JPH07505271A - Hearing aids that compensate for acoustic feedback - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 音響帰還に対して補償する補聴器 技術分野 本発明は、請求項１の冒頭部分に詳細に開示されているようなデジタル式の補聴 器に関するものである。[Detailed description of the invention] Hearing aids that compensate for acoustic feedback Technical field The invention relates to a digital hearing aid as disclosed in detail in the preamble of claim 1. It is related to vessels.

音響帰還に対してデジタル的な抑制又は補償を行うこの種の補聴器は、本出願人 による先行するヨーロッパ特許出願第９０３０９３４２．５号（公開番号ＥＰ− Ａ−０４１５６７７号）により知られている。本出願は、１９９０年８月２４日 に出願された上記ヨーロッパ特許出願に関連するものであり、したがって上記特 許出願内に開示される全ての内容は、これを参照するとわかるように本出願の一 部を形成している。This type of hearing aid with digital suppression or compensation for acoustic feedback has been proposed by the applicant. Earlier European Patent Application No. 90309342.5 (Publication No. EP- A-0415677). This application was filed on August 24, 1990. It relates to the above European patent application filed in All material disclosed in the patent application is incorporated herein by reference. It forms a part.

ＥＰ−Ａ２−０．４１５．６７７号から知られていることは、デジタル式のフィ ルタを監視しているときに音響帰還路内に変化が起きた場合、その係数を変更す ることであり、特に、デジタル回路が当該フィルタ内の各係数の更新動作を監視 及び制御するということが知られている。It is known from EP-A2-0.415.677 that the digital file If changes occur in the acoustic return path while monitoring the router, change the coefficients. In particular, digital circuitry monitors the updating of each coefficient within the filter. and control.

このような補聴器は、実際上、意図されたように機能するべく示されている。係 る補聴器が発振しないようにするために補償機能が設けられており、係る補償機 能は、帰還回路内でデジタル式フィルタの各係数を更新するように、フィルタ内 の誤差、すなわちフィルタ内の実際の設定値と、実際に望まれる設定値との差異 を考慮するアルゴリズムによって実行される。このような補聴器は、発生する変 化に対して音響帰還を補償することはできるが、音響帰還路内での急激な変化に 対しては必ずしも即座に適応できるものではない。Such hearing aids are shown to function as intended in practice. Person in charge A compensation function is provided to prevent hearing aids from oscillating. function within the filter to update each coefficient of the digital filter within the feedback circuit. error, the difference between the actual setting in the filter and the actual desired setting. is performed by an algorithm that takes into account the Such hearing aids are designed to Although it is possible to compensate acoustic feedback for It is not always possible to adapt immediately.

このような適応機能における速度の欠点により、補聴器の使用者に聞こえる音響 信号内に好ましくない信号が引き起こされる可能性がある。The speed disadvantage in such adaptive features makes it difficult for hearing aid users to hear the acoustics. Unwanted signals may be induced within the signal.

本発明の利点 本発明の目的は、上記適応速度を向上させることにあり、補聴器の使用者に対し 、これによる不便をかけることなく実現することにある。補聴器が発振開始しな いことを十分保障するために、上記補償回路内でデジタルフィルタの各係数の更 新を扱うアルゴリズムにおいては、フィルタの誤差がこれら各係数の数、信号／ 雑音比、入力レベル、音量、及びその制限回路内のピーククリッピングの程度に 依存することを考慮する必要がある。このような包括的なアルゴリズムは、音響 帰還路内の変化に対してそれ自身の適応が特に速くはなく、言い換えると、帰還 路が安定している状態の下で係るフィルタの確実且つ正確な調整を提供するもの であるといえる。Advantages of the invention The purpose of the present invention is to improve the above-mentioned adaptation speed, and to provide hearing aid users with The goal is to achieve this without causing any inconvenience. The hearing aid does not start oscillating. In order to fully ensure that the In the algorithm that handles new coefficients, the error of the filter is noise ratio, input level, volume, and its limiting degree of peak clipping within the circuit. It is necessary to consider that dependence. Such a comprehensive algorithm is suitable for acoustic It is not particularly fast at adapting itself to changes within the return path; provide reliable and accurate adjustment of such filters under steady road conditions; You can say that.

そこで本発明によれば、その請求項１に特徴づけられているような補聴器を構成 することにより、フィルタ内の各係数の更新動作が以下のような複数のアルゴリ ズムの選択で行われ、これにより補聴器は、音響帰還路内に大きな変化が起きた 場合、様々なアルゴリズムの中から基本アルゴリズムを選択する。たとえば、そ の変化が非常に大きな音響帰還が起きたようなものであった場合、補聴器は、通 常よりも早い適応速度のアルゴリズムを直ちに選択する。このときは、例えばよ り多くの雑音を付加したり、あるいは基本アルゴリズムによって指定されている 以上の適応速度にしたりする動作の内、少なくともいずれか一方の動作が行われ る。この迅速状態は、フィルタ係数が再び安定状態になったことを上記回路が認 識するまで継続され、その後、この回路は自動的に基本アルゴリズムに戻して電 子回路補償による連続的な調整に切り換える。Therefore, according to the present invention, a hearing aid as characterized in claim 1 is constructed. By doing so, the update operation of each coefficient in the filter can be performed using multiple algorithms as shown below. This is done by selecting the acoustic feedback path of the hearing aid, which results in a significant change in the acoustic return path. select a basic algorithm from among various algorithms. For example, If the change is such that a very large acoustic feedback has occurred, the hearing aid will Immediately select an algorithm with faster adaptation speed than usual. In this case, for example add more noise or At least one of the above adaptation speed actions is performed. Ru. This rapid state is when the circuit above recognizes that the filter coefficients are once again in a stable state. the circuit automatically reverts to the basic algorithm and turns off the power. Switch to continuous adjustment with slave circuit compensation.

幾つかの補聴器にあっては、基本アルゴリズム及び迅速アルゴリズムといった２ 種類ののアルゴリズムをもつととで十分であるが、一方、他の幾つかの補聴器に あっては、その用途が、様々な適応速度や、必要に応じて様々な適応機能をもつ 多くのアルゴリズムを備えて構成され、これらアルゴリズムが、デジタルフィル タ内の各係数を監視するデジタル回路によって制御される。In some hearing aids, there are two algorithms, such as the basic algorithm and the rapid algorithm. It is sufficient to have a different algorithm, but on the other hand, some other hearing aids In some cases, the application may have different adaptation speeds and different adaptation functions depending on the needs. It is configured with many algorithms, and these algorithms It is controlled by a digital circuit that monitors each coefficient in the register.

汎用的なアルゴリズムと迅速アルゴリズムとの結合、又は汎用的なアルゴリズム と更に迅速なアルゴリズムとの結合をもつ補聴器は、汎用的なアルゴリズムだけ で機能する補聴器と比較した場合、音響帰還路内での大きな変化に対してかなり 迅速に応答することができ、しかも本発明に係る補聴器の場合、たとえば、汎用 的アルゴリズムにおける雑音が６ｄＢ低いということが導かれる。Combining a general-purpose algorithm with a quick algorithm, or a general-purpose algorithm Hearing aids with a combination of significantly less sensitive to large changes within the acoustic return path when compared to hearing aids that function in In the case of the hearing aid according to the present invention, which can respond quickly, for example, It follows that the noise in the algorithm is 6 dB lower.

変化量の測定では、その変化量が非常に大きいと、上記回路が汎用的アルゴリズ ムから他のアルゴリズム、例えばより迅速なアルゴリズムに移行することになる が、好ましくは変化量の測定が、デジタルフィルタ内で各係数の統計的なモニタ リングによってに行われる。例えば、変化の存在する間、１つ又は複数の係数が 、計算された標準偏差の４Ｘを超えるようなとき、音響帰還路内の大きな変化と 見なされてもよい。When measuring the amount of change, if the amount of change is very large, the above circuit cannot be used as a general-purpose algorithm. system to other algorithms, e.g. faster algorithms. However, preferably the measurement of the amount of change is performed by statistical monitoring of each coefficient within the digital filter. Done by the ring. For example, while there is a change, one or more coefficients , exceeds 4X of the calculated standard deviation, it indicates a large change in the acoustic return path. may be considered.

図面 以下、本発明について次の各図面を参照しながら詳細に説明する。drawing Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the following drawings.

第１図は、本発明に係る補聴器のブロック図を示し、第２図は、第１図のブロッ ク図のより詳細な説明を示し、第３図は、第１図及び第２図における補聴器の適 応部分のブロック図を示し、 第４図及び第５図は、疑似ランダム・バイナリ−発生器及びその変形例を示し、 そして、 第６図は、第２図の補聴器における雑音レベル制御回路のブロック図を示す。FIG. 1 shows a block diagram of a hearing aid according to the present invention, and FIG. 2 shows a block diagram of a hearing aid according to the present invention. 3 shows a more detailed explanation of the diagrams shown in FIG. 1 and FIG. The block diagram of the corresponding part is shown. 4 and 5 illustrate a pseudo-random binary generator and its variations, and, FIG. 6 shows a block diagram of a noise level control circuit in the hearing aid of FIG. 2.

以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。The present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

好ましい実施例の記述 以下に示す本発明に係る好ましい実施例の記述は、図面の第１図乃至第６図に参 照されるものであるが、これは本発明が、実際上、どのように用いられ得るかを 示す単なる一例である。尚、全ての図面において、同じ参照符号が同一の各構成 又は各回路等に対して付与されている。Description of the preferred embodiment The following description of preferred embodiments of the invention is provided with reference to FIGS. 1 to 6 of the drawings. This explains how the invention can be used in practice. This is just an example. In addition, in all drawings, the same reference numerals refer to the same components. Or it is given to each circuit etc.

第１図に示される補聴器は、例えばマイクロホンの形態をしだ受音器５と、前置 増幅器７と、デジタル適応回路３と、出力増幅器９と、例えば超小型電気／音響 変換器である音響再生器１１とを備えている 前置増幅器７は、公知のタイプのものであり、例えば本出願人による先行するヨ ーロッパ特許出願環９０３０９３４２．５号にて知られているタイプのものであ る。また、出力増幅器も同様、公知のタイプのものであり、例えば本出願人の先 行するヨーロッパ特許出願環９０３０９３４２．５号の補聴器に用いられている 出力増幅器に対応するものである。The hearing aid shown in FIG. 1 includes, for example, a microphone in the form of a sound receiver 5 and a An amplifier 7, a digital adaptation circuit 3, an output amplifier 9 and, for example, a microelectric/acoustic It is equipped with an acoustic regenerator 11 which is a transducer. The preamplifier 7 is of a known type, e.g. It is of the type known from patent application circular 90309342.5. Ru. Similarly, the output amplifier is of a known type, for example, as described by the applicant. It is used in the hearing aid of European Patent Application Circular No. 90309342.5. This corresponds to an output amplifier.

デジタル適応回路３は、前置増幅器１７と出力増幅器９との間で結合状態にある 破線枠内に示されている。しかしながら、この回路３は、アナログとデジタルと が混合される回路とされておらず、本好ましい実施例においては、純粋なデジタ ル回路として用いられている。The digital adaptation circuit 3 is coupled between the preamplifier 17 and the output amplifier 9 Shown within the dashed frame. However, this circuit 3 has analog and digital In this preferred embodiment, it is a pure digital circuit. It is used as a loop circuit.

デジタル適応回路３０入力部にはＡ／Ｄ変換器１７が構成されており、また、こ の回路の出力部にはＤ／Ａ変換器１９が構成されている。この入力部１７と出力 部１９との間の回路ｃ、ｄ、ｅ、ｆ内には、公知のタイプのデジタル制限回路１ ５が設けられており、これは、例えば本出願人の先行するヨーロッパ特許出願環 ９０３０９３４２．５号にて知られている。この制限回路の機能は、出力増幅器 ９と変換器１１とにおける直線的な限界を超える振幅レベルに電気信号が到達し ないようにすることにあり、上記ヨーロッパ特許出願内に説明されている。An A/D converter 17 is configured at the input section of the digital adaptive circuit 30. A D/A converter 19 is configured at the output section of the circuit. This input section 17 and output In the circuits c, d, e, f between the parts 19 and 19 there are digital limiting circuits 1 of known type. 5, which is based on the applicant's previous European patent application cycle. It is known from No. 90309342.5. The function of this limiting circuit is that the output amplifier 9 and transducer 11 when the electrical signal reaches an amplitude level that exceeds the linear limit. The aim is to avoid this, and is explained in the above-mentioned European patent application.

制限回路１５とＤ／Ａ変換器１９との間の経路には、デジタル加算回路２１が挿 入されている。この加算回路２１は、後で説明するが、雑音信号Ｎの導入のため の場所として機能する。Ａ／Ｄ変換器１７と出力増幅器１５との間の経路にはデ ジタル減算回路２３が挿入されている。この減算回路２３は、電気的なフィード バックを導入するための手段を備えており、これについても後で説明する。A digital addition circuit 21 is inserted in the path between the limiting circuit 15 and the D/A converter 19. is included. As will be explained later, this adder circuit 21 is used to introduce a noise signal N. functions as a location. The path between the A/D converter 17 and the output amplifier 15 includes a A digital subtraction circuit 23 is inserted. This subtraction circuit 23 is connected to the electrical feed It has a means for introducing a bag, which will also be explained later.

マイクロホン５から変換器１１に至る所望とされる信号の正規な経路は、第１図 に示されるように、直接的な回路経路ａ−ｂ−ｃ−ｄ−ｅ−ｆ−ｇ−ｈである。The normal path of the desired signal from the microphone 5 to the transducer 11 is shown in FIG. As shown, the direct circuit path a-b-c-d-e-f-gh.

ここで気がつくことは、電気的な経路ａ、ｂ、ｇ、ｈがアナログ信号のために構 成されており、したがって通常的には単一の導体リードで構成され、一方、上記 電気的な信号経路ｃ、ｄ、ｅ、ｆは、デジタル信号のために構成されており、し たがってＡ／Ｄ変換器１７からのビット数に応じて複数の平行な導体リード、例 えば８本乃至１２本の導体リードで構成されていることである。Notice here that electrical paths a, b, g, and h are configured for analog signals. and therefore typically consist of a single conductor lead, whereas the Electrical signal paths c, d, e, f are configured for digital signals and Therefore, depending on the number of bits from the A/D converter 17, multiple parallel conductor leads, e.g. For example, it is composed of 8 to 12 conductor leads.

電気的なフィニドパックは、加算回路２１とＤ／Ａ変換器１９との間のデジタル 信号路内の回路部ｆのタップ２５から取り出され、これは、電気的で且つデジタ ルの帰還信号が雑音レベル成分を含むことを意味している。この帰還信号は、「 制限インパルス応答フィルタ」、所謂ＦＩＲフィルタ（Ｆｉｎｉｔｅ−Ｉｍｐｕ ｌｓｅ−Ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｆｉｌｔｅｒ）として示される適応フィルタ２７を 通して導かれ、このフィルタの通過後、この帰還信号は、デジタル信号路ｍを通 ってデジタル減算回路２３に送られる。好適には、上記タップ２５からのデジタ ル信号は、デジタル電線リードｋを通ってデジタル信号４１としてＦＩＲフィル タ２７に送られる前に、遅延回路２９を通して送られることが望ましい。遅延回 路２９内での遅延は、変換器１１とマイクロホン５との間における最小の音響的 経路長と同じオーダーであり、これに対応する遅延を導入する必要がある。この 遅延を必ずしもデジタル遅延回路２９によって導入する必要はなく、そうするこ とにより各フィルタ及び相関回路内での大きな冗長が回避され、その結果、回路 全体は簡略化される。フィルタ２７からのインパルス応答は、相関回路３１から の各係数によってか継続的に調整されて制御される。相関回路３１は、挿入され るデジタル雑音と、デジタル減算回路２３の後段に位置する接続部ｄにおける残 留信号内の雑音成分との間の相関を常に調べている。上記挿入される雑音信号Ｎ は、雑音源３３から生成され、調整回路３５でレベル調整された後、デジタル加 算回路２１を通して送られる。この雑音信号は、第２の遅延回路３７を介して相 関回路３１の基準入力部にも結合されており、遅延回路３７もまた、信号経路ｎ を介して変換器１１とマイクロホン５との間の最小音響経路と同じオーダーの遅 延を導入する。リードｄ上の残留信号は、相関回路３１の入力信号を構成するも のであり、リードｄの点３９からデジタルリード５７を介して送られる。The electrical finidopack is a digital converter between the adder circuit 21 and the D/A converter It is taken out from the tap 25 of the circuit section f in the signal path, which is electrical and digital. This means that the feedback signal of the signal contains a noise level component. This return signal is "Limited Impulse Response Filter", so-called FIR filter (Finite-Impu lse-Response filter). After passing through this filter, this feedback signal is routed through a digital signal path m. is sent to the digital subtraction circuit 23. Preferably, the digital signal from said tap 25 is The signal is passed through the digital wire lead k to the FIR filter as a digital signal 41. Preferably, the signal is sent through a delay circuit 29 before being sent to the data processor 27 . delay times The delay in path 29 is the minimum acoustic delay between transducer 11 and microphone 5. It is of the same order as the path length, and we need to introduce a corresponding delay. this The delay need not necessarily be introduced by the digital delay circuit 29; This avoids large redundancies within each filter and correlation circuit, resulting in The whole thing is simplified. The impulse response from the filter 27 is output from the correlation circuit 31. is continuously adjusted and controlled by each coefficient of . The correlation circuit 31 is inserted digital noise at the connection point d located downstream of the digital subtraction circuit 23. The correlation between the noise component in the signal and the noise component is constantly being investigated. Noise signal N inserted above is generated from the noise source 33, level-adjusted by the adjustment circuit 35, and then digitally processed. The signal is sent through the calculation circuit 21. This noise signal is phased out via the second delay circuit 37. The delay circuit 37 is also coupled to the reference input of the delay circuit 31, and the delay circuit 37 is also connected to the signal path n. of the same order of magnitude as the minimum acoustic path between transducer 11 and microphone 5 via Introducing extension. The residual signal on lead d constitutes the input signal of the correlation circuit 31. is sent from point 39 of lead d via digital lead 57.

上記に加え、そこに挿入されたアルゴリズム制御回路の形態の回路７９は、相関 回路３１がフィルタ２７に更にどの様な係数を送るべきかに従ってアルゴリズム を決定するものであり、そのためにアルゴリズム制御回路７９は、デジタル接続 部８０．８１を通して相関回路３１を常に監視及び制御している。また、アルゴ リズム制御回路７９は、雑音発生器３３からのデジタル雑音の供給をリード８２ を介して調整回路３５のレベルを調整することによって制御する。In addition to the above, a circuit 79 in the form of an algorithm control circuit inserted therein algorithm according to what further coefficients the circuit 31 should send to the filter 27. For this purpose, the algorithm control circuit 79 uses a digital connection. The correlation circuit 31 is constantly monitored and controlled through sections 80 and 81. Also, Argo The rhythm control circuit 79 leads 82 to supply digital noise from the noise generator 33. It is controlled by adjusting the level of the adjustment circuit 35 via the control circuit 35.

更に上記残留信号は、タップ３９からリード８４を通して取り出され、上記雑音 信号の振幅がリード８３を通して取り出され（第２図参照）、そして音量信号が リード８６を通して取り出されるが、これについては後述する。Further, the residual signal is taken out from the tap 39 through the lead 84 and is removed from the noise. The amplitude of the signal is extracted through lead 83 (see Figure 2) and the volume signal is It is taken out through a lead 86, which will be described later.

これにより点２５からの電気的な出力信号は、遅延回路２９を通して適応フィル タ２７（ＦＩＲ）に供給されると共に、最終的なフィードバック信号として減算 回路２３に供給され、その減算がその入力信号から実行される。最適状態におい て、上記フィードバック信号は、変換器１１から帰還路Ｗを通してマイクロホン ５に供給される望ましくない音響帰還信号と完全に一致することになる。上記フ ィードバック信号と音響帰還からの信号とが完全に同一　である場合、上記音響 帰還からの残留信号はリードｄに存在しない。その理由は、リードｍからのデジ タル帰還信号が上記音響帰還信号を完全に打ち消すからである。As a result, the electrical output signal from point 25 is passed through the delay circuit 29 to the adaptive filter. 27 (FIR) and is subtracted as the final feedback signal. It is applied to a circuit 23 whose subtraction is performed from its input signal. optimal state odor Then, the feedback signal is sent from the converter 11 to the microphone through the return path W. 5 will be in perfect agreement with the undesired acoustic return signal supplied to the 5. The above If the feedback signal and the signal from acoustic feedback are completely the same, the above acoustic No residual signal from the feedback is present on lead d. The reason is that digital data from lead m This is because the tal feedback signal completely cancels the acoustic feedback signal.

フィルタ２７が正確に設定され得るようにするために、上記雑音信号Ｎは、調整 回路３５内でのレベル調整の後、加算回路２１を通して出力信号に加えられる。In order that the filter 27 can be set accurately, the noise signal N is adjusted After level adjustment in circuit 35, it is added to the output signal through adder circuit 21.

これにより雑音信号は、内部帰還回路３と外部音響帰還路Ｗとの両方に存在する ことになる。これにより上記雑音信号は、Ｄ／Ａ変換器１９を通過し、増幅器９ を通して変換器１１に到達し、所望の信号に重畳される音響信号に変換される。As a result, the noise signal exists in both the internal feedback circuit 3 and the external acoustic feedback path W. It turns out. As a result, the above-mentioned noise signal passes through the D/A converter 19 and the amplifier 9 The signal reaches the transducer 11 through the channel and is converted into an acoustic signal that is superimposed on the desired signal.

この雑音信号のレベルは、補聴器の使用者に何の不便も掛けないような方法で設 定される。The level of this noise signal is set in such a way that it does not cause any inconvenience to the hearing aid user. determined.

実際上、上記２つの信号は、お互い完全には打ち消し合わず、デジタルリードｄ 上の残留信号内には僅かな量の雑音と、他の帰還信号とが見いだされ、これらは 、上記残留信号と雑音信号ｎの遅延されたものとの間の相関関係を常に監視して いる相関回路３１によって検出される。相関回路３１からの出力信号は、残留信 号のための表示であり、幾つかのフィルタ係数を変えることによりフィルタ２７ を制御するために用いられる。このようにこの適応は、フィルタ２７が常に調節 され、これにより帰還系が雑音を打ち消すような状況を追求するように構成され る。補聴器及びその使用者に関する周囲環境の物理的変化、及びその帰還系を制 御するアルゴリズムの限界は、完全な打ち消しが必ずしも常には実現できないと いう結果をもたらすが、これがなぜアルゴリズム制御回路７９を挿入するかとい う理由である。In practice, the above two signals do not completely cancel each other out, and the digital lead d A small amount of noise and other feedback signals are found in the residual signal above, which are , constantly monitoring the correlation between the residual signal and the delayed version of the noise signal n. It is detected by the correlation circuit 31. The output signal from the correlation circuit 31 is a residual signal. filter 27 by changing some filter coefficients. used to control This adaptation thus ensures that the filter 27 constantly adjusts This allows the feedback system to be configured to seek a situation where the noise is cancelled. Ru. Control physical changes in the environment surrounding hearing aids and their users, and their feedback systems. The limitation of the control algorithm is that complete cancellation cannot always be achieved. However, this explains why the algorithm control circuit 79 is inserted. This is the reason.

それにはまず、挿入される雑音信号について説明しなければならない。通常、こ こでは、あるスペクトル特性を持つ雑音信号Ｎ、すなわち、補聴器が動作するよ うに構成されている周波数範囲全体にわたり一定レベルの雑音信号、いわゆる白 色雑音が用いられる。ここで、適当なビットの繰り返しをもつ幾つかの疑似ラン ダム・バイナリ−雑音信号が用いられ得る。これらの雑音信号は容易に生成する ことができ、例えば第４図に示した回路を用いることにより生成することができ 、クロック制御のシフトレジスタ１０３に排他的オアゲート１０５を通した多重 帰還を設けることにより生成することができる。このような回路は、２’−１ビ ツト毎の後に繰り返されるパターンをもつ信号を生成する。尚、Ｍは発生器内の ステージ数である。幾つかの満足な雑音信号は、１２７サンプル乃至３２７６７ サンプルまでの繰り返し長さをもつときに実現され、つまりこの場合、７乃至１ ５のステージをもつ回路が用いられる。To do this, we must first explain the noise signal to be inserted. Usually this Here, a noise signal N with certain spectral characteristics, that is, a noise signal N that causes the hearing aid to operate, is used. A noise signal with a constant level over the entire frequency range, the so-called white Color noise is used. Now, some pseudo-runs with appropriate bit repetitions A dumb binary-noise signal can be used. These noise signals are easily generated For example, it can be generated by using the circuit shown in Figure 4. , multiplexing through an exclusive OR gate 105 to a clock-controlled shift register 103 It can be generated by providing feedback. Such a circuit is a 2'-1 bit Generates a signal with a pattern that repeats after each shot. Furthermore, M is inside the generator. It is the number of stages. Some satisfactory noise signals range from 127 samples to 32767 This is achieved when the repetition length is up to the sample, i.e. in this case between 7 and 1 A circuit with 5 stages is used.

雑音信号の選択は、その要望に基づかれており、適応回路の時定数と同じ大きさ の時間間隔、つまり典型的には約１秒程度の時間的間隔にわたり、低い自動相関 をもつような要望に基づかれる。もしも上記音響帰還信号が、たとえば正弦波信 号のような周期的なものである場合には、安定な打ち消しが必ずしも常には達成 されず、このような状態では、適応回路は安定な動作とならないことがあるので 、使用者によって聴き取られえる信号が発生されることになり得る。しかし、こ のような作用は、雑音発生器のランダム性を向上させることにより解消すること ができる。これについては第５図に示されており、雑音発生器回路１０３．１０ ５からの出力信号が、更なる排他的ＯＲゲート１０７の１つの入力端子に供給さ れ、このＯＲゲートの他の入力端子がランダム発生器１０９のランダム信号源Ｒ Ｂに接続されるように構成されており、これがたとえば、補聴器のＡ／Ｄ変換器 １７の最下位デジタル出力ゲートとなり得るように示されている。これはビット 列のランダム化に関連してかなり大きな効果を果たすので、可能性のある動作の 乱れを解消することができる。尚、第４図及び第５図に示される雑音発生回路は 、本出願人の先行するヨーロッパ特許出願第９０３０９３４２．５号と同じタイ プのものであると言える。The selection of the noise signal is based on the desire and has the same magnitude as the time constant of the adaptive circuit. low autocorrelation over a time interval of approximately 1 second, typically on the order of Based on requests such as: If the acoustic feedback signal is a sine wave signal, for example, If the problem is periodic, such as an issue, stable cancellation may not always be achieved. In such conditions, the adaptive circuit may not operate stably. , a signal may be generated that can be heard by the user. However, this This effect can be eliminated by improving the randomness of the noise generator. Can be done. This is illustrated in Figure 5, where the noise generator circuit 103.10 The output signal from 5 is fed to one input terminal of a further exclusive OR gate 107. The other input terminal of this OR gate is the random signal source R of the random generator 109. This is configured to be connected to A/D converter of a hearing aid, for example. It is shown that there can be 17 lowest digital output gates. This is a bit of possible behavior, since it plays a fairly large effect in relation to column randomization. Disturbances can be eliminated. Incidentally, the noise generation circuit shown in Figs. 4 and 5 is , of the same title as the applicant's earlier European Patent Application No. 90309342.5. It can be said that it belongs to Pu.

更に、第２図に示した本発明に係る補聴器では、使用者が操作可能な音量調節器 ７３と、制限回路１５内でのレベル設定のために用いられる同様な使用者が操作 可能な調整用の可変抵抗器７５とが設けられている。Furthermore, the hearing aid according to the present invention shown in FIG. 2 has a volume control that can be operated by the user. 73 and similar user-operated controls used for level setting within the limiting circuit 15. A variable resistor 75 is provided for possible adjustment.

補聴器には、通常、使用者が操作できる音量調節がある。これはマイクロホン用 増幅器内、又は出力増幅器の前に設けられ得るが、両者の場合、適応フィルタ２ ７は、音量調節の設定が変更されるときに各係数を変更する必要がある。第２図 には、タップ３９と振幅制限回路１５との間に乗算増幅器７７が示されている。Hearing aids typically have a volume control that can be operated by the user. this is for microphone It can be provided within the amplifier or before the output amplifier, but in both cases the adaptive filter 2 7, it is necessary to change each coefficient when the volume adjustment setting is changed. Figure 2 , a multiplier amplifier 77 is shown between the tap 39 and the amplitude limiting circuit 15.

この増幅器７７は、音量調節器７３にＡ／Ｄ変換器６７を介して結合されており 、その入力部から増幅器７７までには、アルゴリズム制御回路７９のためのデジ タルリード８６が接続されているので、この回路が音量設定動作を操作できるよ うにしている。This amplifier 77 is coupled to the volume controller 73 via an A/D converter 67. , from the input section to the amplifier 77 is a digital circuit for the algorithm control circuit 79. Since the tall lead 86 is connected, this circuit can control the volume setting operation. I'm doing it.

振幅制限回路１５も使用者が操作するものであり、この回路内には、摺動抵抗器 （ｐｏｔｅｎｔｉｏｎｍｅｔｅｒ　）　７５がＡ／Ｄ変換器６９を介して増幅回 路１５に結合されている。好ましいことは、制限回路が、使用者の耳に適用され 得る最高音圧レベルを決定することができるので、制限回路１５が使用者によっ て操作されることである。この出力は、増幅器の利得を減少させることなく低下 され得るので、このことも重要なことである。これにより正及び負の最高音圧は 、使用者が摺動抵抗器７５を調節することで調整される。第２図は、また、２つ の摺動抵抗器７３及び７５が共通な基準電圧源７１に接続されている様子を示し ている。The amplitude limiting circuit 15 is also operated by the user, and includes a sliding resistor. (potency meter) 75 is connected to the amplification circuit via the A/D converter 69. 15. Preferably, the limiting circuit is applied to the user's ear. Since the maximum sound pressure level obtained can be determined, the limiting circuit 15 is controlled by the user. It is to be operated by This output can be reduced without reducing the amplifier gain. This is also important because it can be done. As a result, the maximum positive and negative sound pressures are , is adjusted by the user adjusting the sliding resistor 75. Figure 2 also shows two The sliding resistors 73 and 75 are connected to a common reference voltage source 71. ing.

上述のように、挿入される雑音のレベルは、最適な適応を得るように調整され得 る。第２図には、雑音発生器３３の後段に位置する調整回路３５が計算器６５に よって制御されることが示されており、この計算器６５は、たとえば第６図に示 したような単一段の巡回型フィルタの形態で構成される。この装置６５は、アル ゴリズム制御装置７９と双方向接続８２．８３により結合されており、これによ り、上記装置ｉ？９が装置６５から雑音振幅を取り出すことが可能となり、その 信号／雑音比がアルゴリズム制御装置７９によって調整可能とされ得る。As mentioned above, the level of inserted noise can be adjusted to obtain optimal adaptation. Ru. In FIG. 2, the adjustment circuit 35 located after the noise generator 33 is connected to the calculator 65. This calculator 65 is controlled by, for example, the computer shown in FIG. It is constructed in the form of a single-stage recursive filter. This device 65 It is coupled to the algorithm control device 79 by a bidirectional connection 82.83, which allows the The above device i? 9 can extract the noise amplitude from the device 65, and The signal/noise ratio may be made adjustable by algorithm controller 79.

第６図においては、上記装置６５への入力が、上記相関回路への入力部の点３９ と、上記雑音挿入回路２１との間で接続状態にある点６３（図２参照）から取り 出されることが示されている。この計算器６５は１つの多重値出力信号をもち、 その信号が点６３ではそのレベルの関数となり、制限回路１５からの所望の信号 と、これに付加される雑音信号との総量が、後に続く各構成における飽和レベル 、特に、加算回路２１．Ｄ／Ａ変換器１９．出力増幅器９．及び変換器１１の飽 和レベルを超えないように選択される。In FIG. 6, the input to the device 65 is at point 39 of the input to the correlation circuit. and the noise insertion circuit 21 are connected from the point 63 (see Fig. 2). It is shown that it will be released. This calculator 65 has one multi-value output signal, The signal becomes a function of its level at point 63 and the desired signal from limiting circuit 15 The total amount of noise signal added to this is the saturation level in each subsequent configuration. , especially the adder circuit 21. D/A converter 19. Output amplifier9. and saturation of converter 11. selected so as not to exceed the sum level.

るように、絶対的な信号レベルを測定するための第１の回路１１１を備えている 。これは、その当初のレベルの１６分の１の出力信号を生成する第１の乗算器１ １３に引き継がれ、この信号が加算器１１５に送られることとなり、この加算器 には、更に、遅延回路１１７によって１サイクル遅延され、且つ、第２の乗算器 １１９によって１６分の１５にスケールされた信号とともに供給される。−次の 巡回型フィルタのこの部分からの出力信号は、これにより所定の係数、例えば４ 分の１から１６分の１の間の係数でスケールされる。A first circuit 111 for measuring the absolute signal level is provided. . This causes the first multiplier 1 to produce an output signal 1/16 of its original level. 13, this signal is sent to adder 115, and this adder is further delayed by one cycle by the delay circuit 117, and the second multiplier 119 with a signal scaled to 15/16. −Next The output signal from this part of the recursive filter is thereby given a predetermined coefficient, e.g. Scaled by a factor between 1 in 1 and 1 in 16.

尚、ここで述べられることは、この回路が本出願人の先行するヨーロッパ特許出 願第９０３０９３４２．５に示さるように構成されることである。この回路は、 リード８２．８３を介してアルゴリズム制御回路に結合されるので、その信号対 雑音比がアルゴリズム制御回路７９によって設定され得るようになっている。What is stated here is that this circuit is based on the applicant's earlier European patent publication. It is configured as shown in Application No. 90309342.5. This circuit is is coupled to the algorithm control circuit via leads 82.83 so that its signal pairs are The noise ratio can be set by the algorithm control circuit 79.

上記相関回路３１及びＦＩＲフィルタ２７は、第３図に詳細に示されている。Ｆ ＩＲフィルタ２７は、標準的なデジタル壓のフィルタであり、遅延線４１と、第 １の遅延段４３の前段に位置する第１の乗算増幅器４５と、各遅延段の後段に位 置する更なる乗算器４５とを備えている。全ての乗算器４５は、各々そのデジタ ル加算回路４９を備えており、これらは並列に結合されている。The correlation circuit 31 and FIR filter 27 are shown in detail in FIG. F The IR filter 27 is a standard digital filter, and includes the delay line 41 and the A first multiplier amplifier 45 located before the first delay stage 43, and a first multiplier amplifier 45 located before each delay stage 43; A further multiplier 45 is provided. All multipliers 45 each have their digital The circuit is provided with an adder circuit 49, which are connected in parallel.

これにより遅延線に上のデジタル信号は、幾つかの遅延段４３を通り、一連の連 続的な信号サンプルｘ（ｎ）　、ｘ（ｎ−１）　、ｘ（ｎ−２）　−・・等を生 成する。尚、上記ｘ　（ｎ）は、この信号の最新のデジタルサンプルである。各 サンプルは、Ａ／Ｄ変換器１７及びＤ／Ａ変換器１９を制御する主クロックによ って制御されることで１周期だけ遅延される。−活写栓型の補聴器（ａｎ　ａｌ ｌ−ｉｎ−ｅａｒ　ａｉｄ　）においては、その上限周波数が７ｋＨｚのオーダ ーとすることが典型的である。This allows the digital signal on the delay line to pass through several delay stages 43 and then pass through a series of Generate continuous signal samples x(n), x(n-1), x(n-2), etc. to be accomplished. Note that x(n) above is the latest digital sample of this signal. each The samples are taken by the main clock that controls the A/D converter 17 and D/A converter 19. This control delays the signal by one cycle. - Hot plug type hearing aid (anal l-in-ear aid), its upper limit frequency is on the order of 7kHz. - is typical.

このためには、主クロックの周波数が最低１４ｋＨｚであることが要求されるが 、実際上は最低２０ｋＨｚ必要である。隠蔽型の補聴器（ｂｅｈｉｎｄ−ｔｈｅ 　ｅａｒ　ａｉｄｓ　）のためには、多くの場合、その帯域幅が若干低いので、 主クロックの周波数は１０ｋＨｚオーダーの低い周波数で十分であろう。主クロ ックの発振器は、制御可能な可変コンデンサフィルタを備えるものが用いられ、 １０ｋＨ２又は２０ｋＨｚの主クロツク周波数を生成するようにプリセットされ る。尚、ここで記述されることは、ＦＩＲフィルタ２７が、本出願人の先行する ヨーロッパ特許出願第９０３０９３４２．５号におけるＦＩＲフィルタと対応す る方法で構成されることである。This requires that the main clock frequency be at least 14kHz. , in practice, a minimum of 20 kHz is required. hidden hearing aids (behind-the) ear aids), their bandwidth is often slightly lower, so A low frequency of the order of 10 kHz may be sufficient for the main clock. Lord Kuro The rack oscillator is equipped with a controllable variable capacitor filter. Preset to generate main clock frequency of 10kHz or 20kHz. Ru. It should be noted that what is described here is that the FIR filter 27 is Corresponding to the FIR filter in European Patent Application No. 90309342.5 be constructed in such a way that

上記フィルタは次のように機能する。The above filter works as follows.

ｙ　（ｎ）　＝Σ　［ｈ　（ｍ）　Ｘ　ｘ　（ｎ　−ｍ）　］この式において、 各係数ｈ　（ｍ）は主クロックの各サイクルに基づいて更新され、これにより新 しい出力信号ｙ　（ｎ）が計算される。係数ｈ　（ｍ）の値に対する制御された 調整によって適応が行われる。尚、そのための相関回路３１は、第３図に示され ている。相関回路３１は、Ｗｉｄｒｏｗ−Ｈｏｆｆアルゴリズム（Ｂ、　Ｗｉｄ ｒｏｗ　他、ｒＬＭＳ適応フィルタの固定及び非固定学習特性Ｊ　Ｐｒｏｃ、　 Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　第２４巻、１１６１頁乃至１１６２頁、１９７６年８月）に従 ってフィルタ２７を適応させるように構成される。各係数ｈ　（ｍ）は、各サイ クル毎に調整されており、この係数の増減、つまりその大きさと符号によりその 調整が行われ、これは相関回路３１によって実行される。各係数ｈ　（ｍ）は、 それ自身の累算器５９内に独立して格納される。y (n) = Σ [h (m) X x (n - m)] In this formula, Each coefficient h (m) is updated based on each cycle of the main clock, thereby A new output signal y(n) is calculated. Controlled for the value of coefficient h (m) Adaptation occurs through adjustment. The correlation circuit 31 for this purpose is shown in FIG. ing. The correlation circuit 31 uses the Widrow-Hoff algorithm (B, row et al. Fixed and non-fixed learning characteristics of rLMS adaptive filter J Proc, IE　E　E　Vol. 24, pp. 1161-1162, August 1976) The filter 27 is configured to adapt accordingly. Each coefficient h (m) is It is adjusted for each cycle, and the increase or decrease of this coefficient, that is, its magnitude and sign, determines its An adjustment is made, which is performed by the correlation circuit 31. Each coefficient h (m) is It is stored independently in its own accumulator 59.

相関回路３１は、幾つかの単ビツト遅延段５３をもつ遅延線５１を備えている。Correlation circuit 31 comprises a delay line 51 with several single-bit delay stages 53.

各段の数は、ＦＩＲフィルタ２７内のステージ４３の数に対応している。遅延線 ５１への入力信号、及び各遅延段５３からの出力信号は、デジタル乗算器ステー ジ５５の基準入力端子に結合される。各乗算器ステージ５５の第２の入力端子は 、共通のデジタルリード３９の集合体に結合される。遅延線５１は、これが雑音 源３３及び遅延線３７から雑音信号Ｎを受信するように結合され、一方、デジタ ルリード３９の集合体は、リードｄに結合されて残留信号を受信する。各乗算器 ステップ５５の出力端子は、適応スケール換算回路６１に結合され、適応換算係 数回路は、加算回路５７を通して、その信号を上記係数累算器５９に送る。尚、 ここで述べられることは、この回路が本出願人の先行するヨーロッパ特許出願第 ９０３０９３４２．５号に説明されるように構成されることである。The number of stages corresponds to the number of stages 43 in the FIR filter 27. delay line The input signal to 51 and the output signal from each delay stage 53 are input to a digital multiplier stage. 55. The second input terminal of each multiplier stage 55 is , coupled to a common collection of digital leads 39. This is the noise in the delay line 51. coupled to receive a noise signal N from a source 33 and a delay line 37, while a digital A collection of leads 39 are coupled to lead d to receive the residual signal. each multiplier The output terminal of step 55 is coupled to an adaptive scale conversion circuit 61 and is connected to an adaptive scale conversion circuit 61. The number circuit sends its signal through the adder circuit 57 to the coefficient accumulator 59 described above. still, It is stated here that this circuit was incorporated in the applicant's earlier European patent application. 90309342.5.

加えて、係数レジスタ９１が導入される。ｎ＝０の時点においては、全ての係数 がリード８９を介してこれらのコピーレジスタ９１にわたり複写される。この係 数の複写値と実際値との差は、加算回路９０を介して測定され、その差が、リー ド８１を介してアルゴリズム制御装置７９に送られる。アルゴリズム制御装置７ ９からリード８０を介して送られる個々の係数の更新の大きさは、アルゴリズム 制御回路７９に送られる各パラメータを基にして制御されるが、これについては 後述する。Additionally, a coefficient register 91 is introduced. At the time of n=0, all coefficients is copied across these copy registers 91 via leads 89. This person The difference between the copy value and the actual value of the number is measured via a summing circuit 90, and the difference is It is sent to the algorithm control unit 79 via the code 81. Algorithm control device 7 The magnitude of the individual coefficient updates sent from 9 through lead 80 is determined by the algorithm It is controlled based on each parameter sent to the control circuit 79. This will be explained later.

デジタルフィードバック内蔵の補聴器がそれ自身の調和により発振開始しないこ とを保障するために必要なことは、相関回路３１内での更新動作がアルゴリズム に基づいて行われ、且つこのアルゴリズム内において、フィルタ内の誤差が係数 の数、信号／雑音比、入力レベル、音量、及びその信号のピークがクリップされ る範囲に依存するということが考慮される必要がある。これは、以下の式で表す ことができる。Ensure that hearing aids with digital feedback do not start oscillating due to their own harmonics. What is necessary to ensure that the update operation within the correlation circuit 31 is and within this algorithm, the error in the filter is the coefficient number, signal/noise ratio, input level, volume, and whether the peaks of that signal are clipped. It needs to be taken into account that it depends on the range of This is expressed by the following formula be able to.

ｕ＝　ｋ　／　（Ｅ（ｓ）・Ｓ／Ｎ−ｖｏｉ　（Ｌ−１）意〕ここで、 ε（ｓ）は入力振幅の影響、 Ｓ／Ｎは信号／雑音比の影響、 ｖｏｌは音量の影響、 （Ｌ−１）”は係数の数の影響であり、更に、ピーククリップレベルの影響は、 Ｓ／Ｎ比を通して導かれ、Ｓ／Ｎ　＝　（Ｅ（ｓ）・ｖｏｌ）　／　Ｅ（ｎｏｉ ｓｅ）ｋは定数、 Ｅ（ｎｏｉｓｅ）は雑音信号の振幅である。u=　k　/　(E(s)・S/N-voi　(L-1) meaning) Here, ε(s) is the influence of input amplitude, S/N is the effect of signal/noise ratio, vol is the effect of volume, (L-1)” is the effect of the number of coefficients, and furthermore, the effect of the peak clip level is derived through the S/N ratio, S/N = (E(s)・vol)/E(noi se) k is a constant, E (noise) is the amplitude of the noise signal.

このようなアルゴリズムは、外部帰還が一定である場合、統計的に信頼できるフ ィルタの更新動作を提供するアルゴリズムとして特徴づけられる。Such algorithms provide statistically reliable results when the external feedback is constant. It is characterized as an algorithm that provides filter update behavior.

このようなアルゴリズムを備えた補聴器は、帰還路における変化に対して、それ 自身を特に直ちに適応させる必要はないであろう。Hearing aids equipped with such algorithms are able to adapt to changes in the return path. There will be no need to adapt oneself particularly immediately.

しかしフィルタ内における係数変化の統計的な確率が分かつているので、つまり 各変化が様々に変遷するフィルタ係数の数円で起きるので、これにより帰還路内 での有意な変化がいつであるかを突き止めることができる。例えばフィルタ内で の係数が標準偏差の４倍を超える場合に帰還路内で有意な変化が引き起こされる ことが認識されたならば、その音響帰還路内に有意な変化が起きたことになる。However, since we know the statistical probability of coefficient changes within the filter, that is, Since each change occurs within a few circles of the filter coefficients changing in various ways, this can determine when there is a significant change in For example in a filter A significant change within the return path is induced if the coefficient of is greater than four times the standard deviation. If this is recognized, a significant change has occurred in the acoustic return path.

このような変化をアルゴリズム制御回路７９が認識する−と、この回路は直ちに その適応を早めることで応答し、より大きな雑音の挿入がリード８２を介して命 令されるか、又は他の方法、例えばより大きなμを形成すること等、少なくとも いずれか一方の方法を通してより大きな雑音の挿入が命令され、これにより適応 レートの増加が命令されることで本適応回路がＦＩＲフィルタを即座に動作させ て、音響帰還路内での変化に対して十分な補償が実現される状態にする。When the algorithm control circuit 79 recognizes such a change, it immediately It responds by accelerating its adaptation and inserts more noise through lead 82. or in other ways, such as forming a larger μ. Larger noise insertion is commanded through either method, which allows the adaptation When a rate increase is commanded, the adaptive circuit immediately activates the FIR filter. This provides sufficient compensation for changes in the acoustic return path.

そして各係数が再び安定したことをアルゴリズム制御回路７９が確認したならば 、雑音レベル又はμの値が直ちに少なくされ、これにより帰還路は、再び安全ア ルゴリズムに従って動作することになる。When the algorithm control circuit 79 confirms that each coefficient has become stable again, , the noise level or the value of μ is immediately reduced, so that the return path is once again safe. It will operate according to the algorithm.

このような［二重アルゴリズムＪをもつ補聴器は、本出願人の先行するヨーロッ パ特許出願第９０３０９３４２．５号に係る公知の補聴器に比べてかなり速く応 答することができ、しかも、統計的に安定した安全なやり状態において６ｄＢ低 い雑音が付加されたとしても、使用者の使い心地に対する予想される影響を一層 低減させることができる。Hearing aids with such [dual algorithm J] It responds much faster than the known hearing aid according to Patent Application No. 90309342.5. 6 dB lower in statistically stable and safe spear conditions. Even if high noise levels are added, the expected impact on user comfort can be further reduced. can be reduced.

本補聴器は、これが２つ以上のアルゴリズムの間で選択するように構成されてた 場合でも、１つの対応する方法で機能し、その最適条件が回路に導かれ、その条 件の基で基準アルゴリズムから他の各アルゴリズムの１つにデカップリングが行 われるかを決定する。The hearing aid is configured so that it selects between two or more algorithms. Even if it works in one corresponding way, its optimal conditions are guided into the circuit and its conditions Decoupling is performed from the reference algorithm to one of each other algorithm based on the determine whether the

口−−一−一−−一−一−コ フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、、ＣＨ，ＤＥ。Mouth--1-1--1-1-ko Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE.

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＴＤ、ＴＧ）、ＡＴ、Ａ Ｕ、ＢＢ、ＢＧ、ＢＲ，ＣＡ。DK, ES, FR, GB, GR, IE, IT, LU, MTD, TG), AT, A U, BB, BG, BR, CA.

ＣＨ，ＣＺ、ＤＥ、ＤＫ、ＥＳ、ＦＩ、ＧＢ、ＨＵ、ＪＰ、　ＫＰ、　ＫＲ，Ｌ Ｋ、　ＬＵ、　ＭＧ、　ＭＮ、　ＭＷ、　ＮＬ、　Ｎｏ、　ＮＺ、　ＰＬ、　Ｐ Ｔ、　ＲＯ，ＲＵ、　ＳＤ、　ＳＥ。CH, CZ, DE, DK, ES, FI, GB, HU, JP, KP, KR, L K, LU, MG, MN, MW, NL, No, NZ, PL, P T, RO, RU, SD, SE.

ＳＫ、　ＵＡ、　ＵＳSK, UA, US

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] １．変換器（１１）とマイクロホン（５）との間の音響帰還が、調整可能なデジ タルフィルタ（２７）を用いて生成される電気的な帰還信号によって電子的に補 償され、前記デジタルフィルタの各係数が前記実際の音響帰還に従って調整され る補聴器であって、前記マイクロホンの信号がデジタル信号（１７）に変換され 、該デジタル信号が、前記変換器をその非直線領域に侵入させないようにするた めに構成された振幅制限回路（１５）を通過するようにされており、前記マイク ロホンの信号にデジタル雑音信号（３３，２１）及びデジタル補償信号（２７， ２３）が付加された後、この複合信号がデジタルーアナログ変換器（１９）に供 給され、該デジタルーアナログ変換器からアナログ信号が増幅器（９）を通して 変換器（１１）に供給されるように構成されており、前記デジタルフィルタ（２ ７）内の端係数の更新動作を監視及び制御するデジタル回路（７９）を備えてい る補聴器において、前記回路（７９）が、２つ又はそれ以上の異なる機能の内の １つの機能に従って前記デジタルフィルタ（２７）内の係数の更新動作を監視及 び制御するために構成されており、前記各機能内の少なくとも１つの機能が、そ の第２の機能又は他の各機能よりもかなり迅速に更新動作を行うことを特徴とす る補聴器。1. The acoustic feedback between the transducer (11) and the microphone (5) is electronically compensated by an electrical feedback signal generated using a tall filter (27). each coefficient of the digital filter is adjusted according to the actual acoustic feedback. A hearing aid in which the microphone signal is converted into a digital signal (17). , to prevent the digital signal from penetrating the converter into its non-linear region. The microphone is configured to pass through an amplitude limiting circuit (15) configured to Digital noise signal (33, 21) and digital compensation signal (27, 23), this composite signal is provided to the digital-to-analog converter (19). The analog signal from the digital-to-analog converter is passed through an amplifier (9). The digital filter (2) is configured to be supplied to the converter (11), and is configured to be supplied to the digital filter (2). 7) is equipped with a digital circuit (79) that monitors and controls the update operation of the end coefficients in hearing aid, in which said circuit (79) performs one of two or more different functions. monitoring the update operation of the coefficients in the digital filter (27) according to one function; and at least one of said functions is configured to The feature is that the update operation is performed much more quickly than the second function or each other function. hearing aids. ２．デジタルフィルタ（２７）が相関回路（３１）によって制御される請求の範 囲第１項に記載の補聴器において、前記デジタル回路（７９）が前記相関回路（ ３１）を制御することで、前記相関回路（３１）が前記デジタルフィルタ（２７ ）に幾つかのフィルタ係数を提供することを特徴とする補聴器。2. Claims in which the digital filter (27) is controlled by a correlation circuit (31) In the hearing aid according to item 1, the digital circuit (79) is connected to the correlation circuit (79). By controlling the correlation circuit (31), the digital filter (27) ) A hearing aid characterized in that it provides several filter coefficients. ３．前記デジタル回路（７９）が、前記各フィルタ係数の統計的評価に基づいて 前記デジタルフィルタ（２７）の更新動作を行う機能と、前記相関回路回路（３ １）によって実行される機能との間での切替えを制御するように構成されている ことを特徴とする請求の範囲第２項に記載の補聴器。3. The digital circuit (79) based on the statistical evaluation of each of the filter coefficients. A function of updating the digital filter (27) and a function of updating the digital filter (27) and the correlation circuit circuit (3). 1) is configured to control switching between functions performed by A hearing aid according to claim 2, characterized in that: ４．前記デジタル回路（７９）が、現在変更されている全てのフィルタ係数の監 視動作に基づいて統計的評価を実行するように構成されていることを特徴とする 請求の範囲第３項に記載の補聴器。4. The digital circuit (79) monitors all filter coefficients currently being changed. configured to perform a statistical evaluation based on visual behavior. A hearing aid according to claim 3.