JPH0754432B2 - Music signal generator - Google Patents

Music signal generator

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JPH0754432B2
JPH0754432B2 JP61311285A JP31128586A JPH0754432B2 JP H0754432 B2 JPH0754432 B2 JP H0754432B2 JP 61311285 A JP61311285 A JP 61311285A JP 31128586 A JP31128586 A JP 31128586A JP H0754432 B2 JPH0754432 B2 JP H0754432B2
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address signal
data
order
filter coefficient
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルフィルタ演算を利用して折返し
ノイズ等の除去や音色制御等を行う楽音信号発生装置に
関し、特に、比較的簡単なハードウェア構成で精度の良
いディジタルフィルタ演算を行うことができるようにし
た楽音信号発生装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a musical tone signal generator that removes aliasing noise or the like and controls a tone color by using a digital filter operation, and particularly, a relatively simple hardware. The present invention relates to a musical tone signal generation device capable of performing a highly accurate digital filter calculation with a configuration.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

電子楽器においては、ディジタル楽音信号の音色を制御
するあるいはノイズを除去する等の目的でディジタルフ
ィルタが使用されている。例えば、合成しようとする楽
音の周波数に無関係に常に一定のサンプリング周波数で
サンプリングすることにより楽音信号を合成する所謂ピ
ッチ非同期型の楽音合成方法においては、一般に楽音の
周波数とサンプリング周波数とは非整数比であり、サン
プリング定理から明らかなように楽音周波数に非調和な
折返しノイズが発生するおそれがあり、これを除去する
必要がある。このようなピッチ非同期型の楽音信号に含
まれる折返しノイズを除去するための方策として、折返
しノイズを除去する特性のディジタルフィルタに楽音信
号を通すようにすることが従来考えられている（特開昭
61-90514号公報）。In electronic musical instruments, a digital filter is used for the purpose of controlling the tone color of a digital tone signal or removing noise. For example, in a so-called pitch-asynchronous tone synthesis method that synthesizes a tone signal by always sampling at a constant sampling frequency regardless of the frequency of the tone to be synthesized, in general, the tone frequency and the sampling frequency are non-integer ratios. As is clear from the sampling theorem, there is a possibility that aliasing noise that is inharmonic with the tone frequency may occur, and it is necessary to remove this. As a measure for removing the aliasing noise included in such a pitch-asynchronous tone signal, it has been conventionally considered to pass the tone signal through a digital filter having a characteristic of removing the aliasing noise (Japanese Patent Laid-Open Publication No. Sho.
61-90514).

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

ディジタルフィルタに楽音信号を通して折返しノイズを
除去するものにおいては、フィルタの次数を十分にとっ
て精度の良いフィルタ演算を行わねばならないため、フ
ィルタの構成が複雑になるという問題点がある。また、
折返しノイズ除去用のディジタルフィルタに限らず、音
色制御用その他の用途のディジタルフィルタにおいても
同様である。In a digital filter that removes aliasing noise by passing a musical tone signal, there is a problem in that the filter configuration becomes complicated because a filter calculation must be performed with sufficient order of the filter. Also,
The same applies not only to a digital filter for removing aliasing noise, but also for digital filters for tone color control and other purposes.

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、ディジタ
ルフィルタを用いて音色制御や折返しノイズの除去を行
う場合において、簡単な構成でありながら、精度の良い
フィルタ演算を行うことができるようにした楽音信号発
生装置を提供しようとするものである。The present invention has been made in view of the above points, and when performing tone color control or removing aliasing noise using a digital filter, it is possible to perform accurate filter calculation with a simple configuration. The present invention is intended to provide a musical tone signal generating device.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

この出願の第１の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、所定次数からなるフィルタ係数を発生可能なフィル
タ係数発生手段及びこのフィルタ係数発生手段から発生
されたフィルタ係数を補間することにより前記所定次数
よりも多いｍ次のフィルタ係数が発生可能なフィルタ係
数補間手段を有し、上記アドレス信号の小数部に応じて
前記フィルタ係数発生手段でのフィルタ係数の発生及び
フィルタ係数補間手段での補間を制御することにより、
ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
対応するｍ個のフィルタ係数の中からｎ個（ただしｎ＜
ｍ）の係数データを選択して供給するフィルタ係数供給
手段と、このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発
生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形データと
を用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音
波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段と
を具えたものである。A tone signal generator according to a first aspect of the present application comprises address signal generating means for generating an address signal comprising an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a tone to be generated, and the above address. A musical tone waveform data generating means for generating musical tone waveform sample data according to the integer part of the signal, a filter coefficient generating means capable of generating a filter coefficient of a predetermined order, and a filter coefficient generated by this filter coefficient generating means are interpolated. Therefore, the filter coefficient interpolating means capable of generating m-th order filter coefficients larger than the predetermined order is provided, and the filter coefficient generating means and the filter coefficient interpolating means in the filter coefficient generating means according to the decimal part of the address signal. By controlling the interpolation in
From the m filter coefficients corresponding to each successive order for realizing the m-th order filter characteristic, n (where n <
The filter coefficient supplying means for selecting and supplying the coefficient data of m), and the n pieces of coefficient data and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means are used for m-th order It is provided with a digital filter calculation means for performing a filter calculation on musical tone waveform data for n sample points.

この出願の第２の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次
数に対応するｍ個のフィルタ係数の中から上記アドレス
信号の小数部に応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数デー
タを選択して供給するフィルタ係数供給手段と、上記楽
音波形データ発生手段で発生された楽音波形データをｎ
サンプル点分順次記憶する記憶手段と、上記フィルタ係
数供給手段から供給される前記ｎ個の係数データと上記
記憶手段に記憶されたｎサンプル点分の楽音波形データ
とを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽
音波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段
とを具えたものである。A tone signal generating apparatus according to a second invention of this application is an address signal generating means for generating an address signal composed of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to a pitch of a tone to be generated, and the address. Musical tone waveform data generating means for generating musical tone waveform sample data according to the integer part of the signal, and m of the filter coefficients corresponding to each continuous order for realizing the m-th order filter characteristic, of the address signal Filter coefficient supplying means for selecting and supplying n (n <m) coefficient data according to the decimal part and n for the musical tone waveform data generated by the musical tone waveform data generating means.
Using the storage means for sequentially storing the sample points, the n coefficient data supplied from the filter coefficient supply means, and the tone waveform data for the n sample points stored in the storage means, the m-th order filter is used. It is provided with a digital filter arithmetic means for performing arithmetic operation on tone waveform data for n sample points.

この出願の第３の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次
数に対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次数毎にそ
れに連続する所定の複数次数のフィルタ係数の合計に対
応するフィルタ係数グループ値を夫々供給するためのも
のであって、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個
（ただしｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グルー
プ値を選択して供給するフィルタ係数供給手段と、この
ｎ個のフィルタ係数グループ値と上記楽音波形データ発
生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形データと
を用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音
波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手段と
を具えたものである。A tone signal generator according to a third invention of the present application is an address signal generating means for generating an address signal consisting of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a tone to be generated, and the above address. Musical tone waveform data generating means for generating musical tone waveform sample data according to the integer part of the signal, and m-th order filter coefficients corresponding to m-th order filter characteristics corresponding to m-th order filter characteristics. A filter coefficient group value corresponding to the sum of consecutive filter coefficients of a plurality of predetermined orders, each of which is provided for n (n <m) groups depending on the fractional part of the address signal. Filter coefficient supplying means for selecting and supplying a filter coefficient group value, n filter coefficient group values and n generated by the musical tone waveform data generating means. By using the musical sound waveform data of sample points worth, in which the m-th order filter operation equipped with the digital filtering unit performed for n sample points worth of tone waveform data.

この出願の第４の発明に係る楽音信号発生装置は、発生
すべき楽音の音高に対応するレートで変化する整数部と
小数部とからなるアドレス信号を発生するアドレス信号
発生手段と、上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波
形サンプルデータを発生する楽音波形データ発生手段
と、異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ特性の中
から前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を選択し、
選択されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィルタ特性
を実現するための連続する各次数に対応するｍ個のフィ
ルタ係数の中から上記アドレス信号の小数部に応じてｎ
個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供給するフ
ィルタ係数供給手段と、このｎ個の係数データと上記楽
音波形データ発生手段で発生されたｎサンプル点分の楽
音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサン
プル点分の楽音波形データに関して行うディジタルフィ
ルタ演算手段とを具えたものである。A tone signal generating device according to a fourth invention of this application is an address signal generating means for generating an address signal composed of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to a pitch of a tone to be generated, and the address. A tone waveform data generating means for generating tone waveform sample data according to the integer part of the signal, and selecting a filter characteristic corresponding to the pitch of the tone from a plurality of filter characteristics showing different tone color control characteristics,
Depending on the fractional part of the address signal, among n filter coefficients corresponding to each successive order for realizing an m-th order filter characteristic corresponding to the selected filter characteristic, n
The filter coefficient supplying means for selecting and supplying (though n <m) coefficient data, the n coefficient data and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means are used. And a digital filter calculation means for performing m-th order filter calculation on the tone waveform data for n sample points.

〔作用〕[Action]

アドレス信号発生手段は、発生すべき楽音の音高に対応
するレートで変化する整数部と小数部とからなるアドレ
ス信号を発生する。いうまでもなく、アドレス信号の整
数部は小数部よりも分解能が粗い。楽音波形データ発生
手段では、このアドレス信号の整数部に応じて楽音波形
サンプルデータを発生する。従って、楽音波形データ発
生手段で準備する楽音波形サンプルデータの分解能は比
較的粗いものであっても良い。例えば、従来のピッチ同
期型の楽音信号発生装置におけるもののように波形１周
期当り64分割程度の精度で楽音波形サンプルデータを準
備するだけであってもよい。なお、後述するように、こ
の場合、楽音波形データ発生手段で発生される楽音波形
サンプルデータのサンプリング周波数はピッチに同期し
ていると否とを問わない。仮に、ピッチ非同期型である
とすると、ピッチ同期型並みの粗い分解能で楽音波形サ
ンプルデータを準備するだけでよいのである。The address signal generating means generates an address signal composed of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated. Needless to say, the integer part of the address signal has a coarser resolution than the decimal part. The musical tone waveform data generating means generates musical tone waveform sample data according to the integer part of the address signal. Therefore, the resolution of the musical tone waveform sample data prepared by the musical tone waveform data generating means may be relatively coarse. For example, as in the conventional pitch-synchronized tone signal generator, the tone waveform sample data may be prepared with an accuracy of about 64 divisions per waveform period. As will be described later, in this case, it does not matter whether the sampling frequency of the musical tone waveform sample data generated by the musical tone waveform data generating means is synchronized with the pitch. If the pitch asynchronous type is used, it is only necessary to prepare the musical tone waveform sample data with a coarse resolution equivalent to that of the pitch synchronous type.

フィルタ係数供給手段では、前記アドレス信号の小数部
に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データのう
ちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択して供給する。ディジタ
ルフィルタ演算手段では、このｎ個の係数データと上記
楽音波形データ発生手段で発生されたｎサンプル点分の
楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサ
ンプル点分の楽音波形データに関して行う。これによ
り、アドレス信号の小数部の分解能を持つ精度の良い楽
音波形サンプルデータ（これは実際には楽音波形データ
発生手段では準備されていないが）に対してｍ次の精密
なフィルタ演算（実際にはｎ個分の次数に関する演算し
か行われないが）を行うのと等価のフィルタ演算を行う
ことができる。すなわち、アドレス信号の整数部に対応
して発生された楽音波形データを、ディジタルフィルタ
においてｍ次フィルタ演算処理することによって、該ア
ドレス信号の小数部の分解能で波形補間するのと同等の
処理を達成することができるものである。これにより、
折り返しノイズの除去に寄与することができる。The filter coefficient supply means selects and supplies n pieces (where n <m) of coefficient data corresponding to the m-th order filter coefficient according to the decimal part of the address signal. The digital filter arithmetic means uses the n coefficient data and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means to perform an m-th order filter calculation for musical tone waveform data for n sample points. Do about. As a result, an m-th order precise filter calculation (actually, this is not prepared by the musical tone waveform data generating means) with high precision musical tone waveform sample data having the resolution of the decimal part of the address signal (actually, Can perform a filter operation equivalent to performing an operation for n orders). That is, the tone waveform data generated corresponding to the integer part of the address signal is subjected to the m-th order filter arithmetic processing in the digital filter to achieve the same processing as the waveform interpolation with the resolution of the decimal part of the address signal. Is what you can do. This allows
It can contribute to the removal of aliasing noise.

因みに、例えば、従来のピッチ非同期型の楽音信号発生
装置においては、折返しノイズの影響をできるだけ排除
するために、波形の分解能をできるだけ高め、サンプリ
ング周波数を高くすることが一般に行われる。例えば、
波形１周期当り1000〜16000分割の精度で波形データを
準備することが行われており、そのため、波形メモリに
はかなりの容量が要求される。このように波形メモリに
はかなりの容量が要求されるので、１周期波形等の比較
的短い区間からなる波形をメモリに記憶し、これを繰返
し読み出すような楽音信号発生方式の場合はまだしも、
連続的な複数周期波形等の比較的長い区間からなる波形
をメモリに記憶し、これを読み出すような楽音信号発生
方式の場合には不向きであった。これに対して、合成し
ようとする楽音の周波数にサンプリング周波数を同期さ
せる所謂ピッチ同期型の楽音合成方法においては、楽音
周波数（ピッチ）とサンプリング周波数が調和するため
折り返しによって生じる成分は楽音周波数と調和し、ノ
イズとはならないので、波形１周期当り64分割程度の比
較的粗い精度で波形データを準備するだけでも問題な
い。従って、連続的な複数周期波形等の比較的長い区間
からなる波形をメモリに記憶し、これを読み出すような
楽音信号発生方式の場合にも適している。Incidentally, for example, in a conventional pitch-asynchronous tone signal generator, in order to eliminate the influence of aliasing noise as much as possible, it is common practice to increase the waveform resolution as much as possible and raise the sampling frequency. For example,
Waveform data is prepared with an accuracy of 1000 to 16000 divisions per waveform cycle, and therefore a considerable capacity is required for the waveform memory. In this way, since the waveform memory is required to have a considerable capacity, in the case of the tone signal generating method in which a waveform consisting of a relatively short section such as a one-cycle waveform is stored in the memory and repeatedly read,
This is not suitable for a tone signal generation method in which a waveform composed of a relatively long section such as a continuous plural-cycle waveform is stored in a memory and is read out. On the other hand, in a so-called pitch-synchronized tone synthesis method in which the sampling frequency is synchronized with the frequency of the tone to be synthesized, since the tone frequency (pitch) and the sampling frequency are in harmony, the component generated by folding is in harmony with the tone frequency. However, since it does not cause noise, there is no problem even if the waveform data is prepared with relatively coarse accuracy of about 64 divisions per waveform period. Therefore, it is also suitable for a tone signal generation method in which a waveform composed of a relatively long section such as a continuous plural-cycle waveform is stored in a memory and is read out.

これに対して、この発明では、サンプリング周波数がピ
ッチに同期していると否とを問わず、ピッチ同期型並み
の粗い分解能で楽音波形サンプルデータを準備するだけ
でよいのである。従って、１周期波形等の比較的短い区
間からなる波形をメモリに記憶し、これを繰返し読み出
すような楽音信号発生方式の場合にも、また、連続的な
複数周期波形等の比較的長い区間からなる波形をメモリ
に記憶し、これを読み出すような楽音信号発生方式の場
合にも、この発明は適している。On the other hand, in the present invention, regardless of whether the sampling frequency is synchronized with the pitch or not, it is only necessary to prepare the musical tone waveform sample data with a coarse resolution equivalent to that of the pitch synchronization type. Therefore, even in the case of a tone signal generating method in which a waveform consisting of a relatively short period such as a one-period waveform is stored in a memory and is repeatedly read out, a relatively long period such as a continuous multiple-period waveform is detected. The present invention is also suitable for the case of a tone signal generation method in which the following waveform is stored in a memory and is read out.

これにより、実際に楽音波形データ発生手段で準備す
る楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス信号の整
数部に対応する比較的粗いものであっても良い、という
ことにより回路構成の簡単化を図ることができるという
利点、及び 実際にはｍよりも少ないｎサンプル点分の楽音波形デ
ータに対応する限られた次数に関してフィルタ演算を行
えばよい、ということによりディジタルフィルタ回路の
構成の簡単化をも図ることができるという利点、の両方
を享受しつつ、 実質的なフィルタ演算はアドレス信号の小数部の分解
能を持つ精度の良い楽音波形サンプルデータに対してｍ
次の精密なフィルタ演算を行ったのと等価となる、とい
うことにより、高分解能の楽音波形サンプルデータに対
する精密なフィルタ演算によってもたらされる種々の利
点、例えば、不要なノイズ成分を確実にカットし、良質
の楽音信号を得ることができるという利点、をも享受す
ることができる。As a result, the resolution of the musical tone waveform sample data actually prepared by the musical tone waveform data generating means may be relatively coarse corresponding to the integer part of the address signal, thereby simplifying the circuit configuration. It is also possible to simplify the configuration of the digital filter circuit by the advantage that it can be performed, and in fact that the filter calculation may be performed with respect to the limited order corresponding to the tone waveform data of n sample points less than m. While enjoying both of the advantage of being able to perform, the substantial filter calculation is performed on the accurate tone waveform sample data having the resolution of the decimal part of the address signal.
It is equivalent to performing the following precise filter operation, which means that various advantages brought about by precise filter operation for high resolution musical tone waveform sample data, for example, surely cutting unnecessary noise components, The advantage of being able to obtain a high-quality musical tone signal can also be enjoyed.

更に、この出願の第１の発明によれば、フィルタ係数供
給手段ではフィルタ係数補間手段を有しているので、フ
ィルタ係数発生手段で発生可能な所定次数よりも多いｍ
次のフィルタ係数を簡単に発生することができるという
効果を奏する。Further, according to the first invention of this application, since the filter coefficient supplying means has the filter coefficient interpolating means, the number m is larger than the predetermined order that can be generated by the filter coefficient generating means.
The following filter coefficients can be easily generated.

また、この出願の第２の発明によれば、楽音波形データ
発生手段で発生された楽音波形データをｎサンプル点分
順次記憶する記憶手段と、フィルタ係数供給手段から供
給される前記ｎ個の係数データと上記記憶手段に記憶さ
れたｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次
のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関
して行うディジタルフィルタ演算手段とを具えているの
で、楽音波形データ発生手段における楽音波形データ発
生のためのサンプリング周波数をフィルタ演算の動作周
波数に合わせた高速周波数とする必要がなく、楽音波形
データ発生手段の動作時間に余裕を持たせることができ
るという優れた効果を奏する。従って、楽音波形データ
発生手段において複音時分割発生する場合や楽音発生用
演算回路を時分割利用するような場合にその時分割動作
周波数を相対的に低速にすることができるので、有利で
ある。Further, according to the second invention of this application, storage means for sequentially storing the tone waveform data generated by the tone waveform data generating means for n sample points, and the n coefficients supplied from the filter coefficient supplying means. Since the data and the tone waveform data for n sample points stored in the storage means are used, a digital filter computing means for performing m-th order filter computation on the tone waveform data for n sample points is provided. The sampling frequency for generating the musical tone waveform data in the waveform data generating means does not need to be a high-speed frequency that matches the operating frequency of the filter calculation, and it is possible to provide a margin for the operating time of the musical tone waveform data generating means. Produce an effect. Therefore, it is advantageous because the time-division operation frequency can be made relatively low in the case where the tones are generated by the tone-waveform data generating means in a time-division manner or when the tone-generation arithmetic circuit is used in a time-division manner.

また、この出願の第３の発明によれば、フィルタ係数供
給手段では、ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続
する各次数に対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次
数毎にそれに連続する所定の複数次数のフィルタ係数の
合計に対応するフィルタ係数グループ値を夫々供給する
ものとし、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（た
だしｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グループ値
を選択して供給するようにしたので、ハード回路構成を
それほど増すこと無く、フイルタ演算の精密さを更に増
すことができる。すなわち、複数のフィルタ係数の合計
に対応するフィルタ係数グループ値を１つのサンプル点
分の楽音波形データに関して演算することにより、演算
そのものは１回で済むが、実質的には、同じ値の複数の
連続するサンプルデータ（つまり０次ホールドされた複
数のサンプルデータ）に対してフィルタ係数グループ値
を構成している個別のフィルタ係数を別々に演算したの
と等価となり、その分折返し成分のレベルを減衰させる
ことができ、楽音信号の品質向上に寄与する。Further, according to the third invention of this application, the filter coefficient supply means is connected to each order based on m filter coefficients corresponding to each successive order for realizing the m-th order filter characteristic. Filter coefficient group values corresponding to the sum of a predetermined plurality of filter coefficients are respectively supplied, and the filter coefficient group values of n (where n <m) groups are selected according to the fractional part of the address signal. Since it is supplied as a result, the precision of the filter calculation can be further increased without increasing the hardware circuit configuration so much. That is, by calculating the filter coefficient group value corresponding to the sum of the plurality of filter coefficients for the musical tone waveform data for one sample point, the calculation itself can be performed only once. This is equivalent to separately calculating the individual filter coefficients that make up the filter coefficient group value for continuous sample data (that is, a plurality of sample data held in the 0th order), and the level of the aliasing component is attenuated by that amount. It is possible to improve the quality of the musical tone signal.

更に、この出願の第４の発明によれば、フィルタ係数供
給手段では、異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ
特性の中から前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を
選択し、選択されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィ
ルタ特性を実現するための連続する各次数に対応するｍ
個のフィルタ係数の中から上記アドレス信号の小数部に
応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供
給するようにしたので、前述のように簡単な構成であり
ながらｍ次の精密なフィルタ演算にノイズ除去機能を得
ることができることに加えて、音高に応じた音色制御機
能（音色キースケーリング機能）をも実現することがで
きるという優れた効果を奏する。Further, according to the fourth invention of this application, the filter coefficient supply means selects a filter characteristic corresponding to the pitch of the musical tone from a plurality of filter characteristics exhibiting different tone color control characteristics, and selects the selected filter. M corresponding to each successive order for realizing the m-th order filter characteristic corresponding to the characteristic
Since n (n <m) coefficient data are selected and supplied from among the filter coefficients according to the fractional part of the address signal, as described above, the m-th order coefficient data is of m-th order. In addition to being able to obtain the noise removal function in the precise filter calculation of, the excellent effect that the tone color control function (tone color key scaling function) according to the pitch can also be realized is obtained.

〔実施例〕〔Example〕

以下、添付図面を参照してこの発明の実施例を詳細に説
明しよう。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

第１図はこの発明の一実施例を示す基本的ブロック図で
あって、１はアドレス信号発生手段、２は楽音波形デー
タ発生手段、３はフィルタ係数供給手段、４はディジタ
ルフィルタ演算手段、である。前述の通り、アドレス信
号発生手段１は、整数部IADと小数部FADとからなるアド
レス信号を発生すべき楽音の音高に対応するレートで発
生するものであり、楽音波形データ発生手段２は、上記
アドレス信号の整数部IADに応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生するものであり、フィルタ係数供給手段３
は、上記アドレス信号の小数部FADに応じてｍ次のフィ
ルタ係数のうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択して供給す
るものであり、ディジタルフィルタ演算手段４は、この
ｎ個のフィルタ係数と上記楽音波形データ発生手段で発
生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて、
ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形データ
に関して行うものである。FIG. 1 is a basic block diagram showing an embodiment of the present invention, in which 1 is an address signal generating means, 2 is a tone waveform data generating means, 3 is a filter coefficient supplying means, and 4 is a digital filter calculating means. is there. As described above, the address signal generating means 1 generates an address signal composed of an integer part IAD and a decimal part FAD at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated, and the musical tone waveform data generating means 2 The musical tone waveform sample data is generated according to the integer part IAD of the address signal, and the filter coefficient supply means 3
Selects and supplies n (where n <m) m-th order filter coefficients in accordance with the fractional part FAD of the address signal, and the digital filter operation means 4 selects the n filter coefficients. And the tone waveform data for n sample points generated by the tone waveform data generating means,
The m-th order filter calculation is performed on the tone waveform data for n sample points.

なお、この例では、サンプリング周波数fsは発生すべき
楽音のピッチに無関係に一定であり（つまりピッチ非同
期型）、ディジタルフィルタ演算手段４では、折返しノ
イズを除去するためにfs/2をカットオフ周波数とするロ
ーパスフィルタ特性を実現するものとする。In this example, the sampling frequency fs is constant irrespective of the pitch of the musical sound to be generated (that is, pitch asynchronous type), and the digital filter calculating means 4 cuts fs / 2 at the cutoff frequency in order to remove aliasing noise. Shall realize the low-pass filter characteristic.

この発明に従う楽音信号発生装置の原理的説明を行うた
めに、まず、前提となるディジタルフィルタ動作につい
て第２図及び第３図を参照して説明する。In order to explain the principle of the tone signal generating apparatus according to the present invention, first, the presupposed digital filter operation will be described with reference to FIGS. 2 and 3.

第２図は一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく
波形図の一例であり、第３図はそのスペクトルエンベロ
ープの一例を示すものである。FIG. 2 is an example of a waveform diagram based on a general sampling frequency conversion theory, and FIG. 3 is an example of its spectrum envelope.

第２図（ａ）はサンプリング周波数fsでサンプングされ
た楽音波形サンプルデータの一例を幾つかのサンプル点
について示す図である。FIG. 2A is a diagram showing an example of the musical tone waveform sample data sampled at the sampling frequency fs for some sample points.

この第２図（ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサン
プリング周波数fsのＭ倍の周波数（Ｍ・fs）のサンプリ
ングタイミングで動作するディジタルフィルタに入力す
ることを考える。その場合、サンプリング周波数fsの１
周期ts＝1/fsの中に周波数Ｍ・fsの１周期ts/MがＭ個入
ることになるが、第２図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タの１サンプル時間中のＭ個のフィルタ演算タイミング
全てにサンプルデータを発生させずに、fsの１周期ts中
のＭ個のフィルタ演算タイミングの内１個のタイミング
でのみサンプルデータを発生し、残りのＭ−１個のタイ
ミングではサンプル値を“0"とする。このように、周波
数Ｍ・fsのサンプリングタイミングのうちＭ個につき１
個のタイミングで第２図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タのサンプル値を発生し、残りのＭ個につきＭ−１個の
タイミングではサンプル値を“0"としたものを第２図
（ｂ）に示す。It is considered that the musical tone waveform sample data shown in FIG. 2 (a) is input to a digital filter that operates at a sampling timing of a frequency (M · fs) that is M times the sampling frequency fs. In that case, the sampling frequency fs is 1
One cycle ts / M of frequency M · fs is included in the cycle ts = 1 / fs, but M filter operations are performed during one sample time of the tone waveform sample data of FIG. 2 (a). Without generating the sample data at all timings, the sample data is generated only at one of the M filter operation timings in one period ts of fs, and the sample value is generated at the remaining M-1 timings. Set to “0”. Thus, for every M sampling frequencies of frequency M · fs, 1
FIG. 2 (b) shows that the sample value of the musical tone waveform sample data of FIG. 2 (a) is generated at each timing, and the sample value is set to “0” at the timing of M−1 of the remaining M data. Shown in.

この第２図（ｂ）の楽音波形サンプルデータをディジタ
ルフィルタに入力し、周波数Ｍ・fsのサンプリングタイ
ミングに従ってフィルタ演算を行う。つまり、１サンプ
リング周期がts/Mである各サンプル点の楽音波形データ
（但し、Ｍ個につき１個のサンプリングタイミングで有
効なサンプル値を持ち、残りのＭ個につきＭ−１個のタ
イミングではサンプル値が“0"であるデータ）に対して
各次数のフィルタ係数を演算するのである。すると、フ
ィルタ演算出力として、第２図（ｃ）に示すように、Ｍ
・fsのサンプリングタイミングの各々に対応して密にサ
ンプル値が発生した楽音波形データを得ることができ
る。これは、周波数Ｍ・fsの各サンプリングタイミング
でフィルタ演算が行われ、各サンプリングタイミング毎
のフィルタ演算においては各フィルタ次数とそれに対応
するサンプル値とのたたみこみ和によって出力信号が得
られるからである。The tone waveform sample data of FIG. 2B is input to the digital filter, and the filter operation is performed according to the sampling timing of the frequency M · fs. In other words, the musical tone waveform data of each sample point whose one sampling period is ts / M (however, M has valid sampling values at one sampling timing, and the remaining M samples at M-1 timings. The filter coefficient of each order is calculated for the data whose value is "0". Then, as a filter calculation output, as shown in FIG.
It is possible to obtain musical tone waveform data in which sample values are densely generated corresponding to each sampling timing of fs. This is because the filter operation is performed at each sampling timing of the frequency M · fs, and in the filter operation at each sampling timing, the output signal is obtained by the convolutional sum of each filter order and the corresponding sample value.

第２図（ｃ）のように密にサンプル値が発生した楽音波
形データを所望のサンプリング周波数でサンプリングし
直すことにより、所望のサンプリング周波数に変換した
楽音波形サンプルデータを得ることができる。第２図
（ｄ）はそのように所望のサンプリング周波数でサンプ
リングし直すことにより得られた楽音波形サンプルデー
タの一例を示す。この場合、サンプリングし直すべき所
望のサンプリング周波数がＭ・fs/Nであるとすると、第
２図（ｃ）の波形データをＭ・fsのサンプリングタイミ
ングのＮ回につき１回の割合でサンプリングし直せばよ
い。By re-sampling the musical tone waveform data in which sample values are densely generated as shown in FIG. 2C at a desired sampling frequency, musical tone waveform sample data converted into a desired sampling frequency can be obtained. FIG. 2D shows an example of musical tone waveform sample data obtained by re-sampling at a desired sampling frequency. In this case, if the desired sampling frequency to be resampled is M · fs / N, the waveform data of FIG. 2 (c) should be resampled once every N times of the sampling timing of M · fs. Good.

以上のような処理により、サンプリング周波数がfsの楽
音波形データを、Ｍ・fs/Nのサンプリング周波数にサン
プリングし直すことができる。尚、図ではＭ＝4,N＝３
として図示している。By the above processing, the musical tone waveform data having the sampling frequency of fs can be resampled to the sampling frequency of M · fs / N. In the figure, M = 4, N = 3
Is shown as.

第３図（ａ）は第２図（ａ）の波形のスペクトルエンベ
ロープの一例を示した図、第３図（ｂ）は第２図（ｂ）
の波形のスペクトルエンベロープの一例を示した図であ
り、第３図（ａ）と（ｂ）とではスペクトルエンベロー
プの形は同じだがレベルが第３図（ｂ）の方が（ａ）の
1/Mとなっている。これは、たたみこみ和に含まれる実
質的なサンプル値（“0"でないサンプル値）の数が本来
の数の1/Mとなっているからである。FIG. 3 (a) is a diagram showing an example of the spectrum envelope of the waveform of FIG. 2 (a), and FIG. 3 (b) is FIG. 2 (b).
FIG. 3 is a diagram showing an example of the spectrum envelope of the waveform of FIG. 3A. The shapes of the spectrum envelope are the same in FIGS. 3A and 3B, but the level in FIG.
It is 1 / M. This is because the number of substantial sample values (sample values that are not “0”) included in the convolution sum is 1 / M of the original number.

第３図（ｃ）はディジタルフィルタ特性の一例を示して
おり、この場合、fs/2をカットオフ周波数とするローパ
スフィルタである。第３図（ｄ）は、このローパスフィ
ルタ特性でフィルタリングすることにより得られた第２
図（ｃ）の波形のスペクトルエンベロープを示すもので
ある。この場合、サンプリング定理による折返しはＭ・
fs/2の周波数を境にして起こり、これはかなり高いの
で、再サンプリングの際にノイズとはならない。第３図
（ｅ）は第２図（ｄ）の波形のスペクトルエンベロープ
の一例を示した図である。なお、フィルタの出力を再サ
ンプリングしただけでは前述のように信号レベルは1/M
にレベルダウンしたままであるので、再サンプリングの
際に第２図（ｄ）の波形データのレベルをＭ倍すること
により、本来のレベルに戻してやるものとする。FIG. 3C shows an example of a digital filter characteristic, and in this case, it is a low-pass filter having a cutoff frequency of fs / 2. FIG. 3 (d) shows a second curve obtained by filtering with this low-pass filter characteristic.
It is a figure which shows the spectrum envelope of the waveform of FIG. In this case, the folding by the sampling theorem is M
It occurs at a frequency of fs / 2, which is so high that it does not become noise when re-sampling. FIG. 3 (e) is a diagram showing an example of the spectrum envelope of the waveform of FIG. 2 (d). Note that just re-sampling the filter output will result in a signal level of 1 / M as described above.
Since the level of the waveform data in FIG. 2 (d) is multiplied by M at the time of re-sampling, the original level is restored.

以上では、ディジタルフィルタをサンプリング周波数交
換のために利用しており、楽音周波数を任意のピッチに
設定して楽音信号を発生することとは直接には関係して
いない。これに対して、この発明は、アドレス信号発生
手段１と楽音波形データ発生手段２との働きによって任
意のピッチの楽音信号を発生する楽音信号発生装置にお
いて、任意のピッチで発生された楽音信号に対して上述
の原理に基づくディジタルフィルタ演算を施すことによ
り、実質的な波形補間によって折り返しノイズの除去さ
れた滑らかな楽音波形の発生を可能にすると共にフィル
タ係数に応じた所望の楽音周波数成分制御（音色制御）
をも可能にしたものである。In the above, the digital filter is used for exchanging the sampling frequency and is not directly related to the generation of the tone signal by setting the tone frequency to an arbitrary pitch. On the other hand, according to the present invention, in the tone signal generator which generates the tone signal of the arbitrary pitch by the operation of the address signal generating means 1 and the tone waveform data generating means 2, the tone signal generated at the arbitrary pitch is generated. On the other hand, by performing a digital filter operation based on the above-described principle, it is possible to generate a smooth musical tone waveform with the aliasing noise removed by substantial waveform interpolation, and control the desired musical tone frequency component according to the filter coefficient ( (Tone control)
Is also possible.

すなわち、発生すべき楽音の音高に対応するレートで変
化するアドレス信号をアドレス信号発生手段１により発
生し、このアドレス信号に応じて楽音波形サンプルデー
タを発生する場合に上述の原理に基づくディジタルフィ
ルタ演算を利用するようにしている。アドレス信号は整
数部IADと小数部FADとからなり、楽音波形データ発生手
段２では、このアドレス信号の整数部IADに応じて楽音
波形サンプルデータを発生する。換言すれば、この楽音
波形データ発生手段２で発生し得る楽音波形サンプルデ
ータは、アドレス信号の整数部IADの分解能に対応する
ものでしかない。アドレス信号の整数部IADに対応して
楽音波形データ発生手段２から発生される楽音波形サン
プルデータの一例を第４図（ａ）に示す。That is, when the address signal generating means 1 generates an address signal which changes at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated, and musical tone waveform sample data is generated in accordance with this address signal, a digital filter based on the above-mentioned principle. I try to use arithmetic. The address signal is composed of an integer part IAD and a decimal part FAD, and the musical tone waveform data generating means 2 generates musical tone waveform sample data according to the integer part IAD of the address signal. In other words, the musical tone waveform sample data that can be generated by the musical tone waveform data generating means 2 only corresponds to the resolution of the integer part IAD of the address signal. An example of the musical tone waveform sample data generated from the musical tone waveform data generating means 2 corresponding to the integer portion IAD of the address signal is shown in FIG.

アドレス信号の小数部FADは、アドレス信号の整数部IAD
によって特定されるサンプル点における隣接サンプル点
間のより細かな位相を示している。例えば、アドレス信
号の整数部IADと小数部FADによって指示された現在のア
ドレス値が第４図（ａ）でCADで示した位相であるとす
ると、整数部IADの現在値は例えば「３」であり、小数
部FADはCADとIADの差である。つまり、CAD＝IAD＋FADで
ある。The decimal part FAD of the address signal is the integer part IAD of the address signal.
It shows a finer phase between adjacent sample points in the sample points specified by. For example, if the current address value indicated by the integer part IAD and the decimal part FAD of the address signal is the phase shown by CAD in FIG. 4 (a), the current value of the integer part IAD is, for example, "3". Yes, the fractional FAD is the difference between CAD and IAD. In other words, CAD = IAD + FAD.

高調波歪や低調波歪及びノイズのない良質な楽音波形信
号を得るために、アドレス信号の小数部FADの分解能
で、つまりCADの位相に対応して、楽音波形サンプルデ
ータを求めることが望まれる。この発明では、前述の原
理に基づくディジタルフィルタ演算を利用することによ
り、このことを簡単な構造で、かつサンプリングクロッ
ク周波数を格別に高速化することなく、実現するように
している。そのために、フィルタ係数供給手段３では、
アドレス信号の小数部FADに応じてｍ次のフィルタ係数
に対応する係数データのうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選
択して供給するようにしている。In order to obtain a high-quality tone waveform signal without harmonic distortion, subharmonic distortion, or noise, it is desirable to obtain tone waveform sample data with the resolution of the FAD of the decimal part of the address signal, that is, corresponding to the CAD phase. . According to the present invention, by utilizing the digital filter operation based on the above-mentioned principle, this is realized with a simple structure and without particularly increasing the sampling clock frequency. Therefore, in the filter coefficient supply means 3,
According to the fractional part FAD of the address signal, n pieces (n <m) of coefficient data corresponding to the m-th order filter coefficient are selected and supplied.

前述の第２図（ｂ），（ｃ）に関連する説明から明らか
なように、複数次のフィルタ係数の全てに対応して楽音
波形サンプルデータを供給するまでもなく、Ｍ個の次数
につき１回の割合で有効なサンプルデータを供給し、残
りの次数に関してはサンプルデータのサンプル値を“0"
にしてもよく、そうであっても多数次のフィルタ係数を
用いて精密なフィルタ演算を行っているので、良好な楽
音信号を得ることができる。このことに基づき、これと
同様の考え方に基づくディジタルフィルタ演算をこの発
明では行うようにしている。As is clear from the above description relating to FIGS. 2B and 2C, there is no need to supply musical tone waveform sample data corresponding to all the filter coefficients of a plurality of orders, and it is possible to obtain 1 for every M orders. Supply valid sample data at the rate of times, and set the sample value of the sample data to “0” for the remaining orders.
However, even in such a case, since a precise filter calculation is performed by using the filter coefficients of multiple orders, a good musical tone signal can be obtained. Based on this, the present invention performs a digital filter operation based on the same idea.

すなわち、この発明では、サンプル値“0"のサンプルデ
ータとそれに対応するフィルタ係数の演算は実質的には
不要であることに着目して、そのための演算を省略し得
るようにしたことを特徴としている。これにより、高速
のフィルタ演算タイミングで演算を行うことを不要にし
つつ演算回路の簡単化をも図り、しかも十分に多数次の
フィルタ係数を用いて精密なフィルタ演算を行うことが
できるようにすることにより、回路構成の簡単化とフィ
ルタ演算の高精度化の両方を一挙に実現するようにして
いる。That is, the present invention is characterized in that the calculation of the sample data of the sample value “0” and the filter coefficient corresponding to the sample data is substantially unnecessary, and the calculation for that purpose can be omitted. There is. As a result, it is possible to simplify the arithmetic circuit while eliminating the need to perform the arithmetic operation at a high-speed filter arithmetic timing, and to make it possible to perform an accurate filter arithmetic using a sufficiently large number of filter coefficients. Thus, the simplification of the circuit configuration and the high precision of the filter calculation are both realized at once.

まず、第２図（ａ），（ｂ）の関係と同様に、第４図
（ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサンプリング周
波数fsのＭ倍の周波数（Ｍ・fs）のサンプリングタイミ
ングで動作するディジタルフィルタに入力すると仮定し
て、サンプリング周波数fsの１周期ts＝1/fsの中に周波
数Ｍ・fsの１周期ts/MがＭ個入ることを想定し、第４図
（ａ）の楽音波形サンプルデータの１サンプル時間中の
Ｍ個のフィルタ演算タイミング全てにサンプルデータを
発生させずに、fsの１周期ts中のＭ個のフィルタ演算タ
イミングの内１個のタイミングでのみサンプルデータを
発生し、残りのＭ−１個のタイミングではサンプル値を
“0"とすることを想定する。このように、周波数Ｍ・fs
のサンプリングタイミングのうちＭ個につき１個のタイ
ミングで第４図（ａ）の楽音波形サンプルデータのサン
プル値を発生し、残りのＭ個につきＭ−１個のタイミン
グではサンプル値を“0"としたものを第４図（ｂ）に示
す。ここで、アドレス信号の小数部FADの分割数（１を
小数部FADの最小単位で割った数のことを示す、例え
ば、小数部FADの最小単位が0.1ならば分割数は10）をｄ
とすると、Ｍ＝ｄとする。First, similar to the relationship between FIGS. 2 (a) and 2 (b), the musical tone waveform sample data of FIG. 4 (a) is operated at a sampling timing of a frequency M times the sampling frequency fs (M · fs). Assuming that the signal is input to the digital filter, it is assumed that one period ts / M of the frequency M · fs is included in one period ts = 1 / fs of the sampling frequency fs, and the tone of FIG. The sample data is not generated at all M filter calculation timings in one sample time of the waveform sample data, but the sample data is generated only at one of the M filter calculation timings in one fs period ts. However, it is assumed that the sample value is "0" at the remaining M-1 timings. Thus, the frequency M · fs
Of the sampling timings, the sample value of the musical tone waveform sample data of FIG. 4 (a) is generated at a timing of 1 for M, and the sample value is set to "0" at the timing of M-1 for the remaining M. The result is shown in FIG. 4 (b). Here, the number of divisions of the fractional part FAD of the address signal (1 is divided by the minimum unit of the fractional part FAD, for example, if the minimum unit of the fractional part FAD is 0.1, the number of divisions is 10)
Then, M = d.

第４図（ｂ）のような楽音波形サンプルデータに対して
ｍ次のフィルタ演算を行うことを考えると（ｍはフィル
タ特性を設定するときに定めた任意の数である）、第２
図を参照して説明したように、ｍ次のフィルタ係数全部
を使って周波数Ｍ・fsのサンプリングタイミングでフィ
ルタ演算を行えば第２図（ｃ）に示されたのと同様な精
密な分解能のフィルタ出力信号が第４図（ｂ）の楽音波
形サンプルデータに関しても得られる。しかし、それで
は、前述したように、ディジタルフィルタを高速のサン
プリング周波数Ｍ・fsで動作させねばならず、かつ、こ
のディジタルフィルタで設定されている全ての次数のフ
ィルタ係数に関して実際にフィルタ演算を行わねばなら
ないので、不利であり、この発明ではそれを採用しな
い。その代わりに、この発明では、サンプル値“0"のサ
ンプルデータとそれに対応するフィルタ係数の演算は実
質的には不要であることに着目して、そのための演算を
省略し、かつ、フィルタ演算におけるサンプリング周波
数も格別に高速化することなく演算を行うのである。Considering that m-th order filter calculation is performed on the musical tone waveform sample data as shown in FIG. 4B (m is an arbitrary number determined when setting the filter characteristics),
As described with reference to the drawing, if the filter calculation is performed at the sampling timing of the frequency M · fs using all the m-th order filter coefficients, the same fine resolution as shown in FIG. The filter output signal is also obtained for the musical tone waveform sample data of FIG. 4 (b). However, then, as described above, the digital filter must be operated at a high sampling frequency M · fs, and the filter operation must be actually performed with respect to all the filter coefficients of the orders set by this digital filter. It is disadvantageous and is not adopted in the present invention. Instead, in the present invention, noting that the calculation of the sample data of the sample value “0” and the filter coefficient corresponding thereto is substantially unnecessary, the calculation for that is omitted, and the filter calculation The calculation is performed without increasing the sampling frequency.

そのような不要な演算の省略は、この発明によれば、ア
ドレス信号を整数部IADと小数部FADに分割し、整数部IA
Dに応じて楽音波形サンプルデータを発生するが、ディ
ジタルフィルタ演算のためのフィルタ係数を小数部FAD
に応じて選択して供給するようにしたことにより、実現
される。つまり、楽音波形サンプルデータの発生は整数
部IADに応じた比較的粗い分解能で行うが、ディジタル
フイルタ演算は小数部FADに応じた精密な分解能で行う
ようにしたことが特徴である。詳しくは、アドレス信号
の小数部FADに応じてフィルタ係数を選択することによ
り、整数部IADと小数部FADによって特定されるアドレス
信号の現在の位相CADに関する細かなサンプリングタイ
ミングにおいてあたかもフイルタ演算が行われているか
のように、整数部IADに対応する粗いサンプリングタイ
ミングの各サンプル点の楽音波形サンプルデータに対応
するフィルタ係数の次数を決定することができるのであ
る。換言すれば、アドレス信号の小数部FADに応じて、
整数部IADに対応する各サンプル点のサンプルデータと
フィルタ係数の次数との対応関係が決定され、これによ
り、第４図（ｂ）のように仮定した場合におけるサンプ
ル値として“0"を挿入した密なサンプリングタイミング
に対応するフィルタ係数の次数を特定することができ、
その次数に関してはあえて演算を行うまでもなく積が
“0"として処理でき、実質的な値を持つサンプルデータ
に関してのみ飛び飛びの次数に対応するフィルタ係数を
演算すればよいことになる。こうして、この発明によれ
ば、ｍ次のフィルタ演算において、フィルタ係数供給手
段３が供給すべきフィルタ係数は、ｍ次のフィルタ係数
に対応する係数データ全部ではなく、そのうちｎ個（た
だしｎ＜ｍ）をアドレス信号の小数部FADに応じて選択
して供給するようにすればよいのである。According to the present invention, omitting such unnecessary calculation is performed by dividing the address signal into an integer part IAD and a decimal part FAD,
Generates musical tone waveform sample data according to D, but the filter coefficient for digital filter calculation is the decimal part FAD.
It is realized by selecting and supplying according to. In other words, the musical tone waveform sample data is generated with a relatively coarse resolution according to the integer part IAD, but the digital filter calculation is performed with a precise resolution according to the decimal part FAD. Specifically, by selecting the filter coefficient according to the decimal part FAD of the address signal, it is as if the filter operation is performed at the fine sampling timing related to the current phase CAD of the address signal specified by the integer part IAD and the decimal part FAD. As if so, it is possible to determine the order of the filter coefficient corresponding to the musical tone waveform sample data at each sample point at the rough sampling timing corresponding to the integer part IAD. In other words, depending on the fractional part FAD of the address signal,
The correspondence between the sample data of each sample point corresponding to the integer part IAD and the order of the filter coefficient is determined, and "0" is inserted as a sample value in the case of the assumption as shown in FIG. 4 (b). It is possible to specify the order of the filter coefficient corresponding to the dense sampling timing,
The product can be processed as "0" without needing to calculate the order, and the filter coefficient corresponding to the discrete order may be calculated only for sample data having a substantial value. Thus, according to the present invention, in the m-th order filter calculation, the filter coefficient to be supplied by the filter coefficient supply means 3 is not all the coefficient data corresponding to the m-th order filter coefficient but n (where n <m). ) Should be selected and supplied according to the fractional part FAD of the address signal.

ここで、想定したディジタルフィルタの演算のサンプリ
ング周波数Ｍ・fsにおけるＭに関して、Ｍ＝ｄ（小数部
FADの分割数）であり、想定した第４図（ｂ）のサンプ
リングデータは、第４図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タの１サンプル間隔をＭ＝ｄ分割した仮想フィルタ演算
タイミングのうち１個のタイミングでのみサンプルデー
タを発生し、残りのｄ−１個のタイミングではサンプル
値を“0"としているものなので、第４図（ａ）の楽音波
形サンプルデータの１サンプル間隔をｄ分割した仮想フ
ィルタ演算タイミングのうち１回のタイミングでのみ実
質的なサンプル値を持ち、その仮想フィルタ演算タイミ
ングに関してのみ実際の演算を行えばよいことになる。
従って、上記ｎは、ｎ＝m/dなる関係で決定することが
でき、ｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数をアドレス信
号の小数部FADに応じて選択すればよい。また、想定し
たディジタルフィルタ演算のサンプリング周波数Ｍ・fs
＝ｄ・fsのタイミングにおいて、ｄ回に１回だけ演算を
行えばよく、他のタイミングでは行う必要がない、つま
り、サンプルデータの単位遅延はサンプリング周波数Ｍ
・fs＝ｄ・fsで行う必要がなく、サンプリング周波数fs
で行えばよい、ということにより実質的にサンプリング
周波数Ｍ・fs＝ｄ・fsの精度で精密なフィルタ演算を行
うにもかかわらず、実際のフィルタ演算は低速のサンプ
リング周波数fsで行えばよいことになる。また、これに
関連して、第４図（ｂ）のようなサンプルデータを想定
するにはしても、実際にそのようなサンプリング周波数
Ｍ・fs＝ｄ・fsのｄクロックにつき１回のサンプリング
とｄ−１回のサンプル値“0"の挿入を行う処理を行う必
要は全くなく、サンプリング周波数fsに従ってアドレス
信号の整数部IADに応じて発生されたサンプルデータを
そのまま用いればよい。Here, regarding M at the sampling frequency M · fs of the operation of the assumed digital filter, M = d (fractional part)
The assumed sampling data of FIG. 4 (b) is one of virtual filter operation timings obtained by dividing one sample interval of the musical tone waveform sample data of FIG. 4 (a) by M = d. The sample data is generated only at the timing of, and the sample value is set to "0" at the remaining d-1 timings. Therefore, one sample interval of the musical tone waveform sample data of FIG. It is only necessary to have a substantial sample value at one timing of the filter calculation timing, and to perform the actual calculation only at the virtual filter calculation timing.
Therefore, the above n can be determined by the relationship of n = m / d, and the n orders sequentially separated by the interval of d may be selected according to the fractional part FAD of the address signal. Also, the sampling frequency M · fs of the assumed digital filter operation
= D · fs, the calculation only needs to be performed once every d times and need not be performed at other timings. That is, the unit delay of the sample data is the sampling frequency M.
・ Sampling frequency fs does not need to be set at fs = d ・ fs
Therefore, although the filter calculation is actually performed with the precision of the sampling frequency M · fs = d · fs, the actual filter calculation may be performed at the low sampling frequency fs. Become. Further, in connection with this, even if the sample data as shown in FIG. 4 (b) is assumed, one sampling is actually performed for every d clock of such a sampling frequency M · fs = d · fs. It is not necessary to perform the process of inserting the sample value “0” for d−1 times and the sample data generated according to the integer part IAD of the address signal according to the sampling frequency fs as it is.

これを更に図によって説明すると、この発明のフィルタ
演算は、第４図（ｂ）のようなサンプルデータに関し
て、アドレス信号の現在の位相CADに対応してフィルタ
演算を行うことと等価である。この場合、第４図（ｂ）
の各サンプルデータとｍ次のフィルタ係数の各次数（０
次〜ｍ−１次）との対応関係の一例と示すと、第４図
（ｃ）のようである。第４図（ｃ）はｍ次のFIR（有限
インパルス応答）のフィルタのローパスフィルタ特性の
インパルス応答の一例をエンベロープによって示すもの
である。このFIRフィルタの周波数ドメインはＭ・fs＝
ｄ・fsであり、ローパスフィルタ特性のカットオフ周波
数はサンプリング周波数fsに関する折返しノイズを除去
するためにfs/2以下に設定する。なお、フィルタ特性を
fs/2で急峻に零とすることは一般に難しく、どうしても
fs/2以上の信号成分が通過してしまい、それが折り返し
ノイズとなってしまうことがある。そこで、折り返しノ
イズが確実に生じないようにするためには、カットオフ
周波数をfs/2より更に低く設定するのがよい。第４図の
零では、ほぼfs/4としている。このインパルス応答にお
いて、所定の基準次数（例えば中央の次数）が現在のア
ドレス信号の位相CADに対応しているものとする。フィ
ルタ演算においては、第４図（ｂ）の各サンプルデータ
と第４図（ｃ）のフィルタ係数とのたたみこみが求めら
れる。その場合において、ｄ・fsの周波数ドメインにお
ける第４図（ｂ）のサンプルデータのうちサンプル値
“0"のものに関しては演算を行わない。すなわち、第４
図（ｂ）で有効なサンプル値を持っているサンプルデー
タとそれに対応する次数のフィルタ係数との演算だけを
行う。ｎ＝m/dの関係から、ｍ次のたたみこみにおいて
有効なサンプル値を持っているサンプルデータの数はｎ
である。図の例では、ｍ＝96,d＝16,n＝６であるものと
している。現在のアドレス信号の位相CADに対応して実
行したフィルタ演算によって得られるたたみこみ和は第
４図（ｄ）において実線で示されている。第４図（ｄ）
において破線で一部示したが、このようなたたみこみ和
つまりフィルタ出力信号がｄ・fsの周波数ドメインで、
第２図（ｃ）に示すのと同様に密に、発生される。な
お、前述と同様に、このたたみこみは実際はｎ＝６個の
サンプルデータに関してしか行われていないので、フィ
ルタ出力信号のレベルが本来の1/d＝1/16に低下する。
これに対処するには、フィルタ出力信号のレベルをｄ＝
16倍してやればよい。あるいは、フィルタ出力信号のレ
ベルをわざわざｄ＝16倍するまでもなく、本来の値のｄ
＝16倍のレベルを持つフィルタ係数を使用して演算を行
うようにしてもよい。Explaining this further with the drawings, the filter operation of the present invention is equivalent to performing the filter operation corresponding to the current phase CAD of the address signal for the sample data as shown in FIG. 4 (b). In this case, Fig. 4 (b)
Of each sample data and each order of the m-th order filter coefficient (0
An example of the correspondence relationship between (next to m−1) th order is as shown in FIG. FIG. 4 (c) shows an example of the impulse response of the low-pass filter characteristic of the m-th order FIR (finite impulse response) filter by an envelope. The frequency domain of this FIR filter is M · fs =
d · fs, and the cutoff frequency of the low-pass filter characteristic is set to fs / 2 or less in order to remove aliasing noise related to the sampling frequency fs. Note that the filter characteristics
It is generally difficult to make a sharp zero at fs / 2.
A signal component of fs / 2 or more may pass, which may cause aliasing noise. Therefore, in order to prevent the aliasing noise from occurring, it is preferable to set the cutoff frequency to be lower than fs / 2. At zero in FIG. 4, it is set to approximately fs / 4. In this impulse response, a predetermined reference order (for example, the central order) corresponds to the phase CAD of the current address signal. In the filter calculation, the convolution of each sample data of FIG. 4 (b) and the filter coefficient of FIG. 4 (c) is obtained. In that case, the calculation is not performed for the sample data “0” of the sample data of FIG. 4B in the frequency domain of d · fs. That is, the fourth
In FIG. 6B, only the sample data having a valid sample value and the filter coefficient of the corresponding order are calculated. From the relation of n = m / d, the number of sample data having an effective sample value in the m-th order convolution is n
Is. In the illustrated example, it is assumed that m = 96, d = 16, and n = 6. The convolution sum obtained by the filter operation executed corresponding to the current phase CAD of the address signal is shown by the solid line in FIG. 4 (d). Figure 4 (d)
, A part of which is indicated by a broken line in FIG.
It is densely generated as shown in FIG. 2 (c). Note that, similarly to the above, since the convolution is actually performed only for n = 6 sample data, the level of the filter output signal drops to the original 1 / d = 1/16.
To deal with this, set the level of the filter output signal to d =
It should be multiplied by 16. Alternatively, it is not necessary to deliberately multiply the level of the filter output signal by d = 16, and the original value d
The calculation may be performed using a filter coefficient having a level of 16 times.

第４図（ｅ）は第４図（ｃ）のインパルス応答を持つFI
Rローパスフィルタの振幅−周波数特性を例示するもの
である。カットした周波数領域の成分が−80dB以下に減
衰されることが確かめられている。これはかなり高精度
なフィルタ特性である。第５図はそのようなFIRローパ
スフィルタの振幅−周波数特性の実測図である。第６図
は第５図の特性のFIRローパスフィルタを通した正弦波
信号のスペクトルの実測図である。ここから明らかなよ
うに、基本波以外のノイズ成分が確実に−80dB以下に減
衰されている。FIG. 4 (e) is an FI having the impulse response of FIG. 4 (c).
It illustrates an amplitude-frequency characteristic of an R low-pass filter. It has been confirmed that the cut frequency domain components are attenuated below -80 dB. This is a highly accurate filter characteristic. FIG. 5 is an actual measurement diagram of the amplitude-frequency characteristic of such a FIR low pass filter. FIG. 6 is an actual measurement diagram of the spectrum of the sine wave signal that has passed through the FIR low-pass filter having the characteristic shown in FIG. As is clear from this, noise components other than the fundamental wave are reliably attenuated to -80 dB or less.

第４図（ａ）〜（ｃ）の関係を整理すると、ｍ次のフィ
ルタ係数の各次数（０次〜ｍ−１次）が小数部FADの分
解能でアドレス信号の連続する値に対応しており、そこ
において所定の基準次数（例えば中央の次数ｋ）が現在
のアドレス信号の小数部FADの位置（つまり現在の位相C
ADの位置）に対応している。この現在のアドレス信号の
小数部FADに対するｎサンプル点分の各整数部IADの隔た
りに対応する量だけ前記基準次数から隔たっているｎ個
の次数を夫々飛び飛びに決定し、こうして現在のアドレ
ス信号の小数部に応じて決定されたｎ個の次数に対応す
るｎ個のフィルタ係数をフィルタ係数供給手段３により
供給するのである。When the relationships of FIGS. 4 (a) to 4 (c) are arranged, each order of the m-th order filter coefficient (0th order to m−1th order) corresponds to the continuous value of the address signal with the resolution of the decimal part FAD. Where a predetermined reference order (for example, the central order k) is the position of the fractional part FAD of the current address signal (that is, the current phase C).
It corresponds to the position of AD). The n orders which are separated from the reference order by an amount corresponding to the separation of the integer parts IAD corresponding to n sample points with respect to the fractional part FAD of the current address signal are discretely determined, and thus the current address signal The filter coefficient supply means 3 supplies n filter coefficients corresponding to the n orders determined according to the decimal part.

アドレス信号の現在の位相CADに対応する基準次数を中
央の次数ｋ（例えば、ｍ＝96のとき、つまり全次数が０
次〜ｍ−１＝95次のとき、中央の次数はｋ＝47次とす
る）とし、ｎ＝６とすると、「ｎサンプル点分のアドレ
ス信号の各整数部IAD」としては、現在のアドレス信号
の整数部IADの前後のｎ＝６個のサンプル点の整数部、
つまり第４図（ａ）に示すIAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,I
AD＋2,IAD＋３がそれに該当する。このｎサンプル点分
の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３
の隔たりに対応する量だけ基準次数（ｋ＝47次）から隔
たっているｎ＝６個の次数は、一般的には次のように飛
び飛びに決定される。The reference order corresponding to the current phase CAD of the address signal is the central order k (for example, when m = 96, that is, the total order is 0).
Next to m−1 = 95th order, the central order is k = 47th order), and n = 6, the current address is defined as “each integer part IAD of address signal for n sample points”. Integer part of the signal n = 6 sample points before and after the IAD,
That is, IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, I shown in Fig. 4 (a).
AD + 2 and IAD + 3 correspond to that. Each integer part for this n sample points IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3
The n = 6 orders, which are separated from the reference order (k = 47th order) by an amount corresponding to the distance of, are generally determined discretely as follows.

IAD−２に対応する次数:k−FAD−2d IAD−１に対応する次数:k−FAD−ｄ IAD に対応する次数:k−FAD IAD＋１に対応する次数:k−FAD＋ｄ IAD＋２に対応する次数:k−FAD＋2d IAD＋３に対応する次数:k−FAD＋3d 勿論、上記は一例にすぎず、別の定義の仕方も可能であ
り、また、上記のように定義してもk,d,nの決め方によ
っては、上記とは別の種々の特異解が生じることがあ
る。例えば、同じ条件下でもｋ＝46とした場合は、現在
のアドレス信号の整数部IADの３サンプル点前のIAD−３
に対応する次数をｋ−FAD−3dなる定義のもとに決定し
なければならない場合もある。Order corresponding to IAD-2: k-FAD-2d Order corresponding to IAD-1: k-FAD-d Order corresponding to IAD: k-FAD Order corresponding to IAD + 1: Order corresponding to k-FAD + d IAD + 2: k-FAD + 2d Order corresponding to IAD + 3: k-FAD + 3d Of course, the above is only an example, and another definition method is possible, and even if it is defined as above, depending on how to determine k, d, n. , Various singular solutions other than the above may occur. For example, if k = 46 under the same conditions, IAD-3 3 samples before the integer part IAD of the current address signal.
In some cases, it is necessary to determine the order corresponding to k-FAD-3d.

フィルタ係数供給手段３では、上記のようなテーブルを
具える、あるいは上記のような式を実行する演算回路を
具えるなりして、現在のアドレス信号の小数部FADに応
じてｎ個の次数を決定し、決定したｎ個の次数に対応す
る係数データを夫々供給する。The filter coefficient supply means 3 comprises a table as described above, or an arithmetic circuit for executing the equations as described above, and calculates n orders according to the fractional part FAD of the current address signal. The coefficient data corresponding to the determined n orders are supplied.

このフィルタ係数供給手段３とディジタルフィルタ演算
手段４の内部構成の一例を幾分詳しく示すと、第７図の
ようである。フィルタ係数供給手段３は、ｍ次のフィル
タ係数の各次数（０次〜ｍ−１次）を発生するフィルタ
係数発生手段3aと、このｍ次のフィルタ係数のうちｎ個
を上記アドレス信号の小数部FADの値に応じて選択する
選択手段3bとを具えている。選択手段3bは、例えば、上
述のテーブルを具えており、アドレス信号の小数部FAD
の値に応じてｎサンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,
IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応する次数ｋ−FAD−2
d,k−FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3d
をこのテーブルにより決定し、この飛び飛びの各次数に
対応するフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ−ｄ）,h
（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）を選択し
出力する。An example of the internal configurations of the filter coefficient supplying means 3 and the digital filter calculating means 4 is shown in some detail as shown in FIG. The filter coefficient supplying means 3 is a filter coefficient generating means 3a for generating each order of the m-th order filter coefficient (0th order to m-1st order), and n out of the mth order filter coefficients are the decimals of the address signal. It comprises selection means 3b for selecting according to the value of the section FAD. The selection means 3b comprises, for example, the above-mentioned table, and the decimal part FAD of the address signal.
Depending on the value of, each integer part of n sample points IAD-2, IAD-1,
Order k-FAD-2 corresponding to IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3
d, k-FAD-d, k-FAD, k-FAD + d, k-FAD + 2d, k-FAD + 3d
Is determined from this table, and the filter coefficients h (i−2d), h (i−d), h corresponding to the respective orders of this discontinuity are determined.
(I), h (i + d), h (i + 2d), h (i + 3d) are selected and output.

第７図では、ディジタルフィルタ演算手段４はFIRフィ
ルタ構成からなり、楽音波形データ発生手段２からアド
レス信号の整数部IADに応じて発生される楽音波形デー
タをサンプリング周波数fsのクロックパルスφ（fs）に
よって遅延する遅延手段4aを具えている。この遅延手段
4aは、ｎサンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IA
D＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応するサンプルデータＸ（Ii
−２）,X（Ii−１）,X（Ii）,X（Ii＋１）,X（Ii＋
２）,X（Ii＋３）を供給する。これらのサンプルデータ
Ｘ（Ii−２）,X（Ii−１）,X（Ii）,X（Ii＋１）,X（Ii
＋２）,X（Ii＋３）が乗算器4b1〜4b6に入力され、選択
手段3bから与えられるフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ
−ｄ）,h（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）
と乗算される。乗算器4b1〜4b6の出力は加算器4cで加算
され、この加算出力がFIRフィルタ出力として出力され
る。なお、現サンプル点として取扱うサンプルデータＸ
（Ii）が遅延手段4aで遅延されているため、選択手段3b
から与えるフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）〜ｈ（ｉ＋3d）を
これに応じて適宜遅延して乗算器4b1〜4b6に与えるよう
にするとよい。In FIG. 7, the digital filter arithmetic means 4 is composed of an FIR filter, and the musical tone waveform data generated from the musical tone waveform data generating means 2 in accordance with the integer part IAD of the address signal is converted into a clock pulse φ (fs) having a sampling frequency fs. It comprises a delay means 4a for delaying by. This delay means
4a is an integer part IAD-2, IAD-1, IAD, IA for n sample points.
Sample data X (Ii corresponding to D + 1, IAD + 2, IAD + 3
-2), X (Ii-1), X (Ii), X (Ii + 1), X (Ii +
2), X (Ii + 3) is supplied. These sample data X (Ii-2), X (Ii-1), X (Ii), X (Ii + 1), X (Ii
+2), X (Ii + 3) are input to the multipliers 4b1 to 4b6, and the filter coefficients h (i-2d), h (i given from the selecting means 3b are given.
-D), h (i), h (i + d), h (i + 2d), h (i + 3d)
Is multiplied by. The outputs of the multipliers 4b1 to 4b6 are added by the adder 4c, and the added output is output as the FIR filter output. In addition, sample data X to be handled as the current sample point
Since (Ii) is delayed by the delay means 4a, the selection means 3b
It is preferable that the filter coefficients h (i-2d) to h (i + 3d) given by the above are appropriately delayed and given to the multipliers 4b1 to 4b6.

ここで、上述した第４図（ａ）〜（ｃ）の関係を別の表
現で整理すると、アドレス信号における小数部の分割数
ｄ（上記の設例ではｄ＝16）に応じてｎ＝m/dなる関係
でｎ（上記の設例ではｎ＝６）を決定し、決定すべきｎ
個のフィルタ係数はｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数
に夫々対応するものからなり、現在のアドレス信号の小
数部FADの値に応じて前記ｎ個の次数を夫々決定し、こ
うして現在のアドレス信号の小数部FADに応じて決定さ
れたｎ個の次数に対応するｎ個のフィルタ係数をフィル
タ係数供給手段３により供給するのである。Here, if the relations of FIGS. 4 (a) to 4 (c) described above are arranged by another expression, n = m / according to the division number d (d = 16 in the above example) of the decimal part in the address signal. n (n = 6 in the above example) is decided based on the relation d, and n should be decided.
Each of the filter coefficients corresponds to n orders which are sequentially separated by an interval of d, and determines each of the n orders according to the value of the fractional part FAD of the current address signal. The filter coefficient supply means 3 supplies n filter coefficients corresponding to the n orders determined according to the fractional part FAD of the address signal.

こうして、この発明によれば、ｍ次フィルタのたたみこ
み演算において、本来なら全次数ｍの係数データにつき
演算を行わねばならないところを、ｎ＝m/d個の係数デ
ータに関してのみ演算を行えばよく、演算規模を1/dに
縮小することができる。しかも、実際の演算におけるサ
ンプリング周波数はfsでありながら、ｄ・fsの高分解能
でディジタルフィルタ演算を行ったのと等価の結果が得
られる。Thus, according to the present invention, in the convolution calculation of the m-th order filter, the calculation should be performed only for coefficient data of n = m / d, whereas the calculation of coefficient data of all orders m should be performed. The calculation scale can be reduced to 1 / d. Moreover, although the sampling frequency in the actual calculation is fs, the result equivalent to the digital filter calculation with a high resolution of d · fs can be obtained.

次に、回路構成規模をあまり拡大すること無くフィルタ
演算の精度を向上することについて説明する。ｍ次分の
フィルタ係数を用いてそのｑ倍の次数つまりｑ・ｍ次の
フィルタ演算を行うには、ｍ次分のフィルタ係数の隣接
するものの間で夫々分解能ｑの補間を行い、これにより
ｑ・ｍ次分のフィルタ係数を密に発生させるようにすれ
ばよい。このようなｑ倍の補間により、ディジタルフィ
ルタ演算における等価的なサンプリング周波数はｑ・ｄ
・fsという高分解能となり、フィルタ次数はｑ・ｍ次と
なるので、フィルタ演算の精度をかなり向上させること
ができる。Next, it will be described how to improve the accuracy of the filter operation without significantly increasing the circuit configuration scale. In order to carry out a filter operation of order q times, that is, q · m order, using filter coefficients for m-th order, interpolation of resolution q is performed between adjacent ones of filter coefficients for m-th order. The filter coefficients for the mth order may be generated densely. By such q-times interpolation, the equivalent sampling frequency in the digital filter calculation is q · d.
Since it has a high resolution of fs and the filter order is the qm order, the accuracy of the filter calculation can be considerably improved.

次に、この発明のより具体的な実施例について第８図を
参照して説明する。Next, a more specific embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

第８図の実施例では、アドレス信号の小数部FADの分割
数をｄ＝16とし、フィルタの次数をｍ＝96とし、ｎ＝６
となるようにしている。そして、更に、ｍ次のフィルタ
係数の隣接するものの間で夫々分解能ｑ＝４の補間を行
い、これによりｑ・ｍ次＝348次分のフィルタ係数を密
に発生させるようにしている。従って、アドレス信号の
小数部FADは、基本的には分割数ｄ＝16＝２4に対応する
４ビットのデータからなり、これに更に下位２ビットを
付加して分解能ｑ＝４の補間ステップを指示するように
している。従って、この実施例の場合、アドレス信号の
小数部FADは６ビットのデータからなる。また、サンプ
リング周波数はfs＝50kHzに固定されており、ピッチ非
同期で楽音信号を発生するようになっている。また、こ
の実施例ではディジタルフィルタは前述と同様に折返し
ノイズの除去するためのローパスフィルタ特性のFIRフ
ィルタとして構成されている。In the embodiment of FIG. 8, the number of divisions of the fractional part FAD of the address signal is d = 16, the order of the filter is m = 96, and n = 6.
I am trying to become. Further, the interpolation of the resolution q = 4 is performed between adjacent m-th order filter coefficients respectively, thereby densely generating q · m-th order = 348-th order filter coefficients. Therefore, the fractional part FAD of the address signal basically consists of 4-bit data corresponding to the division number d = 16 = 2 4 , and the lower 2 bits are further added to this to perform the interpolation step of resolution q = 4. I'm trying to tell you. Therefore, in this embodiment, the fractional part FAD of the address signal consists of 6-bit data. Also, the sampling frequency is fixed at fs = 50 kHz, and a tone signal is generated asynchronously with the pitch. Further, in this embodiment, the digital filter is configured as a FIR filter having a low-pass filter characteristic for removing the aliasing noise as in the above.

鍵盤10は発生すべき楽音の音高を指定するための複数の
鍵を具えている。鍵盤10で押圧されて鍵はキーアサイナ
11において検出され、押圧鍵に対応する楽音を発生すべ
きことが複数の楽音発生チャンネルの何れかに割合てら
れる。楽音発生チャンネル数は一例として８であり、各
チャンネルは共通の楽音発生手段を時分割共用すること
により確立されるようになっている。キーアサイナ11
は、各チャンネルに割当てた鍵のキーコードKCとキーオ
ン信号KON及びキーオンパルスKONPをチャンネルタイミ
ングに対応して時分割的に出力する。The keyboard 10 is provided with a plurality of keys for designating the pitch of the musical sound to be generated. The key is pressed by the keyboard 10 and the key is a key assigner.
The fact that the musical tone detected at 11 and corresponding to the pressed key should be generated is proportional to any of the plurality of musical tone generation channels. The number of tone generation channels is eight as an example, and each channel is established by time-sharing a common tone generation means. Key Acina 11
Outputs the key code KC of the key assigned to each channel, the key-on signal KON and the key-on pulse KONP in a time division manner corresponding to the channel timing.

アドレス信号発生回路12はキーアサイナ11からのキーコ
ードKCとキーオンパルスKONPを受けて、各チャンネルに
割当てられた鍵の音高に対応するレートで変化するアド
レス信号を各チャンネルタイミングに対応して時分割的
に発生する。このアドレス信号は、前述の通り整数部IA
Dと小数部FADとからなっている。整数部IADは、例え
ば、18ビットのデータからなり、楽音波形メモリ13に準
備された複数周期から成る楽音波形の連続的なサンプル
点を指定するものであり、小数部FADは前述の通り６ビ
ットのデータである。一例として、楽音波形メモリ13
は、アタック部の複数周期波形のデータと持続部の複数
周期波形のデータとを記憶しているとすると、アドレス
信号発生回路12では、キーオンパルスKONPをトリガとし
てアタック部の複数周期波形データを１回読み出し、続
いて持続部の複数周期波形データを繰返し読み出すよう
に、アドレス信号を発生する。なお、アドレス信号発生
回路12におけるアドレス信号発生方式は、周波数ナンバ
を繰返し演算する方式や可変分周方式、あるいはノート
クロックをカウントする方式など、どのような方式を用
いてもよい。The address signal generation circuit 12 receives the key code KC and the key-on pulse KONP from the key assigner 11, and time-divisions the address signal that changes at a rate corresponding to the pitch of the key assigned to each channel, corresponding to each channel timing. Occurring in an accident. This address signal is the integer part IA as described above.
It consists of D and a decimal part FAD. The integer part IAD is composed of, for example, 18-bit data, and designates continuous sampling points of a musical tone waveform having a plurality of periods prepared in the musical tone waveform memory 13, and the decimal part FAD is 6 bits as described above. Data. As an example, the tone waveform memory 13
Suppose that the multi-cycle waveform data of the attack section and the multi-cycle waveform data of the sustain section are stored, the address signal generation circuit 12 uses the key-on pulse KONP as a trigger to set the multi-cycle waveform data of the attack section to 1 An address signal is generated so that the waveform data is read once, and subsequently, the plural-cycle waveform data of the sustain portion is repeatedly read. The address signal generating method in the address signal generating circuit 12 may be any method such as a method of repeatedly calculating a frequency number, a variable frequency dividing method, or a method of counting note clocks.

鍵盤10に関連してタッチ検出装置14が設けられており、
押圧鍵のタッチを検出する。A touch detection device 14 is provided in association with the keyboard 10,
The touch of the pressed key is detected.

楽音波形メモリ13は、一例として、前述のように複数周
期波形のサンプルデータを記憶しており、そのような波
形サンプルデータを音色選択回路15で選択可能な音色に
対応して複数組記憶している。また、音高に応じた音色
のキースケーリング制御あるいは鍵タッチに応じた音色
の制御のために、更に複数組の波形サンプルデータを記
憶していてもよい。そのために、音色選択コードTC,キ
ーコードKC,タッチデータTDが楽音波形メモリ13に入力
されており、これらに応じて読み出すべき波形が選択さ
れ、これがアドレス信号の整数部IADに応じて読み出さ
れる。The tone waveform memory 13 stores, as an example, sample data of a plurality of periodic waveforms as described above, and stores such waveform sample data in a plurality of sets corresponding to tone colors selectable by the tone color selection circuit 15. There is. Further, a plurality of sets of waveform sample data may be further stored for the key scaling control of the tone color according to the pitch or the tone color control according to the key touch. Therefore, the tone color selection code TC, the key code KC, and the touch data TD are input to the tone waveform memory 13, the waveform to be read is selected according to these, and this is read according to the integer part IAD of the address signal.

アドレス信号発生回路12から発生されたアドレス信号の
整数部IADのデータは楽音波形メモリ13の位相アドレス
入力に加わるが、これは直接加わるのではなく、演算器
（引算器16,加算器17）を経由して加わる。この演算器1
6,17は、ディジタルフィルタにおけるサンプルデータ遅
延手段（第７図の4aに該当するもの）と等価的な働きを
なすものである。すなわち、この実施例では、楽音波形
メモリ13から発生したサンプルデータを実際に遅延する
ことによりｎ（＝６）サンプル点分の各整数部IAD−2,I
AD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応するサンプル
データを得ているのではなく、アドレス信号の整数部IA
Dのデータに対して演算器16,17で時分割的に−2,−1,0,
＋1,＋2,＋３を加算することによりｎ（＝６）サンプル
点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD
＋３のアドレスデータを時分割的に発生し、これに応じ
てメモリ13を読みだすことによりこれらｎ（＝６）サン
プル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,
IAD＋３に対応するサンプルデータを得ているのであ
る。The data of the integer part IAD of the address signal generated from the address signal generation circuit 12 is added to the phase address input of the tone waveform memory 13, but this is not directly added, but an arithmetic unit (subtractor 16, adder 17) Join via. This calculator 1
Reference numerals 6 and 17 have a function equivalent to that of the sample data delay means (corresponding to 4a in FIG. 7) in the digital filter. That is, in this embodiment, by actually delaying the sample data generated from the tone waveform memory 13, each integer part IAD-2, I of n (= 6) sample points is obtained.
Not the sample data corresponding to AD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3, but the integer part IA of the address signal
For the D data, the arithmetic units 16 and 17 time-divisionally −2, −1,0,
By adding +1, +2, +3, each integer part of n (= 6) sample points IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD
+3 address data is generated in a time-division manner, and the memory 13 is read in response to this, so that the integer parts IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, of these n (= 6) sample points are obtained.
The sample data corresponding to IAD + 3 is obtained.

そのための演算タイミングについて詳しく示すと、第９
図のようであり、CACはサンプリング周波数fs＝50kHzの
周期で発生する計算サイクルパルスを示し、この１周期
を８分割して８チャンネルの時分割タイミングCH1〜CH8
が形成され、各チャンネルの時分割タイムスロットを夫
々６分割して６次分のフィルタ演算タイムスロットが形
成される。フィルタ演算タイムスロットの１周期はマス
タクロックパルスMCの１周期であり、このマスタクロッ
クパルスMCをモジュロ６のカウンタでカウントすること
により１チャンネルタイムスロット内の６個のフィルタ
演算タイムスロット0,1,2,3,4,5を区分するスロットカ
ウントデータSLCTRが得られる。SMCはフィルタ演算サイ
クルパルスであり、１周期が１チャンネルタイムスロッ
トに同期している。計算サイクルパルスCACが50kHzであ
るとすると、フィルタ演算サイクルパルスSMC400kHz、
マスタクロックパルスMCは2.4MHzである。上述の各パル
ス及びカウントデータはマスタクロック発生器22及びタ
イミング信号発生回路23から発生される。The calculation timing for that will be described in detail below.
As shown in the figure, CAC represents a calculation cycle pulse generated at a cycle of sampling frequency fs = 50 kHz, and one cycle is divided into 8 time-division timings CH1 to CH8 of 8 channels.
Is formed, and the time-division time slot of each channel is divided into 6 to form a 6th-order filter operation time slot. One cycle of the filter calculation time slot is one cycle of the master clock pulse MC, and by counting this master clock pulse MC with the modulo 6 counter, the six filter calculation time slots 0, 1, Slot count data SLCTR for dividing 2, 3, 4, 5 is obtained. SMC is a filter operation cycle pulse, and one cycle is synchronized with one channel time slot. Assuming that the calculation cycle pulse CAC is 50kHz, the filter calculation cycle pulse SMC400kHz,
The master clock pulse MC is 2.4 MHz. Each pulse and count data described above is generated from the master clock generator 22 and the timing signal generating circuit 23.

引算器16では、現在のアドレス信号の整数部IADの２サ
ンプル点前のサンプル点の整数部の値IAD−２を求める
ために、IADから２を引算するものである。こうして求
められたデータIAD−２は加算器17に入力され、スロッ
トカウントデータSLCTRが加算される。このスロットカ
ウントデータSLCTRは、第９図に示すように、１チャン
ネルタイムスロット内で0,1,2,3,4,5と変化するもので
あるから、１チャンネルタイムスロット内の６個のフィ
ルタ演算タイムスロット0,1,2,3,4,5に対応して、６サ
ンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋
2,IAD＋３のアドレスデータが加算器17から時分割的に
発生される。これに応じて、メモリ13からこれら６サン
プル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,
IAD＋３に対応するサンプルデータが時分割的に読み出
される。The subtracter 16 subtracts 2 from IAD in order to obtain the value IAD-2 of the integer part of the sample point two sample points before the integer part IAD of the current address signal. The data IAD-2 thus obtained is input to the adder 17, and the slot count data SLCTR is added. This slot count data SLCTR changes as 0, 1, 2, 3, 4, 5 in one channel time slot as shown in FIG. 9, so six filters in one channel time slot are used. Corresponding to the arithmetic time slots 0, 1, 2, 3, 4, and 5, each integer part of 6 sample points IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD +
Address data of 2, IAD + 3 is generated from the adder 17 in a time division manner. Correspondingly, the integer parts IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, for these 6 sample points are stored in the memory 13
The sample data corresponding to IAD + 3 is read out in a time division manner.

メモリ13から読み出されたサンプルデータはフィルタ係
数乗算用の乗算器18に入力される。フィルタ係数はアド
レス信号の小数部FADに応じてフィルタ係数供給回路24
から後述するように供給される。乗算器18の出力はアキ
ュムレータ19に入力され、たたみこみ和が求められる。
このアキュムレータ19はマスタクロックパルスMCのタイ
ミングで（つまりスロットカウントデータSLCTRの各ス
テップ毎に）アキュムレータを行い、フィルタ演算サイ
クルパルスSMCのタイミングでクリアされる。アキュム
レータ値をクリアする直前に、今回の演算で求めたたた
みこみ和がラッチ回路20にラッチされる。これらの引算
器16,加算器17,乗算器18,アキュムレータ19,ラッチ回路
20の部分がFIR型のディジタルフィルタ演算回路21に相
当する。The sample data read from the memory 13 is input to the multiplier 18 for filter coefficient multiplication. The filter coefficient is supplied to the filter coefficient supply circuit 24 according to the fractional part FAD of the address signal.
Is supplied as described below. The output of the multiplier 18 is input to the accumulator 19 and the convolution sum is obtained.
The accumulator 19 performs the accumulator at the timing of the master clock pulse MC (that is, at each step of the slot count data SLCTR) and is cleared at the timing of the filter operation cycle pulse SMC. Immediately before clearing the accumulator value, the convolution sum obtained in this calculation is latched in the latch circuit 20. These subtractor 16, adder 17, multiplier 18, accumulator 19, latch circuit
The portion 20 corresponds to the FIR type digital filter arithmetic circuit 21.

フィルタ係数供給回路24は、ｍ＝96次のフィルタ係数
（０次〜95次）を夫々記憶したフィルタ係数メモリ25,2
6と、この96次のフィルタ係数のうちｎ＝６個をアドレ
ス信号の小数部FADの値に応じて選択するための選択手
段27と、補間回路28とを具えている。２系列のフィルタ
係数メモリ25,26は全く同じものであり、補間回路28に
おける補間のために隣接する２つのフィルタ係数を並列
的に読み出すために２系列のフィルタ係数メモリ25,26
が設けられている。このフィルタ係数メモリ25,26に記
憶するフィルタ係数のインパルス応答は例えば前出の第
４図（ｃ）に示すようなものであり、これによって実現
されるフィルタ特性は例えば前出の第４図（ｅ）または
第５図に示すようなローパスフィルタ特性であり、サン
プリング周波数fs＝50kHzの半分のfs/2＝25kHzをカット
オフ周波数としている。The filter coefficient supply circuit 24 includes a filter coefficient memory 25, 2 storing m = 96th order filter coefficients (0th order to 95th order), respectively.
6, the selection means 27 for selecting n = 6 of the 96th-order filter coefficients according to the value of the fractional part FAD of the address signal, and the interpolation circuit 28. The two series of filter coefficient memories 25 and 26 are exactly the same, and the two series of filter coefficient memories 25 and 26 are used to read out two adjacent filter coefficients in parallel for interpolation in the interpolation circuit 28.
Is provided. The impulse response of the filter coefficient stored in the filter coefficient memories 25 and 26 is, for example, as shown in FIG. 4 (c) above, and the filter characteristic realized by this is, for example, FIG. e) or the low-pass filter characteristic as shown in FIG. 5, and the cut-off frequency is fs / 2 = 25 kHz which is half of the sampling frequency fs = 50 kHz.

選択手段27は、アドレス信号の小数部FADの値に応じ
て、ｎ＝６サンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,IAD,
IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応する次数ｋ−FAD−2d,k−
FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3dを決
定し、決定した次数をアドレス信号としてフィルタ係数
メモリ25,26からフィルタ係数ｈ（ｉ−2d）,h（ｉ−
ｄ）,h（ｉ）,h（ｉ＋ｄ）,h（ｉ＋2d）,h（ｉ＋3d）を
選択的に読み出すものであり、この決定を演算によって
行うために引算器29,乗算器30,加算器31を具えている。The selecting means 27 determines the integer parts IAD-2, IAD-1, IAD, nAD of n = 6 sample points according to the value of the decimal part FAD of the address signal.
Orders corresponding to IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3 k-FAD-2d, k-
FAD-d, k-FAD, k-FAD + d, k-FAD + 2d, k-FAD + 3d is determined, and the determined order is used as an address signal from the filter coefficient memories 25 and 26 to filter coefficient h (i-2d), h (i-
d), h (i), h (i + d), h (i + 2d), h (i + 3d) are selectively read out, and a subtracter 29, a multiplier 30, an adder are used to make this decision by calculation. It has 31.

引算器29にアドレス信号の小数部FADの上位４ビットデ
ータを入力し、“15−FAD"の引算を行う。乗算器30には
スロットカウントデータSLCTRを入力し、“16×SLCTR"
の乗算を行う。引算器29と乗算器30の出力を加算器31で
加算し、上述の次数ｋ−FAD−2d,k−FAD−d,k−FAD,k−
FAD＋d,k−FAD＋2d,k−FAD＋3dを指示するデータを出力
する。スロットカウントデータSLCTRの各値０〜５に対
応する加算器31の出力つまり決定した次数は次の通りで
ある。下記表には夫々に対応する６サンプル点分の各整
数部の値IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３も
示されている。The higher-order 4-bit data of the fractional part FAD of the address signal is input to the subtractor 29, and "15-FAD" is subtracted. The slot count data SLCTR is input to the multiplier 30 and “16 × SLCTR”
Multiplies by. The outputs of the subtractor 29 and the multiplier 30 are added by an adder 31, and the above-mentioned orders k-FAD-2d, k-FAD-d, k-FAD, k-
Outputs data instructing FAD + d, k-FAD + 2d, k-FAD + 3d. The output of the adder 31 corresponding to each value 0 to 5 of the slot count data SLCTR, that is, the determined order is as follows. The following table also shows the corresponding values IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3 of the integer parts for 6 sample points.

ｋ＝47,d＝16とすれば、上述のように定義した各次数ｋ
−FAD−2d,k−FAD−d,k−FAD,k−FAD＋d,k−FAD＋2d,k
−FAD＋3dが上記表のようになることが理解されよう。
従って、選択手段27における演算回路構成は、一般的に
は、“ｋ−FAD＋（SLCTR−２）×d"＝“47−FAD＋（SLC
TR−２）×16"なる演算式を実行するように構成すれば
よい。 If k = 47 and d = 16, each order k defined as described above
-FAD-2d, k-FAD-d, k-FAD, k-FAD + d, k-FAD + 2d, k
It will be understood that -FAD + 3d will be as in the table above.
Therefore, the arithmetic circuit configuration in the selecting means 27 is generally "k-FAD + (SLCTR-2) * d" = "47-FAD + (SLC
TR-2) × 16 ″ may be configured to be executed.

加算器31の出力はそのままフィルタ係数メモリ25に入力
される一方で、加算器32で１加算されてフィルタ係数メ
モリ26に入力される。こうして、隣接する次数の２つの
フィルタ係数データがフィルタ係数メモリ25,26から読
み出される。この２つのフィルタ係数データは補間回路
28に入力され、アドレス信号の小数部FADの下位２ビッ
トデータに応じて４ステップの補間特性（例えば直線補
間特性）で補間される。こうしてメモリ25,26には実際
にはｍ＝96次分のフィルタ係数しか記憶されていない
が、補間により、ｑ・ｍ＝４×96＝384次分のフィルタ
係数を密に準備しているのと等価である。補間回路28の
出力は前記乗算器18に入力される。なお、４倍の補間に
より、補間回路28からスロットカウントデータSLCTRの
各タイミングに対応して出力されるフィルタ係数の次数
は実質的には下記表のように変更されている。The output of the adder 31 is input to the filter coefficient memory 25 as it is, and is also incremented by 1 in the adder 32 and input to the filter coefficient memory 26. In this way, two filter coefficient data of adjacent orders are read from the filter coefficient memories 25 and 26. These two filter coefficient data are interpolating circuits
The signal is input to 28 and is interpolated with 4-step interpolation characteristics (for example, linear interpolation characteristics) according to the lower 2 bits of data of the decimal part FAD of the address signal. In this way, the memories 25 and 26 actually store only the filter coefficients for the m = 96th order, but by interpolation, the filter coefficients for the q · m = 4 × 96 = 384th order are densely prepared. Is equivalent to The output of the interpolation circuit 28 is input to the multiplier 18. Note that the order of the filter coefficient output from the interpolation circuit 28 corresponding to each timing of the slot count data SLCTR is substantially changed as shown in the following table by the 4-fold interpolation.

なお、第１表ではFADはモジュロ16（ｄ＝16）である
が、第２表ではFADはモジュロ64（ｄ＝64）である。 In Table 1, FAD is modulo 16 (d = 16), but in Table 2, FAD is modulo 64 (d = 64).

ラッチ回路20から出力されたフィルタ演算出力信号は乗
算器33に与えられ、エンベロープ発生器34から与えられ
る振幅エンベロープ信号が乗算される。エンベロープ発
生器34は、キーコードKC,音色選択コードTC,タッチデー
タTDに応じて制御されたエンベロープ波形信号をキーオ
ン信号KONに基づき発生する。乗算器33の出力はアキュ
ムレータ35に入力され、全チャンネルのサンプルデータ
の合計が求められる。このアキュムレータ35はフィルタ
演算サイクルパルスSMCのタイミングで（つまり各チャ
ンネルタイミング毎に）アキュムレートを行い、計算サ
イクルパルスCACのタイミングでクリアされる。アキュ
ムレート値をクリアする直前に、今回求めた全チャンネ
ルのサンプルデータの合計がラッチ回路36にラッチされ
る。The filter calculation output signal output from the latch circuit 20 is applied to the multiplier 33 and is multiplied by the amplitude envelope signal supplied from the envelope generator 34. The envelope generator 34 generates an envelope waveform signal controlled according to the key code KC, the tone color selection code TC, and the touch data TD based on the key-on signal KON. The output of the multiplier 33 is input to the accumulator 35, and the sum of the sample data of all channels is obtained. The accumulator 35 accumulates at the timing of the filter operation cycle pulse SMC (that is, at each channel timing), and is cleared at the timing of the calculation cycle pulse CAC. Immediately before the accumulated value is cleared, the sum of the sample data of all channels obtained this time is latched in the latch circuit 36.

ラッチ回路36から出力される楽音信号のサンプリング周
波数はfs＝50kHzであり、ディジタルフィルタ演算回路2
1におけるfs/2＝25kHzをカットオフ周波数とするローパ
スフィルタ特性のフィルタリングによって折返しノイズ
が確実に除去されている。ラッチ回路36の出力信号はデ
ィジタル／アナログ変換器37でアナログ信号に変換さ
れ、サウンドシステム38に至る。また、ラッチ回路36の
出力信号は、例えばリバーブ，エコーその他の楽音効果
を付与するためのディジタル効果回路39に入力され、楽
音効果が付与された後、ディジタル／アナログ変換器37
でアナログ信号に変換され、サウンドシステム38に与え
られる。The sampling frequency of the tone signal output from the latch circuit 36 is fs = 50 kHz, and the digital filter arithmetic circuit 2
The aliasing noise is reliably removed by the filtering of the low-pass filter characteristic with the cutoff frequency at fs / 2 = 25kHz at 1. The output signal of the latch circuit 36 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 37 and reaches the sound system 38. Further, the output signal of the latch circuit 36 is input to a digital effect circuit 39 for imparting a musical effect such as reverb, echo, etc., and after the musical effect is imparted, a digital / analog converter 37 is applied.
Is converted into an analog signal and given to the sound system 38.

なお、前述のようにフィルタ出力信号のレベルが本来の
1/d＝1/16に低下することへの対処は、フィルタ係数メ
モリ25,26に記憶するフィルタ係数のレベルを予め16倍
にしておくか、補間回路28から乗算器18に与えられる係
数データを４ビット上位にシフトしてやればよい。As described above, the level of the filter output signal is
To deal with the decrease to 1 / d = 1/16, the level of the filter coefficient stored in the filter coefficient memories 25 and 26 should be 16 times in advance, or the coefficient data supplied from the interpolation circuit 28 to the multiplier 18 should be used. Should be shifted up by 4 bits.

次に、第８図の構成に比べて回路構成規模をそれほど拡
張することなく、フィルタ演算の精度を向上させる実施
例について説明する。Next, an embodiment will be described in which the accuracy of the filter calculation is improved without significantly expanding the circuit configuration scale as compared with the configuration of FIG.

第８図の実施例においては、第４図（ａ）に示すような
サンプリング周波数fs＝50kHzの楽音波形サンプルデー
タを、見掛け上ｄ・fs＝16×50＝800kHzのドメインのサ
ンプリング周波数とするために、第４図（ｂ）に示すよ
うにｄ・fs＝800kHzのクロックのｄ回につきｄ−１回の
割合でサンプル値“0"を挿入したものとみなして処理
し、サンプル値“0"に対応する次数に関してはフィルタ
演算を省略している。これに対して、以下述べる第11図
の実施例では、第４図（ａ）に示すようなサンプリング
周波数fs＝50kHzの楽音波形サンプルデータを、第10図
（ａ）に示すようなｄ・fs＝800kHzのドメインで０次ホ
ールドした状態のデータであると解釈し、サンプリング
周波数ｄ・fs＝800kHzの全サンプル点で有効な値をもつ
サンプルデータに対して前記実施例と同様に簡略化され
たフィルタ演算を施すのである。In the embodiment shown in FIG. 8, the musical tone waveform sample data having the sampling frequency fs = 50 kHz as shown in FIG. 4 (a) is apparently used as the sampling frequency in the domain of d · fs = 16 × 50 = 800 kHz. In addition, as shown in FIG. 4 (b), it is assumed that the sample value “0” is inserted at a rate of d−1 times for every d times of the clock of d · fs = 800 kHz, and the sample value “0” is processed. For the order corresponding to, the filter calculation is omitted. On the other hand, in the embodiment shown in FIG. 11 to be described below, musical tone waveform sample data having a sampling frequency fs = 50 kHz as shown in FIG. 4 (a) is converted into d.fs as shown in FIG. 10 (a). = 0. 0 kHz in the domain, the data is interpreted as being held in the 0th order, and the sample data having valid values at all sampling points of the sampling frequency d.fs = 800 kHz is simplified as in the above embodiment. The filter calculation is performed.

第10図（ｂ）は第４図（ｃ）と同様のｍ＝96次のローパ
スフィルタ特性のインパルス応答を例示するものであ
る。前述と同様に現在のアドレス信号の位相CADを所定
の基準次数ｋ（例えば中間の47次）に対応させて、第10
図（ａ）のサンプルデータと第10図（ｂ）のインパルス
応答のたたみこみ和を求める。このたたみこみ和は、一
般的には、 と表わされる。ここで、ｘ（ωｓ′）は現在のアドレス
信号の位相CADに対応するたたみこみ和、ｈ（95−ｉ）
はフィルタ係数、Ｗ（ｉ）はｄ・fs＝800kHzのドメイン
のサンプル値つまり第10図（ａ）の各サンプル点のサン
プルデータである。FIG. 10 (b) illustrates the impulse response of the m = 96th order low-pass filter characteristic similar to FIG. 4 (c). Similarly to the above, the phase CAD of the current address signal is made to correspond to a predetermined reference order k (for example, the intermediate 47th order), and the 10th
The convolution sum of the sample data of FIG. 10A and the impulse response of FIG. This Tatami Komi sum is generally Is represented. Where x (ωs') is the convolution sum corresponding to the phase CAD of the current address signal, h (95-i)
Is a filter coefficient, and W (i) is a sample value in the domain of d · fs = 800 kHz, that is, sample data at each sample point in FIG. 10 (a).

第10図（ａ）に示す波形のスペクトルエンベロープは第
10図（ｃ）のようである。不要な高調波成分が減衰して
おり、都合が良い。従って、上記式に従って得られるフ
ィルタ出力信号においても不要な折返し成分が十分に減
衰したものとなる。The spectrum envelope of the waveform shown in Fig. 10 (a) is
It looks like Figure 10 (c). This is convenient because unnecessary harmonic components are attenuated. Therefore, even in the filter output signal obtained according to the above equation, unnecessary aliasing components are sufficiently attenuated.

ところで、上記のような一般式では96回の積和が必要で
あるが、第10図（ａ）の波形サンプルデータにおいては
同じ振幅がｄ＝16回続いているので、これを一まとめに
して演算を行えば、積和の回数を７回に減らすことがで
き、第８図の実施例の６回とあまり変わらない演算規模
に縮小することができる。つまり、第10図（ａ）を参照
すると、アドレス信号の整数部IAD−２とIAD−１の間で
同じ波形サンプルデータがｄ＝16回続いており、これを
一まとめにして１回の係数乗算で済ますことができ、IA
D−１とIADの間も同様、IADとIAD＋１の間も同様、IAD
＋１とIAD＋２の間も同様、IAD＋２とIAD＋３の間も同
様、である。そして、IAD−３とIAD−２の間ではｄ＝16
よりも少ない回数だけ同じ波形サンプルデータが続いて
おり、これを一まとめにして１回の係数乗算で済ますこ
とができ、また、IAD＋３とIAD＋４の間も同様、であ
る。従って、合計７回の積和で上記式と等価のたたみこ
みを行うことができる。By the way, in the above general formula, 96 sums of products are required, but in the waveform sample data of FIG. 10 (a), the same amplitude continues for d = 16 times. By performing the calculation, the number of sums of products can be reduced to 7, and the scale of calculation can be reduced to the same as 6 times in the embodiment of FIG. That is, referring to FIG. 10 (a), the same waveform sample data continues for d = 16 times between the integer parts IAD-2 and IAD-1 of the address signal. Can be multiplied by IA
Similarly between D-1 and IAD, between IAD and IAD + 1, IAD
The same is true between +1 and IAD + 2, and the same is true between IAD + 2 and IAD + 3. And between IAD-3 and IAD-2, d = 16
The same waveform sample data continues a smaller number of times than this, and this can be collectively performed by one coefficient multiplication, and similarly between IAD + 3 and IAD + 4. Therefore, a convolution equivalent to the above equation can be performed with a total of seven sums of products.

そのために、第11図の実施例では、同じ波形サンプルデ
ータに対応する最大ｄ＝16個の次数のフィルタ係数を予
め合計しておき、これを１個のフィルタ係数データとし
て取扱って、１回の係数演算で積和を求めるようにして
いる。例えば、Ｗ・h0＋Ｗ・h1＋Ｗ・h2＋Ｗ・h3＋Ｗ・
h4＋Ｗ・h5＋Ｗ・h6の計算を７回の乗算で行う代わり
に、h0＋h1＋h2＋h3＋h4＋h5＋h6の合計値を予め準備し
ておき、Ｗ・（h0＋h1＋h2＋h3＋h4＋h5＋h6）という１
回の乗算で積和を求めるのである。Therefore, in the embodiment of FIG. 11, filter coefficients of maximum d = 16 orders corresponding to the same waveform sample data are summed up in advance, and this is treated as one filter coefficient data to be processed once. The sum of products is calculated by coefficient calculation. For example, W · h0 + W · h1 + W · h2 + W · h3 + W ·
Instead of performing the calculation of h4 + W ・ h5 + W ・ h6 by multiplying 7 times, prepare the total value of h0 + h1 + h2 + h3 + h4 + h5 + h6 in advance, and use W ・ (h0 + h1 + h2 + h3 + h4 + h5 + h6) 1
The product sum is calculated by multiplying the number of times.

第11図において、第８図の実施例と同一の部分は同一符
号を付している。変更箇所は、第８図の引算器16,マス
タクロック発生器22,タイミング信号発生回路23,フィル
タ係数メモリ25,26に対応する引算器160,マスタクロッ
ク発生器220,タイミング信号発生回路230,フィルタ係数
メモリ250,260の部分である。前述のように、この実施
例では１サンプル点のフィルタ演算において７回の積和
演算を行うため、１チャンネルタイムスロット内のフィ
ルタ演算タイムスロットは７個必要であり、演算タイミ
ングは第12図のように変更される。11, the same parts as those in the embodiment of FIG. 8 are designated by the same reference numerals. The points to be changed are the subtractor 16, master clock generator 22, timing signal generating circuit 23, subtracter 160 corresponding to the filter coefficient memories 25 and 26, master clock generator 220, timing signal generating circuit 230 in FIG. That is, the filter coefficient memories 250 and 260. As described above, in this embodiment, since the product-sum calculation is performed seven times in the filter calculation at one sample point, seven filter calculation time slots are required within one channel time slot, and the calculation timing is as shown in FIG. To be changed.

第12図において、計算サイクルパルスCACは前述と同様
にサンプリング周波数fs＝50kHzの周期で発生し、この
１周期を８分割して８チャンネルの時分割タイミングCH
1〜CH8が形成されることも前述と同様であるが、各チャ
ンネルの時分割タイムスロットは夫々７分割されて７個
のフィルタ演算タイムスロットが形成される。スロット
カウントデータSLCTRは、この実施例においては１チャ
ンネルタイムスロット内の７個のフィルタ演算タイムス
ロット0,1,2,3,4,5,6を区別するように変更される。マ
スタクロックパルスMCをモジュロ７のカウンタでカウン
トすることにより１チャンネルタイムスロット内の７個
のフィルタ演算タイムスロット０〜６を区別するスロッ
トカウントデータSLCTRが得られる。従って、マスタク
ロックパルスMCの周波数は2.8MHzに変更される。これに
従ってマスタクロック発生器220及びタイミング信号発
生回路230の構成が変更されている。In FIG. 12, the calculation cycle pulse CAC is generated in the cycle of the sampling frequency fs = 50 kHz as described above, and this one cycle is divided into 8 time-division timing channels CH.
Although 1 to CH8 are formed in the same manner as described above, the time division time slot of each channel is divided into seven to form seven filter operation time slots. The slot count data SLCTR is modified in this embodiment to distinguish between the seven filter operation time slots 0,1,2,3,4,5,6 within one channel time slot. By counting the master clock pulse MC with a modulo 7 counter, slot count data SLCTR for distinguishing seven filter operation time slots 0 to 6 in one channel time slot can be obtained. Therefore, the frequency of the master clock pulse MC is changed to 2.8 MHz. Accordingly, the configurations of the master clock generator 220 and the timing signal generation circuit 230 are changed.

また、１回のフィルタ演算で７サンプル点分のアドレス
信号の整数部に対応するサンプルデータに関して演算を
行うので、現アドレス信号の整数部IADの３サンプル点
前の整数部IAD−３に対応するサンプルデータが余分に
必要となってくる。そこで、第８図の引算器16に対応す
る第11図の引算器160では、現アドレス信号の整数部IAD
から３を引算して“IAD−3"を求めるように変更されて
いる。Also, since one filter calculation is performed on the sample data corresponding to the integer part of the address signal for 7 sample points, it corresponds to the integer part IAD-3 3 sample points before the integer part IAD of the current address signal. Extra sample data is needed. Therefore, in the subtractor 160 of FIG. 11 corresponding to the subtractor 16 of FIG. 8, the integer part IAD of the current address signal
It is changed to subtract "3" to obtain "IAD-3".

フィルタ係数メモリ250,260は、ｍ＝96次のフィルタ係
数のうち１又は複数のフィルタ係数の合計に対するフィ
ルタ係数グループ値を予め記憶しており、前述と同様に
両メモリ250,260は同じ記憶内容である。メモリ250,260
に予め記憶しておくフィルタ係数グループ値は、第３表
に示すように、全次数に関数ｄ＝16個毎の次数のフィル
タ係数を合計したもの（これは81組あり、一例としてア
ドレス16〜96に記憶されている）と、第10図（ｂ）のイ
ンパルス応答の左端のためのｄ＝16個未満のフィルタ係
数を合計したもの（これは15組あり、一例としてアドレ
ス１〜15に記憶されている）と、同インパルス応答の右
端のためのｄ＝16個未満のフィルタ係数を合計したもの
（これは15組あり、一例としてアドレス97〜111に記憶
されている）、の111組からなる。なお、アドレス０に
は“0"を記憶しておくが、これはアドレスデータを発生
する選択手段27を第８図と同一構成にしたために生じた
設計上の事項であるにすぎない。なお、基準とする中間
次数（47次）のデータは47〜62次のフィルタ係数の合計
値であり、これはアドレス63に記憶されているものとす
る。The filter coefficient memories 250 and 260 store in advance a filter coefficient group value for the sum of one or a plurality of filter coefficients of the m = 96th order, and both memories 250 and 260 have the same storage contents as described above. Memory 250,260
As shown in Table 3, the filter coefficient group values stored in advance are summed up of all order filter coefficients of the order of function d = 16 (this is 81 sets, and as an example, addresses 16 to 96) and the d = <16 filter coefficients for the left end of the impulse response of FIG. 10 (b) (there are 15 sets, stored at addresses 1-15 as an example). , And the sum of filter coefficients less than d = 16 for the right end of the impulse response (there are 15 sets, which are stored at addresses 97 to 111 as an example). Become. Although "0" is stored in the address 0, this is merely a design matter caused by the selection means 27 for generating address data having the same configuration as that in FIG. The reference intermediate order (47th) data is the total value of the filter coefficients of 47th to 62nd order, which is stored in the address 63.

この構成において、スロットカウントデータSLCTRの各
値０〜６に対応して選択手段27の加算器31から出力され
るデータは、次数そのものを表わしているのではなく、
前記第３表に示すようなフィルタ係数メモリ250,260の
アドレスを表わしている。アドレス信号の小数部FADに
応じてスロットカウントデータSLCTRの各値０〜６に対
応して選択手段27の加算器31から出力される係数アドレ
スデータの値は下記第４表の通りである。下記表には夫
々に対応する７サンプル点分の各整数部IAD−3,IAD−2,
IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３も示されている。 In this configuration, the data output from the adder 31 of the selecting means 27 corresponding to each value 0 to 6 of the slot count data SLCTR does not represent the order itself,
The addresses of the filter coefficient memories 250 and 260 as shown in Table 3 above are shown. The values of the coefficient address data output from the adder 31 of the selecting means 27 corresponding to the respective values 0 to 6 of the slot count data SLCTR according to the fractional part FAD of the address signal are as shown in Table 4 below. In the table below, the integer parts IAD-3, IAD-2, for 7 sample points corresponding to each
IAD-1, IAD, IAD + 1, IAD + 2, IAD + 3 are also shown.

この場合のメモリ読み出しの考え方は、前述の実施例と
同様に、基準とする中間次数（47次）に対応するアドレ
ス63に記憶した係数データ（47〜62次のフィルタ係数の
合計値）を現在のアドレス信号の小数部FADに対応さ
せ、この現在のアドレス信号の小数部FADに対する７サ
ンプル点分の各整数部IAD−3,IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋
1,IAD＋2,IAD＋３の隔たりに対応する量だけ前記基準の
アドレス63から隔たっている７個の係数メモリアドレス
を夫々飛び飛びに決定し、こうして決定した７個の係数
メモリアドレスから７組のフィルタ係数グループ値デー
タを夫々読み出すようにするのである。また、前述と同
様に、隣接するアドレスのフィルタ係数グループ値デー
タが両メモリ250,260から並列に読み出され、補間が行
われるようにもなっている。The concept of memory reading in this case is that the coefficient data stored in the address 63 corresponding to the reference intermediate order (47th order) (the total value of the filter coefficients of 47th to 62nd order) is the same as in the above-described embodiment. Corresponding to the fractional part FAD of the address signal of, and the respective integer parts IAD-3, IAD-2, IAD-1, IAD, IAD + for 7 sample points with respect to the fractional part FAD of the present address signal.
Seven coefficient memory addresses separated from the reference address 63 by an amount corresponding to 1, 1, IAD + 2, IAD + 3 are randomly determined, and seven sets of filter coefficient groups are formed from the thus determined seven coefficient memory addresses. The value data is read out respectively. Further, similarly to the above, the filter coefficient group value data of adjacent addresses are read out in parallel from both memories 250 and 260, and interpolation is performed.

第３表と第４表を参照すると、例えば、アドレス信号の
小数部FADが「６」ならば、SLCTRが０のとき係数メモリ
アドレスが９であり、０〜８次のフィルタ係数の合計デ
ータがフィルタ係数メモリ250から読み出され、SLCTRが
１のときはアドレスが25で９〜24次のフィルタ係数の合
計データが、SLCTRが２のときはアドレスが41で25〜40
次のフィルタ係数の合計データが、SLCTRが３のときは
アドレスが57で41〜56次のフィルタ係数の合計データ
が、SLCTRが４のときはアドレスが73で57〜72次のフィ
ルタ係数の合計データが、SLCTRが５のときはアドレス
が89で73〜88次のフィルタ係数の合計データが、SLCTR
が６のときはアドレスが105で89〜95次のフィルタ係数
の合計データが、夫々読み出される。このように７組の
フィルタ係数グループ値によって０〜95次の全フィルタ
係数がカバーされている。 Referring to Tables 3 and 4, for example, if the fractional part FAD of the address signal is "6", the coefficient memory address is 9 when SLCTR is 0, and the total data of filter coefficients of orders 0 to 8 is When the SLCTR is 1, the address is 25 and the total data of the 9th to 24th filter coefficients is read from the filter coefficient memory 250. When the SLCTR is 2, the address is 41 and the address is 25 to 40.
When the SLCTR is 3, the total data of the next filter coefficient is 57, and the total data of the 41st to 56th filter coefficients is the address. When SLCTR is 4, the address is 73 and the total of the 57th to 72nd filter coefficients is the total. When the data is SLCTR = 5, the address is 89 and the total data of 73rd to 88th filter coefficient is SLCTR.
Is 6, the total data of the filter coefficients at the address 105 and the 89th to 95th orders are read out. In this way, the seven filter coefficient group values cover all filter coefficients of orders 0 to 95.

以上の通り、第11図の実施例によれば、第10図（ａ）に
示すようなｄ・fs＝800kHzのドメインで０次ホールドし
た状態のサンプルデータに対するｍ＝96次の全てのフィ
ルタ係数の積和を求める演算を、実際にはたった７回だ
けの演算で遂行することができる。従って、簡単な構成
でありながら、折返し成分を十分に減衰させたスペクト
ル構成の波形データを用いて、精度の良いフィルタ演算
を行うことができる。As described above, according to the embodiment of FIG. 11, all filter coefficients of the m = 96th order for the sample data in the 0th-order held state in the domain of d · fs = 800kHz as shown in FIG. 10 (a). The calculation for calculating the sum of products can be actually performed by only seven calculations. Therefore, it is possible to perform an accurate filter calculation using waveform data having a spectral configuration in which the aliasing component is sufficiently attenuated even though the configuration is simple.

なお、第８図，第11図の実施例では、ディジタルフイル
タ演算回路21において、サンプルデータを遅延する手段
として遅延回路を実際に設けるかわりに楽音波形メモリ
13のアドレスを制御する演算器を設けているが、これは
第７図のように遅延回路を実際に設けるようにしてもよ
い。In the embodiments of FIGS. 8 and 11, in the digital filter arithmetic circuit 21, instead of actually providing a delay circuit as a means for delaying the sample data, a tone waveform memory is used.
Although an arithmetic unit for controlling the address of 13 is provided, it may be provided with a delay circuit as shown in FIG.

また、楽音波形サンプルデータ発生手段として、複数周
期波形を記憶した楽音波形メモリ13を用いているが、こ
れに限らず、単に１周期波形を記憶した楽音波形メモ
リ、あるいは周波数変調演算によって楽音波形サンプル
データを発生する方式、あるいは振幅変調演算によって
楽音波形サンプルデータを発生する方式、あるいはアド
レスデータをデータ変換して楽音波形サンプルデータを
発生する方式など、どのような方式のものを用いても良
い。Further, although the musical tone waveform memory 13 storing a plurality of period waveforms is used as the musical tone waveform sample data generating means, the musical tone waveform memory 13 is not limited to this, and the musical tone waveform memory simply storing one period waveform or a musical tone waveform sample by frequency modulation calculation is used. Any method such as a method of generating data, a method of generating musical tone waveform sample data by amplitude modulation calculation, a method of converting address data to generate musical tone waveform sample data may be used.

また、上記実施例では、各チャンネルの楽音発生及びフ
ィルタ演算を時分割処理方式によって行っているが、こ
れは並列処理であってもよい。また、複音発生方式に限
らず、単音発生方式であってもよい。Further, in the above embodiment, the tone generation and the filter calculation of each channel are performed by the time division processing method, but this may be a parallel processing. Further, the sound generation method is not limited to the compound sound generation method and may be a single sound generation method.

また、第８図，第11図の実施例において、音色選択コー
ドTC,キーコードKC,タッチデータTDに応じた波形を楽音
波形メモリ13で選択するには、これらのデータTC,KC,TD
を楽音波形メモリ13に入力せずに、アドレス信号発生回
路12に入力し、アドレス信号の上位ビットによって選択
できるように該アドレス信号発生回路12を構成してもよ
い。Further, in the embodiment of FIGS. 8 and 11, in order to select the waveform corresponding to the tone color selection code TC, the key code KC, and the touch data TD with the tone waveform memory 13, these data TC, KC, TD are selected.
May be input to the address signal generating circuit 12 instead of being input to the tone waveform memory 13 and the address signal generating circuit 12 may be configured to be selected by the upper bits of the address signal.

なお、第４図（ｃ）あるいは第10図（ｂ）のように中間
の次数を中心にして対称形をなしたインパルス応答の場
合、フィルタ係数を全次数分メモリに記憶しておく必要
はなく、半分だけ記憶しておき、対称位置にある同じ値
のフィルタ係数を異なる次数間で共用するようにしても
よい。It should be noted that in the case of an impulse response which is symmetrical about the intermediate order as shown in FIG. 4 (c) or FIG. 10 (b), it is not necessary to store the filter coefficients for all orders in the memory. , Half may be stored and the filter coefficients of the same value at symmetrical positions may be shared by different orders.

また、フィルタ係数メモリ25,26または250,260を１個に
し、補間用の２つの隣接する係数データを時分割で読み
出すようにしてもよい。その場合、マスタクロックパル
スMCの周波数を２倍にして、１つのフィルタ演算タイム
スロット内に補間用の２つの時分割タイムスロットを形
成する。Alternatively, one filter coefficient memory 25, 26 or 250, 260 may be provided, and two adjacent coefficient data for interpolation may be read in a time division manner. In that case, the frequency of the master clock pulse MC is doubled to form two time division time slots for interpolation in one filter operation time slot.

第８図，第11図の実施例では、フィルタ係数メモリから
読み出したフィルタ係数を４ステップで補間している
が、補間ステップ数はこれに限らない。また、補間を行
わなくてもよい。In the embodiment of FIGS. 8 and 11, the filter coefficient read from the filter coefficient memory is interpolated in four steps, but the number of interpolation steps is not limited to this. Further, the interpolation may not be performed.

また、フィルタ演算形式は、上述のFIR型に限らず、IIR
（無限インパルス応答）型やその他の形式であってもよ
い。Also, the filter calculation format is not limited to the FIR type described above, and IIR
It may be an (infinite impulse response) type or another type.

また、この発明で使用するディジタルフィルタの用途
は、上記実施例のような折返しノイズ除去の用途に限ら
ず、音色制御等その他の用途であってもよい。その場
合、音色選択コードTC、キーコードKC、タッチデータTD
等に応じてフィルタ特性を選択するようにする。つま
り、フィルタ係数メモリに複数のフィルタ特性に対応す
るフィルタ係数データを夫々記憶しておき、音色選択コ
ードTC、キーコードKC、タッチデータTD等に応じて所望
の音色を実現するフィルタ係数データの組を選択し、こ
れをアドレス信号の小数部に応じて読み出すようにする
のである。Further, the use of the digital filter used in the present invention is not limited to the use of aliasing noise removal as in the above embodiment, but may be other uses such as tone color control. In that case, tone selection code TC, key code KC, touch data TD
The filter characteristic is selected according to the above. That is, filter coefficient data corresponding to a plurality of filter characteristics are stored in the filter coefficient memory, respectively, and a set of filter coefficient data for realizing a desired timbre according to the timbre selection code TC, the key code KC, the touch data TD, etc. Is selected and is read according to the fractional part of the address signal.

また、キーコードKCに応じた音色キースケーリング制御
やタッチデータTDに応じた音色制御の際に、メモリに予
め記憶しておくフィルタ係数データの数を少なくしてお
き、このフィルタ係数データをキーコードKCやタッチデ
ータTDに応じて補間することによりフィルタ係数を密に
発生するようにしてもよい。Further, when performing tone color key scaling control according to the key code KC or tone color control according to the touch data TD, the number of filter coefficient data stored in advance in the memory is reduced, and this filter coefficient data is used as the key code. Filter coefficients may be densely generated by performing interpolation according to KC and touch data TD.

また、この発明に係る楽音信号発生装置を複数系列設
け、各系列で発生する楽音信号をキーコードKCやタッチ
データTDに応じて補間合成するようにしてもよい。Further, a plurality of tone signal generators according to the present invention may be provided and the tone signals generated in each sequence may be interpolated and synthesized according to the key code KC or the touch data TD.

上記実施例では、サンプリング周波数が楽音信号のピッ
チに無関係に常に一定であるピッチ非同期方式によって
楽音波形サンプルデータを発生しているが、サンプリン
グ周波数が楽音信号のピッチに同期するピッチ同期方式
によって楽音波形サンプルデータを発生する場合におい
てもこの発明を適用することができる。In the above embodiment, the musical tone waveform sample data is generated by the pitch asynchronous method in which the sampling frequency is always constant regardless of the pitch of the musical tone signal, but the musical tone waveform is generated by the pitch synchronous method in which the sampling frequency is synchronized with the pitch of the musical tone signal. The present invention can be applied even when generating sample data.

また、楽音波形メモリに記憶した波形サンプルデータを
全て読み出さずに、高音域では例えば２回に１回あるい
は４回に１回というように間引いて読み出すようにアド
レス信号を制御するようにしてもよい。Further, the address signal may be controlled so as not to read all the waveform sample data stored in the musical tone waveform memory, but to thin out and read out, for example, once every two times or once every four times in the high tone range. .

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上の通り、この発明によれば、発生すべき楽音の音高
に対応して変化するアドレス信号の整数部に応じて楽音
波形サンプルデータを発生し、このアドレス信号の小数
部に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データの
うちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択し、このｎ個の係数デ
ータとアドレス信号の整数部に対応して発生されたｎサ
ンプル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィル
タ演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関して行う
ようにしたので、実際に楽音波形データ発生手段で準
備する楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス信号
の整数部に対応する比較的粗いものであっても良い、と
いうことにより回路構成の簡単化を図ることができると
いう利点、及び実際にはｍよりも少ないｎサンプル点
分の楽音波形データに対応する限られた次数に関してフ
ィルタ演算を行えばよい、ということによりディジタル
フィルタ回路の構成の簡単化をも図ることができるとい
う利点、の両方を享受できると共に、実質的なフィル
タ演算はアドレス信号の小数部の分解能を持つ精度の良
い楽音波形サンプルデータに対してｍ次の精密なフィル
タ演算を行ったのと等価となる、ということにより、高
分解能の楽音波形サンプルデータに対する精密なフィル
タ演算によってもたらされる種々の利点、例えば、不要
なノイズ成分を確実にカットし、良質の楽音信号を得る
ことができるという利点、をも享受することができる、
という優れた効果を奏する。As described above, according to the present invention, the musical tone waveform sample data is generated according to the integer part of the address signal that changes according to the pitch of the musical tone to be generated, and the m-th order is generated according to the decimal part of the address signal. N coefficient data (n <m) are selected from among the coefficient data corresponding to the filter coefficients, and n sound data corresponding to n sample points are generated corresponding to the integer part of the address signal. Since the m-th order filter calculation is performed on the tone waveform data for n sample points by using, the resolution of the tone waveform sample data actually prepared by the tone waveform data generating means corresponds to the integer part of the address signal. The advantage is that the circuit configuration can be simplified by the fact that it may be relatively coarse, and in fact, the tone waveform data for n sample points less than m can be obtained. It is possible to enjoy both of the advantage that the configuration of the digital filter circuit can be simplified by performing the filter operation with respect to the limited order corresponding thereto, and the substantial filter operation is performed by the address signal. This is equivalent to performing the m-th order precision filter calculation on the high precision musical tone waveform sample data having the resolution of the decimal part, and thus it is brought about by the precise filter calculation on the high resolution musical tone waveform sample data. It is also possible to enjoy the various advantages described above, for example, the advantage that it is possible to reliably cut unnecessary noise components and obtain a high-quality tone signal.
It has an excellent effect.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図はこの発明に係る楽音信号発生装置の一実施例の
基本的な構成を示すブロック図、 第２図は一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく
各段階の波形サンプルデータの一例を示す波形図、 第３図は第２図の各波形サンプルデータのスペクトルエ
ンベロープの一例を示す図、 第４図はこの発明におけるディジタルフィルタ演算動作
を原理的に説明するための図、 第５図はこの発明に従って実現したFIRローパスフィル
タの振幅−周波数特性の一例を実測して示す図、 第６図は第５図の特性のローパスフィルタを通した正弦
波信号のスペクトルを示す実測図、 第７図は第１図におけるフィルタ係数供給手段及びディ
ジタルフィルタ演算手段の一例を示すブロック図、 第８図はこの発明に係る楽音信号発生装置のより具体的
な実施例を示すブロック図、 第９図は第８図の実施例における演算その他動作のタイ
ミング関係を示すタイミングチャート、 第10図はこの発明の別の実施例におけるディジタルフィ
ルタ演算動作を説明するための図、 第11図は第10図に関連するこの発明の別の実施例を示す
ブロック図、 第12図は第11図の実施例における演算その他動作のタイ
ミング関係を示すタイミングチャート、である。 １……アドレス信号発生手段、２……楽音波形サンプル
データ発生手段、３……フィルタ係数供給手段、４……
ディジタルフィルタ演算手段、3a……フィルタ係数発生
手段、3b,27……選択手段、4a……遅延手段、4b1〜4b6
……乗算器、4c……加算器、12……アドレス信号発生回
路、13……楽音波形メモリ、21……ディジタルフィルタ
演算回路、24……フィルタ係数供給回路、25,26,250,26
0……フィルタ係数メモリ。FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of an embodiment of a musical tone signal generating apparatus according to the present invention, and FIG. 2 is a waveform showing an example of waveform sample data at each stage based on general sampling frequency conversion theory. FIG. 3 is a diagram showing an example of the spectrum envelope of each waveform sample data of FIG. 2, FIG. 4 is a diagram for explaining the principle of the digital filter arithmetic operation in the present invention, and FIG. 5 is the present invention. FIG. 6 shows an example of actual measurement of the amplitude-frequency characteristics of the FIR low-pass filter realized according to FIG. 6, FIG. 6 is an actual measurement diagram showing the spectrum of a sine wave signal that has passed through the low-pass filter having the characteristics of FIG. 5, and FIG. FIG. 1 is a block diagram showing an example of a filter coefficient supplying means and a digital filter calculating means in FIG. 1, and FIG. 8 shows a more concrete embodiment of a musical tone signal generating apparatus according to the present invention. 9 is a block diagram, FIG. 9 is a timing chart showing the timing relationship of operations and other operations in the embodiment of FIG. 8, and FIG. 10 is a diagram for explaining digital filter operation operations in another embodiment of the present invention. FIG. 11 is a block diagram showing another embodiment of the present invention related to FIG. 10, and FIG. 12 is a timing chart showing the timing relationship of the calculation and other operations in the embodiment of FIG. 1 ... Address signal generating means, 2 ... tone waveform sample data generating means, 3 ... filter coefficient supplying means, 4 ...
Digital filter arithmetic means, 3a ... Filter coefficient generating means, 3b, 27 ... Selection means, 4a ... Delay means, 4b1-4b6
...... Multiplier, 4c ...... Adder, 12 ...... Address signal generation circuit, 13 ...... Music waveform memory, 21 ...... Digital filter arithmetic circuit, 24 ...... Filter coefficient supply circuit, 25,26,250,26
0: Filter coefficient memory.

Claims (9)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 所定次数からなるフィルタ係数を発生可能なフィルタ係
数発生手段及びこのフィルタ係数発生手段から発生され
たフィルタ係数を補間することにより前記所定次数より
も多いｍ次のフィルタ係数が発生可能なフィルタ係数補
間手段を有し、上記アドレス信号の小数部に応じて前記
フィルタ係数発生手段でのフィルタ係数の発生及びフィ
ルタ係数補間手段での補間を制御することにより、ｍ次
のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に対応
するｍ個のフィルタ係数の中からｎ個（ただしｎ＜ｍ）
の係数データを選択して供給するフィルタ係数供給手段
と、 このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発生手段で
発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用い
て、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形デ
ータに関して行うディジタルフィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。1. An address signal generating means for generating an address signal consisting of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated, and a tone waveform sample according to the integer part of the address signal. A musical tone waveform data generating means for generating data, a filter coefficient generating means capable of generating a filter coefficient having a predetermined order, and an m-th order larger than the predetermined order by interpolating the filter coefficient generated by the filter coefficient generating means. The filter coefficient interpolating means capable of generating the filter coefficient is controlled to control the generation of the filter coefficient by the filter coefficient generating means and the interpolation by the filter coefficient interpolating means in accordance with the fractional part of the address signal. N out of m filter coefficients corresponding to each successive order for realizing the next filter characteristic (where n < )
Filter coefficient supplying means for selecting and supplying the coefficient data of n, and the n-th coefficient data and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means are used to perform an m-th order filter calculation. A tone signal generating device comprising a digital filter calculating means for performing tone waveform data for n sample points. 【請求項２】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
対応するｍ個のフィルタ係数の中から上記アドレス信号
の小数部に応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数データを
選択して供給するフィルタ係数供給手段と、 上記楽音波形データ発生手段で発生された楽音波形デー
タをｎサンプル点分順次記憶する記憶手段と、 上記フィルタ係数供給手段から供給される前記ｎ個の係
数データと上記記憶手段に記憶されたｎサンプル点分の
楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサ
ンプル点分の楽音波形データに関して行うディジタルフ
ィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。2. An address signal generating means for generating an address signal consisting of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated, and a tone waveform sample according to the integer part of the address signal. A tone waveform data generating means for generating data and m filter coefficients corresponding to the fractional part of the address signal from among m filter coefficients corresponding to each successive order for realizing an m-th order filter characteristic <M) Selects and supplies the coefficient data, the filter coefficient supply means, the storage means that sequentially stores the tone waveform data generated by the tone waveform data generation means for n sample points, and the filter coefficient supply means. The n-th coefficient data and the tone waveform data for n sample points stored in the storage means are used to perform an m-th order filter operation for n sample points. A musical tone signal generator having digital filter arithmetic means for performing sound waveform data. 【請求項３】前記フィルタ係数供給手段は、ｍ次のフィ
ルタ係数を発生するフィルタ係数発生手段と、このｍ次
のフィルタ係数のうちｎ個を上記アドレス信号の小数部
の値に応じて選択する選択手段とを具えるものである特
許請求の範囲第２項記載の楽音信号発生装置。3. The filter coefficient supplying means selects a filter coefficient generating means for generating an mth-order filter coefficient, and selects n out of the mth-order filter coefficients according to the value of the fractional part of the address signal. The musical tone signal generating apparatus according to claim 2, further comprising a selecting means. 【請求項４】ｍ次のフィルタ係数の各次数が前記アドレ
ス信号の小数部の分解能に対応しており、現在のアドレ
ス信号の小数部の値に応じて、該小数部の値を基準にし
て前記ｍ次のフィルタ係数の中からｎ個の次数を夫々飛
び飛びに決定し、このｎ個の次数に夫々対応するｎ個の
フィルタ係数を前記フィルタ係数供給手段が供給する特
許請求の範囲第２項又は第３項記載の楽音信号発生装
置。4. Each order of the m-th order filter coefficient corresponds to the resolution of the decimal part of the address signal, and according to the value of the decimal part of the present address signal, the value of the decimal part is used as a reference. 3. The filter coefficient supply means supplies n filter coefficients corresponding to each of the n orders, and determines n orders among the m order filter coefficients. Alternatively, the musical tone signal generator according to the third aspect. 【請求項５】前記アドレス信号における小数部の分割数
ｄに応じてｎ＝m/dなる関係でｎを決定し、前記ｎ個の
フィルタ係数はｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数に夫
々対応するものからなり、現在のアドレス信号の小数部
の値に応じて前記ｎ個の次数を夫々決定し、こうして現
在のアドレス信号の小数部に応じて決定されたｎ個の次
数に対応するｎ個のフィルタ係数を前記フィルタ係数供
給手段が供給する特許請求の範囲第２項又は第３項記載
の楽音信号発生装置。5. The number n is determined according to the relation n = m / d according to the division number d of the decimal part in the address signal, and the n filter coefficients are n orders sequentially separated by an interval of d. Respectively corresponding to the values of the fractional part of the current address signal to determine the respective n orders, and thus correspond to the n orders determined according to the fractional part of the current address signal. The tone signal generating apparatus according to claim 2 or 3, wherein the filter coefficient supplying means supplies n filter coefficients. 【請求項６】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 ｍ次のフィルタ特性を実現するための連続する各次数に
対応するｍ個のフィルタ係数に基づき各次数毎にそれに
連続する所定の複数次数のフィルタ係数の合計に対応す
るフィルタ係数グループ値を夫々供給するためのもので
あって、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（ただ
しｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ係数グループ値を
選択して供給するフィルタ係数供給手段と、 このｎ個のフィルタ係数グループ値と上記楽音波形デー
タ発生手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形デー
タとを用いて、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の
楽音波形データに関して行うディジタルフィルタ演算手
段と を具えた楽音信号発生装置。6. An address signal generating means for generating an address signal consisting of an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a tone to be generated, and a tone waveform sample according to the integer part of the address signal. A musical tone waveform data generating means for generating data and a filter coefficient of a plurality of predetermined multiple orders continuous for each order based on m filter coefficients corresponding to each successive order for realizing an m-th order filter characteristic. Each filter coefficient group value corresponding to the sum is supplied, and the filter coefficient group values of n (where n <m) groups are selected and supplied according to the decimal part of the address signal. The filter coefficient supply means, the n filter coefficient group values and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means. There are, m the next musical tone signal generating apparatus comprising a digital filtering unit to filter operation performed for n sample points worth of tone waveform data. 【請求項７】前記フィルタ係数供給手段は、複数のグル
ープに対応する前記フィルタ係数グループ値を発生する
フィルタ係数発生手段と、この複数のグループに対応す
る前記フィルタ係数グループ値のうちｎグループのフィ
ルタ係数グループ値を上記アドレス信号の小数部の値に
応じて選択する選択手段とを具えるものである特許請求
の範囲第６項記載の楽音信号発生装置。7. The filter coefficient supplying means generates filter coefficient group values corresponding to a plurality of groups, and n groups of filter coefficient group values among the filter coefficient group values corresponding to the plurality of groups. 7. A musical tone signal generating apparatus according to claim 6, further comprising a selecting means for selecting a coefficient group value according to a value of a decimal part of the address signal. 【請求項８】ｍ次のフィルタ係数の各次数が前記アドレ
ス信号の小数部の分解能に対応しており、現在のアドレ
ス信号の小数部の値に応じて、該小数部の値を基準にし
て前記ｍ次のフィルタ係数の中からｎ個の次数を夫々飛
び飛びに決定し、このｎ個の各次数に夫々対応するｎグ
ループの前記フィルタ係数グループ値を前記フィルタ係
数供給手段が供給する特許請求の範囲第６項記載の楽音
信号発生装置。8. The order of each m-th order filter coefficient corresponds to the resolution of the decimal part of the address signal, and the value of the decimal part is used as a reference according to the value of the decimal part of the present address signal. A filter coefficient supply means supplies n filter coefficients group values of n groups respectively corresponding to the respective n degrees, among the m-th order filter coefficients. A musical tone signal generator according to claim 6. 【請求項９】発生すべき楽音の音高に対応するレートで
変化する整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生
するアドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 異なる音色制御特性を示す複数のフィルタ特性の中から
前記楽音の音高に対応するフィルタ特性を選択し、選択
されたフィルタ特性に対応するｍ次のフィルタ特性を実
現するための連続する各次数に対応するｍ個のフィルタ
係数の中から上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個
（ただしｎ＜ｍ）の係数データを選択して供給するフィ
ルタ係数供給手段と、 このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発生手段で
発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用い
て、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形デ
ータに関して行うディジタルフィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。9. An address signal generating means for generating an address signal comprising an integer part and a decimal part which change at a rate corresponding to the pitch of a musical tone to be generated, and a tone waveform sample according to the integer part of the address signal. A tone waveform data generating means for generating data and a filter characteristic corresponding to the pitch of the tone are selected from a plurality of filter characteristics showing different tone color control characteristics, and an m-th order filter corresponding to the selected filter characteristic is selected. Filter coefficient supply that supplies n coefficient data (where n <m) according to the fractional part of the address signal from among m filter coefficients corresponding to respective successive orders for realizing the characteristics. Means and the n pieces of coefficient data and the musical tone waveform data for n sample points generated by the musical tone waveform data generating means, an m-th order filter calculation is performed for n samples. Tone signal generation device with a digital filter operation means for performing with respect to the musical tone waveform data of Le point fraction.
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