JPH0755864A - 低電圧信号発生装置 - Google Patents

低電圧信号発生装置

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JPH0755864A
JPH0755864A JP6169526A JP16952694A JPH0755864A JP H0755864 A JPH0755864 A JP H0755864A JP 6169526 A JP6169526 A JP 6169526A JP 16952694 A JP16952694 A JP 16952694A JP H0755864 A JPH0755864 A JP H0755864A
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current
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high voltage
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JP6169526A
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Jr Alan J Werner
ジェイ．ワーナー ジュニア アラン
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Xerox Corp
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Abstract

(57)【要約】 【目的】絶縁面上の静電場の電位を表す信号を効率的お
よび高信頼性で生成する。 【構成】絶縁面上の静電電位に比例する修正された電気
信号を発生する静電計測装置である。該装置は面上の静
電電位を表す信号を生成するためのセンサーを含む。該
装置はまた該センサー信号をグランド電位を基準とした
面上の静電電位を表す低電圧信号に変換するための高電
圧レベルシフト回路および変換器を含む。該静電計測装
置は高電圧および低電圧集積回路技法を用いて実施され
ることが可能である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般的に静電電位の測定
に関し、より特定的には静電電位の信頼性の高い測定の
ための装置に関する。
【０００２】本発明は非常に小さい流入電流で静電電位
の測定が可能な装置に関する。一般にそのような装置
は、該装置に連動する電圧計と共に動作するプローブま
たはセンサーアセンブリを含み、該電圧計はプローブか
ら信号を受信して出力信号を生成する。該出力信号はこ
の後指示器を駆動するのに用いられもよいし、また測定
される電位特性の関数として静電的処理動作の制御に用
いられてもよい。従って本発明の態様は印刷技術に用い
られることが可能であり、より特定的にはゼログラフィ
ー処理動作を制御するために静電複写印刷装置において
用いられることが可能である。これら静電電圧計、即ち
ESV は受光体（例えば感光体）の表面電荷の測定に特に
適しており、このことは結果的に高品位な静電複写印刷
出力を得るための装置特性の自動調整を可能とする。
【０００３】
【従来の技術】場を正確に測定するためには測定プロー
ブ、即ち電極が場に対して変調されなければならないこ
とが従来知られている。さらに、必要とされる電極の変
調を可能とする二つの方法が知られている。第一の方法
は静止した電極と該電極に到達する場を変調するための
振動素子、即ち振動翼を必要とする。第二の方法は振動
素子終端に固定された運動する電極を利用する。さら
に、測定電極により生成される信号を処理する多くの方
法が知られており、これらにより静電場の電位の測定が
可能となる。
【０００４】Seachmanによる米国特許第3,667,036 号で
は、絶縁表面上の静電電荷の電位測定のための増幅電位
計が記載されている。該回路はプローブと保護電極から
成るプローブ装置を含んでいる。プローブの出力は金属
酸化物電界効果トランジスタ（MOS FET ）をソースフォ
ロワ形態で含む高インピーダンス回路に接続される。
【０００５】Suzukiによる米国特許第4,061,983 号で
は、入力信号が印加されるバイポーラトランジスタおよ
び該バイポーラトランジスタの出力電極に直接接続され
て印加信号を増幅する電界効果トランジスタを含むトラ
ンジスタ増幅器が記載されている。
【０００６】Buchheitによる米国特許第4,149,119 号で
は、テスト表面に生じる静電電荷を測定するためのプロ
ーブセンサを含む静電電圧計、即ち電位計の説明が行わ
れている。
Vosteen らによる米国特許第
4,853,639 号では、テスト表面の電位モニターのための
非接触タイプの電位計装置が記載されている。積分測定
器がプリアンプおよび高利得な演算増幅器（オペアン
プ）とともに用いられて高周波特性が改善されている。
【０００７】Williamsによる米国特許第4,797,620 で
は、高電圧回路を用いない空間依存性のない高電圧モニ
ター装置となっている非接触電位検出器が記載されてい
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は単一な集積回
路上に与えられる高電圧回路構成要素を用いた静電電圧
計の設計を含み、これにより静電電圧計を構成する際の
ディスクリートな回路の使用が軽減される。高電圧回路
を単一な集積回路上に与えることにより、該高電圧回路
の性能および信頼性もまた改善される。さらに高電圧集
積回路は接触および非接触静電電圧計の両者で利用され
ることが可能である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に従い、表面上の
静電電位に比例した低電圧信号を発生する装置が与えら
れる。該装置は、表面上の静電電位を表す出力信号を生
成する測定手段と、第一の極性の第一の電位を生成する
ために備えられた高電圧源と、前記測定手段からの出力
信号に応答してグランドを基準とした第一の信号を発生
するために前記高電圧源により与えられる高電圧レベル
を変化させる手段と、第一の信号を低電圧信号、即ちグ
ランド電位を基準とした前記低電圧信号に変換するため
に前記の高電圧レベルを変化させる手段に接続されて第
一の信号を受信する手段と、を含む。
【００１０】本発明のもう一つの態様に従い、表面上の
静電電位に比例した低電圧信号を発生する装置が与えら
れる。該装置は、表面上の静電電位を表す出力信号を生
成する測定手段と、第一の極性を有する第一の電位を生
成するために備えられた高電圧源と、センサー信号に応
答してグランドを基準とした第一の電流信号を発生する
ために前記高電圧源により与えられる高電圧レベルを変
化させる手段と、第一の電流信号を受信してこの信号の
特性の関数として第二の電流信号を発生させるために前
記の高電圧レベルを変化させる手段に接続されるカレン
トミラーと、前記第一の極性と逆極性の第二の電位を発
生させて前記カレントミラーを駆動するために備えられ
た第二の電圧源と、前記カレントミラーにより生成され
た第二の電流信号を表面上の静電電位を表す低電圧信号
に変換するための前記カレントミラーの出力に接続され
るインピーダンス変換増幅器と、を含む。
【００１１】
【実施例】本発明の静電電圧計の一般的理解を目的とし
て図面を参照して説明を行う。図中では同一の素子を明
示するためアルファベットと数字の混在した参照記号が
一貫して用いられる。図１は二つの基本的素子、即ちブ
ロックから成るブロック図であり、改良された静電電圧
計を表している。一般にESV は、面（図には示されてい
ない）上に現れる静電電位ヘ置かれるセンサー200 によ
り与えられる信号に応答して低電圧電気信号V を発生す
る。特定の実施例では、センサーは面上の静電電位を表
すために入力信号を変動電圧または電流信号として生成
してもよい。高電圧レベルシフト回路300 はセンサーに
接続されてグランド電位を基準とした電流信号 ILSを生
成する。 ILSの強度が面電位の尺度となる。この後該電
流信号は変換器400 へ送られて低電圧電気信号V に変換
される。図１に示されるように変換器はカレントミラー
500 を含み、これはレベルシフトされた電流をインピー
ダンス変換増幅器600 へ伝送するのに適したものとなっ
ている。所望の伝達関数を用い、変換増幅器はカレント
ミラーからの電流信号出力を面電位を示す低電圧信号に
変換する。変換器400 はまた所望の伝達関数を実行する
ために二つの付加的素子を含んでもよい。一つはゼロオ
フセット回路405 であり、これはゼロボルト入力時の出
力電圧をゼロボルトからオフセットすることを可能とす
る。もう一つは電圧範囲調整回路415 であり、これは出
力電圧範囲と入力電圧範囲の比を調整する。
【００１２】図１に示される一般的ブロック図におい
て、使用可能な出力電圧V を得るために多くの電気回路
および回路素子の組み合わせが変換器400 として使用さ
れてよいことを認識しておくことは重要である。実施例
は単一な抵抗のような簡易な手段を含んでおり、標準的
な演算増幅器技法を通して入力電圧およびその範囲を表
す電圧を発生し、比較的簡易なカレントミラーおよびイ
ンピーダンス変換増幅器の手法をとっている。これらは
当該分野の当業者に良く知られた手法である。改良され
たESV の一般的要素を説明するため、本発明の特定要素
である高電圧レベルシフト回路について図面を用いて詳
細な説明を行う。また、変換器400 の動作を実現させる
ために用いられることが可能な電気回路の実施例につい
ても共に説明を行う。
【００１３】図２は、接触および非接触静電電圧計の両
者の実施例で使用される簡素化された電気回路を示す。
NMOS FET Q1 は高電圧ディプリション形NMOSドライバで
あり、約0Vから少なくとも-1700Vの範囲内で動作する。
NMOS FETと共に保護装置21が含まれ、該装置は約2KV の
放電電圧に耐える性能を有する。本実施例の高電圧抵抗
R1およびR2は7.69M Ωであり、少なくとも0 から-1200V
の範囲にわたり動作する性能を有する。さらにR1および
R2はESV の動作温度範囲にわたり互いに抵抗値が等しく
なるよう意図的に設計されている。一般に高電圧抵抗は
薄膜集積回路抵抗であってよい。
【００１４】動作においては約-1200Vの範囲内の高電圧
がセンサー（図には示されていない）により検出され、
入力ライン20を通して図２の回路に与えられる。NMOS F
ET Q1 は高電圧抵抗R1と共にソースフォロワを形成して
図１のレベルシフト回路300として動作し、この場合ソ
ースフォロワを流れる電流は Q1 のゲート（または入力
電圧）と高電圧電源電位-HV との電圧差の尺度となる。
図２に示される実施例はグランドに対し浮いている構成
となっていることは注意しておく必要があり、この場合
図８（B ）に示すように高電圧回路は基体と共にグラン
ドに対し浮いている。装置は約-1200Vの電圧測定のため
に動作するが、-HV で示される高電圧電源は、約-1700V
の装置定格内であって測定される最大負電圧よりいくぶ
ん大きい負電圧を与えるものであればいづれの適当な電
源であってもよい。高電圧電源から必要とされる最大電
流はR1およびR2の並列抵抗により決定され、通常の動作
範囲では500 μA 以下である。高電圧電源から必要とさ
れる電流は小さいため、図９に示されるように高電圧基
準電位の電源としてスコロトロングリッドが用いられる
ことが可能である。
【００１５】図９は、低電流および高電圧が必要とされ
る装置、即ち静電電圧計のような装置のための電源とし
て自己バイアスされたスコロトロングリッドのようなコ
ロナ発生装置を使用する例を示す。図によれば、受光体
面S を変化させるためにピンアレーまたはワイヤーのよ
うなコロナ電極112 がスコロトロン110 に与えられ、該
電極は高電圧DC電源114 を用いてコロナ発生電圧まで駆
動される。表面S 上の蓄積電荷を制御するため表面S と
コロナ電極112 の間に導電性部材またはグリッド116 が
挿入される。表面S 上の所望の電圧レベルとなるよう選
択されるグリッド116 上の所望電圧レベルを維持するた
め、グリッド116 はツェナーダイオードのようなカレン
トシンク装置を含むグランドライン117 を通してグラン
ド電位に接続される。ツェナーダイオードはグリッドの
所望電圧に等しいブレークダウン電圧を有するように選
択される。当然のことながら、カレントシンク装置の様
々な組み合わせが用いられてこれと同様の効果を与える
ことが可能である。
【００１６】本発明によれば、低電流および高電圧が必
要とされる装置120 、例えば本発明の静電電圧計は、グ
ランドライン117 に接続されることでスコロトロングリ
ッドから駆動されることが可能である。装置120 にかか
る電圧に依り、該装置はなんらかのカレントシンク装置
118 とグリッドの間のグランドライン117 に接続される
ことが可能であり、さもなくば複数のカレントシンク装
置118 の選択により装置120 はグランドライン117 に沿
って異なる電圧降下を有するカレントシンク装置118 の
間に直列に接続されて選択的に所望の電圧を得ることが
可能である。通常のピン型スコロトロン装置により生成
されるグリッド電流は約1.5mA である。他の実施例では
コロトロンは導電性シールドとして与えられる所定の筐
体内にあり、該筐体は所定の電圧に自己バイアスされ
る。そのような場合導電性シールドは場の代わりとなる
低電流な高電圧源として使用される。従って、自己バイ
アス特性のために実質的にDC回路であり機能的な工夫さ
れた電源が必要とされる。
【００１７】再び図２を参照すると、特性のそろったト
ランジスタQ2およびQ3が1:1 のカレントミラーを形成
し、トランジスタQ3からの電流i1がトランジスタQ2の電
流に追従し、該電流は次にNMOS FET Q1 からの電流とな
る。この時高電圧抵抗R2の電流i2は高電圧電源の尺度と
なる。このため抵抗R2とトランジスタQ3からの電流の
差、即ちi1- i2はライン20上の入力電圧の正確な尺度と
なる。この差分電流( i1-i2) は抵抗Rfb を通して増幅
器により与えられるため、増幅器22の出力もまた入力電
圧の尺度となる。より特定的には、NMOS FET Q1 とカレ
ントミラーシステムQ2- Q3は、ESV に必要とされる非常
に高いインピーダンスを保ったまま高電圧入力をグラン
ド電位を基準とした低電圧出力に変換したことになり、
この場合測定される静電電位とほぼ等しい電圧に低電圧
源を浮かせる必要がまったくない。
【００１８】R1、R2およびRfb の抵抗比を回路の動作温
度範囲である0 ℃から50℃にわたり正確に保つことによ
り、増幅器22によるライン24上の電圧出力は、該温度範
囲にわたりライン20上の入力電圧に対して正確な信頼性
の高い追従動作を行う。図２に示される基本的回路はま
た抵抗Rzを通って流れる電流Izにより表されるゼロ回路
を含んでおり、該回路は出力範囲をゼロからシフトさせ
る。抵抗Rfb と同様に温度変動に対する抵抗Rzの応答は
高電圧抵抗R1およびR2の応答に充分正確に追従しなけれ
ばならないことは注意を要する。分圧抵抗Rs1 およびRs
2 を含む出力範囲調整回路が増幅器22の出力とグランド
の間に接続される。抵抗Rfb を形成するために使用され
る材料のもつ温度係数が抵抗R1およびR2を形成するため
に使用される材料のそれとかなり異なる場合、出力範囲
調整回路は抵抗Rs1 およびRs2 の並列抵抗値がRfb より
も非常に小さくならなければならないことを必要とす
る。加えてR1、R2、RzおよびRfb を同一の高電圧集積回
路上に形成することが非常に望ましい。さもなくば厚膜
もしくは薄膜抵抗による外部整合回路がR1、R2、Rzおよ
びRfb のために使用されることが可能である。
【００１９】他の方法として、前述のカレントミラーシ
ステムは適正な動作を行う増幅器および抵抗を含む回路
により置き換えられてもよい。しかしそのような代用は
実施例が示されている各ESV 回路にかなりの複雑性をも
たらすことが想定されることを注意しておくことはまた
重要である。
【００２０】次に図３を参照して説明を行う。図３は、
接触静電電圧計40の詳細を示しており、この場合電荷を
その上に保持するのに適した光導電性部材またはそれに
類似の部材である絶縁面42が導電性部材44と接触してい
る。理想的には、導電性部材44は、面42上に現れる電位
を減ずることなくまたは電荷のパターンを再分布させる
ことなく該面上に現れる静電電位と結合することが可能
である。一つの実施例では部材44は鉄のプローブであ
り、この場合測定される電位に応答したイオン電流の流
れが生成される。もう一つの実施例では導電性部材44は
ブラシであってもよい。引き抜き成形されて合成される
ことで独特に形成されたブラシ内のカーボンファイバー
が、面42上でブラシにより接触される電荷の適正な経路
として作用する。
【００２１】ブラシに類似の適正な接触を形成するため
に引き抜き成形以外の手段が用いられてもよいことはま
た注意を要する。一般にファイバーは静電電圧計40に接
する入力部である共通接点20に結合されることが想定さ
れる。ブラシのカーボンファイバーが互いに絶縁されて
いる場合、実効の平行ファイバー接触は通常5x108 Ωcm
以上となる高い電気抵抗を示し、静電画像の再分布や滲
みをもたらさない。しかし光導電性面上の電荷の再分布
を気にする必要がない場合、例えば露光の前に速やかに
帯電処理が行われる場合、絶縁されたファイバーを用い
ない低抵抗ブラシ接触が用いられてもよい。
【００２２】接触部材に加え、図３はまた高電圧PNP ト
ランジスタQ4の追加も示しており、これは接触タイプES
V に非常に有用である。トランジスタQ4は高電圧基体PN
P であり、約0Vから少なくとも-1250Vの範囲にわたり動
作可能である。一方通常の印加電位は約-1200Vである。
接触タイプESV では高電圧PNP トランジスタQ4はQ1およ
びQ4を用いたダーリントン接続形増幅器構成46を可能と
する。Q4の高い共通エミッタ電流利得( β約100)がQ1の
ソースに対して効果的にブートストラップ動作を行い、
高電圧NMOS FET Q1 のゲート- ソース間電圧変動が最小
化され、このため回路40の実効入力容量が最小化され
る。
【００２３】次に図４および５を参照して説明を行う。
これらは非接触静電電圧計の実施例の基本的要素および
詳細を示し、図１の基本的ESV 構成にAC信号処理素子51
0 が追加されている。非接触ESV は、面上の静電電位と
測定電極の電圧との間の差の関数として発生される変調
信号を使用する点で接触ESV と大きく異なる。該変調信
号は適正な信号処理を通してDCフィードバック信号を発
生するために使用され、該フィードバック信号は該差を
ゼロにするように働く。この非接触ESV の実施は、高電
圧レベルシフト回路（ブロック300 ）がグランド電位を
基準とした出力においてAC変調を通した誤差情報とDC信
号情報を通したDC電圧レベルの両者を与える点でこれま
でに説明を行った実施と大きく異なる。このことはすべ
ての信号処理がグランド電位を基準として行われること
を可能とする。
【００２４】図４および５を参照すると、図４は、カレ
ントミラーブロック500 からの二つの出力、およびAC信
号処理ブロック510 からの二つの出力を示している。図
５のトランジスタQ3からのカレントミラー出力は入力FE
T Q1からのDC情報である。カレントミラー出力Q8は高電
圧PNP フィードバックトランジスタQ4からの低電圧DC情
報である。従ってこれら二つの電流は入力FET Q1および
フィードバックトランジスタQ4を通る電流と同じものと
なり、これらの和はR1を通る電流と同じものとなる。従
ってこれら両電流を抵抗R2からの電流i2と共にインピー
ダンス変換増幅器ブロック600 へ伝送することにより、
結果として生じるDC出力は面上の静電電位の尺度とな
る。このDC出力は図１、２および３により先に説明を行
った接触ESV と同じ方法で発生される。
【００２５】図４のカレントミラーブロック500 からの
二つめの出力はAC変調情報であり、図５のトランジスタ
Q5を用いて特定的に表される。該出力は純粋なAC情報で
あるため、該トランジスタはミラー入力トランジスタQ2
に特性を充分そろえる必要はないことは注意すべきこと
である。実際、トランジスタQ2およびQ5の比のサイズ設
定を行って電流利得を得、負荷抵抗68の値を通してより
望ましいインピーダンスレベルの設定が可能となる。次
にAC/DC 信号分離ブロック520 はAC変調情報を残したま
ま信号のDC成分を取り除き、該変調情報は利得、復調、
積分、およびDCフィードバックブロック524 により処理
される。図４に示されるように、この後該フィードバッ
クブロックはインピーダンス変換増幅器に対する低電圧
電流と共に高電圧レベルシフト回路に対し高電圧フィー
ドバック電流を発生する。
【００２６】より特定的には、図５に示されるように非
接触静電電圧計60は、翼64または矢印63の方向に振動す
る類似の閉塞機構センサーを有する変調器62を含み、該
変調器はセンサー電極66により受信される信号を変調す
る。操作において変調器62は、絶縁面42上に現れる静電
場に対しセンサー電極66がさらされることの周期的閉塞
動作を行う。非接触ESV に対し一般的に知られているよ
うに、センサー電極66からの信号は電極66と受光素子の
ような面42との間の容量結合を物理的に変調することに
より実際に発生される。一つの変調方法が図４に示され
ているが、容量結合関係の変調を実現するための多くの
手法が知られている。例えばWernerによる米国特許第5,
212,451 号には単一ビーム変調器が記載されており、該
変調器はセンサー電極の適切な変調を与える。該変調は
NMOS FET Q1 のゲートおよびソース間、またはバイアス
抵抗R B および保護回路21に変調された電圧の発生を起
こす。NMOS FET Q1 上の入力変調はそのドレイン電流の
変調を起こし、これは変調をグランド電位に対する変調
に変換する（即ちこれは図４のブロック300 のAC信号レ
ベルシフト素子として動作する) 。レベルシフト素子を
機能させるためNMOSFETは常にオンしていなければなら
ない。入力は容量的に結合した変調器から与えられるた
め、ゲートからソースにかけてのDCバイアス状態が確立
されていなければならない。これはグランドに対して浮
いた適当なバイアスを与えてゲートとソース間に適正な
DCバイアスを設けることにより実現される。しかしグラ
ンドに対し浮いたバイアス電圧、およびゼロ出力または
このバイアス電圧により誘因される誤差を取り除く必要
があることから、グランドに対し浮いたバイアスは好ま
しくないことが想定される。NMOS FETを若干ディプリシ
ョン形に設計することにより、即ちV gsがゼロに等しく
なった場合に微小の電流がFET を通るようにすることに
より、ゲートとソース間にDC電圧がなくてもFET が駆動
可能となる。これによりバイアス電圧の必要がなくな
り、図５に示されるように保護回路21と並列にゲートか
らソースヘかかる単一の高電圧抵抗R B によりDCバイア
スが実現される。変調されたドレイン電流はこの後図５
のトランジスタQ2を通してカレントミラーヘ伝送され
る。
【００２７】図４のブロック300 のカレントミラーは、
入力トランジスタQ2と二つの出力トランジスタにより簡
素化された形態で図５に示されており、該出力トランジ
スタはDC信号情報のためのQ3および負荷抵抗68を伴うAC
信号変調情報のためのQ5である。実際の実施では特性改
善のための良く知られた付加的回路が図５に示されるカ
レントミラーの特性を促進するために用いられるが、簡
素化を図るためそのような回路は図には示されていな
い。
【００２８】簡潔な実施例ではブロック520 のAC/DC 信
号分離は図５に示されるように単一の容量70を用いて実
現される。FET Q1のドレイン- ソース電圧に対しFET Q1
のドレイン電流が非常に安定している場合、即ち該FET
の相互コンダクタンスが非常に高い場合、一般にこの手
法は良好に動作する。有限な相互コンダクタンスは結果
としてドレイン- ソース電圧の変化に従うゆるやかなDC
電流変化をもたらす。二次的であるが前記と同様に重要
な効果はドレイン- ゲート容量(Cdg) によるものであ
り、これはFET のゲートとソース間にバイアス抵抗R B
を通して電流を引き起こす。このことはドレイン- ソー
ス電圧の変化に従う過渡的なDC電流変化を引き起こし、
該変化はESV の過渡応答特性を劣化させる。
【００２９】もう一つの実施例はNMOS FETの過渡特性の
影響を充分に低減するものであり、該実施例はブロック
520 のAC/DC 信号分離のために能動演算増幅器フィルタ
および差動演算増幅器を使用する。このシステムはAC/D
C 複合信号からDC成分および過渡的DC変化を引き算処理
することでDC変化を取り除く。最初に3 ポールの能動ロ
ーパスフィルタが使用されて実質的にすべてのAC信号、
好ましくは少なくとも90% のAC信号を取り除き、実質的
に原変調信号のDC成分および過渡的DC成分のみを残す。
この後該フィルタ出力は一般に知られる全差動増幅器を
用いて該フィルタの入力信号から引き算処理され、これ
により差動増幅器出力には変調AC/DC 信号のAC成分のみ
が残る。差動増幅部を2 ポールの能動ハイパスフィルタ
として実施することで特性が向上し、該フィルタは低周
波の過渡的特性をさらに取り除く。利得、復調、積分お
よびDCフィードバックブロックの結合容量を注意深く選
択することでさらに特性が向上する。適正な抵抗、キャ
パシタ、インダクタから成る一般に知られる受動的差動
回路またはフィルタを使用することもまた可能である
が、特性は劣る傾向にある。
【００３０】図４の利得、復調、および積分ブロック52
4 は良く知られた演算増幅回路を用いて実施される。利
得ステージもまた動作周波数範囲の限定された増幅器の
使用により特性の向上が図られる。DCフィードバックは
図５の高電圧PNP トランジスタQ4により発生され、該ト
ランジスタは積分ステージの出力に結合される。先に説
明したように、コレクタ電流が高電圧レベルシフト回路
の抵抗R1へ流れ込んでQ1のソース/ ゲート電位を駆動す
るためのDCフィードバックを与え、該電位が面上の静電
電位に追従する。この電流もまたカレントミラーによる
電流であり、トランジスタQ7およびQ8により簡素化され
た形態で表されるカレントミラーシステムにより図４の
ブロック400 のインピーダンス変換増幅器へ印加され、
出力電圧が正確に発生される。実際の実施は、当該分野
の当業者に良く知られた技法によりトランジスタQ4のベ
ース電流を考慮に入れる点でより複雑で正確なものとな
っている。
【００３１】図６に示す他のもう一つの実施例では、H-
V レベルシフト回路300 の前にプリアンプ250 を追加す
ることでFET の相互コンダクタンスが有限であることの
影響が低減される。該追加はセンサー200 とH-V レベル
シフト回路内のFET Q1のゲートとの間に特定的に行われ
る。プリアンプの追加は次の二点を実現する。1)基本的
変調信号(AC 信号) を増幅してDC信号に対するAC信号の
比を増加させる。2)FET から見たインピーダンスをプリ
アンプの出力インピーダンスとすることでFETのドレイ
ン- ゲート容量の影響を低減する。該インピーダンスは
充分小さいためFET のドレイン- ゲート容量を流れる電
流により引き起こされる信号は意味をもたなくなる。不
幸にして、プリアンプを追加することの一つの失点はそ
れがグランドになくFET のゲート/ ソース電位にあるこ
とであり、このためグランドに対して浮いた電源( 図に
は示されていない) から駆動されなければならない。し
かし、すべての信号処理がグランドに対して浮いた電位
で実現される場合、低電力演算増幅器の使用により所要
電力が0.5mw 程度のオーダーとなり、これは通常想定さ
れる所要電力よりもはるかに小さいものとなる。従って
プリアンプを駆動するためにグランドに対して浮いた電
源が必要になることにもかかわらず、本実施例は従来の
ESV を改良したものとなる。
【００３２】特定的に図示してはいないが、カレントミ
ラーQ2-Q3 および増幅器22を含む接触および比接触ESV
の実施例で説明を行った低電圧回路は、5V CMOS プロセ
スを用いて実施される低電圧集積回路(IC)上に与えられ
ることが可能である。低電圧ICはまたMin/Max 回路を有
しており、該回路は先に説明を行った実施例の出力24で
測定される電圧の最小もしくは最大値に追従してこれを
保持する。Min/Max の選択は単一なデジタル信号を通し
て行われ( セレクト動作) 、一方Min/Max のリセットも
また単一なデジタル信号を通して行われる( リッセット
動作) 。セレクトおよびリッセットの両デジタル信号入
力部はオープンコレクタ対応であり、これに接続されて
関連動作する内部プルアップ抵抗を有している。さら
に、ライン24の通常の連続出力とMin/Max 出力の両者は
バッファ増幅されて10nFまでの負荷容量の駆動が可能に
なる。
【００３３】次に図７を参照して説明を行う。該図は二
極性の静電電圧計回路の基本的要素を示しており、ライ
ン20上の入力信号とのインターフェイスのために高電圧
NMOSFET Q1 が使用される。一方カレントミラーはPMOS
FET T2 およびT3から成り、正の高電圧+HV での動作を
可能とするためT3には高電圧PMOSが使用される。別の実
施例ではトランジスタT2およびT3はバイポーラトランジ
スタと置き換えられることが可能であり、この場合T3は
高電圧カレントミラー動作を実施するための高電圧素子
となる。一般に知られているように、出力トランジスタ
を高電圧素子に保ったままWilson回路または縦続回路の
ような構成を使用した低電圧素子を追加することにより
高電圧ミラーの特性が向上する。回路の動作は図２を用
いて先に説明を行ったものと同一であり、入力電位と高
電圧電源との差に応答して回路の二段めの経路に電流が
生成され、これが増幅器22の負の入力へ印加される。し
かし本実施例は+HV 電源に接続可能な高電圧P チャネル
カレントミラーを使用しており、このため入力信号が二
つの高電圧電源の間の範囲、即ち+HV から-HV のほとん
ど全体にわたり変化することが可能となる。先に参照し
たすべての接触および非接触設計に対してこの構成が等
しく適用可能であることは注意を要する。
【００３４】図８(A) および(B) に示されるように、ES
V の高電圧回路は単一の集積回路(IC)90に含まれること
が可能であり、該ICは高電圧NMOS FET Q1 および高電圧
PNPトランジスタQ4を有する。IC上にはまた高電圧ダイ
オード92が含まれ、これは非接触ESV で使用されること
が可能であり、また約190 Ωの抵抗値をそれぞれ有する
R1、R2、Rfb およびRzについての精密な追従動作を行
う。付加的抵抗は異なる点をタップしてR1およびR2に関
する全体の抵抗値を修正することが可能である。
【００３５】低電圧IC( 図には示されていない) および
高電圧IC90はこれをサポートする抵抗やキャパシタと共
に単一のセラミックハイブリッド基体にマウントされる
ことが可能である。低電圧回路のための電源は24V 電源
( 図には示されていない) から与えられ、低電圧IC上の
内部シャントレギュレータが低電圧電源を制御する。一
方図２および９を用いて先に説明したように、高電圧電
源はスコロトロングリッド電源から与えられることが可
能である。
【００３６】要約すると、本発明は静電電圧計回路に関
し、該回路は接触もしくは非接触、正もしくは負の電位
感知タイプの使用に適する。本発明は柔軟性のある低コ
ストな静電電圧計を可能にし、該静電電圧計は全体的設
計において高電圧集積回路を使用して生成される。本発
明はさらに、低電圧でまたグランド電位を基準とした信
号処理形態で高電圧の感知および高電圧のフィードバッ
クを可能とする。従って通常の静電電圧計で用いられて
いるようなグランドに対して浮いた低電圧電源の必要を
取り除くものとなる。
【００３７】
【発明の効果】以上から、本発明により絶縁面上の静電
場の電位を表す信号を効率的および高信頼性で生成する
装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の各実施例に共通な素子のブロック図を
示す。
【図２】本発明の各実施例に共通な電子回路の概略図を
示す。
【図３】本発明の接触静電電圧計の実施例に関する回路
の概略回路図を示す。
【図４】非接触静電電圧計の実施例で用いられる素子の
ブロック図を示す。
【図５】図４の非接触静電電圧計の実施例に関する回路
の概略回路図を示す。
【図６】図４に示す実施例とは別の非接触静電電圧計の
実施例のブロック図を示す。
【図７】出力に高電圧PMOS FETを用いて正負両入力電位
の特性づけを可能とするカレントミラーを用いた静電電
圧計回路の別の実施例を表す概略回路図を示す。
【図８】(A)は、本発明の高電圧集積回路の回路パッケ
ージ図を、(B)は、該集積回路のピンアウト図を、それ
ぞれ示す。
【図９】低電流、高電圧静電電圧計の電源としての自己
バイアススコロトロングリッドの使用を示す概略図を示
す。
【符号の説明】
１１０ スコロトロン ２００ センサー ２５０ プリアンプ ３００ 高電圧レベルシフト回路 ４００ 変換器 ５００ カレントミラー ５１０ ＡＣ信号処理システム ６００ インピーダンス変換増幅器

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 面上の静電電位に比例した低電圧信号を
    発生する装置であって、面上の静電電位を表す出力信号
    を生成するセンサー手段と、該静電電位と等しい極性で
    該静電電位より大きい電位を有する第一の電位を生成す
    るための高電圧源と、前記センサー手段により生成され
    た信号のレベルをグランド電位を基準とする出力信号と
    なるようにシフトさせるための、およびグランド電位を
    基準とする出力信号に応答して第一の信号を発生するた
    めの、前記高電圧源により駆動されるレベルシフト手段
    と、第一の信号を低電圧信号に変換するために前記レベ
    ルシフト手段から前記第一の信号を受信するよう接続さ
    れる手段であり、前記低電圧信号がグランド電位を基準
    とし、該低電圧信号のグランド電位からの変動の大きさ
    が面上の静電電位に比例する手段と、を含む面上の静電
    電位に比例した低電圧信号発生装置。
  2. 【請求項２】 前記変換手段が、第一の電流信号を受信
    して第一の電流信号の関数として第二の電流信号を生成
    するために前記レベルシフト手段の出力に接続されるカ
    レントミラーと、前記第一の極性と逆の極性を有する第
    二の電位を生成するため、および前記カレントミラーを
    駆動するための第二の電圧源と、前記カレントミラーに
    より生成される第二の電流信号を面上の静電電位を表す
    低電圧信号に変換するために前記カレントミラーの出力
    に接続されるインピーダンス変換増幅器と、を含む請求
    項１の装置。
  3. 【請求項３】 面上の静電電位に比例した低電圧電気信
    号を発生する装置であって、面上の静電電位を表すセン
    サー信号を生成するセンサー手段と、該静電電位と等し
    い極性で該静電電位より大きい電位を有する第一の電位
    を生成するための高電圧源と、前記センサー手段により
    生成された出力信号のレベルをグランド電位を基準とす
    る出力信号となるようにレベルをシフトさせるための、
    およびレベルがシフトしたセンサー信号に応答して第一
    の電流信号を発生するための前記高電圧源により駆動さ
    れてグランド電位を基準とするレベルシフト手段と、第
    一の電流信号を受信して第一の電流信号の関数として第
    二の電流信号を生成するために前記レベルシフト手段の
    出力に接続されるカレントミラーと、前記第一の極性と
    逆の極性を有する第二の電位を生成するため、および前
    記カレントミラーを駆動するための第二の電圧源と、前
    記カレントミラーにより生成される第二の電流信号を面
    上の静電電位を表す低電圧信号に変換するために前記カ
    レントミラーの出力に接続されるインピーダンス変換増
    幅器と、を含む面上の静電電位に比例した低電圧電気信
    号発生装置。
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