JPH0755046B2 - 直列共振インバータに対する負荷補償利得制御方式 - Google Patents
直列共振インバータに対する負荷補償利得制御方式Info
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- JPH0755046B2 JPH0755046B2 JP2213806A JP21380690A JPH0755046B2 JP H0755046 B2 JPH0755046 B2 JP H0755046B2 JP 2213806 A JP2213806 A JP 2213806A JP 21380690 A JP21380690 A JP 21380690A JP H0755046 B2 JPH0755046 B2 JP H0755046B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は一般に共振インバータに関するものである。更
に詳しくは、本発明は制御システムのループ利得および
帯域幅を実質的に一定に維持することにより広範囲の出
力負荷状態にわたって安定な動作を行なう直列共振イン
バータ用負荷補償利得制御に関するものである。
に詳しくは、本発明は制御システムのループ利得および
帯域幅を実質的に一定に維持することにより広範囲の出
力負荷状態にわたって安定な動作を行なう直列共振イン
バータ用負荷補償利得制御に関するものである。
発明の背景 共振インバータには低スイッチング損失および低スイッ
チング応力という利点がある。しかし、高周波共振タン
ク回路の高速動特性のため共振動作は複雑となる。した
がって、制御が難しい。具合の悪いことに、入力電力ま
たは出力負荷状態が変ったとき、出力の電圧または電流
の制御は通常の制御技術を使ったのでは行なえない。た
とえば、公知の共振インバータ出力負荷の電圧または電
流の１つの制御方法は、閉ループ制御によりインバータ
から共振回路に与えられる矩形波信号の周波数を変える
ものである。米国特許第4,541,041号には、このような
周波数制御技術がある程度開示されている。簡単に説明
すると、回路の共振の性質を利用して、インバータの制
御可能なスイッチ手段の動作周波数を変えることにより
出力の電圧または電流を制御することができる。このよ
うな周波数制御方法は特定の型式の共振インバータに対
する正規の出力負荷状態（すなわち、直列共振インバー
タに対する重負荷状態、または中負荷状態、および並列
共振インバータに対する軽負荷状態）のもとで満足でき
るものであることがわかった。しかし、この周波数制御
の欠点は拡張された出力負荷状態（すなわち、直列共振
インバータに対する軽負荷または無負荷の状態、および
並列共振インバータに対する重負荷状態）のもとで所望
の出力電圧または電流を維持するのに適切でないことが
あるということである。
チング応力という利点がある。しかし、高周波共振タン
ク回路の高速動特性のため共振動作は複雑となる。した
がって、制御が難しい。具合の悪いことに、入力電力ま
たは出力負荷状態が変ったとき、出力の電圧または電流
の制御は通常の制御技術を使ったのでは行なえない。た
とえば、公知の共振インバータ出力負荷の電圧または電
流の１つの制御方法は、閉ループ制御によりインバータ
から共振回路に与えられる矩形波信号の周波数を変える
ものである。米国特許第4,541,041号には、このような
周波数制御技術がある程度開示されている。簡単に説明
すると、回路の共振の性質を利用して、インバータの制
御可能なスイッチ手段の動作周波数を変えることにより
出力の電圧または電流を制御することができる。このよ
うな周波数制御方法は特定の型式の共振インバータに対
する正規の出力負荷状態（すなわち、直列共振インバー
タに対する重負荷状態、または中負荷状態、および並列
共振インバータに対する軽負荷状態）のもとで満足でき
るものであることがわかった。しかし、この周波数制御
の欠点は拡張された出力負荷状態（すなわち、直列共振
インバータに対する軽負荷または無負荷の状態、および
並列共振インバータに対する重負荷状態）のもとで所望
の出力電圧または電流を維持するのに適切でないことが
あるということである。
特に、直列共振インバータの周波数制御は通常、重負荷
状態または中負荷状態（すなわち低抵抗）の際、所望の
出力電圧を維持するのに適切である。というのは、これ
らの状態のもとでは、直列共振回路のＱが高く、したが
って周波数を変えたときの電圧または電流の変化のダイ
ナミックレンジが良好であるからである。しかし、拡張
された出力負荷状態すなわち軽出力負荷状態（すなわち
高抵抗）のもとでは、直列共振回路はＱが低く、したが
って周波数の関数としての電圧または電流の変化のダイ
ナミックレンジが小さい。その結果、直列共振インバー
タの場合、単に通常の周波数制御では軽負荷および無負
荷の状態で所望の出力の電圧または電流を維持すること
が不可能になることがある。
状態または中負荷状態（すなわち低抵抗）の際、所望の
出力電圧を維持するのに適切である。というのは、これ
らの状態のもとでは、直列共振回路のＱが高く、したが
って周波数を変えたときの電圧または電流の変化のダイ
ナミックレンジが良好であるからである。しかし、拡張
された出力負荷状態すなわち軽出力負荷状態（すなわち
高抵抗）のもとでは、直列共振回路はＱが低く、したが
って周波数の関数としての電圧または電流の変化のダイ
ナミックレンジが小さい。その結果、直列共振インバー
タの場合、単に通常の周波数制御では軽負荷および無負
荷の状態で所望の出力の電圧または電流を維持すること
が不可能になることがある。
更に、直列共振インバータは通常、出力負荷状態（すな
わち、出力電圧および電流）の独特の各組に対して電圧
利得の独特の値を示す。上述してきた周波数制御の方法
のような通常の制御方式では、低利得状態（すなわち、
比較的低い出力電流および比較的高い出力電圧）のもと
でのシステム応答を犠牲にして、高利得状態（すなわ
ち、比較的大きい出力電流および比較的低い出力電圧）
のもとでの安定度が得られている。したがって、広範囲
の出力負荷状態にわたって制御システムのループ利得を
一定に維持する共振インバータ制御方式が提供されるこ
とは望ましい。
わち、出力電圧および電流）の独特の各組に対して電圧
利得の独特の値を示す。上述してきた周波数制御の方法
のような通常の制御方式では、低利得状態（すなわち、
比較的低い出力電流および比較的高い出力電圧）のもと
でのシステム応答を犠牲にして、高利得状態（すなわ
ち、比較的大きい出力電流および比較的低い出力電圧）
のもとでの安定度が得られている。したがって、広範囲
の出力負荷状態にわたって制御システムのループ利得を
一定に維持する共振インバータ制御方式が提供されるこ
とは望ましい。
発明の目的 したがって、本発明の１つの目的は出力電圧制御のダイ
ナミックレンジが改良された直列共振インバータに対す
る制御方式を提供することである。
ナミックレンジが改良された直列共振インバータに対す
る制御方式を提供することである。
本発明のもう１つの目的はほぼ一定の帯域幅を維持する
ことにより広範囲の出力負荷状態にわたって安定な動作
を行なう直列共振インバータ制御方式を提供することで
ある。
ことにより広範囲の出力負荷状態にわたって安定な動作
を行なう直列共振インバータ制御方式を提供することで
ある。
本発明の更にもう１つの目的は出力負荷状態の変化を補
償することにより制御システムのループ利得を一定に維
持する直列共振インバータ制御方式を提供することであ
る。
償することにより制御システムのループ利得を一定に維
持する直列共振インバータ制御方式を提供することであ
る。
発明の要約 本発明の上記および他の目的はすべての負荷状態のもと
で帯域幅および制御システムのループ利得を実質的に一
定に維持する新しく改良された直列共振インバータ制御
システムで達成される。新しいインバータ制御システム
は、負荷状態の独特な各組に対して独特な利得または減
衰係数（すなわち負荷補償係数）を発生する負荷補償利
得制御回路を含む。所望の負荷状態のもとでのインバー
タ利得にそれに対応する利得または減衰係数を乗算す
る。このようにして、制御システムのループ利得が実質
的に一定に維持される。
で帯域幅および制御システムのループ利得を実質的に一
定に維持する新しく改良された直列共振インバータ制御
システムで達成される。新しいインバータ制御システム
は、負荷状態の独特な各組に対して独特な利得または減
衰係数（すなわち負荷補償係数）を発生する負荷補償利
得制御回路を含む。所望の負荷状態のもとでのインバー
タ利得にそれに対応する利得または減衰係数を乗算す
る。このようにして、制御システムのループ利得が実質
的に一定に維持される。
負荷補償利得制御回路の好ましい態様では、一定利得増
幅器およびプログラマブル乗算形ディジタル−アナログ
変換器を含む制御ループが設けられる。ディジタル−ア
ナログ変換器は出力負荷状態の独特な各組に対して独特
な利得または減衰係数を発生するようにプログラミング
されている。
幅器およびプログラマブル乗算形ディジタル−アナログ
変換器を含む制御ループが設けられる。ディジタル−ア
ナログ変換器は出力負荷状態の独特な各組に対して独特
な利得または減衰係数を発生するようにプログラミング
されている。
別の態様では、負荷補償利得制御回路はアナログ乗算器
を含む。この場合には、出力の電流および電圧が継続的
に監視され、アナログ乗算器が利得係数回路と協同して
それらから対応する負荷補償係数を計算する。
を含む。この場合には、出力の電流および電圧が継続的
に監視され、アナログ乗算器が利得係数回路と協同して
それらから対応する負荷補償係数を計算する。
本発明の特徴および利点は図面を参照した本発明の以下
の詳細な説明により明らかとなろう。
の詳細な説明により明らかとなろう。
発明の詳しい説明 本発明の改良された共振インバータ制御システムについ
て第１図に示される直流−直流変換器を参照して説明す
る。外部電源（図示しない）は変換器の入力端子10およ
び11に直流電圧VSを供給する。逆電流を通すことがで
き、かつスイッング信号によってターンオフし得る４個
のスイッチングデバイスをそなえた全波ブリッジインバ
ータ12が、端子10と11との間に接続されている。スイッ
チングデバイスS1,S2,S3およびS4はバイポーラ接合トラ
ンジスタ（BJT）として示されている。各スイッチング
デバイスにはダイオードD1,D2,D3およびD4が逆並列に接
続されている。変換器がインバータの共振周波数より上
で動作するとき、スイッチングデバイスは零電流でター
ンオンし、逆並列のダイオードが自然に転流する。した
がって、これらのダイオードは高速回復（fast recover
y）形である必要はない。更に、BJTのかわりにゲートタ
ーンオフ機能をそなえた他のスイッチングデバイスを使
うこともできる。たとえば、それぞれ逆電流を通すため
の一体の寄生ダイオードをそなえた電界効果トランジス
タ（FET）、またはモノリシックのダーリントン接続パ
ワートランジスタを使うことができる。更に、全波ブリ
ッジインバータは説明のみの目的で例示してあり、本発
明の制御技術はこのようなインバータに使用するのに限
定されるものではない。
て第１図に示される直流−直流変換器を参照して説明す
る。外部電源（図示しない）は変換器の入力端子10およ
び11に直流電圧VSを供給する。逆電流を通すことがで
き、かつスイッング信号によってターンオフし得る４個
のスイッチングデバイスをそなえた全波ブリッジインバ
ータ12が、端子10と11との間に接続されている。スイッ
チングデバイスS1,S2,S3およびS4はバイポーラ接合トラ
ンジスタ（BJT）として示されている。各スイッチング
デバイスにはダイオードD1,D2,D3およびD4が逆並列に接
続されている。変換器がインバータの共振周波数より上
で動作するとき、スイッチングデバイスは零電流でター
ンオンし、逆並列のダイオードが自然に転流する。した
がって、これらのダイオードは高速回復（fast recover
y）形である必要はない。更に、BJTのかわりにゲートタ
ーンオフ機能をそなえた他のスイッチングデバイスを使
うこともできる。たとえば、それぞれ逆電流を通すため
の一体の寄生ダイオードをそなえた電界効果トランジス
タ（FET）、またはモノリシックのダーリントン接続パ
ワートランジスタを使うことができる。更に、全波ブリ
ッジインバータは説明のみの目的で例示してあり、本発
明の制御技術はこのようなインバータに使用するのに限
定されるものではない。
インダクタ14、コンデンサ16、および隔離変圧器18を含
む直列共振タンク回路が接続点ａとｂとの間に接続され
ている。接続点ａはスイッチングデバイスS1とS2との間
の接続点を構成し、接続点ｂはスイッチングデバイスS3
とS4との間の接続点を構成する。変圧器18の二次巻線は
全波整流器20の入力に接続されている。整流器の出力は
波コンデンサ22および出力負荷（図示しない）と並列
に接続されている。その両端間に変換器出力電圧VOUTが
生じる。
む直列共振タンク回路が接続点ａとｂとの間に接続され
ている。接続点ａはスイッチングデバイスS1とS2との間
の接続点を構成し、接続点ｂはスイッチングデバイスS3
とS4との間の接続点を構成する。変圧器18の二次巻線は
全波整流器20の入力に接続されている。整流器の出力は
波コンデンサ22および出力負荷（図示しない）と並列
に接続されている。その両端間に変換器出力電圧VOUTが
生じる。
直列共振回路に印加される電圧は矩形波信号であり、そ
の振幅は電圧−VSと電圧＋VSとの間で切り換わる。従来
の周波数制御システムはスイッチングデバイスの動作可
能な周波数範囲内で安定な動作を維持するためにこの矩
形波信号の動作周波数を変える。動作可能な周波数範囲
はインバータ共振周波数から最大周波数まで伸びる。最
大周波数を超えると、スイッチングデバイスは満足に動
作しなくなる。当業者には明らかなように、直列共振回
路は矩形波信号に対して二次フィルタとして動作して、
出力電圧波形を定める。
の振幅は電圧−VSと電圧＋VSとの間で切り換わる。従来
の周波数制御システムはスイッチングデバイスの動作可
能な周波数範囲内で安定な動作を維持するためにこの矩
形波信号の動作周波数を変える。動作可能な周波数範囲
はインバータ共振周波数から最大周波数まで伸びる。最
大周波数を超えると、スイッチングデバイスは満足に動
作しなくなる。当業者には明らかなように、直列共振回
路は矩形波信号に対して二次フィルタとして動作して、
出力電圧波形を定める。
第２図は直列共振インバータに対する通常の制御ループ
の簡略化されたブロック図である。指令された出力VREF
は加算器22により点Ｄの出力電圧VOUTと比較される。そ
の結果として点Ａに得られる誤差信号VERRが誤差増幅器
24に与えられる。好ましい誤差増幅器は積分器である。
しかし、特定の応用例では、比例プラス積分補償器が好
ましいことがある。点Ｃの誤差増幅器24の出力信号は、
駆動信号を発生するための電圧−周波数変換器26に与え
られる。駆動信号は半導体ベースドライバ28を介してス
イッチングデバイスS1,S2,S3およびS4に与えられる。イ
ンターナショナル・レクティファイヤ社（Internationa
l Rectifier Company）製のIR2110ブリッジドライバの
ような任意の通常のベースドライバを用いることができ
る。
の簡略化されたブロック図である。指令された出力VREF
は加算器22により点Ｄの出力電圧VOUTと比較される。そ
の結果として点Ａに得られる誤差信号VERRが誤差増幅器
24に与えられる。好ましい誤差増幅器は積分器である。
しかし、特定の応用例では、比例プラス積分補償器が好
ましいことがある。点Ｃの誤差増幅器24の出力信号は、
駆動信号を発生するための電圧−周波数変換器26に与え
られる。駆動信号は半導体ベースドライバ28を介してス
イッチングデバイスS1,S2,S3およびS4に与えられる。イ
ンターナショナル・レクティファイヤ社（Internationa
l Rectifier Company）製のIR2110ブリッジドライバの
ような任意の通常のベースドライバを用いることができ
る。
第３図は第１図の直列共振インバータについて出力電流
を変えたときの出力電圧と周波数の関係をグラフで表示
したものである。詳しく述べると、図示の曲線はほぼ0.
マイクロファラドのコンデンサおよびほぼ126.7マイク
ロヘンリーのインダクタを持つ直列共振インバータにつ
いて描いたものである。これらの回路パラメータにより
インバータの共振周波数はほぼ20キロヘルツ（kHz）と
なる。異なる出力電流に対応する各曲線について、一定
出力電圧に於ける傾斜を計算することによって制御シス
テムのループ利得VOUT/VERRを求めた。この結果を表１
に示す。
を変えたときの出力電圧と周波数の関係をグラフで表示
したものである。詳しく述べると、図示の曲線はほぼ0.
マイクロファラドのコンデンサおよびほぼ126.7マイク
ロヘンリーのインダクタを持つ直列共振インバータにつ
いて描いたものである。これらの回路パラメータにより
インバータの共振周波数はほぼ20キロヘルツ（kHz）と
なる。異なる出力電流に対応する各曲線について、一定
出力電圧に於ける傾斜を計算することによって制御シス
テムのループ利得VOUT/VERRを求めた。この結果を表１
に示す。
この特定の共振インバータでは、50ミリアンペア（mA）
から500mAまでの範囲でインバータの利得がほぼ1:13変
化する。
から500mAまでの範囲でインバータの利得がほぼ1:13変
化する。
第４図および第５図は出力電流がそれぞれ50mAおよび50
0mAで、出力電圧VOUT＝140ボルト（Ｖ）のときの上記共
振インバータに関するボード線図である。インバータ・
システムの周波数応答の安定度はこれらのボード線図を
解析することによって判定することができる。特に、安
定度に対する臨界点は−１の開放ループ利得のところに
ある。すなわち、利得が０デシベル（dB）で、移相が−
180゜の点にある。第４図および第５図の各々につい
て、プロットＩは第２図の点Ａから点Ｃまでの誤差増幅
器24の利得を表わす。プロットIIは第２図の点Ｃと点Ｄ
との間のインバータの利得を表わす。プロットIIIは第
２図の点Ａと点Ｄとの間の制御システムのインバータの
ループ利得VOUT/VERRを表わす。
0mAで、出力電圧VOUT＝140ボルト（Ｖ）のときの上記共
振インバータに関するボード線図である。インバータ・
システムの周波数応答の安定度はこれらのボード線図を
解析することによって判定することができる。特に、安
定度に対する臨界点は−１の開放ループ利得のところに
ある。すなわち、利得が０デシベル（dB）で、移相が−
180゜の点にある。第４図および第５図の各々につい
て、プロットＩは第２図の点Ａから点Ｃまでの誤差増幅
器24の利得を表わす。プロットIIは第２図の点Ｃと点Ｄ
との間のインバータの利得を表わす。プロットIIIは第
２図の点Ａと点Ｄとの間の制御システムのインバータの
ループ利得VOUT/VERRを表わす。
第４図に示すように、50mAの電流で140Vの出力負荷状態
のもとでは、インバータ利得は1.6dBである。これらの
出力状態のもとで、誤差増幅器は100ヘルツ（Hz）の周
波数で0dBの利得になり、システムのループ利得は約150
Hzで0dBになる。
のもとでは、インバータ利得は1.6dBである。これらの
出力状態のもとで、誤差増幅器は100ヘルツ（Hz）の周
波数で0dBの利得になり、システムのループ利得は約150
Hzで0dBになる。
第５図に示すように、500mAの電流で140Vの出力負荷状
態では、誤差増幅器の利得が0dBになるのは第４図に示
すのと同じであるが、システムのループ利得が0dBにな
るのは2200Hzで生じる。これらの出力状態のもとでのイ
ンバータ利得は24dBである。したがって、これらの出力
負荷状態のもとでのシステムの帯域幅は50mAの出力電流
に於けるシステムのものより10倍以上大きい。更に、シ
ステムは安定であり、インバータの動的システム応答は
500mA、140Vでは50mA、140Vの場合に比べて10倍以上早
い。
態では、誤差増幅器の利得が0dBになるのは第４図に示
すのと同じであるが、システムのループ利得が0dBにな
るのは2200Hzで生じる。これらの出力状態のもとでのイ
ンバータ利得は24dBである。したがって、これらの出力
負荷状態のもとでのシステムの帯域幅は50mAの出力電流
に於けるシステムのものより10倍以上大きい。更に、シ
ステムは安定であり、インバータの動的システム応答は
500mA、140Vでは50mA、140Vの場合に比べて10倍以上早
い。
上記の解析から、出力負荷状態の各組に対してインバー
タ利得の独特な値が存在することが明らかである。しか
し、本発明の新しく改良された共振インバータ制御シス
テムはこの効果を補償することにより、安定な動作を維
持しつつ、すべての出力負荷状態のもとでほぼ一定の帯
域幅を維持すると共に一定の制御システム利得を維持す
る。
タ利得の独特な値が存在することが明らかである。しか
し、本発明の新しく改良された共振インバータ制御シス
テムはこの効果を補償することにより、安定な動作を維
持しつつ、すべての出力負荷状態のもとでほぼ一定の帯
域幅を維持すると共に一定の制御システム利得を維持す
る。
第６図は本発明の新しいインバータ制御システムのブロ
ック図である。第６図のブロック図は第２図のブロック
図と類似しているが、負荷補償利得制御回路30が負荷さ
れている点で相違する。負荷補償利得制御（LCGC）回路
は加算器22から誤差信号VERRを受け、出力負荷状態の独
特の各組に対する独特な利得（または減衰）係数すなわ
ち負荷補償係数を与える。詳しく述べると、負荷補償利
得制御回路30は上記の独特の各インバータ利得値に独特
の利得（または減衰）係数すなわち負荷補償係数を乗算
することによりすべての出力負荷状態にわたってほぼ一
定のインバータループ利得を維持する。
ック図である。第６図のブロック図は第２図のブロック
図と類似しているが、負荷補償利得制御回路30が負荷さ
れている点で相違する。負荷補償利得制御（LCGC）回路
は加算器22から誤差信号VERRを受け、出力負荷状態の独
特の各組に対する独特な利得（または減衰）係数すなわ
ち負荷補償係数を与える。詳しく述べると、負荷補償利
得制御回路30は上記の独特の各インバータ利得値に独特
の利得（または減衰）係数すなわち負荷補償係数を乗算
することによりすべての出力負荷状態にわたってほぼ一
定のインバータループ利得を維持する。
第７図は負荷補償利得制御回路30の一実施例を示す。誤
差電圧VERRが一定利得増幅器32に与えられる。一定利得
増幅器32の出力信号は可変利得回路34に与えられる。可
変利得回路34はプログラマブル乗算形ディジタル−アナ
ログ変換器（DAC）で構成することが好ましい。このDAC
（34）の利得はコンピュータによりプログラミングされ
ていて、現在の負荷状態および所望の負荷状態に応じて
きめられる。詳しく述べると、DAC（34）は利得ルック
アップテーブルまたは中央処理装置（CPU）35を使って
プログラミングされる。各利得値は出力負荷状態の特定
の組に対応するようにプログラミングされる。たとえ
ば、一定利得増幅器32が22.4dBの一定利得を持つ場合、
上記共振インバータと本発明の制御システムとの組合わ
せについてのデータを表IIに示してある。
差電圧VERRが一定利得増幅器32に与えられる。一定利得
増幅器32の出力信号は可変利得回路34に与えられる。可
変利得回路34はプログラマブル乗算形ディジタル−アナ
ログ変換器（DAC）で構成することが好ましい。このDAC
（34）の利得はコンピュータによりプログラミングされ
ていて、現在の負荷状態および所望の負荷状態に応じて
きめられる。詳しく述べると、DAC（34）は利得ルック
アップテーブルまたは中央処理装置（CPU）35を使って
プログラミングされる。各利得値は出力負荷状態の特定
の組に対応するようにプログラミングされる。たとえ
ば、一定利得増幅器32が22.4dBの一定利得を持つ場合、
上記共振インバータと本発明の制御システムとの組合わ
せについてのデータを表IIに示してある。
表IIから明らかなように、第６図の点ＣからＤまでの独
特なインバータの利得は各出力負荷状態に対して通常の
システムのものと同じになっている。更に、負荷補償回
路30は各出力負荷状態に対する独特な利得すなわち負荷
補償係数を持つ。各々の場合において、可変利得回路34
によって定められた対応する負荷補償係数がインバータ
利得に乗算される。その結果、すべての出力負荷状態に
対して24dBの一定のインバータループ利得が得られる。
特なインバータの利得は各出力負荷状態に対して通常の
システムのものと同じになっている。更に、負荷補償回
路30は各出力負荷状態に対する独特な利得すなわち負荷
補償係数を持つ。各々の場合において、可変利得回路34
によって定められた対応する負荷補償係数がインバータ
利得に乗算される。その結果、すべての出力負荷状態に
対して24dBの一定のインバータループ利得が得られる。
第８図および第９図は出力負荷状態がそれぞれ50mAおよ
び500mAで140Vのときの本発明による直列共振インバー
タ制御システムについてのボード線図である。第８図お
よび第９図の各々を第６図のブロック図と共に参照して
説明する。プロットＩは点ＢとＣとの間の誤差増幅器24
の利得を表わす。プロットIIは点ＣとＤとの間のインバ
ータ利得を表わす。プロットIIIは点ＡとＢとの間の負
荷補償利得制御回路（LCGC）30の利得を表わす。プロッ
トIVは点ＡとＤとの間の制御システムのループ利得を表
わす。
び500mAで140Vのときの本発明による直列共振インバー
タ制御システムについてのボード線図である。第８図お
よび第９図の各々を第６図のブロック図と共に参照して
説明する。プロットＩは点ＢとＣとの間の誤差増幅器24
の利得を表わす。プロットIIは点ＣとＤとの間のインバ
ータ利得を表わす。プロットIIIは点ＡとＢとの間の負
荷補償利得制御回路（LCGC）30の利得を表わす。プロッ
トIVは点ＡとＤとの間の制御システムのループ利得を表
わす。
第８図と第９図を比較することにより両方の組の動作状
態のもとでインバータの帯域幅が同じであることがわか
る。更に制御システムのループ利得は両方の組の動作状
態に対して、またそれらの間の電流範囲内のすべての動
作状態の組に対して同じである。その結果、本発明の新
しいインバータ制御システムは出力電流のすべての値に
対して同じ速度で140Vの所望の出力電圧に近づく。
態のもとでインバータの帯域幅が同じであることがわか
る。更に制御システムのループ利得は両方の組の動作状
態に対して、またそれらの間の電流範囲内のすべての動
作状態の組に対して同じである。その結果、本発明の新
しいインバータ制御システムは出力電流のすべての値に
対して同じ速度で140Vの所望の出力電圧に近づく。
第10図はループ補償利得制御回路30の代りの実施例を示
す。抵抗の分圧回路網または他の周知の電圧センサのよ
うな出力電圧センサ40が出力電圧VOUTを継続的に監視す
る。ホール効果センサまたは他の周知の電流センサのよ
うな出力電流センサ42が出力負荷電流IOUTを継続的に監
視する。電圧VOUTおよび電流IOUTの瞬時値が利得計算回
路44に入力信号として与えられる。利得計算回路44はそ
れに対応する利得値ｇ（VOUT,IOUT）を計算する。たと
えば表IIに関する前に説明した場合では、利得計算回路
44はその中のデータを使って利得値ｇ（VOUT,IOUT）を
発生するように構成してもよい。誤差電圧VERRおよび利
得値ｇ（VOUT,IOUT）がアナログ乗算器46に与えられ
る。アナログ乗算器46は電圧Ｖ得ERRと利得値ｇ（VOUT,
IOUT）とを乗算することによって利得（または減衰）係
数を発生する。
す。抵抗の分圧回路網または他の周知の電圧センサのよ
うな出力電圧センサ40が出力電圧VOUTを継続的に監視す
る。ホール効果センサまたは他の周知の電流センサのよ
うな出力電流センサ42が出力負荷電流IOUTを継続的に監
視する。電圧VOUTおよび電流IOUTの瞬時値が利得計算回
路44に入力信号として与えられる。利得計算回路44はそ
れに対応する利得値ｇ（VOUT,IOUT）を計算する。たと
えば表IIに関する前に説明した場合では、利得計算回路
44はその中のデータを使って利得値ｇ（VOUT,IOUT）を
発生するように構成してもよい。誤差電圧VERRおよび利
得値ｇ（VOUT,IOUT）がアナログ乗算器46に与えられ
る。アナログ乗算器46は電圧Ｖ得ERRと利得値ｇ（VOUT,
IOUT）とを乗算することによって利得（または減衰）係
数を発生する。
たとえば寄生コンデンサおよびインダクタの二次効果に
よる高周波極（pole）を有し、かつ通常の制御システム
を使用するインバータは低出力電流で安定、高出力電流
で不安定となることがある。したがって高出力電流で
は、システムのループ応答は−180゜の移相に対応す
る、40dB/ディゲート（decade）より大きい傾斜での零
交差点を有する。本発明による負荷補償回路を使うこと
により、負荷補償係数が帯域幅を小さくし、その後、帯
域幅は一定に維持される。したがって、すべての動作状
態のもとでシステムの安定度が保証される。このような
場合、負荷補償係数は減衰係数である。
よる高周波極（pole）を有し、かつ通常の制御システム
を使用するインバータは低出力電流で安定、高出力電流
で不安定となることがある。したがって高出力電流で
は、システムのループ応答は−180゜の移相に対応す
る、40dB/ディゲート（decade）より大きい傾斜での零
交差点を有する。本発明による負荷補償回路を使うこと
により、負荷補償係数が帯域幅を小さくし、その後、帯
域幅は一定に維持される。したがって、すべての動作状
態のもとでシステムの安定度が保証される。このような
場合、負荷補償係数は減衰係数である。
本発明の実施例を図示し説明してきたが、このような実
施例は例示のためのものに過ぎない。当業者は本発明を
逸脱することなく多数の変形、変更および置換を考え付
くことができよう。したがって、本発明は請求の範囲の
趣旨と範囲により限定される。
施例は例示のためのものに過ぎない。当業者は本発明を
逸脱することなく多数の変形、変更および置換を考え付
くことができよう。したがって、本発明は請求の範囲の
趣旨と範囲により限定される。
第１図は直列共振インバータを含む直流−直流変換回路
の概略回路図である。第２図は第１図の直列共振インバ
ータに対する従来の制御システムの概略ブロック図であ
る。第３図は第２図のシステムによって制御される第１
図の直列共振インバータの、特定の出力電流に於ける出
力電圧と周波数の関係を示すグラフである。第４図は第
２図のシステムの140ボルトで50ミリアンペアの出力負
荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。第５図
は第２図のシステムの140ボルトで500ミリアンペアの出
力負荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。第
６図は本発明による直列共振インバータ制御システムの
概略ブロック図である。第７図は第６図のインバータ制
御システムで有用な負荷補償利得制御回路の概略ブロッ
ク図である。第８図は第６図のシステムの140ボルトで5
0ミリアンペアの出力負荷状態に於けるボード線図を示
すグラフである。第９図は第６図のシステムの140ボル
トで500ミリアンペアの出力負荷状態に於けるボード線
図を示すグラフである。第10図は第６図のインバータ制
御システムで有用な負荷補償利得制御回路の代替実施例
の概略ブロック図である。 ［主な符号の説明］ 12……全波ブリッジインバータ、 14……インダクタ、 16……コンデンサ、 18……変圧器、 20……全波整流器、 30……負荷補償利得制御回路、 34……可変利得回路、 35……中央処理装置、 40……出力電圧センサ、 42……出力電流センサ、 44……利得計算回路、 46……アナログ乗算器、 S1〜S4……スイッチングデバイス。
の概略回路図である。第２図は第１図の直列共振インバ
ータに対する従来の制御システムの概略ブロック図であ
る。第３図は第２図のシステムによって制御される第１
図の直列共振インバータの、特定の出力電流に於ける出
力電圧と周波数の関係を示すグラフである。第４図は第
２図のシステムの140ボルトで50ミリアンペアの出力負
荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。第５図
は第２図のシステムの140ボルトで500ミリアンペアの出
力負荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。第
６図は本発明による直列共振インバータ制御システムの
概略ブロック図である。第７図は第６図のインバータ制
御システムで有用な負荷補償利得制御回路の概略ブロッ
ク図である。第８図は第６図のシステムの140ボルトで5
0ミリアンペアの出力負荷状態に於けるボード線図を示
すグラフである。第９図は第６図のシステムの140ボル
トで500ミリアンペアの出力負荷状態に於けるボード線
図を示すグラフである。第10図は第６図のインバータ制
御システムで有用な負荷補償利得制御回路の代替実施例
の概略ブロック図である。 ［主な符号の説明］ 12……全波ブリッジインバータ、 14……インダクタ、 16……コンデンサ、 18……変圧器、 20……全波整流器、 30……負荷補償利得制御回路、 34……可変利得回路、 35……中央処理装置、 40……出力電圧センサ、 42……出力電流センサ、 44……利得計算回路、 46……アナログ乗算器、 S1〜S4……スイッチングデバイス。
Claims (7)
- 【請求項１】直流−直流共振回路に於いて、 ２対の制御可能なスイッチ手段を持つ共振インバータで
あって、各対のスイッチ手段が直列に接続されてそれら
の間にそれぞれの接続点を形成し、この各対の直列接続
されたスイッチ手段が外部の直流電源の両端間に並列に
接続されている共振インバータ、 上記制御可能なスイッチ手段の接続点相互の間に接続さ
れた、コンデンサとインダクタを含む直列共振回路であ
って、上記インバータから矩形波電圧を印加されるよう
に構成されている直列共振回路、 上記直列共振回路に誘導結合された全波整流器であっ
て、その出力からほぼ一定の出力電流でほぼ一定の予め
選定された出力電圧を供給するように構成されている全
波整流器、ならびに 上記整流器の実際の出力電圧と上記の予め選定された出
力電圧との差を受け取るように結合された負荷補償利得
制御手段であって、上記の予め選定された出力電圧およ
び上記インバータの上記出力電流に対応する負荷補償係
数を上記インバータの電圧利得に乗算することにより実
質的に一定のインバータループ利得を維持する負荷補償
利得制御手段、を含むことを特徴とする直流−直流変換
回路。 - 【請求項２】上記負荷補償利得制御手段がプログラマブ
ル・ディジタル−アナログ変換器を含み、該プログラマ
ブル・ディジタル−アナログ変換器がこの変換器に対す
るプログラミング手段に応答して上記負荷補償係数を発
生する請求項１記載の直流−直流変換回路。 - 【請求項３】上記プログラミング手段が、上記の予め選
定された出力電圧および上記出力電流の各組合わせに対
応するそれぞれ別個の利得値を含む補償利得ルックアッ
プテーブルを含んでいる請求項２記載の直流−直流変換
回路。 - 【請求項４】上記負荷補償利得制御手段が、 瞬時出力負荷電圧を継続的に監視する電圧検知手段、 瞬時出力負荷電流を継続的に監視する電流検知手段、な
らびに 上記電圧検知手段および上記電流検知手段に応答して、
瞬時出力負荷電圧および瞬時出力負荷電流に対応する上
記補償係数を計算するアナログ計算手段 を含んでいる請求項１記載の直流−直流変換回路。 - 【請求項５】矩形波信号を発生して、直列共振回路に該
矩形波信号を印加するための制御可能なスイッチ手段を
含む共振インバータが、その出力からほぼ一定の予め選
定された出力電圧およびほぼ一定の出力電流を供給する
ように、該共振インバータを制御する方法に於いて、 上記の予め選定された出力電圧および上記の出力電流に
対応する上記インバータの電圧利得を決定するステッ
プ、ならびに 上記の予め選定された出力電圧および上記の出力電流に
対応する補償係数を上記インバータ電圧利得に乗算する
ことによりインバータループ利得を実質的に一定にする
ステップ、 を含むことを特徴とする共振インバータの制御方法。 - 【請求項６】プログラマブル・ディジタル−アナログ変
換器を設け、補償利得ルックアップテーブルにより該デ
ィジタル−アナログ変換器をプログラミングし、上記の
予め選定された出力負荷電圧および上記出力負荷電流に
対応する補償利得のそれぞれの値を検索することを更に
含む請求項５記載の共振インバータの制御方法。 - 【請求項７】上記の予め選定された出力電圧および上記
出力電流に対応する上記インバータの電圧利得を決定す
る上記ステップが、瞬時出力負荷電圧および瞬時出力負
荷電流を継続的に監視し、瞬時出力負荷電圧および瞬時
出力負荷電流に対応する上記電圧利得を計算することを
含む請求項５記載の共振インバータの制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/393,187 US4969076A (en) | 1989-08-14 | 1989-08-14 | Load compensating gain control for a series resonant inverter |
| US393,187 | 1989-08-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03117366A JPH03117366A (ja) | 1991-05-20 |
| JPH0755046B2 true JPH0755046B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=23553639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2213806A Expired - Fee Related JPH0755046B2 (ja) | 1989-08-14 | 1990-08-14 | 直列共振インバータに対する負荷補償利得制御方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4969076A (ja) |
| EP (1) | EP0413514A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0755046B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05137332A (ja) * | 1991-11-13 | 1993-06-01 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | スイツチング電源の制御方法 |
| GB2265502A (en) * | 1993-03-22 | 1993-09-29 | Yang Tai Her | Dc-ac converter |
| ATE134087T1 (de) * | 1993-03-22 | 1996-02-15 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zur arbeitspunktregelung eines reihenschwingkreis- wechselrichters |
| US5646835A (en) * | 1995-11-20 | 1997-07-08 | General Electric Company | Series resonant converter |
| US5764463A (en) * | 1996-09-06 | 1998-06-09 | Hypro Corporation | Current limiting circuit and electronic fuse for use in foam injection fire fighting systems |
| US6586900B2 (en) | 1999-02-08 | 2003-07-01 | Baker Hughes Incorporated | Method for boosting the output voltage of a variable frequency drive |
| WO2001089068A2 (en) * | 2000-05-12 | 2001-11-22 | Baker Hughes Incorporated | Method for boosting the output voltage of a variable frequency drive |
| JP3700059B2 (ja) * | 2002-08-12 | 2005-09-28 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| US9225253B2 (en) * | 2012-10-23 | 2015-12-29 | Microchip Technology Inc. | High voltage switching linear amplifier and method therefor |
| CN113067555B (zh) * | 2021-06-03 | 2021-09-03 | 上海芯龙半导体技术股份有限公司 | 误差放大器的增益补偿电路及开关电源 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2108733A (en) * | 1981-09-24 | 1983-05-18 | Kureha Chemical Ind Co Ltd | Capacitor charging apparatus |
| US4504895A (en) * | 1982-11-03 | 1985-03-12 | General Electric Company | Regulated dc-dc converter using a resonating transformer |
| US4541041A (en) * | 1983-08-22 | 1985-09-10 | General Electric Company | Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter |
| US4670832A (en) * | 1986-06-12 | 1987-06-02 | General Electric Company | Resonant inverter having improved control at enablement |
| US4694383A (en) * | 1986-09-15 | 1987-09-15 | Sundstrand Corporation | Controller for a resonant converter |
| DE3868803D1 (de) * | 1987-09-16 | 1992-04-09 | Hitachi Ltd | Leistungsquelleneinrichtung. |
| US4855888A (en) * | 1988-10-19 | 1989-08-08 | Unisys Corporation | Constant frequency resonant power converter with zero voltage switching |
-
1989
- 1989-08-14 US US07/393,187 patent/US4969076A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-08-09 EP EP19900308776 patent/EP0413514A3/en not_active Ceased
- 1990-08-14 JP JP2213806A patent/JPH0755046B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4969076A (en) | 1990-11-06 |
| EP0413514A2 (en) | 1991-02-20 |
| JPH03117366A (ja) | 1991-05-20 |
| EP0413514A3 (en) | 1991-04-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |