JPH0761146B2 - Transmission signal reproduction device - Google Patents
Transmission signal reproduction deviceInfo
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- JPH0761146B2 JPH0761146B2 JP61219363A JP21936386A JPH0761146B2 JP H0761146 B2 JPH0761146 B2 JP H0761146B2 JP 61219363 A JP61219363 A JP 61219363A JP 21936386 A JP21936386 A JP 21936386A JP H0761146 B2 JPH0761146 B2 JP H0761146B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号にデ
ィジタル符号化されたPCM音声信号などを多重して伝送
する伝送方式の信号を受信するに有効な伝送信号再生装
置に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multiplex transmission system, and more particularly to receiving a signal of a transmission system that multiplexes and transmits a digitally encoded PCM audio signal and the like to a video signal. Relates to a transmission signal reproducing device effective for
ディジタル符号化されたPCM音声信号と映像信号を多重
する方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技
術協会編の衛生放送受信技術調査会報告書第１部「衛生
放送受信機」などで報告されているが、現行NTSCの映像
信号に5.7272MHzの副搬送波を用いてPCM音声信号を多重
しているため、現行の地上テレビジョン放送の帯域を満
足せず、地上テレビジョン放送に用いることは困難であ
る。For details on how to multiplex digitally encoded PCM audio signals and video signals, refer to "Sanitary Broadcast Receiver", Part 1, Report of the Research Committee on Sanitary Broadcasting Reception Technology, edited by the Institute of Radio Engineers of Japan, published in June 1983. Although it has been reported, since the PCM audio signal is multiplexed with the current NTSC video signal using the 5.7272MHz subcarrier, it cannot be used for terrestrial television broadcasting because it does not satisfy the current terrestrial television broadcasting band. It is difficult.
一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能性
を昭和58年１月に日本放送出版協会より発行された日本
放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の205頁から2
08頁に記載されているが、高品質音声２チャンネルを伝
送するための約1Mビット／秒の伝送容量を確保できる方
式については記載されていなかった。On the other hand, the possibility of multiplex transmission to the current terrestrial television broadcasting is discussed from page 205 of the Broadcasting Techniques 2 “Broadcasting Method” edited by the Japan Broadcasting Corporation in January 1983.
Although it is described on page 08, there is no description about a system capable of securing a transmission capacity of about 1 Mbit / sec for transmitting two channels of high quality audio.
上記従来技術では、現行地上テレビジョン放送に高品質
のPCM音声信号を多重伝送する方式が無かった。In the above-mentioned conventional technology, there is no method for multiplex-transmitting a high quality PCM audio signal to the current terrestrial television broadcasting.
本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多重
伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するため
の再生装置を提供することにあり、特に現行地上テレビ
ジョン放送に高品質なディジタル符号化されたPCM音声
信号などを多重信号として多重伝送する伝送方式を安定
的に受信再生するに有効な伝送信号再生装置を提供する
ことにある。It is an object of the present invention to provide a reproducing device for stably receiving and reproducing those signals when other signals are multiplexed and transmitted on the amplitude-modulated signal, and particularly high quality is applied to current terrestrial television broadcasting. Another object of the present invention is to provide a transmission signal reproducing apparatus which is effective in stably receiving and reproducing a transmission method in which a digitally encoded PCM voice signal or the like is multiplexed and transmitted as a multiplex signal.
上記目的は、現行地上テレビジョン放送で、映像信号搬
送波が映像信号によって残留側波帯振幅変調され、伝送
されている残留側波帯の両側波帯の帯域に、映像信号搬
送波とほぼ90度位相の異なる直交搬送波が、PCM音声信
号によって搬送波抑圧振幅変調され多重伝送された信号
を、受信再生する受信機において、映像信号搬送波に多
重伝送されたPCM音声信号などの多重信号を復調するた
めに、直交搬送波に同期した再生搬送波を得るため間欠
動作する搬送波再生手段を設けることにより、達成され
る。In the current terrestrial television broadcasting, the above-mentioned purpose is that the video signal carrier is amplitude-modulated by the video signal by the vestigial sideband amplitude modulation, and is approximately 90 degrees in phase with the video signal carrier in the band of the vestigial sideband being transmitted. In the receiver that receives and reproduces the signal that is transmitted by the PCM audio signal, the orthogonal carrier of which is different from that of the PCM audio signal is demodulated in order to demodulate the multiplexed signal such as the PCM audio signal that is multiplexed and transmitted to the video signal carrier. This is achieved by providing a carrier recovery means that operates intermittently to obtain a recovered carrier synchronized with the orthogonal carrier.
間欠動作する搬送波再生手段は、映像信号の水平あるい
は垂直同期信号期間など、映像信号による変調が一定し
ている期間で、搬送波再生手段における搬送波再生のた
めの復帰制御をする。それによって、搬送波再生手段の
出力である復調用の再生搬送波が安定になるので、多重
伝送された多重信号を安定的に復調することが可能とな
る。The carrier wave reproducing means, which operates intermittently, performs return control for carrier wave reproduction in the carrier wave reproducing means during a period in which modulation by the video signal is constant, such as a horizontal or vertical synchronizing signal period of the video signal. As a result, the reproduced carrier wave for demodulation, which is the output of the carrier wave reproducing means, becomes stable, so that it becomes possible to stably demodulate the multiplex-transmitted multiplexed signal.
以下、本発明の一実施例として現状の地上放送テレビジ
ョンにディジタル符号化されたPCM音声信号を多重伝送
した場合の受信機の例を第１図に示す。As an embodiment of the present invention, FIG. 1 shows an example of a receiver when a digitally encoded PCM audio signal is multiplexed and transmitted to a current terrestrial broadcasting television.
同図において、１はアンテナ、２は高周波増幅回路、３
は周波数変換回路、４は受信機用の再生VSBフィルタ、
５は中間周波増幅回路、６は映像信号検波回路、７は映
像信号増幅回路、８は色差信号復調回路、９は原色信号
復調回路、10はブラウン管、11は音声中間周波増幅回
路、12は音声FM検波回路、13は音声信号出力端子、であ
る。In the figure, 1 is an antenna, 2 is a high frequency amplifier circuit, 3
Is a frequency conversion circuit, 4 is a regenerative VSB filter for the receiver,
5 is an intermediate frequency amplification circuit, 6 is a video signal detection circuit, 7 is a video signal amplification circuit, 8 is a color difference signal demodulation circuit, 9 is a primary color signal demodulation circuit, 10 is a cathode ray tube, 11 is an audio intermediate frequency amplification circuit, and 12 is audio. FM detection circuit, 13 is an audio signal output terminal.
そのほか、14は帯域通過フィルタ、15は同期検波回路、
16は搬送波再生回路、17は位相検波回路、18は映像信号
の安定期間検出制御回路、19は切替スイッチ、20は低減
通過フィルタ、21は電圧制御発振器、22は符号識別回
路、23はクロック再生回路、24はディジタル信号処理回
路、25はディジタル・アナログ変換回路（以下DACと略
す）、26はディジタル符号化され多重伝送されたPCM音
声信号の出力端子である。In addition, 14 is a band pass filter, 15 is a synchronous detection circuit,
Reference numeral 16 is a carrier recovery circuit, 17 is a phase detection circuit, 18 is a video signal stable period detection control circuit, 19 is a changeover switch, 20 is a reduction pass filter, 21 is a voltage controlled oscillator, 22 is a code identification circuit, and 23 is a clock recovery circuit. Reference numeral 24 is a digital signal processing circuit, 25 is a digital-analog conversion circuit (hereinafter abbreviated as DAC), and 26 is an output terminal for digitally encoded and multiplex-transmitted PCM audio signals.
アンテナ１より入力したテレビジョン信号を高周波増幅
回路２で増幅し、周波数変換回路３で復調用の中間周波
に周波数変換し、受信機用の再生VBSフィルタ４を介
し、中間周波増幅回路５で増幅する。選局は周波数変換
回路３の局部発振周波数を変えることで行われる。中間
周波増幅回路５で増幅された信号から映像信号帯域につ
いては映像信号検波回路６で検波し、映像信号増幅回路
７の出力の輝度信号と色差信号復調回路８の出力の色差
信号とから原色信号復調回路９でR,G,Bの三原色を得、
ブラウン管10に映し出す。The television signal input from the antenna 1 is amplified by the high-frequency amplifier circuit 2, frequency-converted to the intermediate frequency for demodulation by the frequency conversion circuit 3, and then amplified by the intermediate-frequency amplifier circuit 5 through the reproduction VBS filter 4 for the receiver. To do. The tuning is performed by changing the local oscillation frequency of the frequency conversion circuit 3. The video signal band of the signal amplified by the intermediate frequency amplification circuit 5 is detected by the video signal detection circuit 6, and the primary color signal is detected from the luminance signal output from the video signal amplification circuit 7 and the color difference signal output from the color difference signal demodulation circuit 8. Demodulation circuit 9 obtains the three primary colors of R, G, B,
It is displayed on the CRT 10.
一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
11で増幅し、音声FM検波回路12で検波復調して音声信号
出力端子13に音声信号を得る。以上は従来のテレビジョ
ン受信機と同一である。On the other hand, regarding the audio signal band, the audio intermediate frequency amplifier circuit
The signal is amplified by 11, and detected and demodulated by the audio FM detection circuit 12 to obtain an audio signal at the audio signal output terminal 13. The above is the same as that of the conventional television receiver.
以上に加えてディジタル符号化されたPCM音声信号を復
調するために、周波数変換回路３の出力から、帯域通過
フィルタ14により、多重伝送されたディジタル符号化さ
れたPCM音声信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路1
5において、搬送波再生16で再生された直交搬送波（映
像信号搬送波に直交した直交搬送波）を用いて直交搬送
波に多重伝送された多重信号であるディジタル符号化さ
れたPCM音声信号を検波復調する。その結果得られた信
号を符号識別回路22を用いて誤り率の少ない点でディジ
タル符号にし、ディジタル信号処理回路24で伝送途中で
生じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。In addition to the above, in order to demodulate the digitally encoded PCM voice signal, the band-pass filter 14 selects and amplifies the multiplex-transmitted digitally encoded PCM voice signal band from the output of the frequency conversion circuit 3. And synchronous detection circuit 1
In 5, the digitally encoded PCM audio signal, which is a multiplexed signal multiplexed and transmitted on the orthogonal carrier wave using the orthogonal carrier wave (orthogonal carrier wave orthogonal to the video signal carrier wave) reproduced by the carrier wave reproduction 16 , is detected and demodulated. The signal obtained as a result is converted into a digital code by using the code identification circuit 22 at a point where the error rate is small, and the error generated during transmission is detected and corrected by the digital signal processing circuit 24 using the error detection / correction code.
クロック再生回路23は同期検波回路15の出力の信号から
伝送クロックを抽出する回路で、同期検波回路15の出力
の信号の誤り率の少ない点（いわゆるアイパターンの最
大開口部）でディジタル符号にするために必要である。
誤り検出訂正された後のディジタル符号をDAC25でアナ
ログ信号に変換して音声信号に戻してディジタル符号化
され多重伝送されたPCM音声信号の出力端子26に得る。The clock recovery circuit 23 is a circuit for extracting a transmission clock from the signal output from the synchronous detection circuit 15, and converts the signal output from the synchronous detection circuit 15 into a digital code at a point where the error rate is low (so-called maximum opening of eye pattern). Is necessary for.
The digital code after the error detection and correction is converted into an analog signal by the DAC 25 to be converted into a voice signal, which is obtained at the output terminal 26 of the digitally coded and multiplex-transmitted PCM voice signal.
搬送波再生回路16では、映像信号搬送波を含む帯域通過
フィルタ14の出力信号と電圧制御発振器21出力との位相
差を位相検波回路17で検出し、切替スイッチ19およびル
ープフィルタである低域通過フィルタ20を介して電圧制
御発振器21に負帰還する。電圧制御発振器21の出力が映
像信号搬送波にほぼ直交した再生用の直交搬送波とな
り、同期検波回路15の同期検波用の搬送波となる。In the carrier recovery circuit 16 , the phase detection circuit 17 detects the phase difference between the output signal of the band pass filter 14 including the video signal carrier and the output of the voltage controlled oscillator 21, and the changeover switch 19 and the low pass filter 20 that is a loop filter are detected. It is negatively fed back to the voltage controlled oscillator 21 via. The output of the voltage controlled oscillator 21 becomes a quadrature carrier for reproduction that is substantially orthogonal to the carrier of the video signal, and becomes a carrier for synchronous detection of the synchronous detection circuit 15.
ここで、映像信号の安定期間検出制御回路18では映像信
号の水平同期信号期間など、絵柄を含まないことから映
像信号による映像信号搬送波の変調が一定している期間
を検出し、その期間において切替スイッチ19を制御して
（閉じて）、安定な期間のみに位相検波回路17の出力を
低減通過フィルタ20に通過させるため、安定的にに搬送
波を再生できる。Here, the video signal stable period detection control circuit 18 detects a period in which the modulation of the video signal carrier by the video signal is constant because it does not include a pattern, such as the horizontal synchronizing signal period of the video signal, and switches during that period. By controlling (closing) the switch 19 and allowing the output of the phase detection circuit 17 to pass through the reduction pass filter 20 only during a stable period, the carrier wave can be stably reproduced.
なお、一般に搬送波再生回路16内部の位相検波回路17に
アナログ乗算器を用いる場合には、位相検波回路17の入
力（帯域通過フィルタ14の出力と電圧制御発振器21の出
力）は互いにπ/2位相差を有しているため、同期検波回
路15で代用してもかまわない。その時には、位相検波回
路17を削除し、切替スイッチ19の入力を同期検波回路15
の出力に接続する。Generally, when an analog multiplier is used for the phase detection circuit 17 inside the carrier recovery circuit 16, the inputs of the phase detection circuit 17 (the output of the band pass filter 14 and the output of the voltage controlled oscillator 21) are π / 2 relative to each other. Since there is a phase difference, the synchronous detection circuit 15 may be used instead. At that time, the phase detection circuit 17 is deleted and the input of the selector switch 19 is changed to the synchronous detection circuit 15
Connect to the output of.
本実施例によれば、切替スイッチ19と安定期間検出制御
回路18によって搬送波再生回路16の動作が制御されるた
め、水平同期信号期間など同期信号期間では、絵柄を含
まないことから一定の映像信号によって変調されている
映像信号搬送波が最大振幅でもあり比較的安定している
期間であるので、その期間における位相差だけを負帰還
の制御対象とし、その他の絵柄を含む映像信号などで映
像信号搬送波が変調を受けている期間、即ち直交搬送波
再生の安定度の低い期間では、位相差の負期間制御を行
わないこととした。その結果、直交搬送波の再生が安定
的に行われ、ひいてはディジタル符号化されて多重伝送
されたPCM音声信号を安定的に再生できることになる。According to the present embodiment, since the operation of the carrier recovery circuit 16 is controlled by the changeover switch 19 and the stable period detection control circuit 18, a constant video signal is included in the sync signal period such as the horizontal sync signal period because no pattern is included. Since the video signal carrier modulated by is the maximum amplitude and is in a relatively stable period, only the phase difference in that period is the target of negative feedback control, and the video signal carrier including other patterns is used as the video signal carrier. During the period in which is modulated, that is, the period in which the stability of the orthogonal carrier wave reproduction is low, the negative period control of the phase difference is not performed. As a result, it is possible to stably reproduce the orthogonal carrier wave, and thus to stably reproduce the digitally encoded and multiplex-transmitted PCM audio signal.
上記実施例で伝送された信号を生成する送信機の一具体
例を第２図に示す。同図において、31は音声信号入力端
子、32はFM変調器、33は音声信号搬送波発生器、34は映
像信号入力端子、35はマトリックス回路、36は輝度信号
処理回路、37は色差信号処理回路、38は加算回路、39は
映像信号変調器、40は映像信号搬送波発生器、41はPCM
音声信号として多重伝送される音声信号の入力端子、42
はアナログ・ディジタル変換器（以下ADCと略す）、43
はディジタル信号処理回路、44は低減通過フィルタ、45
は90度位相器、46はディジタル符号化した音声信号用の
変調器、47は加算器、48は残留側波帯振幅変調用の送信
VSBフィルタ、49は加算器、50はアンテナ、である。FIG. 2 shows a specific example of a transmitter that generates the signal transmitted in the above embodiment. In the figure, 31 is an audio signal input terminal, 32 is an FM modulator, 33 is an audio signal carrier generator, 34 is a video signal input terminal, 35 is a matrix circuit, 36 is a luminance signal processing circuit, and 37 is a color difference signal processing circuit. , 38 is an adding circuit, 39 is a video signal modulator, 40 is a video signal carrier generator, and 41 is a PCM.
Input terminal for audio signals that are multiplexed and transmitted as audio signals, 42
Is an analog-to-digital converter (hereinafter abbreviated as ADC), 43
Is a digital signal processing circuit, 44 is a reduction pass filter, 45
Is a 90-degree phase shifter, 46 is a modulator for digitally encoded voice signal, 47 is an adder, and 48 is transmission for vestigial sideband amplitude modulation.
A VSB filter, 49 is an adder, and 50 is an antenna.
音声信号入力端子31からの音声信号で音声信号搬送波発
生器33からの音声信号搬送波をFM変調器32においてFM変
調する。映像信号入力端子34に入力されたRGBの三原色
信号をマトリックス35で輝度信号と色差信号とに分けお
のおの輝度信号処理回路36と色差信号処理回路37で処理
した後、加算器38で加算する。加算後の信号で映像信号
搬送波発生器40からの映像信号搬送波を映像信号変調器
39を用いて、変調し送信VSBフィルタ48でテレビジョン
放送帯域に帯域制限して加算器49でFM変調された音声信
号搬送波と加算合成してアンテナ50より送信する。The audio signal carrier from the audio signal carrier wave generator 33 is FM-modulated in the FM modulator 32 by the audio signal from the audio signal input terminal 31. The RGB three primary color signals input to the video signal input terminal 34 are divided into a luminance signal and a color difference signal by a matrix 35, processed by a luminance signal processing circuit 36 and a color difference signal processing circuit 37, respectively, and then added by an adder 38. The video signal carrier from the video signal carrier generator 40 is added to the signal and the video signal modulator is used.
39 is used for modulation and transmission, and the VSB filter 48 band-limits it to the television broadcast band, and the adder 49 adds and synthesizes it with the FM-modulated voice signal carrier and transmits it from the antenna 50.
以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送と
同一である。以上の信号に高品質なPCM音声を多重伝送
するために以下を追加する。The above is the same as the conventional terrestrial television broadcasting. The following is added to multiplex transmission of high quality PCM voice to the above signals.
PCM音声信号として多重伝送される音声信号を入力端子4
1に加え、ADC42でディジタル符号に変換し、ディジタル
信号処理回路43で伝送中に生じる誤りを検出訂正するた
めの符号を追加したり、インタリーブ処理などをほどこ
し、ディジタル符号の伝送レートに適した低減通過フィ
ルタ44を介して不要な高域成分を削除する。このディジ
タル符号化されたPCM音声信号で、90度移相器45を介し
て90度移相された映像信号搬送波を、ディジタル符号化
されたPCM音声信号用の変調器46で変調し、加算器47で
映像信号で変調された映像信号搬送波と加算する。その
結果、映像信号搬送波は、映像信号とディジタル符号化
されたPCM音声信号とによって直交関係で変調されるこ
ととなる。Input terminal 4 for audio signals multiplexed and transmitted as PCM audio signals
In addition to 1, the ADC 42 converts it to a digital code, and the digital signal processing circuit 43 adds a code to detect and correct errors that occur during transmission. Interleave processing is also applied to reduce the rate suitable for the digital code transmission rate. Unnecessary high frequency components are removed via the pass filter 44. With this digitally encoded PCM audio signal, the video signal carrier 90 degrees phase-shifted through the 90-degree phase shifter 45 is modulated by the digitally encoded PCM audio signal modulator 46, and the adder is added. At 47, it is added to the video signal carrier modulated with the video signal. As a result, the video signal carrier is modulated by the video signal and the digitally encoded PCM audio signal in an orthogonal relationship.
変調される周波数スペクトルを第３図に示し、映像信号
搬送波の映像信号とPCM音声信号との変調状態のベクト
ル図を第４図に示す。第３図の51は映像信号のSVBフィ
ルタ後の周波数スペクトル、52はFM変調された音声信号
の周波数スペクトル、53に変調されディジタル符号化さ
れたPCM音声信号の周波数スペクトルを示す。ここで、
映像信号スペクトル51とディジタル符号化されたPCM音
声信号のスペクトル53とは直交した移送関係で多重する
ため第３図では２段に分けて示した。またディジタル符
号化されたPCM音声信号は伝送レート1Mビット／秒とし
伝送ロールオフ率0.5で直交搬送波を変調した場合のス
ペクトルを示している。The frequency spectrum to be modulated is shown in FIG. 3, and the vector diagram of the modulation state of the video signal of the video signal carrier and the PCM audio signal is shown in FIG. In FIG. 3, reference numeral 51 is a frequency spectrum of the video signal after SVB filtering, 52 is a frequency spectrum of the FM-modulated audio signal, and 53 is a frequency spectrum of the PCM audio signal modulated into 53 and digitally encoded. here,
Since the video signal spectrum 51 and the digitally coded PCM audio signal spectrum 53 are multiplexed in the orthogonal transport relationship, they are shown in two stages in FIG. The digital coded PCM voice signal has a transmission rate of 1 Mbit / sec and shows a spectrum when an orthogonal carrier wave is modulated at a transmission roll-off rate of 0.5.
第３図において、映像信号搬送波に対して−0.75MHz以
下のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とする
VSBフィルタによって減衰されている。4.2MHzまで映像
信号のスペクトルが存在し、4.5MHz近傍には音声信号搬
送波がFM変調されたスペクトラムが存在している。映像
信号搬送波に対して±0.75MHzについては、両側波帯が
送信されるため、一般の振幅変調（DSB）と考えて良
い。その両側波帯を有している映像信号搬送波に直交し
て±0.75MHz以内の信号をディジタル符号の１と０に相
当させて振幅Ａと−Ａとで搬送波抑圧振幅変調すると、
その合成ベクトルは映像信号搬送波のベクトルを１とし
た場合 cos ωct±A sin ωct ……（１） となる。ここでωｃは搬送波の角周波数である。In Fig. 3, vestigial sideband amplitude modulation is applied to the spectrum below -0.75MHz with respect to the video signal carrier.
Attenuated by VSB filter. The spectrum of the video signal exists up to 4.2MHz, and the spectrum where the audio signal carrier is FM modulated exists near 4.5MHz. About ± 0.75MHz to the video signal carrier, the double sideband is transmitted, so it can be considered as general amplitude modulation (DSB). When the signal within ± 0.75 MHz orthogonal to the video signal carrier having both sidebands is made to correspond to digital codes 1 and 0 and carrier suppression amplitude modulation is performed with amplitudes A and −A,
The composite vector is cos ωct ± A sin ωct (1) when the vector of the video signal carrier is 1. Where ωc is the angular frequency of the carrier.
上記（１）式を展開すると である。Expanding equation (1) above Is.
ここで受信された映像信号へのディジタル符号化された
PCM音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がc
os ωctで同期検波しているものについてはＡの値にか
かわらずcos ωctの係数のみ（すなわち映像信号のみ）
が再生され妨害とはならない。また映像信号検波回路が
包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より下
げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1とする
と、 となり、１に比べて0.005の信号（約−40dB）が影響す
るが、映像信号のSN比は40dB以上あれば実用上問題ない
と考える。Digitally encoded video signal received here
Consider interference from PCM audio signals. The video signal detection circuit is c
For coherent detection with os ωct, regardless of the value of A, only the coefficient of cos ωct (that is, only the video signal)
Is played and does not interfere. In the case where the video signal detection circuit performs envelope detection, lowering the value of A from 1 can reduce interference. For example, if A is 0.1, Therefore, a signal of 0.005 (about -40dB) is affected compared to 1, but I think that there is no practical problem if the SN ratio of the video signal is 40dB or more.
さらに、Ａを0.1より下げればさらに映像信号への影響
は少なくなる。なお、現行地上テレビジョン放送の映像
信号により変調は負変調であり、映像信号の水平あるい
は垂直同期信号期間では映像信号搬送波が最大となって
いる。そのため、これらの期間は＋Ａあるいは−Ａの変
調で直交搬送波に多重されている信号による影響も受け
にくい期間でもある。Furthermore, if A is lowered below 0.1, the influence on the video signal is further reduced. Note that the modulation is negative modulation by the video signal of the current terrestrial television broadcasting, and the video signal carrier wave is maximum in the horizontal or vertical synchronizing signal period of the video signal. Therefore, these periods are also periods that are not easily affected by the signal multiplexed on the orthogonal carrier wave by the + A or −A modulation.
一方映像信号からディジタル符号化されたPCM音声信号
への妨害は、第１図に示すように同期検波回路15で映像
信号搬送波に直交した直交搬送波で多重伝送された信号
のみを復調するので排除できる。信号レベル対雑音の比
（以下SN比と呼ぶ）について考えると、映像信号のSN比
が40dBが実用レベルとすると、帯域幅がディジタル符号
化されたPCM音声信号の伝送帯域幅1MHzに比べ約４倍で
あるため、ディジタル符号化されたPCM音声信号のSN比
は46dBとなるが、変調レベルＡを0.1とすると伝送SN比
は26dB程度となる。On the other hand, the interference from the video signal to the digitally encoded PCM audio signal can be eliminated because the synchronous detection circuit 15 demodulates only the signal multiplexed and transmitted by the orthogonal carrier orthogonal to the video signal carrier as shown in FIG. . Considering the signal level-to-noise ratio (hereinafter referred to as the SN ratio), assuming that the SN ratio of the video signal is 40 dB, the bandwidth is about 4 MHz compared to the 1 MHz transmission bandwidth of the digitally encoded PCM voice signal. Since it is double, the SN ratio of the digitally encoded PCM voice signal is 46 dB, but when the modulation level A is 0.1, the transmission SN ratio is about 26 dB.
一方ディジタル信号のSN比はビットエラーレートとの関
係を一般的な２値信号で考えると、SN比が17.4dBでビッ
トエラーレートが１×10-4である。映像信号のSN比が40
dBの場合にはディジタル符号化されたPCM音声信号の伝
送SN比は26dBであり、ディジタル信号の伝送として実用
上充分な値である。On the other hand, considering the relationship between the SN ratio of a digital signal and the bit error rate as a general binary signal, the SN ratio is 17.4 dB and the bit error rate is 1 × 10 -4 . SN ratio of video signal is 40
In the case of dB, the transmission SN ratio of the digitally encoded PCM voice signal is 26 dB, which is a practically sufficient value for transmission of the digital signal.
本発明の他の実施例を第５図に示す。第１図と同一符号
のものは同一機能を示す。61は同期検波回路、62はπ/2
移送器である。第１図と異なる点は映像信号による変調
が比較的安定な期間を検出する安定期間検出制御回路18
の入力を映像信号検波回路６の出力の代りに、同期検波
回路61による検波出力とした点である。同期検波回路61
では帯域通過フィルタ14の出力を、電圧制御発振器21の
出力をπ/2移送器62でπ/2移送した信号で、同期検波す
ることで、振幅変調した映像信号を検波しており、その
出力で安定期間検出制御回路18により安定期間を検出し
て制御するのである。これにより、入力から映像信号検
波回路６までの遅延時間と、入力から同期検波回路15ま
での遅延時間と、の差変動を軽減でき、さらに安定な復
調を可能とする。Another embodiment of the present invention is shown in FIG. The same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same functions. 61 is a synchronous detection circuit, 62 is π / 2
It is a transporter. The difference from FIG. 1 is that the stable period detection control circuit 18 detects a period during which the modulation by the video signal is relatively stable.
Is that instead of the output of the video signal detection circuit 6, the detection output of the synchronous detection circuit 61 is input. Synchronous detection circuit 61
In the output of the band pass filter 14, the output of the voltage controlled oscillator 21 is π / 2 transferred by the π / 2 transfer device 62 by π / 2 synchronous detection to detect the amplitude-modulated video signal. Therefore, the stable period detection control circuit 18 detects and controls the stable period. As a result, it is possible to reduce the variation in the difference between the delay time from the input to the video signal detection circuit 6 and the delay time from the input to the synchronous detection circuit 15, and to achieve more stable demodulation.
本実施例によれば、入力から同期検波回路15の入力まで
と、入力から安定期間検出制御回路18までの信号経路が
ほぼ同一であり、周囲温度などの変化による回路の遅延
時間変動にともなう時間差の変動を軽減できるので、さ
らに安定な直交搬送波再生を可能とし、ディジタル符号
化され多重伝送されたPCM音声信号を安定に再生できる
効果がある。According to the present embodiment, the signal path from the input to the input of the synchronous detection circuit 15 and the signal path from the input to the stable period detection control circuit 18 are almost the same, and the time difference due to the delay time variation of the circuit due to changes in ambient temperature etc. Since it is possible to reduce the fluctuation of the, it is possible to more stably reproduce the orthogonal carrier wave, and there is an effect that the PCM audio signal that is digitally encoded and multiplexed is stably reproduced.
第６図に本発明のさらに他の実施例を示す。63は変調安
定期間検出制御回路である。第１図と同一符号のものは
同一機能を示す。変調安定期間検出制御回路63は、搬送
波再生回路16を安定にさせるように送信側から送られた
直交成分無変調期間を同期検波回路15の出力から検出し
て、その期間の位相誤差だけを用いて搬送波再生回路16
のループを負帰還させたり、同期検波回路15の出力が異
常となった場合にはその間の位相誤差を直交搬送波再生
用の誤差信号として用いないようにするためのものであ
る。FIG. 6 shows still another embodiment of the present invention. 63 is a modulation stable period detection control circuit. The same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same functions. The modulation stable period detection control circuit 63 detects the quadrature component non-modulation period sent from the transmission side so as to stabilize the carrier recovery circuit 16 from the output of the synchronous detection circuit 15, and uses only the phase error in that period. Carrier recovery circuit 16
This is to prevent negative feedback of the loop or to prevent the phase error between them from being used as an error signal for quadrature carrier reproduction when the output of the synchronous detection circuit 15 becomes abnormal.
本実施例によれば、同期検波回路15の出力が安定な期間
だけ位相誤差信号を直交搬送波の再生のために用いるの
で、安定的に直交搬送波を再生でき、ディジタル符号化
され多重伝送されたPCM音声信号を安定的に再生できる
効果がある。According to this embodiment, since the phase error signal is used for reproducing the quadrature carrier only during the period when the output of the synchronous detection circuit 15 is stable, the quadrature carrier can be stably reproduced, and the digitally encoded and multiplex-transmitted PCM can be reproduced. This has the effect of stably reproducing the audio signal.
第７図に本発明のさらに他の実施例を示す。64は平均値
回路であり、第５図および第１図と同一符号のものは同
一機能を示す。平均値回路64は受信機の搬送波再生回路
16あるいは送信機の直交多重の安定性を増すために、た
とえば映像信号の水平同期信号期間の一水平期間ごとに
直交多重信号を反転させて二水平期間の平均値で直交成
分が零となるような変調信号としたような場合に特に有
効となり、水平同期信号期間の移送誤差を切替スイッチ
19で得、その出力を平均値回路64で二水平期間以上の偶
数水平期間の平均をとることで直交多重された信号の影
響を軽減するものである。FIG. 7 shows still another embodiment of the present invention. Reference numeral 64 is an average value circuit, and those having the same reference numerals as those in FIGS. 5 and 1 indicate the same functions. The average value circuit 64 is the carrier recovery circuit of the receiver
16 or to increase the stability of the quadrature multiplex of the transmitter, for example, the quadrature multiplex signal is inverted every horizontal period of the horizontal synchronizing signal period of the video signal so that the quadrature component becomes zero in the average value of the two horizontal periods. This is especially effective when using various modulation signals, and switches the transfer error during the horizontal sync signal period.
The average value circuit 64 obtains the output at 19 and averages the even horizontal periods of two horizontal periods or more to reduce the influence of the orthogonally multiplexed signals.
なお、その平均値回路64の構成例を第８図に示す。65は
平均値回路入力端子、66は切替スイッチ、67は遅延器、
68は加算器、69は平均値回路出力端子である。切替スイ
ッチ66が最初の水平期間の同期信号期間だけ端子イに接
し、同期信号期間以外に端子ロに接し、次の水平期間の
同期信号期間で端子ハに接する。遅延器67の遅延時間を
水平期間とすれば、最初の水平期間が終り、次の水平期
間の同期信号期間で切替スイッチ66が端子ハに接してい
る時に端子イより得た移送誤差信号が遅延器67の出力に
表われ、加算器68で加算され平均値が得られる。A configuration example of the average value circuit 64 is shown in FIG. 65 is an average value circuit input terminal, 66 is a changeover switch, 67 is a delay device,
68 is an adder, and 69 is an average value circuit output terminal. The changeover switch 66 contacts the terminal a during the synchronizing signal period of the first horizontal period, contacts the terminal b other than the synchronizing signal period, and contacts the terminal c during the synchronizing signal period of the next horizontal period. If the delay time of the delay unit 67 is set to the horizontal period, the transfer error signal obtained from the terminal A is delayed when the first horizontal period ends and the changeover switch 66 is in contact with the terminal C in the synchronization signal period of the next horizontal period. It appears in the output of the device 67 and is added by the adder 68 to obtain the average value.
本実施例によれば、直交多重成分が平均的に零となる期
間だけ位相誤差を検出し、かつ平均値で直交搬送波の再
生のために位相誤差を用いるので安定的に直交搬送波を
再生でき、ディジタル符号化され多重伝送されたPCM音
声信号を安定的に再生できる効果がある。According to the present embodiment, the phase error is detected only during the period when the orthogonal multiplex component becomes zero on average, and the phase error is used for the reproduction of the orthogonal carrier at the average value, so that the orthogonal carrier can be stably reproduced. This has the effect of stably reproducing the digitally encoded and multiplex-transmitted PCM audio signal.
第９図に本発明の別の実施例を示す。70は周波数変換回
路、71は帯域通過フィルタであり、第５図および第１図
と同一符号のものは同一機能を示す。第５図および第１
図と異なる点は、ディジタル符号化され多重伝送された
PCM音声信号を復調する周波数を映像信号復調用の周波
数より下げるために、周波数変換回路70および帯域通過
フィルタ71を設けたことである。FIG. 9 shows another embodiment of the present invention. Reference numeral 70 is a frequency conversion circuit, and 71 is a band pass filter, and the same reference numerals as those in FIGS. 5 and 1 indicate the same functions. 5 and 1
The difference from the figure is that it was digitally encoded and multiplexed.
The frequency conversion circuit 70 and the band pass filter 71 are provided in order to lower the frequency for demodulating the PCM audio signal below the frequency for demodulating the video signal.
本実施例によれば、周波数変換回路３の出力の中間周波
数（日本の地上放送テレビジョンでは58.75MHzが一般的
に多く用いられる）で映像信号の復調を行ない、周波数
変換回路70の出力のさらに周波数の低い中間周波（例え
ば5MHz程度）でディジタル符号化され多重伝送されたPC
M音声信号の復調を行なうので、同期検波回路15に用い
る搬送波再生回路16で再生された直交搬送波の回路遅延
時間などによる位相誤差が周波数が低くなることにより
軽減され、安定的にディジタル符号化され多重伝送され
たPCM音声信号を復調することのできる効果がある。According to this embodiment, the video signal is demodulated at the intermediate frequency of the output of the frequency conversion circuit 3 (58.75 MHz is commonly used in Japanese terrestrial broadcasting television), and the output of the frequency conversion circuit 70 is further increased. PC that has been digitally encoded and multiplexed at a low intermediate frequency (for example, about 5MHz)
Since the M audio signal is demodulated, the phase error due to the circuit delay time of the quadrature carrier wave reproduced by the carrier wave reproduction circuit 16 used in the synchronous detection circuit 15 is mitigated by the lower frequency and is stably digitally encoded. There is an effect that the PCM voice signal multiplexed and transmitted can be demodulated.
本発明のさらに別の実施例を第10図に示す。第９図と同
一符号のものは同一機能を示す。70は周波数変換回路、
72は混合回路、73は電圧制御形の局部発振器、74は基準
信号発生器、第９図の第二の周波数変換回路70を混合回
路72と電圧制御形の局部発振器73で構成する。Yet another embodiment of the present invention is shown in FIG. The same reference numerals as those in FIG. 9 indicate the same functions. 70 is a frequency conversion circuit,
Reference numeral 72 is a mixing circuit, 73 is a voltage controlled local oscillator, 74 is a reference signal generator, and the second frequency conversion circuit 70 in FIG. 9 is composed of a mixing circuit 72 and a voltage controlled local oscillator 73.
第９図と異なる点は、第９図では搬送波再生回路16で映
像信号搬送波と直交した直交搬送波を再生して、同期検
波回路15で映像信号搬送波に直交した直交搬送波に多重
伝送されたPCM音声信号を検波しているのに比べ、第10
図では、映像信号搬送波と直交搬送波の位相関係がほぼ
直交関係であることと、ディジタル符号化されたPCM音
声信号による変調の直流成分が少ないことを利用して、
基準信号発生器74と映像信号搬送波を含む中間周波信号
との位相差を位相検波回路17と低域通過フィルタ20で検
出し、電圧制御形の局部発振器73に帰還することで、中
間周波数の映像信号搬送波と基準信号発生器74の出力と
が同一周波数で直交位相関係となるように同期させる。9 is different from that shown in FIG. 9 in that the carrier reproduction circuit 16 reproduces an orthogonal carrier orthogonal to the video signal carrier and the synchronous detection circuit 15 multiplex-transmits the orthogonal carrier orthogonal to the video signal carrier. Compared to detecting the signal, the 10th
In the figure, the fact that the phase relationship between the video signal carrier and the quadrature carrier is almost quadrature and that the DC component of the modulation by the digitally encoded PCM audio signal is small is used.
The phase difference between the reference signal generator 74 and the intermediate frequency signal including the video signal carrier is detected by the phase detection circuit 17 and the low-pass filter 20, and is fed back to the voltage-controlled local oscillator 73 to obtain the intermediate frequency image. The signal carrier and the output of the reference signal generator 74 are synchronized so that they have a quadrature relationship at the same frequency.
本実施例によれば、基準周波数74の周波数に復調用の中
間周波数が一致する負帰還ループであるため、周波数変
換回路３などの周波数ドリフトなどによる復調周波数ド
リフトを軽減でき、さらに安定的に復調できる効果があ
る。According to the present embodiment, since it is the negative feedback loop in which the intermediate frequency for demodulation matches the frequency of the reference frequency 74, the demodulation frequency drift due to the frequency drift of the frequency conversion circuit 3 or the like can be reduced, and the demodulation can be performed more stably. There is an effect that can be done.
以上、直交関係で映像信号搬送波にPCM音声信号が多重
伝送され、その信号を安定的に再生する装置について説
明したが、本発明は、ディジタルデータなど他の情報が
多重伝送された場合でも有効である。Although the PCM audio signal is multiplexed and transmitted on the video signal carrier in the orthogonal relationship and the signal is stably reproduced, the present invention is effective even when other information such as digital data is multiplexed. is there.
本発明によれば、間欠的に動作する直交搬送波再生手段
を設け、入力信号の比較的安定な期間の位相誤差だけで
負帰還できるので、安定的に直交搬送波を再生でき、映
像信号搬送波に直交した直交搬送波で多重伝送された多
重信号を安定に復調できる効果がある。According to the present invention, the quadrature carrier wave reproducing means that operates intermittently is provided, and the negative feedback can be performed only by the phase error in the relatively stable period of the input signal. This has the effect of stably demodulating the multiplexed signal multiplexed and transmitted by the orthogonal carrier.
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は本発明を
実施するための送信機の一例の構成図、第３図は本発明
に関係する信号の周波数スペクトル図、第４図は本発明
に関係する信号のベクトル図、第５図は本発明の他の実
施例の構成図、第６図は本発明のさらに他の実施例の構
成図、第７図は本発明のさらに他の実施例の構成図、第
８図は第７図における平均値回路の構成図、第９図は本
発明の別の実施例の構成図、第10図は本発明のさらに別
の実施例の構成図である。 符号の説明 14,71……帯域通過フィルタ、15,61……同期検波回路、
16……搬送波再生回路、17……位相検波回路、18……安
定期間検出制御回路、19,66……切替スイッチ、20……
低域通過フィルタ、21……電圧制御発振器、22……符号
識別回路、24……ディジタル信号処理回路、62……π/2
移相器、63……変調安定期間検出回路、64……平均値回
路、70,70……周波数変換回路、72……混合回路、73…
…電圧制御形の局部発振器、74……基準信号発生器1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an example of a transmitter for carrying out the present invention, FIG. 3 is a frequency spectrum diagram of a signal relating to the present invention, and FIG. FIG. 5 is a vector diagram of signals relating to the present invention, FIG. 5 is a block diagram of another embodiment of the present invention, FIG. 6 is a block diagram of yet another embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a block diagram of the present invention. FIG. 8 is a block diagram of yet another embodiment, FIG. 8 is a block diagram of an average value circuit in FIG. 7, FIG. 9 is a block diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. 10 is still another embodiment of the present invention. It is a block diagram of an example. Explanation of code 14,71 …… Band pass filter, 15,61 …… Synchronous detection circuit,
16 …… Carrier recovery circuit, 17 …… Phase detection circuit, 18 …… Stable period detection control circuit, 19, 66 …… Changeover switch, 20 ……
Low-pass filter, 21 ... Voltage controlled oscillator, 22 ... Sign identification circuit, 24 ... Digital signal processing circuit, 62 ... π / 2
Phase shifter, 63 ... Modulation stable period detection circuit, 64 ... Average value circuit, 70, 70 ... Frequency conversion circuit, 72 ... Mixing circuit, 73 ...
… Voltage controlled local oscillator, 74 …… Reference signal generator
Claims (5)
幅変調され、前記映像信号搬送波と位相が90度異なる直
交搬送波が、前記残留側波帯内の両側波帯を有する帯域
内にその基本信号帯域が存在するように、ディジタル符
号化された信号で変調され、かつ残留側波帯振幅変調さ
れた前記映像信号搬送波とディジタル符号化された信号
で変調された前記直交搬送波とが、残留側波帯振幅変調
された前記映像信号搬送波の振幅の最大値に対して前記
ディジタル符号化された信号で変調された前記直交搬送
波の振幅の最大値が0.1以下の比率で合成され、伝送さ
れた多重化テレビジョン信号を受信してディジタル符号
化された信号を再生する伝送信号再生装置であって、 前記多重化テレビジョン信号を受信して復調用の中間周
波数に変換する受信周波数変換手段と、 前記受信周波数変換手段の出力信号から映像信号を復調
する映像信号復調手段と、 前記受信周波数変換手段の出力信号の、前記直交搬送波
に変調されて伝送されたディジタル符号化された信号の
基本信号帯域が存在する帯域を、通過させる帯域通過フ
ィルタ手段と、 前記帯域通過フィルタ手段あるいは前記中間周波数変換
手段の出力信号から前記直交搬送波に変調されて伝送さ
れたディジタル符号化された信号を検波するための直交
検波用搬送波を再生する搬送波再生手段と、 前記帯域通過フィルタ手段の出力信号を前記搬送波再生
手段の出力信号で同期検波して前記直交搬送波に変調さ
れて伝送されたディジタル符号化された信号を復調する
同期検波手段と、 前記映像信号復調手段あるいは前記同期検波手段の出力
手段から映像信号の水平およびまたは垂直の同期信号期
間およびまたは前記ディジタル符号化された信号が多重
されていない期間を検出することで前記搬送波再生手段
が安定的に動作する安定動作期間を検出して、その期間
において前記搬送波再生手段が動作するように制御する
搬送波再生安定期間検出制御手段と、を具備して成るこ
とを特徴とする伝送信号再生装置。1. A video signal carrier is amplitude-modulated by a vestigial sideband with a video signal, and a quadrature carrier whose phase is different by 90 degrees from the video signal carrier is included in a band having double sidebands within the vestigial sideband. The video signal carrier modulated with a digitally encoded signal and vestigial sideband amplitude modulated and the quadrature carrier modulated with a digitally encoded signal are residual so that a fundamental signal band exists. The maximum value of the amplitude of the quadrature carrier modulated by the digitally coded signal with respect to the maximum value of the amplitude of the side-band amplitude-modulated video signal carrier was synthesized at a ratio of 0.1 or less and transmitted. What is claimed is: 1. A transmission signal reproducing apparatus for receiving a multiplexed television signal and reproducing a digitally encoded signal, comprising a receiving frequency for receiving the multiplexed television signal and converting it to an intermediate frequency for demodulation. Number conversion means, video signal demodulation means for demodulating a video signal from the output signal of the reception frequency conversion means, and digital encoding of the output signal of the reception frequency conversion means, which is modulated by the orthogonal carrier wave and transmitted. A band-pass filter unit that passes a band in which a basic signal band of a signal exists, and a digitally encoded signal that is modulated from the output signal of the band-pass filter unit or the intermediate frequency conversion unit to the orthogonal carrier wave and transmitted. Carrier recovery means for recovering a quadrature detection carrier wave for detecting a signal, and a digital code transmitted by being synchronously detected with the output signal of the band pass filter means by the output signal of the carrier recovery means Detection means for demodulating the converted signal, and output means of the video signal demodulation means or the synchronization detection means To detect a horizontal and / or vertical synchronizing signal period of the video signal and / or a period during which the digitally encoded signal is not multiplexed to detect a stable operation period in which the carrier wave reproducing means operates stably, A carrier signal reproduction stable period detection control means for controlling the carrier wave reproduction means to operate during the period, and a transmission signal reproduction device.
装置において、前記搬送波再生安定期間検出制御手段と
して、前記映像信号復調手段の出力信号から映像信号の
水平あるいは垂直同期信号期間を検出して、その期間に
おいて制御する手段を用いたことを特徴とする伝送信号
再生装置。2. A transmission signal reproducing apparatus according to claim 1, wherein said carrier wave reproduction stable period detection control means detects a horizontal or vertical synchronizing signal period of a video signal from an output signal of said video signal demodulation means. Then, a transmission signal reproducing apparatus characterized by using means for controlling during that period.
装置において、前記搬送波再生安定期間検出制御手段と
して、前記同期検波手段の出力信号からディジタル符号
化された信号が直交搬送波に変調されていない期間を検
出して、その期間において制御する手段を用いたことを
特徴とする伝送信号再生装置。3. A transmission signal reproducing apparatus according to claim 1, wherein said carrier reproduction stable period detection control means modulates a digitally encoded signal from an output signal of said synchronous detection means into an orthogonal carrier wave. A transmission signal reproducing apparatus characterized by using a means for detecting a non-existing period and controlling in that period.
装置において、前記多重化テレビジョン信号が、前記映
像信号の水平あるいは垂直同期信号期間に相当する期間
にはディジタル符号化された信号が直交搬送波に変調さ
れていない信号であるところ、前記搬送波再生安定期間
検出制御手段として、映像信号復調手段の出力信号から
映像信号の水平あるいは垂直同期信号期間を検出して前
記同期検波手段の出力信号からディジタル符号化された
信号が直交搬送波に変調されていない期間を検出して、
その期間において制御する手段を用いたことを特徴とす
る伝送信号再生装置。4. The transmission signal reproducing apparatus according to claim 1, wherein the multiplexed television signal is digitally encoded during a period corresponding to a horizontal or vertical synchronizing signal period of the video signal. Is a signal which is not modulated to a quadrature carrier wave, the carrier wave reproduction stable period detection control means detects the horizontal or vertical sync signal period of the video signal from the output signal of the video signal demodulation means and outputs the sync detection means. Detecting the period when the digitally encoded signal is not modulated to the quadrature carrier from the signal,
A transmission signal reproducing device characterized by using means for controlling during that period.
るいは第４項に記載の伝送信号再生装置において、前記
ディジタル符号化された信号が音声信号であることを特
徴とする伝送信号再生装置。5. The transmission signal reproducing apparatus according to claim 1, 2, 3, or 4, wherein the digitally encoded signal is a voice signal. Transmission signal reproducing device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61219363A JPH0761146B2 (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Transmission signal reproduction device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61219363A JPH0761146B2 (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Transmission signal reproduction device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6376590A JPS6376590A (en) | 1988-04-06 |
| JPH0761146B2 true JPH0761146B2 (en) | 1995-06-28 |
Family
ID=16734254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61219363A Expired - Lifetime JPH0761146B2 (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Transmission signal reproduction device |
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| JP (1) | JPH0761146B2 (en) |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
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Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6264179A (en) * | 1986-08-01 | 1987-03-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal multiplexing method |
-
1986
- 1986-09-19 JP JP61219363A patent/JPH0761146B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JPS6376590A (en) | 1988-04-06 |
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