity after adjusting the delay amount to K = 2 data sequences despread and differentially detected, the conventional 2 K value modulation method is used. Compared with the time diversity communication device used, it has excellent confidentiality, confidentiality, and anti-interference characteristics of spread spectrum communication, and is resistant to frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale. Further, since the differential detection method is used, phase synchronization by carrier recovery is not required, and the device of the present embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１３１】実施例６．本実施例は送信側でデータを差
動符号化してからＢＰＳＫ変調し、受信側で遅延検波を
行う、遅延検波型のスペクトル拡散時間ダイバーシティ
通信装置であり、ダイバーシティには最大比合成ダイバ
ーシティを用いたものである。Example 6. This embodiment is a delay detection type spread spectrum time diversity communication device in which data is differentially encoded on the transmission side, then BPSK modulated, and delay detection is performed on the reception side, and maximum ratio combining diversity is used for diversity. It is a thing.

【０１３２】次に、図を参照して実施例６について説明
する。図９は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信に用いる実施例６の送受信機の構成を示す
ブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数算
出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合成
手段である。なお図６と同一部分は、同一符号を付して
その説明を省略する。Next, a sixth embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of a transceiver of Example 6 used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention. 207a is a combiner, 208 is a coefficient calculating means, 209 and 210 are mixers, and 211 is a maximum ratio. It is a synthesizing means. The same parts as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１３３】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１３４】実施例６では、実施例４と同様、送信機に
おいて、差動符号化手段２９、送信データ遅延手段１０
００、スペクトル拡散手段２０００、変調手段３０００
によってデータを送信し、受信機において、検波手段４
０００ａ、同期手段４０００ｂ、スペクトル逆拡散手段
５０００、遅延検波手段７０００、遅延時間調整手段６
０００、信号電力算出手段２２によって、ＺＤａＩk,Ｚ
ＤｂＩk の各復調データ系列と、ａn で逆拡散された受
信信号の信号電力Ｐ１k 、ｂn で逆拡散された受信信号
の信号電力Ｐ２k と、２つの電力の合計ＳＰk を出力す
る。In the sixth embodiment, as in the fourth embodiment, in the transmitter, the differential encoding means 29 and the transmission data delay means 10 are used.
00, spread spectrum means 2000, modulation means 3000
The data is transmitted by the detecting means 4 at the receiver.
000a, synchronization means 4000b, spectrum despreading means 5000, delay detection means 7000, delay time adjustment means 6
000, by the signal power calculation means 22, ZDaI k , Z
Outputs the respective demodulated data series dBi k, signal power P1 k of the received signal despread by a n, and the signal power P2 k despread received signal b n, the total SP k of two power .

【０１３５】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００は、最大比合成ダイバーシティ通信装置を用いてお
り、その動作は、実施例３と同様であり、ダイバーシテ
ィ回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成
手段２１１によって、最大比合成された合成復調データ
系列を得、軟判定回路２４は、合成復調データの振幅補
正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信デ
ータ出力端子２７から出力する。以上の実施例３におけ
る動作のタイミングは、図７に示す通りである。Diversity means 90 in this embodiment
00 uses the maximum ratio combining diversity communication device, and its operation is the same as that of the third embodiment, and the maximum ratio combining combining demodulation by the coefficient calculating means 208 and the maximum ratio combining means 211 in the diversity circuit 23. After obtaining the data sequence, the soft decision circuit 24 corrects the amplitude of the combined demodulated data and outputs the decision data sequence SR k (k is an integer) from the received data output terminal 27. The operation timing in the above-described third embodiment is as shown in FIG.

【０１３６】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂを制御
する。The control means 25 in the synchronization means 4000b and the prediction means 25a in the control means 25 perform the same operation as in the first embodiment to control the synchronization means 4000b.

【０１３７】本実施例６では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the sixth embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【０１３８】以上のように本実施例６は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
差動符号化されたＫ＝２個のデータ系列に対してスペク
トル拡散を行い、受信側では、送信側と同一の拡散符号
でそれぞれ逆拡散され、遅延検波されたＫ＝２個のデー
タ系列に対して、遅延量を一定に調整後、最大比合成ダ
イバーシティを行う時間ダイバーシティ通信装置である
ため、従来の２K 値変調方式を用いた時間ダイバーシテ
ィ通信装置と比較して、スペクトル拡散通信の特徴であ
る秘匿性、秘話性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェ
ージングに強い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増
加する場合、異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる
遅延量のデータ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ
系列の送受が可能であり、従来例と同程度のハードウェ
ア規模で、よりＫの増加に対応可能となる。更に遅延検
波方式を用いているため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、受信信号に搬送波位相のジャンプが生ずる
ような状況でも、本実施例の装置は安定に動作する。As described above, in the sixth embodiment, the transmitting side
Using different K = 2 spreading codes, spread spectrum is performed on K = 2 differentially encoded data sequences with a time delay difference, and the receiving side uses the same spreading code as the transmitting side. Since it is a time diversity communication device that performs maximum ratio combining diversity after adjusting the delay amount to K = 2 data sequences despread and differentially detected, the conventional 2 K value modulation method is used. Compared with the time diversity communication device used, it has excellent confidentiality, confidentiality, and anti-interference characteristics of spread spectrum communication, and is resistant to frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale. Further, since the differential detection method is used, phase synchronization by carrier recovery is not required, and the device of the present embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１３９】実施例７．本実施例は送信側でデータをＢ
ＰＳＫ変調し、受信側で準同期検波を行い、受信搬送波
の位相の回転を、フィードフォーワド型のＡＰＣ回路で
補正するスペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置で
あり、ダイバーシティには選択ダイバーシティを用いた
ものである。フィードフォーワド型のＡＰＣ回路には、
例えば Andrew J.Viterbi, AudreyM.Viterbi,“Nonline
r Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with A
pplication to Burst Digital Transmission”IEEE Tra
nsaction on InformationTheory,vol.It-29,no.4,pp543
-551,July,1983に記載されているものがある。以下、本
実施例では、上記文献のＡＰＣ回路をビタビ＆ビタビＡ
ＰＣ回路と称し、フィードフォーワド型のＡＰＣ回路
に、上記ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路を用いた場合につい
て説明する。Example 7. In this embodiment, the data is transmitted on the transmitting side to B
It is a spread spectrum time diversity communication device that performs PSK modulation, performs quasi-synchronous detection on the receiving side, and corrects the rotation of the phase of the received carrier wave with a feedforward type APC circuit, which uses selection diversity for diversity. Is. The feed forward type APC circuit has
For example, Andrew J. Viterbi, Audrey M. Viterbi, “Nonline
r Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with A
pplication to Burst Digital Transmission ”IEEE Tra
nsaction on InformationTheory, vol.It-29, no.4, pp543
-551, July, 1983. Hereinafter, in the present embodiment, the APC circuit of the above-mentioned document is referred to as Viterbi & Viterbi A.
A case where the above Viterbi & Viterbi APC circuit is used for a feed-forward type APC circuit, which is called a PC circuit, will be described.

【０１４０】以下、図を参照して実施例７について説明
する。図１０は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、８０００は位相同期手段、２６ａ
はＡＦＣ回路、３２、３３はビタビ＆ビタビＡＰＣ回路
である。なお図１と同一部分は、同一符号を付してその
説明を省略する。The seventh embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a transmitter / receiver used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention, in which 8000 is a phase synchronization means and 26a.
Is an AFC circuit, and 32 and 33 are Viterbi & Viterbi APC circuits. The same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１４１】図１１はビタビ＆ビタビＡＰＣ回路の構成
図であり、３００、３０１は入力端子、３０２は２乗
器、３０３、３０４は平均化回路、３０５は座標変換回
路、３０６は除算回路、３０７は正弦波発生回路、３０
８は複素乗算器、３０９、３１０は出力端子である。FIG. 11 is a block diagram of a Viterbi & Viterbi APC circuit. 300 and 301 are input terminals, 302 is a squarer, 303 and 304 are averaging circuits, 305 is a coordinate conversion circuit, 306 is a dividing circuit, and 307. Is a sine wave generation circuit, 30
Reference numeral 8 is a complex multiplier, and 309 and 310 are output terminals.

【０１４２】次に動作について説明する。以下、本実施
例では簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が
与えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異な
る拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. Hereinafter, in the present embodiment, for simplicity, the number of data sequences transmitted and received at the same time and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１４３】送信機側では、実施例１と全く同じ動作に
よってデータを送信する。遅延回路０２の遅延シンボル
数Ｌは、実施例１と同様に、ブロッケージ等に起因する
受信信号電力の減衰に対応するために設けられているも
のであり、対応しようとする最大減衰時間をＴｄ[s] と
すると、データ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムで
は、設定する遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、Ｌ≧Ｔｄ×
Ｒに設計される。また、受信信号電力の減衰に周期性が
存在する場合、その周期の平均をＴｒ[s] とすると、デ
ータ伝送速度がＲ[symbol/s]のシステムでは、設定する
遅延シンボル数Ｌ[symbol]は、（ｍ＋１）Ｔｒ×Ｒ≧Ｌ
≧（Ｔｄ＋ｍＴｒ）×Ｒに設計される（但しｍ＝０，
１，２，３，…）。On the transmitter side, data is transmitted by the same operation as in the first embodiment. The delay symbol number L of the delay circuit 02 is provided to cope with the attenuation of the received signal power due to the blockage or the like, as in the first embodiment, and the maximum attenuation time to be dealt with is Td [ s], in a system where the data transmission rate is R [symbol / s], the number of delay symbols L [symbol] to be set is L ≧ Td ×
Designed to R. Further, when there is a periodicity in the attenuation of the received signal power and the average of the period is Tr [s], in a system with a data transmission rate R [symbol / s], the number of delay symbols L [symbol] to be set is set. Is (m + 1) Tr × R ≧ L
Designed to be ≧ (Td + mTr) × R (where m = 0,
1, 2, 3, ...).

【０１４４】本実施例では、受信搬送波の位相回転の補
正に、逆拡散手段５０００と遅延時間調整手段６０００
の間に位置するフィードフォーワード型のＡＰＣ回路を
用いるため、受信信号の搬送波に局部搬送波の位相を同
期させる必要はない。よってＶＣＯ１０は、ＡＦＣ回路
による受信信号の搬送波に局部搬送波の周波数を同期さ
せる制御だけを受ける。受信機側では実施例１と同様
に、検波手段４０００ａ内のアンテナ０９で信号を受信
し、受信信号を２つのミキサ１２、１３に入力する。検
波手段４０００ａにおけるミキサ１３では、受信信号と
ＶＣＯ１０からの搬送波を、またミキサ１２では、受信
信号と９０°移相器１１からの９０°移相された搬送波
を、それぞれ乗算し、ローパスフィルタ１４ａ、１５ａ
でローパスフィルタリングして、Ｉ成分とＱ成分を得
る。本実施例では、受信信号の搬送波と局部搬送波には
定常位相差が存在するため、常時Ｉ成分、Ｑ成分の両方
を用いて処理を行う必要がある。In this embodiment, the despreading means 5000 and the delay time adjusting means 6000 are used to correct the phase rotation of the received carrier wave.
Since the feedforward type APC circuit located between the two is used, it is not necessary to synchronize the phase of the local carrier with the carrier of the received signal. Therefore, the VCO 10 receives only the control for synchronizing the frequency of the local carrier with the carrier of the signal received by the AFC circuit. On the receiver side, as in the first embodiment, the signal is received by the antenna 09 in the detection means 4000a and the received signal is input to the two mixers 12 and 13. The mixer 13 in the detection means 4000a multiplies the received signal and the carrier from the VCO 10 by each other, and the mixer 12 multiplies the received signal and the 90 ° phase-shifted carrier from the 90 ° phase shifter 11 in the low pass filter 14a, 15a
Low-pass filtering is performed to obtain I and Q components. In this embodiment, since there is a stationary phase difference between the carrier wave of the received signal and the local carrier wave, it is necessary to always perform processing using both the I component and the Q component.

【０１４５】以降Ｉ成分、Ｑ成分の受信された合成拡散
信号Ｒk’（ｋは整数）は、実施例１と同様に、Ａ／Ｄ
変換器１４、１５でディジタル信号であるベースバンド
スペクトル拡散信号にそれぞれ変換後、スペクトル逆拡
散手段５０００内の逆拡散回路１６、１７、１８、１９
で拡散符号ａn と拡散符号ｂn でそれぞれ逆拡散され
る。Thereafter, the received combined spread signal R k ′ (k is an integer) of the I component and the Q component is A / D as in the first embodiment.
The converters 14 and 15 convert the digital signals to baseband spread spectrum signals, respectively, and then despread circuits 16, 17, 18, and 19 in the spectrum despreading unit 5000.
Then, despreading is performed with the spreading code a n and the spreading code b n .

【０１４６】位相同期手段８０００内のビタビ＆ビタビ
ＡＰＣ回路３２は、逆拡散回路１６から出力される復調
データ系列ＺａＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路１８
から出力される復調データ系列ＺａＩk’（ｋは整数）
に対して準同期によるデータの位相回転の補正を行い、
位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調データ系列をそ
れぞれＺａＱk 、ＺａＩk （ｋは整数）と称して出力す
る。同様に、位相同期手段８０００内のビタビ＆ビタビ
ＡＰＣ回路３３では、逆拡散回路１７から出力される復
調データ系列ＺＤｂＱk’（ｋは整数）と、逆拡散回路
１９から出力される復調データ系列ＺＤｂＩk’（ｋは
整数）に対して準同期による受信搬送波の位相回転の補
正を行い、位相回転補正後のＩ成分、Ｑ成分の復調デー
タ系列をそれぞれＺＤｂＱk 、ＺＤｂＩk （ｋは整数）
と称して出力する。The Viterbi & Viterbi APC circuit 32 in the phase synchronization means 8000 has the demodulated data sequence ZaQ k '(k is an integer) output from the despreading circuit 16 and the despreading circuit 18.
Demodulated data sequence ZaI k '(k is an integer)
The phase rotation of the data is corrected by quasi-synchronization against
The demodulated data series of the I component and the Q component after the phase rotation correction are referred to as ZaQ k and ZaI k (k is an integer) and output. Similarly, in the Viterbi & Viterbi APC circuit 33 in the phase synchronization means 8000, the demodulated data series ZDbQ k '(k is an integer) output from the despreading circuit 17 and the demodulated data series ZDbI output from the despreading circuit 19. The phase rotation of the received carrier is corrected by quasi-synchronization with respect to k '(k is an integer), and the demodulated data series of the I component and the Q component after phase rotation correction are ZDbQ k and ZDbI k (k is an integer), respectively.
And output.

【０１４７】本ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路の動作を、図
１１を用いて説明する。２乗器３０２は、入力端子３０
０からのＱ成分入力データと入力端子３０１からのＩ成
分入力データに対して２乗操作を行い、ＰＳＫ信号のデ
ータ変調成分を除去する。The operation of the present Viterbi & Viterbi APC circuit will be described with reference to FIG. The squarer 302 has an input terminal 30.
A square operation is performed on the Q component input data from 0 and the I component input data from the input terminal 301 to remove the data modulation component of the PSK signal.

【０１４８】更に２乗後のＩ成分は平均化回路３０３
に、２乗後のＱ成分は平均化回路３０４にそれぞれ入力
され、雑音が低減されて出力される。座標変換回路３０
５は、平均化回路３０３からの出力をＦＩk （ｋは整
数）、平均化回路３０４からの出力をＦＱk（ｋは整
数）とすると、θk ＝ｔａｎ-1（ＦＩk ／ＦＱk ）（ｋ
は整数）を求めて出力する。Further, the I component after squaring is averaged by the averaging circuit 303.
Then, the Q component after the square is input to the averaging circuit 304, and the noise is reduced and output. Coordinate conversion circuit 30
5 is θ k = tan −1 (FI k / FQ k ) where the output from the averaging circuit 303 is FI k (k is an integer) and the output from the averaging circuit 304 is FQ k (k is an integer). (K
Is an integer) and outputs it.

【０１４９】除算回路３０６は、３０５からのデータθ
k を２で除算する。この除算されたデータθk ／２は、
推定される搬送波位相である。正弦波発生回路３０７
は、搬送波位相θk ／２である２つの正弦波ｃｏｓ（θ
k ／２）およびｓｉｎ（θk ／２）を出力する。The division circuit 306 outputs the data θ from 305.
Divide k by 2. This divided data θ k / 2 is
It is the estimated carrier phase. Sine wave generation circuit 307
Are two sinusoids cos (θ with a carrier phase θ k / 2
output k / 2) and sin (θ k / 2).

【０１５０】複素乗算器３０８は、正弦波ｃｏｓ（θk
／２）及びｓｉｎ（θk ／２）と、入力端子３０１から
のＩ成分入力データ及び、入力端子３００からのＱ成分
入力データで複素乗算を行い、準同期による位相回転を
補正したＩ成分データとＱ成分データを、それぞれ出力
端子３０９、３１０から出力する。本実施例ではＢＰＳ
Ｋ変調方式を用いているため、周波数制御、位相補正が
完全に行われていれば、Ｉ成分データにのみ復調データ
成分が存在することになるが、信号電力検出手段２２に
おける受信信号電力の算出には、これらＩ、Ｑ成分を用
いる必要があるため、Ｉ・Ｑ両成分を出力する。The complex multiplier 308 outputs the sine wave cos (θ k
/ 2) and sin (θ k / 2), the I component input data from the input terminal 301 and the Q component input data from the input terminal 300 are subjected to complex multiplication to correct the phase rotation due to quasi-synchronization. And Q component data are output from output terminals 309 and 310, respectively. In this embodiment, BPS
Since the K modulation method is used, if the frequency control and the phase correction are completely performed, the demodulated data component exists only in the I component data, but the received signal power in the signal power detection means 22 is calculated. Since it is necessary to use these I and Q components, both I and Q components are output.

【０１５１】ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路３２から出力さ
れる、位相回転補正後の復調データ系列ＺａＱk 、Ｚａ
Ｉk （ｋは整数）は、実施例１と同様に遅延回路２１で
送信側の遅延回路０２の遅延時間（＝５シンボル）だけ
遅延され、それぞれ図１２に示す復調データ系列ＺＤａ
Ｉk,ＺＤａＱk で信号電力検出手段２２に出力される。
図１２における斜線部は実施例１と同様の要因で、デー
タが失われていることを意味する。本実施例でも、ＺＤ
ａＩk とＺＤａＱk の失われたデータと、ＺＤｂＩk と
ＺＤｂＱk の失われたデータは異なっていることがわか
る。Demodulated data series ZaQ k , Za after phase rotation correction output from the Viterbi & Viterbi APC circuit 32.
I k (k is an integer) is delayed by the delay time of the delay circuit 02 on the transmission side (= 5 symbols) in the delay circuit 21 as in the first embodiment, and the demodulated data series ZDa shown in FIG.
I k and ZDaQ k are output to the signal power detecting means 22.
The shaded area in FIG. 12 is the same factor as in the first embodiment, and means that data is lost. Also in this embodiment, ZD
It can be seen that the lost data of aI k and ZDaQ k and the lost data of ZDbI k and ZDbQ k are different.

【０１５２】信号電力算出手段２２は、ＺＤａＱk,ＺＤ
ａＩk,ＺＤｂＱk,ＺＤｂＩk （ｋは整数）の各復調デー
タ系列を用いて、実施例１と同様に、ａn で逆拡散され
た受信信号の信号電力Ｐ１k （ｋは整数）、ｂn で逆拡
散された受信信号の信号電力Ｐ２k （ｋは整数）と、図
１２に示すタイミングの２つの電力の合計ＳＰk （ｋは
整数）を出力する。本実施例におけるダイバーシティ手
段９０００の動作は、実施例１と同じであり、ダイバー
シティ回路２３における比較器２０４と選択器２０５
は、受信信号電力の大きい方のデータ系列を選択するこ
とで選択ダイバーシティを実現し、軟判定回路２４は、
選択された合成復調データの振幅範囲を一定に制御し、
判定データ系列ＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端
子２７から出力する。The signal power calculation means 22 uses ZDaQ k , ZD.
aI k, ZDbQ k, (where k integer) ZDbI k using each demodulated data series, in the same manner as in Example 1, the signal power of the received signal despread by a n P1 k (k is an integer), b The signal power P2 k (k is an integer) of the reception signal despread by n and the sum SP k (k is an integer) of the two powers at the timings shown in FIG. 12 are output. The operation of the diversity means 9000 in this embodiment is the same as that in the first embodiment, and the comparator 204 and the selector 205 in the diversity circuit 23.
Realizes selection diversity by selecting the data sequence with the larger received signal power, and the soft decision circuit 24
The amplitude range of the selected combined demodulation data is controlled to be constant,
The determination data series SR k (k is an integer) is output from the reception data output terminal 27.

【０１５３】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様フェージングやブロッケージ等の要因によ
って信号電力の落込みを検出あるいは予測し、受信信号
電力の落込み時に、同期手段４０００ｂ内の初期捕捉／
同期追跡回路２０、ＡＦＣ回路２６ａ、及び位相制御手
段８０００内のビタビ＆ビタビＡＰＣ回路３２、３３が
誤動作しないように、各動作を停止させる制御信号を出
力する。Further, the control means 25 in the synchronization means 4000b and the prediction means 25a in the control means 25 detect or predict a drop in signal power due to factors such as fading and blockage, as in the first embodiment, and drop in received signal power. At the time of loading, the initial capture /
The synchronization tracking circuit 20, the AFC circuit 26a, and the Viterbi & Viterbi APC circuits 32 and 33 in the phase control unit 8000 are output with control signals for stopping each operation so as not to malfunction.

【０１５４】同期手段４０００ｂ内のＡＦＣ回路２６ａ
は、実施例１と同様に逆拡散回路１６、１７、１８、１
９から出力されるＩ成分、Ｑ成分の各復調データを用い
て、受信信号の搬送波の周波数とＶＣＯ１０から出力さ
れる局部搬送波の周波数とのオフセット量を求め、ＶＣ
Ｏ１０に入力する電圧を、周波数オフセット量をゼロに
制御するような、周波数制御を行う。AFC circuit 26a in synchronizing means 4000b
Are the despreading circuits 16, 17, 18, 1 as in the first embodiment.
Using each of the I-component and Q-component demodulated data output from 9, the offset amount between the frequency of the carrier wave of the received signal and the frequency of the local carrier wave output from the VCO 10 is calculated.
Frequency control is performed such that the voltage input to O10 is controlled so that the frequency offset amount is zero.

【０１５５】本実施例７は、同時に送受信し、かつ異な
る遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２とする、即
ち２個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバー
シティ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれ
ば幾つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によっ
て、Ｋ通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散
／逆拡散を行えばよい。In the seventh embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, the spread spectrum time diversity communication device with two data sequences has been described. Can be any number as long as it is 2 or more, and K / spreading / despreading can be performed on K data sequences having different delay amounts by K different spreading codes.

【０１５６】以上のように本実施例７は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、選択ダイバーシティを行う時間
ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K 値変調
方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較して、
スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話性、対干
渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強い。また遅
延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、異なるＫ通
りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデータ系列を拡
散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が可能であ
り、従来例と同程度のハードウェア規模で、よりＫの増
加に対応可能となる。As described above, in the seventh embodiment, the transmitting side
Spread spectrum is performed on K = 2 data sequences having a time delay difference using different K = 2 spreading codes,
On the receiving side, despreading is performed with the same spreading code as the transmitting side, and for phase-corrected K = 2 data series,
Since it is a time diversity communication device that performs selective diversity after adjusting the delay amount to a constant value, compared to a time diversity communication device using a conventional 2 K- value modulation method,
It has excellent confidentiality, confidentiality, and interference resistance, which are the characteristics of spread spectrum communication, and is resistant to frequency selective fading. Further, when the number K of data sequences to be delayed increases, each data sequence can be transmitted / received simply by spreading / despreading the K data sequences with different delay amounts with K different spreading codes. It is possible to cope with an increase in K with the same hardware scale.

【０１５７】また実施例７では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォーワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、
位相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、
実施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路
の小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフ
ォーワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号
に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実
施例の装置は安定に動作する。Further, in the seventh embodiment, a feedforward type APC circuit is used in which the phase rotation is corrected by digital processing for the demodulated data after despreading. Therefore,
The phase synchronization means can be composed entirely of digital circuits,
Compared to the first embodiment, the carrier wave phase control is simpler, and the circuit can be downsized and no adjustment can be realized. Further, since the feedforward type APC circuit is used, the device of this embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１５８】実施例８．本実施例は送信側でデータをＢ
ＰＳＫ変調し、受信側で準同期検波を行い、受信搬送波
の位相の回転を、フィードフォーワド型のＡＰＣ回路で
補正するスペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置で
あり、ダイバーシティには等利得合成ダイバーシティを
用いたものである。またフィードフォーワド型のＡＰＣ
回路には、ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路を用いている。Example 8. In this embodiment, the data is transmitted on the transmitting side to B
It is a spread spectrum time diversity communication device that performs PSK modulation, performs quasi-coherent detection on the receiving side, and corrects the rotation of the phase of the received carrier wave with a feed-forward type APC circuit. Diversity uses equal gain combining diversity. It was what I had. In addition, feed-forward type APC
A Viterbi & Viterbi APC circuit is used for the circuit.

【０１５９】以下、図を参照して実施例８について説明
する。図１３は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる送受信機の一実施例の構成を示
すブロック図であり、２２ｂは信号電力算出手段、２３
ａはダイバーシティ回路、２０７は合成器である。なお
図１０と同一部分は、同一符号を付してその説明を省略
する。The eighth embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a transmitter / receiver used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention.
Reference numeral a is a diversity circuit, and 207 is a combiner. The same parts as those in FIG. 10 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１６０】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１６１】実施例８では、実施例７と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００によって、ＺＤ
ａＩk,ＺＤａＱk,ＺＤｂＩk,ＺＤｂＱk の各復調データ
系列が得られる。In the eighth embodiment, similarly to the seventh embodiment, the transmitter transmits data by the transmission data delay means 1000, the spread spectrum means 2000 and the modulation means 3000, and the receiver detects the wave detecting means 4000a and the synchronizing means 4.
000b, the spectrum despreading unit 5000, the phase control unit 8000, and the delay time adjusting unit 6000.
Each demodulated data sequence of aI k , ZDaQ k , ZDbI k , ZDbQ k is obtained.

【０１６２】信号電力算出手段２２ｂでは、ＺＤａＩk
の２乗とＺＤａＱk の２乗の和と、ＺＤｂＩk の２乗と
ＺＤｂＱk の２乗の和が加算され、２つの電力の合計Ｓ
Ｐkが出力される。In the signal power calculation means 22b, ZDaI k
Square and the square of the sum of ZDaQ k, the square of the sum of squares and ZDbQ k of ZDbI k are added, the sum S of the two power
P k is output.

【０１６３】ダイバーシティ手段９０００におけるダイ
バーシティ回路２３ａでは、実施例２と同様に遅延時間
調整手段６０００からの復調データ系列ＺＤａＩk と、
ＺＤｂＩk を加算し、その値を合成復調データ系列Ｓk
（ｋは整数）として出力することで、等利得合成ダイハ
ーシティを実現している。In the diversity circuit 23a in the diversity means 9000, the demodulated data series ZDaI k from the delay time adjusting means 6000, as in the second embodiment,
ZDbI k is added and the value is added to the combined demodulated data sequence S k.
By outputting as (k is an integer), equal gain combining diherty is realized.

【０１６４】ダイバーシティ手段９０００における軟判
定回路２４は、信号電力算出手段２２ｂから出力される
ＳＰk によって、実施例１と同様な処理が行われ、判定
データＳＲk （ｋは整数）を受信データ出力端子２７か
ら出力する。The soft decision circuit 24 in the diversity means 9000 performs the same processing as in the first embodiment by SP k output from the signal power calculation means 22b, and outputs decision data SR k (k is an integer) as received data. Output from the terminal 27.

【０１６５】以上の実施例８における動作のタイミング
は、図１２に示す通りである。また同期手段４０００ｂ
における制御手段２５、及び制御手段２５における予測
手段２５ａは、実施例１と同様の動作を行い、同期手段
４０００ｂと位相制御手段８０００を制御する。The operation timing in the above eighth embodiment is as shown in FIG. Also, synchronization means 4000b
The control means 25 and the prediction means 25a in the control means 25 perform the same operation as in the first embodiment, and control the synchronization means 4000b and the phase control means 8000.

【０１６６】本実施例８では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the eighth embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【０１６７】以上のように本実施例８は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、等利得合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。As described above, in the eighth embodiment, the transmitting side
Spread spectrum is performed on K = 2 data sequences having a time delay difference using different K = 2 spreading codes,
On the receiving side, despreading is performed with the same spreading code as the transmitting side, and for phase-corrected K = 2 data series,
For After adjusting the delay amount constant, a time diversity communication system which performs an equal gain combining diversity, the conventional 2 K
Compared with the time diversity communication device using the value modulation method, it is superior in the confidentiality, confidentiality, and anti-interference characteristic of the spread spectrum communication, and is strong against the frequency selective fading. If the number of delayed data series K increases,
Each data series can be transmitted / received only by spreading / despreading the data series of K different delay amounts with different K kinds of spreading codes, and K can be increased with the same hardware scale as the conventional example. It will be possible.

【０１６８】また実施例８では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォーワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、
位相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、
実施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路
の小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフ
ォーワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号
に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実
施例の装置は安定に動作する。Further, in the eighth embodiment, a feedforward type APC circuit is used which carries out digital processing to correct the phase rotation of the demodulated data after despreading. Therefore,
The phase synchronization means can be composed entirely of digital circuits,
Compared to the first embodiment, the carrier wave phase control is simpler, and the circuit can be downsized and no adjustment can be realized. Further, since the feedforward type APC circuit is used, the device of this embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１６９】実施例９．本実施例は送信側でデータをＢ
ＰＳＫ変調し、受信側で準同期検波を行い、受信搬送波
の位相の回転を、フィードフォーワド型のＡＰＣ回路で
補正するスペクトル拡散時間ダイバーシティ通信装置で
あり、ダイバーシティには最大比合成ダイバーシティを
用いたものである。またフィードフォーワド型のＡＰＣ
回路には、ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路を用いている。Example 9. In this embodiment, the data is transmitted on the transmitting side to B
It is a spread spectrum time diversity communication device that performs PSK modulation, performs quasi-coherent detection on the receiving side, and corrects the rotation of the phase of the received carrier wave with a feed-forward type APC circuit. For diversity, maximum ratio combining diversity is used. It was what I had. In addition, feed-forward type APC
A Viterbi & Viterbi APC circuit is used for the circuit.

【０１７０】以下、図を参照して実施例９について説明
する。図１４は、本発明によるスペクトル拡散時間ダイ
バーシティ通信に用いる実施例９の送受信機の構成を示
すブロック図であり、２０７ａは合成器、２０８は係数
算出手段、２０９、２１０はミキサ、２１１は最大比合
成手段である。なお図１０と同一部分は、同一符号を付
してその説明を省略する。Embodiment 9 will be described below with reference to the drawings. FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of a transceiver of Example 9 used for spread spectrum time diversity communication according to the present invention. 207a is a combiner, 208 is a coefficient calculating means, 209 and 210 are mixers, and 211 is a maximum ratio. It is a synthesizing means. The same parts as those in FIG. 10 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【０１７１】次に動作について説明する。以下、本実施
例は簡単のため、同時に送受信し、かつ異なる遅延が与
えられたデータ系列の数はＫ＝２とする、２つの異なる
拡散符号ａn 、ｂn を用いたスペクトル拡散時間ダイバ
ーシティ通信装置を用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In the following, for simplification of the present embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, and spread spectrum time diversity communication using two different spread codes a n and b n. The case where the device is used will be described.

【０１７２】実施例９では、実施例７と同様、送信機に
おいて、送信データ遅延手段１０００、スペクトル拡散
手段２０００、変調手段３０００によってデータを送信
し、受信機において、検波手段４０００ａ、同期手段４
０００ｂ、スペクトル逆拡散手段５０００、位相制御手
段８０００、遅延時間調整手段６０００、信号電力算出
手段２２によって、ＺＤａＩk,ＺＤｂＩk の各復調デー
タ系列と、ａn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ１
k 、ｂn で逆拡散された受信信号の信号電力Ｐ２k と、
２つの電力の合計ＳＰk を出力する。In the ninth embodiment, as in the seventh embodiment, the transmitter transmits data by the transmission data delay means 1000, the spread spectrum means 2000 and the modulation means 3000, and the receiver detects the wave detecting means 4000a and the synchronizing means 4.
000b, the spectrum despreading means 5000, a phase control unit 8000, the delay time adjustment unit 6000, the signal power calculating means 22, ZDaI k, and the demodulated data series ZDbI k, the signal power of the received signal despread with a n P1
the signal power P2 k of the received signal despread with k and b n ,
Output the total SP k of the two powers.

【０１７３】本実施例におけるダイバーシティ手段９０
００の動作は、実施例３と同じであり、ダイバーシティ
回路２３における係数算出手段２０８と、最大比合成手
段２１１によって、合成復調データ系列を得る最大比合
成ダイバーシティを行い、軟判定回路２４は、合成復調
データの振幅補正を行い、判定データ系列ＳＲk （ｋは
整数）を受信データ出力端子２７から出力する。以上の
実施例９における動作のタイミングは、図１２に示す通
りである。Diversity means 90 in this embodiment
The operation of No. 00 is the same as that of the third embodiment, and the coefficient calculating unit 208 and the maximum ratio combining unit 211 in the diversity circuit 23 perform maximum ratio combining diversity to obtain a combined demodulated data sequence, and the soft decision circuit 24 performs combining. The amplitude of the demodulated data is corrected, and the determination data series SR k (k is an integer) is output from the reception data output terminal 27. The operation timing in the above-described ninth embodiment is as shown in FIG.

【０１７４】また同期手段４０００ｂにおける制御手段
２５、及び制御手段２５における予測手段２５ａは、実
施例１と同様の動作を行い、同期手段４０００ｂと、位
相制御手段８０００を制御する。The control means 25 in the synchronization means 4000b and the prediction means 25a in the control means 25 perform the same operation as in the first embodiment, and control the synchronization means 4000b and the phase control means 8000.

【０１７５】本実施例９では、同時に送受信し、かつ異
なる遅延が与えられたデータ系列の数をＫ＝２、即ち２
個のデータ系列によるスペクトル拡散時間ダイバーシテ
ィ通信装置について説明したが、Ｋは２以上であれば幾
つであってもよく、Ｋ個の異なる拡散符号によって、Ｋ
通りの異なる遅延量のデータ系列に対して、拡散／逆拡
散を行えばよい。In the ninth embodiment, the number of data sequences transmitted / received simultaneously and given different delays is K = 2, that is, 2
Although the spread spectrum time diversity communication device using a number of data sequences has been described, K may be any number as long as it is 2 or more.
Spreading / despreading may be performed on different data sequences having different delay amounts.

【０１７６】以上のように本実施例９は、送信側では、
異なるＫ＝２個の拡散符号を用いて、時間遅延差のある
Ｋ＝２個のデータ系列に対してスペクトル拡散を行い、
受信側では、送信側と同一の拡散符号でそれぞれ逆拡散
され、位相補正されたＫ＝２個のデータ系列に対して、
遅延量を一定に調整後、最大比合成ダイバーシティを行
う時間ダイバーシティ通信装置であるため、従来の２K
値変調方式を用いた時間ダイバーシティ通信装置と比較
して、スペクトル拡散通信の特徴である秘匿性、秘話
性、対干渉性が優れ、周波数選択性フェージングに強
い。また遅延させるデータ系列の数Ｋが増加する場合、
異なるＫ通りの拡散符号でＫ通りの異なる遅延量のデー
タ系列を拡散／逆拡散するだけで各データ系列の送受が
可能であり、従来例と同程度のハードウェア規模で、よ
りＫの増加に対応可能となる。As described above, in the ninth embodiment, the transmitting side
Spread spectrum is performed on K = 2 data sequences having a time delay difference using different K = 2 spreading codes,
On the receiving side, despreading is performed with the same spreading code as the transmitting side, and for phase-corrected K = 2 data series,
After adjusting the delay amount constant, because the time diversity communication apparatus that performs maximum ratio combining diversity, the conventional 2 K
Compared with the time diversity communication device using the value modulation method, it is superior in the confidentiality, confidentiality, and anti-interference characteristic of the spread spectrum communication, and is strong against the frequency selective fading. If the number of delayed data series K increases,
Each data series can be transmitted / received only by spreading / despreading the data series of K different delay amounts with different K kinds of spreading codes, and K can be increased with the same hardware scale as the conventional example. It will be possible.

【０１７７】また実施例９では、逆拡散後の復調データ
に対して位相回転の補正をディジタル処理で行うフィー
ドフォーワード型のＡＰＣ回路を用いている。よって、
位相同期手段を全てディジタル回路で構成可能であり、
実施例１と比較して搬送波位相制御が簡単であり、回路
の小型化、無調整化が実現可能である。更にフィードフ
ォーワード型のＡＰＣ回路を用いているため、受信信号
に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況でも、本実
施例の装置は安定に動作する。Further, in the ninth embodiment, a feedforward type APC circuit is used in which the phase rotation is corrected by digital processing for the demodulated data after despreading. Therefore,
The phase synchronization means can be composed entirely of digital circuits,
Compared to the first embodiment, the carrier wave phase control is simpler, and the circuit can be downsized and no adjustment can be realized. Further, since the feedforward type APC circuit is used, the device of this embodiment operates stably even in a situation where a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１７８】[0178]

【発明の効果】請求項１、請求項４、請求項５及び請求
項６に係る発明は、雑音やフェージング等による受信電
力の落込みが頻繁に生じる場合でも、前記Ｋ個の復調デ
ータ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好なビ
ット誤り率特性が実現され、またスペクトル拡散方式を
用いることで、秘匿性、秘話性、耐干渉性に優れ、周波
数選択性フェージングに強く、更に、ビット誤り率特性
改善のために、異なる時間遅延が与えらた送信データ系
列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号をＫ個用意
し、前記Ｋ個の各送信データ系列に対して、前記Ｋ個の
拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行え
ばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であるという効果を
奏する。According to the inventions of claims 1, 4, 5, and 6, the K demodulated data sequences are generated even if the received power is frequently dropped due to noise or fading. Due to the time diversity used, good bit error rate characteristics are realized, and by using the spread spectrum method, it is excellent in concealment, confidentiality, and interference resistance, strong in frequency selective fading, and bit error rate characteristics. For improvement, when increasing the number K of transmission data sequence groups given different time delays, K different spreading codes are prepared, and the K spreading codes are provided for each of the K transmission data sequences. In this case, the spectrum spreading and the spectrum despreading may be performed, and it is possible to easily cope with the increase of K.

【０１７９】請求項２に係る発明は、前記請求項１の効
果と、前記合計信号電力が落込んだ場合に生じる、前記
同期手段における、周波数同期、位相同期、拡散符号と
の時間同期の各誤作動を回避することで、前記同期手段
における、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同
期の各同期特性と、ビット誤り率特性を、請求項１より
更に改善できるという効果を奏する。The invention according to claim 2 provides the effect of claim 1 and each of frequency synchronization, phase synchronization, and time synchronization with a spreading code in the synchronization means, which occurs when the total signal power drops. By avoiding erroneous operation, the respective synchronization characteristics of the frequency synchronization, the phase synchronization, and the time synchronization with the spreading code and the bit error rate characteristic in the synchronization means can be further improved as compared with claim 1.

【０１８０】請求項３に係る発明は、前記請求項１、請
求項２の効果と、前記合計信号電力が、あるしきい値以
下となるタイミングに周期性が存在する場合、前記合計
信号電力が落込んだ場合に生じる、前記同期手段におけ
る周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期の各誤
作動を予測し、未然に回避することで、前記同期手段に
おける、周波数同期、位相同期、拡散符号との時間同期
の各同期特性と、ビット誤り率特性を、請求項２より更
に改善できるという効果を奏する。The invention according to claim 3 is the effect of claim 1 and claim 2, and when there is periodicity at the timing when the total signal power is below a certain threshold value, the total signal power is The frequency synchronization, the phase synchronization, and the spreading in the synchronization means are predicted by avoiding the malfunctions of the frequency synchronization, the phase synchronization, and the time synchronization with the spreading code in the synchronization means that occur when the synchronization is dropped. It is possible to further improve each synchronization characteristic of time synchronization with the code and the bit error rate characteristic compared to the second aspect.

【０１８１】請求項７、請求項１０、請求項１１及び請
求項１２に係る発明は、雑音やフェージング等による受
信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、前記Ｋ個の復
調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良好
なビット誤り率特性が実現され、また、スペクトル拡散
方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に優れ、
周波数選択性フェージングに強く、また、ビット誤り率
特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送信デー
タ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号をＫ個用
意し、前記Ｋ個の各送信データ系列に対して、前記Ｋ個
の拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散を行
えばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、更に、遅
延検波方式を用いるため、搬送波再生による位相同期を
必要とせず、回路の無調整化、小形化が向上し、また受
信信号に搬送波位相のジャンプが生ずるような状況で
も、装置が安定に動作するという効果を奏する。The inventions according to claim 7, claim 10, claim 11 and claim 12 use the K demodulated data sequences even when reception power drops frequently due to noise or fading. Due to time diversity, good bit error rate characteristics are realized, and by using a spread spectrum method, confidentiality, confidentiality, and interference resistance are excellent,
In order to improve frequency selective fading and to improve the bit error rate characteristic, when increasing the number K of transmission data sequence groups given different time delays, K different spreading codes are prepared, and each of the K number For the transmission data sequence, it is sufficient to perform spectrum spreading and spectrum despreading with the K spreading codes, and it is possible to easily cope with an increase in K. Furthermore, since the differential detection method is used, the phase due to carrier recovery is used. There is an effect that the device operates stably even in a situation where synchronization is not required, adjustment of the circuit is reduced, downsizing is improved, and a carrier phase jump occurs in the received signal.

【０１８２】請求項８に係る発明は、前記請求項７の効
果と、前記合計信号電力が落込んだ場合に生じる、前記
同期手段における、周波数同期、拡散符号との時間同期
の各誤作動を回避することで、前記同期手段における、
周波数同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビ
ット誤り率特性を、請求項７より更に改善できるという
効果を奏する。The invention according to claim 8 and the effect of claim 7 and the malfunctions of the frequency synchronization and the time synchronization with the spreading code in the synchronizing means, which occur when the total signal power drops. By avoiding, in the synchronization means,
It is possible to further improve the respective synchronization characteristics of frequency synchronization and time synchronization with the spreading code and the bit error rate characteristic compared to the seventh aspect.

【０１８３】請求項９に係る発明は、前記請求項７、請
求項８の効果と、前記合計信号電力が、あるしきい値以
下となるタイミングに周期性が存在する場合、前記合計
信号電力が落込んだ場合に生じる、前記同期手段におけ
る周波数同期、拡散符号との時間同期の各誤作動を予測
し、未然に回避することで、前記同期手段における、周
波数同期、拡散符号との時間同期の各同期特性と、ビッ
ト誤り率特性を、請求項８より更に改善できるという効
果を奏する。The invention according to claim 9 provides the effects of claims 7 and 8 and, when there is a periodicity at the timing when the total signal power is below a certain threshold value, the total signal power is By predicting each malfunction of the frequency synchronization in the synchronizing means and the time synchronization with the spreading code, which occurs when it falls, and avoiding it in advance, the frequency synchronization in the synchronizing means and the time synchronization with the spreading code are prevented. It is possible to improve the respective synchronization characteristics and the bit error rate characteristics further than the eighth aspect.

【０１８４】請求項１３、請求項１６、請求項１７及び
請求項１８に係る発明は、雑音やフェージング等による
受信電力の落込みが頻繁に生じる場合でも、前記Ｋ個の
復調データ系列を用いた時間ダイバーシティにより、良
好なビット誤り率特性が実現され、また、スペクトル拡
散方式を用いることで秘匿性、秘話性、耐干渉性に優
れ、周波数選択性フェージングに強く、また、ビット誤
り率特性改善のために、異なる時間遅延が与えらた送信
データ系列群の数Ｋを増やす場合、異なる拡散符号をＫ
個用意し、前記Ｋ個の各送信データ系列に対して、前記
Ｋ個の拡散符号でスペクトル拡散と、スペクトル逆拡散
を行えばよく、Ｋの増加に容易に対応可能であり、更
に、ディジタル信号処理によって位相同期手段が実現さ
れ、回路の無調整化、小形化が向上し、また前記位相同
期手段によって、受信信号に搬送波位相のジャンプが生
ずるような状況でも、装置が安定に動作するという効果
を奏する。The inventions according to claim 13, claim 16, claim 17 and claim 18 use the K demodulated data sequences even when reception power drops frequently due to noise or fading. Good bit error rate characteristics are realized by time diversity, and by using the spread spectrum method, it is excellent in concealment, confidentiality, and interference resistance, resistant to frequency selective fading, and improved in bit error rate characteristics. Therefore, when increasing the number K of transmission data sequence groups given different time delays, different spreading codes K
It suffices to prepare each of them and perform spectrum spreading and spectrum despreading for each of the K transmission data sequences by using the K spreading codes, which can easily cope with an increase in K. The effect that the phase synchronization means is realized by the processing, the adjustment and miniaturization of the circuit are improved, and the apparatus operates stably even in the situation where the carrier phase jump occurs in the received signal by the phase synchronization means. Play.

【０１８５】請求項１４に係る発明は、前記請求項１３
の効果と、前記合計信号電力が落込んだ場合に生じる、
前記同期手段における、周波数同期、拡散符号との時間
同期、前記位相同期手段による位相補正の各誤作動を回
避することで、前記同期手段における周波数同期、拡散
符号との時間同期、及び前記位相同期手段における位相
補正の各同期特性と、ビット誤り率特性を、請求項１３
より更に改善できるという効果を奏する。The invention according to claim 14 is the above claim 13.
And the effect of the total signal power dropped,
By avoiding erroneous operations of frequency synchronization in the synchronization means, time synchronization with the spread code, and phase correction by the phase synchronization means, frequency synchronization in the synchronization means, time synchronization with the spread code, and the phase synchronization The respective synchronization characteristics of the phase correction in the means and the bit error rate characteristics are described.
The effect is that it can be further improved.

【０１８６】請求項１５に係る発明は、前記請求項１
３、請求項１４の効果と、前記合計信号電力が、あるし
きい値以下となるタイミングに周期性が存在する場合、
前記合計信号電力が落込んだ場合に生じる、前記同期手
段における周波数同期、拡散符号との時間同期、前記位
相同期手段による位相補正の各誤作動を予測し、未然に
回避することで、前記同期手段における、周波数同期、
拡散符号との時間同期、及び前記位相同期手段による位
相補正の各同期特性と、ビット誤り率特性を、請求項１
４より更に改善できるという効果を奏する。The invention according to claim 15 is the same as claim 1
3, the effect of claim 14, and when there is periodicity at the timing when the total signal power is below a certain threshold,
Predicting the malfunctions of the frequency synchronization in the synchronizing means, the time synchronization with the spread code, and the phase correction by the phase synchronizing means, which occur when the total signal power is dropped, and avoiding them in advance to prevent the synchronization. Frequency synchronization in the means,
The synchronization characteristic of time synchronization with a spread code and each phase correction by the phase synchronization means, and the bit error rate characteristic are described.
The effect is that it can be further improved than 4.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の実施例１を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 1 is a configuration block diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】この発明の実施例１における動作を説明するタ
イミングチャートである。FIG. 2 is a timing chart illustrating the operation of the first embodiment of the present invention.

【図３】この発明の受信機における、逆拡散回路を示す
構成ブロック図である。FIG. 3 is a configuration block diagram showing a despreading circuit in the receiver of the present invention.

【図４】この発明の実施例２を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 4 is a configuration block diagram showing a second embodiment of the present invention.

【図５】この発明の実施例３を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 5 is a configuration block diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図６】この発明の実施例４を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 6 is a configuration block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.

【図７】この発明の実施例４における動作を説明するタ
イミングチャートである。FIG. 7 is a timing chart illustrating an operation in the fourth embodiment of the present invention.

【図８】この発明の実施例５を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 8 is a configuration block diagram showing a fifth embodiment of the present invention.

【図９】この発明の実施例６を示す構成ブロック図であ
る。FIG. 9 is a configuration block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.

【図１０】この発明の実施例７を示す構成ブロック図で
ある。FIG. 10 is a configuration block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.

【図１１】この発明の実施例７における、位相同期手段
を示す構成ブロック図である。FIG. 11 is a configuration block diagram showing a phase synchronization means in a seventh embodiment of the present invention.

【図１２】この発明の実施例７における動作を説明する
タイミングチャートである。FIG. 12 is a timing chart illustrating an operation in the seventh embodiment of the present invention.

【図１３】この発明の実施例８を示す構成ブロック図で
ある。FIG. 13 is a configuration block diagram showing an eighth embodiment of the present invention.

【図１４】この発明の実施例９を示す構成ブロック図で
ある。FIG. 14 is a configuration block diagram showing a ninth embodiment of the present invention.

【図１５】従来の時間ダイバーシティ通信方式を示す構
成ブロック図である。FIG. 15 is a configuration block diagram showing a conventional time diversity communication system.

【図１６】従来の時間ダイバーシティ通信方式における
動作を説明するタイミングチャートである。FIG. 16 is a timing chart explaining an operation in the conventional time diversity communication system.

【図１７】受信電力が大きい場合の軟判定処理を説明す
る図である。FIG. 17 is a diagram illustrating soft decision processing when received power is high.

【図１８】受信電力が小さい場合の軟判定処理を説明す
る図である。FIG. 18 is a diagram illustrating soft decision processing when received power is low.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

０１ 送信データ入力端子 ０２ 遅延回路 ０３，０４ 拡散回路 ０５，０５ａ 合成器 ０６ 搬送波発生器 ０７，０７ａ，０７ｂ ミキサ ０８ 送信アンテナ ０９ 受信アンテナ １０ 電圧制御型発振器（ＶＣＯ） １１，１１ａ ９０°移相器 １２，１３ ミキサ １４，１５ Ａ／Ｄ変換器 １４ａ，１５ａ ローパスフィルタ １６，１７，１８，１９ 逆拡散回路 ２０ 初期捕捉／同期追跡回路 ２１，２１ａ 遅延回路 ２２，２２ａ，２２ｂ 信号電力算出手段 ２３，２３ａ，２３ｃ ダイバーシティ回路 ２４ 軟判定回路 ２５ 制御手段 ２５ａ 予測手段 ２６ 自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位相制御（ＡＰ
Ｃ）回路 ２６ａ 自動周波数制御（ＡＦＣ）回路 ２６ｂ 自動周波数制御（ＡＦＣ）／自動位相制御（Ａ
ＰＣ）回路／タイミング再生回路（ＢＴＲ） ２７ 受信データ出力端子 ２８ 外部信号入力端子 ２９ 差動符号化手段 ３０，３１ 遅延検波回路 ３２，３３ ビタビ＆ビタビＡＰＣ回路 １００ ベースバンドスペクトル拡散信号入力端子 １０１ チップクロック入力端子 １０２ 逆拡散器 １０３ 拡散符号発生器 １０４ 積分器 １０５ Ｄ−フリップフロップ １０６ 復調データ出力端子 １０７ シンボルクロック入力端子 １０８ 拡散符号出力端子 ２０４ 比較器 ２０５ 選択器 ２０７，２０７ａ 合成器 ２０８ 係数算出手段 ２０９，２１０ ミキサ ２１１ 最大比合成手段 ２５１ 電力比較器 ２５２ 制御信号合成・選択器 ２５３ 周期性検出回路 ２５４ タイミング予測回路 ２５５ 合成制御回路 ３００ Ｑ成分データ入力端子 ３０１ Ｉ成分データ入力端子 ３０２ ２逓倍器 ３０３，３０４ 平均化回路 ３０５ 座標変換器 ３０６ 位相除算器 ３０７ 正弦波発生回路 ３０８ 複素乗算回路 ３０９ Ｑ成分データ出力端子 ３１０ Ｉ成分データ出力端子 １０００ 送信データ遅延手段 ２０００ スペクトル拡散手段 ３０００ 変調手段 ４０００ａ 検波手段 ４０００ｂ 同期手段 ５０００ スペクトル逆拡散手段 ６０００ 遅延時間調整手段 ７０００ 遅延検波手段 ８０００ 位相同期手段 ９０００ ダイバーシティ手段01 transmission data input terminal 02 delay circuit 03, 04 spreading circuit 05, 05a combiner 06 carrier generator 07, 07a, 07b mixer 08 transmission antenna 09 reception antenna 10 voltage controlled oscillator (VCO) 11, 11a 90 ° phase shifter 12, 13 Mixer 14, 15 A / D converter 14a, 15a Low-pass filter 16, 17, 18, 19 Despreading circuit 20 Initial acquisition / synchronization tracking circuit 21, 21a Delay circuit 22, 22a, 22b Signal power calculation means 23, 23a, 23c Diversity circuit 24 Soft decision circuit 25 Control means 25a Prediction means 26 Automatic frequency control (AFC) / Automatic phase control (AP
C) circuit 26a automatic frequency control (AFC) circuit 26b automatic frequency control (AFC) / auto phase control (AFC)
PC) circuit / timing recovery circuit (BTR) 27 reception data output terminal 28 external signal input terminal 29 differential encoding means 30, 31 delay detection circuit 32, 33 Viterbi & Viterbi APC circuit 100 baseband spread spectrum signal input terminal 101 chip Clock input terminal 102 Despreader 103 Spreading code generator 104 Integrator 105 D-flip-flop 106 Demodulated data output terminal 107 Symbol clock input terminal 108 Spreading code output terminal 204 Comparator 205 Selector 207, 207a Combiner 208 Coefficient calculating means 209, 210 Mixer 211 Maximum ratio combining means 251 Power comparator 252 Control signal combiner / selector 253 Periodicity detection circuit 254 Timing prediction circuit 255 Synthesis control circuit 300 Q component data input terminal 301 I component data input Terminal 302 Double multiplier 303, 304 Averaging circuit 305 Coordinate converter 306 Phase divider 307 Sine wave generation circuit 308 Complex multiplication circuit 309 Q component data output terminal 310 I component data output terminal 1000 Transmission data delay means 2000 Spread spectrum means 3000 Modulation means 4000a Detection means 4000b Synchronization means 5000 Spectrum despreading means 6000 Delay time adjustment means 7000 Delay detection means 8000 Phase synchronization means 9000 Diversity means

Claims (18)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 送信データ系列に異なるＫ（Ｋは２以上
の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送信デー
タ系列を生成する送信データ遅延手段と、前記Ｋ個の遅
延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用
いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散デ
ータ系列を生成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ個の
異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調して送
信する変調手段とを備えた送信機と、受信信号に対し
て、局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡散
信号を得る検波手段と、前記局部搬送波の周波数と位相
を、前記受信信号の搬送波に同期させるとともに、受信
信号に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を抽
出する同期手段と、前記ベースバンドスペクトル拡散信
号に対して、前記Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペク
トル逆拡散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペクトル
逆拡散手段と、前記Ｋ個の各受信データ系列に対して、
前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を一定
にするように、時間遅延を与える遅延時間調整手段と、
前記Ｋ個の復調データ系列に対応するＫ個の信号電力
と、その合計信号電力を算出する信号電力算出手段と、
前記Ｋ個の復調データ系列から、判定データ系列を求め
るダイバーシティ手段とを備えた受信機とを有すること
を特徴とする時間ダイバーシティ通信装置1. A transmission data delay means for giving K different time delays (K is a natural number of 2 or more) to a transmission data sequence to generate K delayed transmission data sequences, and the K delayed transmission data sequences. On the other hand, a spread spectrum unit that spreads spectrum using K different spread codes to generate K different spread spectrum data sequences, and the K different spread spectrum data sequences are combined, modulated and transmitted. A transmitter having a modulating means, a receiving means for multiplying a received signal by a local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and a frequency and phase of the local carrier synchronized with the carrier of the received signal. And a synchronization means for extracting a timing signal synchronized with a spread code included in the received signal, and the K number of the baseband spread spectrum signal. Spectrum despreading means for despreading the spectrum using different spreading codes of K to obtain K demodulated data sequences, and for each of the K received data sequences,
Delay time adjusting means for giving a time delay so that the K different kinds of time delays given by the transmitter are constant,
K signal powers corresponding to the K demodulated data sequences, and signal power calculation means for calculating the total signal power thereof,
And a receiver including diversity means for obtaining a determination data sequence from the K demodulated data sequences. 【請求項２】 前記同期手段において、前記合計信号電
力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段によ
る、局部搬送波の周波数と位相を、受信信号の搬送波に
同期させる操作と、受信信号に含まれる拡散符号に同期
したタイミング信号を抽出する操作を停止する制御手段
を有することを特徴とする、前記請求項１記載の時間ダ
イバーシティ通信装置2. In the synchronizing means, when the total signal power is below a certain threshold value, the synchronizing means synchronizes the frequency and phase of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal, and the received signal. 2. The time diversity communication apparatus according to claim 1, further comprising control means for stopping an operation of extracting a timing signal synchronized with the spread code included in 【請求項３】 前記制御手段において、前記合計信号電
力がある一定レベル以下となるタイミングに周期性が存
在する場合、未来における前記合計信号電力が前記一定
レベル以下となる時間を予測し、予め前記同期手段によ
る、局部搬送波の周波数と位相を、前記受信信号の搬送
波に同期させる操作と、受信信号に含まれる拡散符号に
同期したタイミング信号を抽出する操作を停止する予測
手段とを有することを特徴とする、前記請求項１記載の
時間ダイバーシティ通信装置3. The control means predicts a time when the total signal power will be below the certain level in the future when there is periodicity at a timing when the total signal power is below a certain level, and predicts the time in advance. It has a predicting means for stopping the operation of synchronizing the frequency and phase of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal by the synchronizing means and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal. The time diversity communication device according to claim 1, 【請求項４】 前記ダイバーシティ手段において、前記
Ｋ個の信号電力の中で、最大信号電力を検出する最大値
検出手段と、前記Ｋ個の復調データ系列の中から、前記
最大信号電力を示す復調データ系列を選択し、合成復調
データ系列として出力する選択手段と、選択された前記
合成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列とし
て出力する判定手段とを有することを特徴とする、前記
請求項１記載の時間ダイバーシティ通信装置4. The diversity means, in the K signal powers, a maximum value detection means for detecting a maximum signal power, and a demodulation indicating the maximum signal power from the K demodulated data sequences. The selection means for selecting a data series and outputting it as a combined demodulation data series, and the judgment means for judging the selected combined demodulation data series and outputting it as the judgment data series. 1 time diversity communication device 【請求項５】 前記ダイバーシティ手段において、前記
Ｋ個の復調データ系列を加算して、合成復調データ系列
として出力する等利得合成手段と、前記合成復調データ
系列を判定し、前記判定データ系列として出力する判定
手段とを有することを特徴とする、前記請求項１記載の
時間ダイバーシティ通信装置5. The equalization combining means for adding the K demodulated data series and outputting the combined demodulated data series as the combined demodulated data series in the diversity means, and determining the combined demodulated data series and outputting as the determined data series. The time diversity communication device according to claim 1, further comprising: 【請求項６】 前記ダイバーシティ手段において、前記
Ｋ個の信号電力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算出
する係数算出手段と、前記Ｋ個の復調データ系列と、対
応する前記Ｋ個の重み付け係数をそれぞれ乗算し、乗算
結果の合計を合成復調データ系列として出力する最大比
合成手段と、前記合成復調データ系列を判定し、前記判
定データ系列として出力する判定手段とを有することを
特徴とする、前記請求項１記載の時間ダイバーシティ通
信装置6. The diversity means, the coefficient calculating means for calculating the K weighting coefficients by taking the ratio of the K signal powers, the K demodulated data series, and the corresponding K weights. It has a maximum ratio combining means for multiplying each coefficient and outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data series, and a judgment means for judging the combined demodulated data series and outputting it as the judged data series. The time diversity communication device according to claim 1. 【請求項７】 送信データ系列を差動符号化する、差動
符号化手段と、前記差動符号化した送信データ系列に、
異なるＫ（Ｋは２以上の自然数）通りの時間遅延を与
え、Ｋ個の遅延送信データ系列を生成する送信データ遅
延手段と、前記Ｋ個の差動符号化した遅延送信データ系
列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル
拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡散データ系列を生成
するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ個の異なるスペクト
ル拡散データ系列を合成し、変調して送信する変調手段
とを備えた送信機と、受信信号に対して、局部搬送波を
乗算し、ベースバンドスペクトル拡散信号を得る検波手
段と、前記局部搬送波の周波数を、前記受信信号の搬送
波に同期させるとともに、受信信号に含まれる拡散符号
に同期したタイミング信号を得る同期手段と、前記ベー
スバンドスペクトル拡散信号に対して、前記Ｋ個の異な
る拡散符号を用いてスペクトル逆拡散し、Ｋ個の復調デ
ータ系列を得るスペクトル逆拡散手段と、Ｋ個の各復調
データ系列に対して遅延検波を行う遅延検波手段と、前
記Ｋ個の各遅延検波後の復調データ系列に対して、前記
送信機で与えられた異なるＫ通りの時間遅延を一定にす
るように、時間遅延を与える遅延時間調整手段と、時間
遅延が一定にされた前記Ｋ個の遅延検波後の復調データ
系列に対応するＫ個の信号電力と、その合計信号電力を
算出する信号電力算出手段と、前記Ｋ個の遅延検波後の
復調データ系列から、判定データ系列を求めるダイバー
シティ手段とを備えた受信機とを有することを特徴とす
る時間ダイバーシティ通信装置7. A differential encoding means for differentially encoding a transmission data sequence, and the differentially encoded transmission data sequence,
With respect to different K (K is a natural number of 2 or more) time delays, transmission data delay means for generating K delayed transmission data sequences, and the K differential transmission encoded delayed transmission data sequences, Spread spectrum means for spreading spectrum using K different spreading codes to generate K different spread spectrum data series, and modulating means for synthesizing, modulating and transmitting the K different spread spectrum data series. A transmitter provided with, and a detection means for multiplying a local carrier by a local carrier to obtain a baseband spread spectrum signal, and the frequency of the local carrier is synchronized with the carrier of the received signal, and the received signal is Synchronization means for obtaining a timing signal synchronized with the included spreading code, and using the K different spreading codes for the baseband spread spectrum signal. Spectrum despreading means for performing spectrum despreading to obtain K demodulated data sequences, differential detection means for performing differential detection on each of K demodulated data sequences, and demodulated data sequences after each of the K differential detection sequences. On the other hand, delay time adjusting means for giving a time delay so as to make the K different time delays given by the transmitter constant, and demodulation after the K delay detections having the constant time delay. Reception including K signal powers corresponding to the data series, signal power calculation means for calculating the total signal power thereof, and diversity means for obtaining a determination data series from the K demodulated data series after differential detection Diversity communication device characterized by having 【請求項８】 前記同期手段において、前記合計信号電
力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段によ
る、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送波に同期させ
る操作と、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイ
ミング信号を抽出する操作を停止する制御手段を有する
ことを特徴とする前記請求項７記載の時間ダイバーシテ
ィ通信装置8. The synchronizing means includes an operation of synchronizing the frequency of a local carrier wave with a carrier wave of a received signal by the synchronizing means when the total signal power is equal to or less than a threshold value, and included in the received signal. 8. The time diversity communication device according to claim 7, further comprising control means for stopping an operation of extracting a timing signal synchronized with the spread code. 【請求項９】 前記制御手段において、前記合計信号電
力がある一定レベル以下となるタイミングに周期性が存
在する場合、未来における前記合計信号電力が前記一定
レベル以下となる時間を予測し、予め前記同期手段によ
る、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送波に同期させ
る操作と、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイ
ミング信号を抽出する操作を停止する予測手段を有する
ことを特徴とする前記請求項７記載の時間ダイバーシテ
ィ通信装置9. The control means predicts a time when the total signal power will be below the certain level in the future when the periodicity exists at a timing when the total signal power is below a certain level, and predicts the time in advance. The predicting means for stopping the operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal and the operation of extracting the timing signal synchronized with the spreading code included in the received signal by the synchronizing means. 7. Time diversity communication device according to 7. 【請求項１０】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の信号電力の中で、最大信号電力を検出する最大
値検出手段と、前記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列
の中から、前記最大信号電力を示す復調データ系列を選
択し、合成復調データ系列として出力する選択手段と、
選択された前記合成復調データ系列を判定し、前記判定
データ系列として出力する判定手段とを有することを特
徴とする前記請求項７記載の時間ダイバーシティ通信装
置10. The maximum value detecting means for detecting the maximum signal power among the K signal powers in the diversity means, and the maximum signal among the K demodulated data sequences after differential detection. Selecting means for selecting a demodulated data series indicating power and outputting as a combined demodulated data series;
8. The time diversity communication device according to claim 7, further comprising: a determining unit that determines the selected combined demodulated data sequence and outputs the determined combined demodulated data sequence as the determination data sequence. 【請求項１１】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の遅延検波後の復調データ系列を加算して、合成
復調データ系列として出力する等利得合成手段と、前記
合成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列とし
て出力する判定手段とを有することを特徴とする、前記
請求項７記載の時間ダイバーシティ通信装置11. The diversity means adds equalization of the K demodulated data sequences after differential detection and outputs as a combined demodulation data sequence, and the combined demodulation data sequence is judged, and the judgment is made. 8. The time diversity communication device according to claim 7, further comprising: a determination unit that outputs the data sequence. 【請求項１２】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の信号電力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算
出する係数算出手段と、前記Ｋ個の遅延検波後の復調デ
ータ系列と、対応する前記Ｋ個の重み付け係数をそれぞ
れ乗算し、乗算結果の合計を合成復調データ系列として
出力する最大比合成手段と、前記合成復調データ系列を
判定し、前記判定データ系列として出力する判定手段と
を有することを特徴とする前記請求項７記載の時間ダイ
バーシティ通信装置12. The diversity calculating means calculates coefficient ratios of the K signal powers to calculate K weighting coefficients, the K demodulated data sequences after differential detection, and the corresponding ones. A maximum ratio combining means for multiplying each of the K weighting coefficients and outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data series; and a judgment means for judging the combined demodulated data series and outputting it as the judged data series. 8. The time diversity communication device according to claim 7, wherein 【請求項１３】 送信データ系列に、異なるＫ（Ｋは２
以上の自然数）通りの時間遅延を与え、Ｋ個の遅延送信
データ系列を生成する送信データ遅延手段と、前記Ｋ個
の遅延送信データ系列に対して、Ｋ個の異なる拡散符号
を用いてスペクトル拡散し、Ｋ個の異なるスペクトル拡
散データ系列を生成するスペクトル拡散手段と、前記Ｋ
個の異なるスペクトル拡散データ系列を合成し、変調し
て送信する変調手段とを備えた送信機と、受信信号に対
して、局部搬送波を乗算し、ベースバンドスペクトル拡
散信号を得る検波手段と、前記局部搬送波の周波数を、
前記受信信号の搬送波に同期させるとともに、受信信号
に含まれる拡散符号に同期したタイミング信号を得る同
期手段と、前記ベースバンドスペクトル拡散信号に対し
て、前記Ｋ個の異なる拡散符号を用いてスペクトル逆拡
散し、Ｋ個の復調データ系列を得るスペクトル逆拡散手
段と、前記Ｋ個の各復調データ系列から、局部搬送波と
受信搬送波の誤差成分を抽出し、前記誤差成分を用い
て、前記Ｋ個の各復調データ系列の位相回転の補正を行
い、Ｋ個の位相補正後の復調データ系列を出力する位相
同期手段と、前記Ｋ個の各位相補正後の復調データ系列
に対して、前記送信機で与えられた異なるＫ通りの時間
遅延を一定にするように、時間遅延を与える遅延時間調
整手段と、時間遅延が一定にされた前記Ｋ個の位相補正
後の復調データ系列に対応するＫ個の信号電力と、その
合計信号電力を算出する信号電力算出手段と、前記Ｋ個
の位相補正後の復調データ系列から、判定データ系列を
求めるダイバーシティ手段とを備えた受信機とを有する
ことを特徴とする時間ダイバーシティ通信装置13. The transmission data sequence has different K (K is 2).
Transmission data delaying means for generating K delay transmission data sequences by giving time delays equal to the above natural numbers, and spread spectrum using K different spreading codes for the K delay transmission data sequences. And spread spectrum means for generating K different spread spectrum data sequences, and K
A transmitter provided with a modulating means for synthesizing different spread spectrum data sequences, modulating and transmitting the same, a detecting means for multiplying a received signal by a local carrier, and obtaining a baseband spread spectrum signal; The frequency of the local carrier,
Synchronizing means for synchronizing with the carrier wave of the received signal to obtain a timing signal synchronized with a spread code included in the received signal, and spectrum inversion using the K different spread codes for the baseband spread spectrum signal. The spectrum despreading means for spreading and obtaining K demodulated data sequences, and the error components of the local carrier and the received carrier are extracted from each of the K demodulated data sequences, and the K components of the K are extracted using the error components. Phase synchronization means for correcting the phase rotation of each demodulated data series and outputting K phase-corrected demodulated data series, and the transmitter for the K phase-corrected demodulated data series. A delay time adjusting means for giving a time delay so as to make the given different K time delays constant, and the K phase-corrected demodulated data sequences with a constant time delay. A receiver provided with corresponding K signal powers, signal power calculation means for calculating the total signal power thereof, and diversity means for obtaining a determination data sequence from the K demodulated data sequences after phase correction. A time diversity communication device characterized by having 【請求項１４】 前記同期手段において、前記合計信号
電力が、あるしきい値以下となる場合、前記同期手段に
よる、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送波に同期さ
せる操作、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイ
ミング信号を抽出する操作、及び前記位相同期手段によ
る復調データ系列の位相回転の補正を行う操作を停止す
る制御手段を有することを特徴とする前記請求項１３記
載の時間ダイバーシティ通信装置14. An operation of synchronizing the frequency of a local carrier wave with a carrier wave of a received signal by the synchronizing means when the total signal power is equal to or less than a certain threshold value in the synchronizing means, and a spread included in the received signal. 14. The time diversity communication device according to claim 13, further comprising control means for stopping an operation of extracting a timing signal synchronized with a code and an operation of correcting the phase rotation of the demodulated data sequence by the phase synchronization means. 【請求項１５】 前記制御手段において、前記合計信号
電力がある一定レベル以下となるタイミングに周期性が
存在する場合、未来における前記合計信号電力が前記一
定レベル以下となる時間を予測し、予め前記同期手段に
よる、局部搬送波の周波数を受信信号の搬送波に同期さ
せる操作、受信信号に含まれる拡散符号に同期したタイ
ミング信号を抽出する操作、及び前記位相同期手段によ
る復調データ系列の位相回転の補正を行う操作を停止す
る予測手段を有することを特徴とする前記請求項１３記
載の時間ダイバーシティ通信装置15. The control means predicts a time when the total signal power will be below the certain level in the future when there is periodicity at a timing when the total signal power is below a certain level, and predicts the time in advance. The operation of synchronizing the frequency of the local carrier wave with the carrier wave of the received signal by the synchronizing means, the operation of extracting the timing signal synchronized with the spread code included in the received signal, and the correction of the phase rotation of the demodulated data sequence by the phase synchronizing means. 14. The time diversity communication device according to claim 13, further comprising a prediction unit for stopping the operation to be performed. 【請求項１６】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の信号電力の中で、最大信号電力を検出する最大
値検出手段と、前記Ｋ個の位相補正後の復調データ系列
の中から、前記最大信号電力を示す復調データ系列を選
択し、合成復調データ系列として出力する選択手段と、
選択された前記合成復調データ系列を判定し、前記判定
データ系列として出力する判定手段とを有することを特
徴とする前記請求項１３記載の時間ダイバーシティ通信
装置16. In the diversity means, the maximum signal detecting means for detecting the maximum signal power among the K signal powers and the maximum signal from the K demodulated data series after phase correction Selecting means for selecting a demodulated data series indicating power and outputting as a combined demodulated data series;
14. The time diversity communication apparatus according to claim 13, further comprising: a determining unit that determines the selected combined demodulated data sequence and outputs the determined combined demodulated data sequence as the determination data sequence. 【請求項１７】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の位相補正後の復調データ系列を加算して、合成
復調データ系列として出力する等利得合成手段と、前記
合成復調データ系列を判定し、前記判定データ系列とし
て出力する判定手段とを有することを特徴とする、前記
請求項１３記載の時間ダイバーシティ通信装置17. The diversity means determines equal gain combining means for adding the K phase-corrected demodulated data series and outputs as a combined demodulated data series, and the combined demodulated data series, and makes the judgment. 14. The time diversity communication device according to claim 13, further comprising a determination unit that outputs the data sequence. 【請求項１８】 前記ダイバーシティ手段において、前
記Ｋ個の信号電力の比をとり、Ｋ個の重み付け係数を算
出する係数算出手段と、前記Ｋ個の位相補正後の復調デ
ータ系列と、対応する前記Ｋ個の重み付け係数をそれぞ
れ乗算し、乗算結果の合計を合成復調データ系列として
出力する最大比合成手段と、前記合成復調データ系列を
判定し、前記判定データ系列として出力する判定手段と
を有することを特徴とする前記請求項１３記載の時間ダ
イバーシティ通信装置18. The diversity calculating means, which calculates a K weighting coefficient by taking a ratio of the K signal powers, a K-phase-corrected demodulated data sequence, and the corresponding coefficient calculating means. A maximum ratio combining means for multiplying each of the K weighting coefficients and outputting the sum of the multiplication results as a combined demodulated data series; and a judgment means for judging the combined demodulated data series and outputting it as the judged data series. 14. The time diversity communication device according to claim 13, wherein
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