JPH0738522A - Multiplexing conversion system - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To provide a multiplexing conversion system, for which it is not necessary to synchronize the timing of a modulated signal with a charp signal, concerning the multiplexing conversion system to convert a frequency-divided multiplex signal into a time-divided multiplex signal. CONSTITUTION:A charp signal generator 41 generates the charp signal for performing frequency sweeping in cycle shorter than the modulation speed of each channel of the frequency-divided multiplex signal to be converted more than two times at least at the degree of the band width of the entire frequency- divided multiplex signal. A multiplier 6 performs frequency sweeping while inputting the charp signal and the frequency-divided multiplex signal. A convolver 9 performs pulse compression to the output signal of the multiplier 6. Mixers 11 and 12 respectively separately perform frequency conversion to the output signal of the convolver with the charp signals which passes are different each other for pi/2. A FIR filter 42 outputs the signals of respective channels in the manner of time division by performing prescribed weighting to the signal inputted through an A/D converter 13.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は多重化変換方式に係り、
特に周波数分割多重信号を時分割多重信号に変換する多
重化変換方式に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multiplexing conversion system,
In particular, it relates to a multiplexing conversion method for converting a frequency division multiplexed signal into a time division multiplexed signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】周知のように、信号多重化の代表的な方
法として周波数分割多重（ＦＤＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と時分割多
重（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｘ）とがあり、これらの多重化方式の相互変換
（多重化変換方式）が従来より知られている（例えば、
特開昭６１−１４７６３５号公報）。この相互変換は交
換機を始めとして通信の種々の分野で用いられている。
図８は衛星通信に適用した従来の多重化変換方式の構成
図を示す。2. Description of the Related Art As is well known, as a typical method of signal multiplexing, frequency division multiplexing (FDM) is used.
Division Multiplex (TDM) and Time Division Multiplex (TDM)
Plex), and mutual conversion (multiplex conversion method) of these multiplexing methods has been conventionally known (for example,
JP-A-61-147635). This mutual conversion is used in various fields of communication such as an exchange.
FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional multiplex conversion system applied to satellite communication.

【０００３】同図において、通信衛星１００はアンテナ
１で受信した信号を分波器２で分波してローノイズ増幅
器（ＬＮＡ）３を通してダウンコンバータ４により所定
周波数の中間周波信号（ＩＦ信号）に変換した後、ＩＦ
フィルタ５を通して乗算器６に供給する。通信衛星１０
０は多数の地球局２００からその地球局に定められた固
有のキャリアの送信信号をアンテナ１で受信するから、
乗算器６には周波数分割多重されたＩＦ信号が入力され
る。In the figure, a communication satellite 100 demultiplexes a signal received by an antenna 1 by a demultiplexer 2 and converts it into an intermediate frequency signal (IF signal) of a predetermined frequency by a down converter 4 through a low noise amplifier (LNA) 3. And then IF
It is supplied to the multiplier 6 through the filter 5. Communication satellite 10
0 receives from a large number of earth stations 200 the transmission signals of the unique carriers defined for the earth stations by the antenna 1,
The frequency-division-multiplexed IF signal is input to the multiplier 6.

【０００４】乗算器６は基準発振器７より発振出力され
る基準発振周波数に同期して動作するチャープ信号発生
器８からチャープ信号が入力され、上記周波数分割多重
ＩＦ信号との乗算により後述する周波数掃引を行う。乗
算器６の出力信号はコンボルバ（ｃｏｎｖｏｌｖｅｒ）
９を通してミキサ１１及び１２にそれぞれ入力される。
また、上記チャープ信号はミキサ１１に直接入力される
一方、π／２移相器１０を通してミキサ１２に入力され
る。コンボルバ９は上記周波数掃引の速度（チャープ
率）に整合したチャープ率を有する分散遅延線フィルタ
によるパルス圧縮（コンボリューション）を行う時間圧
縮器である（動作は後述する）。The multiplier 6 receives a chirp signal from a chirp signal generator 8 which operates in synchronization with the reference oscillation frequency oscillated and output from the reference oscillator 7, and multiplies it with the frequency division multiplex IF signal to perform a frequency sweep to be described later. I do. The output signal of the multiplier 6 is a convolver.
It is inputted to mixers 11 and 12 through 9, respectively.
The chirp signal is directly input to the mixer 11, and is also input to the mixer 12 through the π / 2 phase shifter 10. The convolver 9 is a time compressor that performs pulse compression (convolution) by a dispersion delay line filter having a chirp rate that matches the speed (chirp rate) of the frequency sweep (operation will be described later).

【０００５】ミキサ１１及び１２の各出力信号はＡ／Ｄ
変換器１３によりディジタル信号に変換された後時分割
共通復調回路１４及びタイミング誤差検出回路１５にそ
れぞれ入力される。この従来方式では各地球局からのＦ
ＤＭ信号の変調タイミングがすべて揃っていることが前
提であるため、タイミング誤差検出回路１５により検出
したタイミング誤差が、送信ベースバンドプロセッサ
（ＴＸ ＢＢＰ）１６において時分割共通復調回路１４
からの復調データに多重される。The output signals of the mixers 11 and 12 are A / D
After being converted into a digital signal by the converter 13, it is inputted to the time division common demodulation circuit 14 and the timing error detection circuit 15, respectively. In this conventional method, F from each earth station
Since it is premised that all the DM signal modulation timings are aligned, the timing error detected by the timing error detection circuit 15 is transmitted to the time division common demodulation circuit 14 in the transmission baseband processor (TX BBP) 16.
Is multiplexed with the demodulated data from.

【０００６】上記の乗算器６からＴＸ ＢＢＰ１６まで
の回路部がＦＤＭ／ＴＤＭ変換部を構成している。この
ＴＸ ＢＢＰ１６の出力信号のフレームフォーマット
は、図７（Ａ）に示す如くになり、フレームの先頭に固
定パターンのユニークワード（ＵＷ）が配置され、以下
全部でＮチャネルの各チャネルの伝送データと共にタイ
ミング誤差情報（ＴＩＭ．ＥＲＲ）が時分割多重された
構成である。The circuit section from the multiplier 6 to the TX BBP 16 constitutes an FDM / TDM conversion section. The frame format of the output signal of the TX BBP16 is as shown in FIG. 7 (A), in which a fixed pattern unique word (UW) is arranged at the beginning of the frame, and the transmission data of each channel of N channels is included below. The timing error information (TIM.ERR) is time-division multiplexed.

【０００７】ＴＸ ＢＢＰ１６から取り出された上記フ
レームフォーマットのＴＤＭ信号は変調器１７、アップ
コンバータ１８、高電力増幅器（ＨＰＡ）１９及び分波
器２を通してアンテナ１へ供給され、これより各地球局
へ無線送信される。The TDM signal of the above frame format extracted from the TX BBP 16 is supplied to the antenna 1 through the modulator 17, the up converter 18, the high power amplifier (HPA) 19 and the demultiplexer 2, and from there the radio signal is transmitted to each earth station. Sent.

【０００８】次に、ＦＤＭ／ＴＤＭ変換部の動作につい
て図９と共に更に詳細に説明する。従来方式では各地球
局からの信号は変調タイミングがすべて揃っていること
を前提としているため、ＩＦフィルタ５の出力信号（全
部でＮチャネルのＦＤＭ信号で、隣接チャネルとの周波
数差はΔｆである）は図９（Ａ）に示す如く、周期Ｔの
変調タイミングがすべて一致している。なお、図９は縦
軸が周波数を示し、横軸が時間を示す。Next, the operation of the FDM / TDM converter will be described in more detail with reference to FIG. In the conventional method, it is premised that the signals from each earth station have the same modulation timing. Therefore, the output signal of the IF filter 5 (a total of N channel FDM signals, and the frequency difference between adjacent channels is Δf). ), As shown in FIG. 9A, all the modulation timings of the cycle T are the same. Note that in FIG. 9, the vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time.

【０００９】チャープ信号発生器８は周期Ｔ（秒）で帯
域幅Ｆ（Ｈｚ）の周波数掃引を行うものとすると、次式
のチャープ率μのチャープ信号を発生する。The chirp signal generator 8 generates a chirp signal with a chirp rate μ of the following equation, assuming that frequency sweeping with a bandwidth F (Hz) is performed with a period T (second).

【００１０】 μ＝２πＦ／Ｔ （ｒａｄ／ｓｅｃ） （１） このチャープ信号により乗算器６の出力信号は図９
（Ｂ）に示すように、帯域幅Ｆ（Ｈｚ）の周波数掃引信
号に変換される。コンボルバ９は周波数差Ｆ（Ｈｚ）に
対して遅延差がＴ（秒）となるような分散遅延特性を有
する回路であることから、図９（Ｃ）に示す如き信号を
出力する。Μ = 2πF / T (rad / sec) (1) The output signal of the multiplier 6 is shown in FIG.
As shown in (B), it is converted into a frequency sweep signal having a bandwidth F (Hz). Since the convolver 9 is a circuit having a dispersion delay characteristic such that the delay difference is T (seconds) with respect to the frequency difference F (Hz), it outputs a signal as shown in FIG. 9C.

【００１１】すなわち、コンボルバ９の分散遅延特性に
より、その出力において各チャネルの周波数掃引信号は
時間 Δｔ＝２πΔｆ／μ＝Ｔ・Δｆ／Ｆ （２） だけ隔てられた帯域幅Ｆ（Ｈｚ）の信号となる。各信号
は帯域幅が有限であるので、時間的にも広がった信号ｗ
（ｔ）となる。すなわち、フーリエ変換の逆変換公式に
より次式で表される信号となる。That is, due to the dispersion delay characteristic of the convolver 9, the frequency sweep signal of each channel at the output has a bandwidth F (Hz) separated by a time Δt = 2πΔf / μ = TΔf / F (2). Becomes Since each signal has a finite bandwidth, the signal w that has spread in time
(T). That is, the signal is represented by the following equation by the inverse transform formula of Fourier transform.

【００１２】[0012]

【数１】 ただし、上式中、Ｃは定数である。また、前記した前提
により周波数掃引の途中で、変調データの変化はないも
のとする。[Equation 1] However, in the above formula, C is a constant. Further, based on the above-mentioned premise, it is assumed that the modulation data does not change during the frequency sweep.

【００１３】上記のコンボルバ９の出力信号はミキサ１
１及び１２でそれぞれ互いに逆極性のチャープ信号と周
波数変換されて図９（Ｄ）に示す信号とされた後Ａ／Ｄ
変換器１３に供給される。このＡ／Ｄ変換器１３の入力
信号波形は縦軸を振幅で表すと、図９（Ｅ）に示すごと
くに表され、隣接チャネルの信号は位相が１／Ｆ異なっ
ている。すなわち、従来は（３）式において各時分割パ
ルスが前後において ｔ＝±ｎ・（１／Ｆ）にてｗ（ｔ）＝０ （４） となることを利用して（ｎは自然数）、周波数間隔Δｆ
で変調速度１／ＴのＳＣＰＣ変調波を周波数分割多重
し、 Δｆ・Ｔ＝１ （５ａ） Δｔ＝１／Ｆ （５ｂ） なる条件により周波数／時間効率を最適化している。時
分割多重された信号は時分割モードで共通の復調器１４
で復調、信号再生される。The output signal of the convolver 9 is the mixer 1
A / D after 1 and 12 are frequency-converted into chirp signals having polarities opposite to each other and converted into signals shown in FIG.
It is supplied to the converter 13. The input signal waveform of the A / D converter 13 is expressed as shown in FIG. 9E when the vertical axis is represented by amplitude, and the signals of adjacent channels are different in phase by 1 / F. That is, conventionally, by using the fact that each time-division pulse in the equation (3) is w (t) = 0 (4) at t = ± n · (1 / F) before and after (n is a natural number), Frequency interval Δf
The frequency / time efficiency is optimized under the condition of Δf · T = 1 (5a) and Δt = 1 / F (5b) by frequency-division-multiplexing the SCPC modulated wave with the modulation speed of 1 / T. The time-division multiplexed signal is shared by the demodulator 14 common in the time-division mode.
The signal is demodulated and reproduced.

【００１４】このようにして、通信衛星１００は多数の
小型地球局から送出されるＳＣＰＣ／ＦＤＭ波をＴＤＭ
信号に変換し、復調して１本のＴＤＭフレーム信号を構
成し、単一キャリアを変調することにより、通信衛星１
００の電力を最大効率で使用することができる。In this way, the communication satellite 100 transmits the TPCs of the SCPC / FDM waves transmitted from a large number of small earth stations.
By converting the signal into a signal and demodulating it to form one TDM frame signal and modulating a single carrier, the communication satellite 1
00 power can be used with maximum efficiency.

【００１５】一方、図８に示す地球局２００では、アン
テナ２１により受信した信号を分波器３４により分波し
てローノイズ増幅器（ＬＮＡ）２２を通してダウンコン
バータ２３により所定周波数の中間周波信号（ＩＦ信
号）に周波数変換した後、復調器２４に供給して復調す
る。この復調信号は受信クロック再生回路２５により自
局宛信号の出現タイミングを指定し、データ選択回路２
６により選択される。On the other hand, in the earth station 200 shown in FIG. 8, the signal received by the antenna 21 is demultiplexed by the demultiplexer 34 and passed through the low noise amplifier (LNA) 22 by the down converter 23 to obtain an intermediate frequency signal (IF signal) of a predetermined frequency. ) To the demodulator 24 for demodulation. For this demodulated signal, the reception clock recovery circuit 25 specifies the appearance timing of the signal addressed to itself, and the data selection circuit 2
Selected by 6.

【００１６】データ選択回路２６により選択された自局
宛のデータのうち前記したタイミング誤差情報（ＴＩ
Ｍ．ＥＲＲ）に基づき、送信クロック発生回路２７によ
り送信タイミングクロックが発生されて送信データ接続
回路２８に供給され、ここで送信データの同期化が行わ
れる。送信データは送信データ接続回路２８を通して送
信ベースバンドプロセッサ（ＴＸ ＢＢＰ）２９に供給
され、ここで送信フレームに構成された後変調器３０に
供給される。Among the data addressed to the own station selected by the data selection circuit 26, the timing error information (TI
M. ERR), a transmission timing clock is generated by the transmission clock generation circuit 27 and supplied to the transmission data connection circuit 28, where the transmission data is synchronized. The transmission data is supplied to the transmission baseband processor (TX BBP) 29 through the transmission data connection circuit 28, and after being formed into a transmission frame, is supplied to the modulator 30.

【００１７】変調器３０は外部より指定される周波数信
号を発生する送信チャネル周波数シンセサイザ（ＣＦ
Ｓ）３１からの周波数信号を搬送波として受け、この搬
送波を入力送信データで所定の変調方式で変調し、得ら
れた変調波をアップコンバータ３２、高電力増幅器（Ｈ
ＰＡ）３３及び分波器３４を通してアンテナ２１より通
信衛星１００へ無線送信する。The modulator 30 is a transmission channel frequency synthesizer (CF) that generates a frequency signal specified from the outside.
S) The frequency signal from 31 is received as a carrier wave, this carrier wave is modulated with a predetermined modulation method by input transmission data, and the obtained modulated wave is upconverter 32, high power amplifier (H
The radio signal is transmitted from the antenna 21 to the communication satellite 100 through the PA) 33 and the duplexer 34.

【００１８】[0018]

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の変換方式は次のような問題がある。まず、チャープ信
号による周波数掃引の間、各ＳＣＰＣ波の変調データが
不変であることを前提としているため、この前提が満足
されないと、コンボルバ９の出力においてそのチャネル
の出力パルスはｓｉｎｘ／ｘの型から外れて隣接チャネ
ル干渉を引き起こしてしまう。However, the above conventional conversion method has the following problems. First, since it is premised that the modulation data of each SCPC wave is invariable during the frequency sweep by the chirp signal, if this premise is not satisfied, the output pulse of the channel at the output of the convolver 9 is of the sinx / x type. To cause adjacent channel interference.

【００１９】例えばタイミング誤差がτ（秒）の場合に
は、コンボルバ９の出力パルスの波形（時間応答）ｗ
（ｔ）は次式で表される。For example, when the timing error is τ (second), the waveform (time response) w of the output pulse of the convolver 9
(T) is expressed by the following equation.

【００２０】[0020]

【数２】 特にタイミング誤差が最大、すなわち、 τ＝Ｔ／２ （７） のときには、上記のパルス波形は次式で表される。[Equation 2] In particular, when the timing error is maximum, that is, τ = T / 2 (7), the above pulse waveform is expressed by the following equation.

【００２１】[0021]

【数３】 すなわち、本来その信号があるべきｔ＝０には、 ｗ_T/2 （０）＝０ （９） となり、信号が無いのに対し、隣接チャネルのパルスが
出現するところでは ｗ_T/2 （±１／Ｆ）＝±ｊ・１／（π／２） （１０） となり、隣接チャネル干渉を与えることになる。[Equation 3] That is, at t = 0 where the signal should originally be, w _{T / 2} (0) = 0 (9), and while there is no signal, w _{T / 2} (± 1 / F) = ± j · 1 / (π / 2) (10) and adjacent channel interference is given.

【００２２】上記の様子を図１０に示す。すなわち、あ
るチャネルのＩＦフィルタ５の出力ＩＦ信号を図１０
（Ａ）に、乗算器６よりの周波数掃引信号を同図（Ｂ）
に、コンボルバ９の出力信号を同図（Ｃ）に、それぞれ
縦軸に周波数、横軸に時間をとって示したときに、その
チャネルのコンボルバ９の出力パルスの波形（時間応
答）ｗ（ｔ）は、本来は（３）式に基づく同図（Ｄ）に
破線Ｉで示す如き波形であるのに対し、上記のタイミン
グ誤差の発生により同図（Ｄ）に実線ＩＩで示すように
なり、（１０）式で示したように隣接チャネルのタイミ
ングで信号が発生してしまい、隣接チャネル間干渉が発
生する。The above situation is shown in FIG. That is, the output IF signal of the IF filter 5 of a certain channel is shown in FIG.
The frequency sweep signal from the multiplier 6 is shown in (A).
When the output signal of the convolver 9 is shown in FIG. 7C with the vertical axis representing frequency and the horizontal axis representing time, the waveform (time response) w (t) of the output pulse of the convolver 9 for that channel is shown. ) Originally has a waveform as shown by a broken line I in FIG. 3D based on the equation (3), whereas it becomes as shown by a solid line II in FIG. As shown in the equation (10), a signal is generated at the timing of the adjacent channel, which causes interference between the adjacent channels.

【００２３】従って、従来方式では各ＳＣＰＣ／ＦＤＭ
チャネルの変調タイミングがすべて同期することが極め
て重要であるため、前記したようにタイミング誤差検出
回路１５で各チャネルのタイミング誤差を測定し、その
タイミング誤差情報を各小型地球局へ帰還して、送信タ
イミングを制御しなければならない。Therefore, in the conventional method, each SCPC / FDM is used.
Since it is extremely important that all the modulation timings of the channels are synchronized, the timing error detection circuit 15 measures the timing error of each channel as described above, and the timing error information is fed back to each small earth station for transmission. You have to control the timing.

【００２４】なお、タイミング誤差の検出はτ／Ｔ≦１
のときは（６）式より次式The detection of the timing error is τ / T ≦ 1
In case of

【００２５】[0025]

【数４】 が成立するので、パルスの尖頭値ｔ≒０におけるｗτ
（ｔ）≒０の位相を検出することによって検出すること
ができる。[Equation 4] Is satisfied, wτ at the pulse peak value t≈0
It can be detected by detecting the phase of (t) ≈0.

【００２６】このように、従来の多重化変換方式では周
波数と時間とを最大限に有効に用いるために、通信衛星
１００と地球局２００との間で長大な遅延を含むビット
タイミング制御ループを設ける必要がある。また、周波
数掃引の間信号を無変化にするために、変調方式が矩形
変調に限られ、ビット誤り率及び送信信号の周波数スペ
クトルの広がりの問題を避けることができなかった。As described above, in the conventional multiplex conversion system, a bit timing control loop including a long delay is provided between the communication satellite 100 and the earth station 200 in order to use the frequency and the time as effectively as possible. There is a need. Further, since the signal is not changed during the frequency sweep, the modulation method is limited to the rectangular modulation, and the problems of the bit error rate and the spread of the frequency spectrum of the transmission signal cannot be avoided.

【００２７】更に、上記の従来方式では、コンボルバ９
は少なくともデータ周期Ｔの２倍程度の遅延量を有する
必要があるが、地球局２００への応用においては当然伝
送速度は遅くなるので、データ周期Ｔが大きくなり、広
く用いられている表面弾性波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ
Ａｃｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）素子を用いることが
困難である。また、アナログ変調信号への応用は不可能
である。Further, in the above conventional method, the convolver 9 is used.
Needs to have a delay amount of at least about twice the data period T. However, in the application to the earth station 200, the transmission speed naturally becomes slow, so the data period T becomes large and the surface acoustic wave widely used. (SAW: Surface
It is difficult to use an Acoustic Wave device. In addition, it cannot be applied to analog modulated signals.

【００２８】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
受信ＦＤＭ信号の周波数掃引をＦＤＭ信号の変調速度よ
りも十分に短い周期で行うことにより、上記の課題を悉
く解決した多重化変換方式を提供することを目的とす
る。The present invention has been made in view of the above points,
It is an object of the present invention to provide a multiplexing conversion method that solves the above problems by performing frequency sweep of a received FDM signal at a cycle sufficiently shorter than the modulation rate of the FDM signal.

【００２９】[0029]

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、チャープ信号発生器により周波数分割多重
信号の各チャネルの変調速度よりも少なくとも２倍以上
短い周期で、かつ、周波数分割多重信号全体の帯域幅程
度の帯域幅の周波数掃引を行うためのチャープ信号を発
生し、このチャープ信号と前記周波数分割多重信号とが
入力される周波数掃引回路により周波数掃引を行う。そ
して、周波数掃引回路の出力信号の全周波数帯域を含む
周波数帯域を有し、前記チャープ信号による周波数掃引
速度に整合したチャープ率を有する分散遅延線フィルタ
によるコンボルバによりパルス圧縮して得た信号に対し
て、周波数変換手段により前記チャープ信号発生器の出
力チャープ信号及びチャープ信号とπ／２位相の異なる
信号とによりそれぞれ別々に周波数変換する。Ａ／Ｄ変
換器はこの周波数変換手段の両出力信号の双方を標本化
し、ディジタル信号に変換してディジタルフィルタに供
給し、所定の重み付けを行い各チャネルの信号を時分割
的に出力する。In order to achieve the above object, the present invention uses a chirp signal generator to generate a frequency division multiplex signal at a cycle at least twice as fast as the modulation rate of each channel of the frequency division multiplex signal. A chirp signal is generated for performing a frequency sweep having a bandwidth that is approximately the bandwidth of the entire signal, and a frequency sweep circuit that receives the chirp signal and the frequency division multiplexed signal performs frequency sweep. Then, for a signal obtained by pulse-compressing with a convolver having a dispersion delay line filter having a frequency band including the entire frequency band of the output signal of the frequency sweep circuit and having a chirp rate matching the frequency sweep speed of the chirp signal. Then, the frequency conversion means performs frequency conversion separately for the output chirp signal of the chirp signal generator and the chirp signal and a signal having a different π / 2 phase. The A / D converter samples both of the output signals of the frequency converting means, converts them into digital signals, supplies them to a digital filter, weights them in a predetermined manner, and outputs the signals of each channel in a time division manner.

【００３０】[0030]

【作用】本発明では、前記周波数掃引回路により周波数
掃引を行う帯域幅は入力周波数分割多重信号全体の帯域
幅程度の帯域幅Ｆ（Ｈｚ）であるため、周波数帯域幅は
従来と同じなので、前記コンボルバの出力の各パルスは
前記（３）式と同じく主ローブが±１／Ｆなるパルス幅
のｓｉｎｘ／ｘなる型の波形となる。一方、周波数掃引
の周期は、本発明では入力周波数分割多重信号の変調速
度Ｔよりも少なくとも２倍以上短い周期Ｔ／Ｋ（Ｋは２
以上の自然数）で周波数掃引を行うため、チャープ率は
従来に比べて次式で示すようにＫ倍である。In the present invention, since the bandwidth for frequency sweeping by the frequency sweep circuit is the bandwidth F (Hz) which is about the bandwidth of the entire input frequency division multiplexed signal, the frequency bandwidth is the same as the conventional one. Each pulse of the output of the convolver has a waveform of sinx / x having a pulse width with a main lobe of ± 1 / F, as in the equation (3). On the other hand, in the present invention, the frequency sweep period is a period T / K (K is 2) which is at least twice as short as the modulation rate T of the input frequency division multiplexed signal.
Since the frequency sweep is performed with the above natural number), the chirp rate is K times higher than that of the conventional case, as shown by the following equation.

【００３１】 μ′＝２πＦ／（Ｔ／Ｋ）＝Ｋ・２πＦ／Ｔ＝Ｋ・μ （１２） 従って、周波数分割多重信号を構成する各チャネルの信
号がＴＤＭ化された場合の時間間隔Δｔ′は、（２）式
より次式で表される。Μ ′ = 2πF / (T / K) = K · 2πF / T = K · μ (12) Therefore, the time interval Δt ′ when the signal of each channel forming the frequency division multiplexed signal is converted to TDM. Is expressed by the following equation from the equation (2).

【００３２】 Δｔ′＝２πΔｆ／μ′＝Δｔ／Ｋ （１３） これは、各パルスの幅よりも各チャネルの信号がＴＤＭ
化された場合の時間間隔が小さいことを意味し、前後の
パルスが重なり合う。Δt ′ = 2πΔf / μ ′ = Δt / K (13) This is because the signal of each channel is TDM rather than the width of each pulse.
This means that the time interval when converted is small, and the preceding and succeeding pulses overlap.

【００３３】前記ディジタルフィルタはこのパルスの重
なり合い、すなわちある重みの加重加算信号から、前記
重み付けを行うことで各チャネルの信号を時分割的に出
力することができる。The digital filter can output the signals of the respective channels in a time division manner by performing the weighting from the overlapping of the pulses, that is, the weighted addition signal of a certain weight.

【００３４】[0034]

【実施例】図１は本発明の一実施例の構成図を示す。同
図中、図８と同一構成部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。図１において、通信衛星３００は乗算器
６、チャープ信号発生器４１、コンボルバ９、ミキサ１
１及び１２、π／２移相器１０、Ａ／Ｄ変換器１３並び
に有限インパルス・レスポンス・ディジタルフィルタ
（ＦＩＲフィルタ）４２よりなるＦＤＭ／ＴＤＭ変換部
を有し、送信ベースバンドプロセッサ（ＴＸ ＢＢＰ）
４３にＦＩＲフィルタ４２より時分割信号を供給する構
成である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention. 8, those parts which are the same as those corresponding parts in FIG. 8 are designated by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted. In FIG. 1, the communication satellite 300 includes a multiplier 6, a chirp signal generator 41, a convolver 9, and a mixer 1.
1 and 12, a π / 2 phase shifter 10, an A / D converter 13, and a finite impulse response digital filter (FIR filter) 42, which has an FDM / TDM conversion unit, and a transmission baseband processor (TX BBP).
The FIR filter 42 supplies a time division signal to the signal 43.

【００３５】チャープ信号発生器４１は、乗算器６に入
力されるＮチャネルの信号からなる周波数時分割多重信
号の変調速度Ｔの１／Ｋ（ただし、Ｋは２以上の自然
数）倍の周期で、かつ、周波数帯域幅が上記周波数時分
割多重信号の全周波数帯域幅Ｆ（Ｈｚ）と同じＦ（Ｈ
ｚ）で周波数掃引を行うためのチャープ信号を発生し、
乗算器６、ミキサ１１及びπ／２移相器１０にそれぞれ
出力する。これにより、前記（１２）式に示したよう
に、チャープ率が従来のＫ倍にされる。The chirp signal generator 41 has a cycle of 1 / K (where K is a natural number of 2 or more) times the modulation rate T of the frequency time division multiplexed signal composed of N channel signals input to the multiplier 6. F (H) whose frequency bandwidth is the same as the total frequency bandwidth F (Hz) of the frequency time division multiplexed signal.
z) generates a chirp signal for frequency sweep,
It outputs to each of the multiplier 6, the mixer 11, and the π / 2 phase shifter 10. As a result, as shown in the equation (12), the chirp rate is increased to K times that in the conventional case.

【００３６】ＦＩＲフィルタ４２は、図２に示す如き構
成とされている。同図において、ＦＩＲフィルタ４２は
Ａ／Ｄ変換器１３からシリアルに入力されるディジタル
値を２Ｍ＋１サンプル、パイプライン上に保持する２Ｍ
＋１段のシフトレジスタ４６と、このシフトレジスタ４
６の各段の出力ディジタル値ｖ_n+M〜ｖ_n-Mに、予め定め
られた重み（係数）ｗ_-M′〜ｗ_+M′を各別に乗ずる乗算
器４７₁ 〜４７_2Mと、乗算器４７₁ 〜４７_2M+1からの信
号をそれぞれ合成して総和を取るための合成器４８とよ
りなる。なお、シフトレジスタ４６の中央のディジタル
値ｖ_nは直接合成器４８に入力される。合成器４８から
ＴＸ ＢＢＰ４３へ時分割多重信号が出力される。The FIR filter 42 is constructed as shown in FIG. In the figure, the FIR filter 42 holds 2M + 1 samples of the digital value serially input from the A / D converter 13 and holds 2M + 1 samples on the pipeline.
+1 stage shift register 46 and this shift register 4
6 to the output digital value v _n + M ~v _nM of each stage of the multiplier 47 ₁ to 47 _2M multiplying a predetermined weighting (factor) w _-M '~w _{+ M'} to each other, the multiplier 47 _It comprises a combiner 48 for combining the signals from ₁ to 472 _{M + 1} and summing them. The central digital value v _n of the shift register 46 is directly input to the synthesizer 48. The time division multiplexed signal is output from the combiner 48 to the TX BBP 43.

【００３７】一方、地球局４００は受信系が従来と異な
り、ダウンコンバータ２３の出力時分割多重信号が入力
されるクロック再生回路５０及びＡ／Ｄ変換器５８と、
クロック再生回路５０及びＡ／Ｄ変換器５８の両出力信
号が入力されるユニークワード（ＵＷ）検出・フレーム
タイミング再生回路６０と、チャネルセレクタ７７及び
復調器８０とが設けられ、また後述するように、ＴＸ
ＢＢＰ９１は受信部とは独立に動作する構成とされてい
る。On the other hand, the earth station 400 is different from the conventional one in the receiving system, and the clock recovery circuit 50 and the A / D converter 58 to which the time-division multiplexed signal output from the down converter 23 is input,
A unique word (UW) detection / frame timing reproduction circuit 60 to which both output signals of the clock reproduction circuit 50 and the A / D converter 58 are input, a channel selector 77 and a demodulator 80 are provided, and as will be described later. , TX
The BBP 91 is configured to operate independently of the receiving unit.

【００３８】クロック再生回路５０は図３に示す如き構
成とされている。同図に示すように、クロック再生回路
５０は入力信号がそれぞれ入力される遅延器５１及び乗
算器５２と、乗算器５２の出力信号の振幅を検波する振
幅検波器５３と、振幅検波器５３の出力信号に同期して
動作する、位相比較器（乗算器）５４、ループフィルタ
（ＬＰＦ）５５及び周波数制御発振器（ＦＣＯ）５６よ
りなる位相同期ループとから構成されている。The clock reproduction circuit 50 is constructed as shown in FIG. As shown in the figure, the clock recovery circuit 50 includes a delay unit 51 and a multiplier 52 to which input signals are respectively input, an amplitude detector 53 for detecting the amplitude of the output signal of the multiplier 52, and an amplitude detector 53. A phase locked loop including a phase comparator (multiplier) 54, a loop filter (LPF) 55, and a frequency controlled oscillator (FCO) 56, which operates in synchronization with the output signal, is configured.

【００３９】ユニークワード（ＵＷ）検出・フレームタ
イミング再生回路６０は図４に示す如き構成とされてい
る。同図において、ＵＷ検出・フレームタイミング再生
回路６０は、図１に示したＡ／Ｄ変換器５８からのディ
ジタル信号の実数部Ｒと虚数部Ｉとがそれぞれ入力され
るシフトレジスタ６１ａ及び６１ｂと、これらの出力信
号とＵＷパターン格納器６３からのＵＷパターンとを乗
算する乗算器６２ａ、６２ｂと、乗算器６２ａ、６２ｂ
の各出力信号をそれぞれ加算する加算器６４ａ及び６４
ｂと、振幅検波器６５ａ及び６５ｂと、振幅検波器６５
ａ及び６５ｂの各出力信号をそれぞれ加算する加算器６
６と、加算器６６の出力信号が入力される閾値検出器６
７と、ＡＮＤ回路６８及び６９と、フレーム同期検出回
路７０と、フレームカウンタ７１及びデコーダ７２とよ
りなる。The unique word (UW) detection / frame timing reproduction circuit 60 is constructed as shown in FIG. In the figure, the UW detection / frame timing reproduction circuit 60 includes shift registers 61a and 61b to which the real part R and the imaginary part I of the digital signal from the A / D converter 58 shown in FIG. Multipliers 62a and 62b for multiplying these output signals and the UW pattern from the UW pattern storage 63, and multipliers 62a and 62b.
64a and 64 for adding the respective output signals of
b, the amplitude detectors 65a and 65b, and the amplitude detector 65
An adder 6 for adding the output signals of a and 65b, respectively.
6 and a threshold detector 6 to which the output signal of the adder 66 is input
7 and AND circuits 68 and 69, a frame synchronization detection circuit 70, a frame counter 71 and a decoder 72.

【００４０】フレームカウンタ７１はＡＮＤ回路６９の
出力信号により初期化され、一定周期のフレームパルス
を発生出力する。デコーダ７２はフレームカウンタ７１
の計数値と外部からのチャネル指定信号とに基づき自局
宛の受信信号の選択タイミングを発生する。The frame counter 71 is initialized by the output signal of the AND circuit 69 and generates and outputs a frame pulse having a constant period. The decoder 72 is a frame counter 71
The selection timing of the reception signal addressed to the own station is generated on the basis of the count value and the channel designation signal from the outside.

【００４１】図１の復調器８０は、図５に示す如く、シ
フトレジスタ８１、内挿フィルタ８２、キャリア再生回
路８３、ビットタイミング再生回路８４、乗算器８５及
び識別器８６とよりなる。内挿フィルタ８２の出力信号
はキャリア再生回路８３、ビットタイミング再生回路８
４及び乗算器８５にそれぞれ入力される。乗算器８５は
キャリア再生回路８３と内挿フィルタ８２の各出力信号
を乗算する。識別器８６は乗算器８５の出力信号が”
１”か”０”かを識別する。As shown in FIG. 5, the demodulator 80 of FIG. 1 comprises a shift register 81, an interpolation filter 82, a carrier regenerating circuit 83, a bit timing regenerating circuit 84, a multiplier 85 and a discriminator 86. The output signal of the interpolation filter 82 is a carrier recovery circuit 83 and a bit timing recovery circuit 8
4 and the multiplier 85, respectively. The multiplier 85 multiplies the output signals of the carrier reproduction circuit 83 and the interpolation filter 82. The output signal of the multiplier 85 is "
Identify whether it is 1 "or" 0 ".

【００４２】次に、本実施例の動作について説明する。
図１において、ＩＦフィルタ５の出力信号は、図６
（Ａ）に示す如くチャネル１からチャネルＮまでの受信
信号のＩＦ信号の周波数分割多重信号で、隣接チャネル
間の周波数差がΔｆである。この周波数分割多重信号は
乗算器６に入力され、ここで前記したチャープ信号発生
器４１からのチャープ信号と乗算されることにより、前
記（１２）式に示したチャープ率μ′で周波数掃引さ
れ、図６（Ｂ）に示す如き周波数掃引信号とされる。Next, the operation of this embodiment will be described.
The output signal of the IF filter 5 in FIG.
As shown in (A), it is a frequency division multiplexed signal of the IF signals of the received signals from channel 1 to channel N, and the frequency difference between adjacent channels is Δf. This frequency division multiplexed signal is input to the multiplier 6, where it is multiplied by the chirp signal from the chirp signal generator 41 to be frequency swept by the chirp rate μ ′ shown in the equation (12), The frequency sweep signal is as shown in FIG. 6 (B).

【００４３】この周波数掃引信号はコンボルバ９に入力
され、ここで上記チャープ率μ′に整合したチャープ率
を有する分散遅延線フィルタによりパルス圧縮されて図
６（Ｃ）に示す如き信号とされる。コンボルバ９の出力
信号はミキサ１１に入力されてチャープ信号と周波数変
換され、またミキサ１２に入力されてπ／２移相器１０
によりπ／２移相されたチャープ信号と周波数変換され
る。これにより、ミキサ１１及び１２の出力信号（これ
らの出力信号の一方は複素信号の実数部の信号、他方は
虚数部の信号である）は乗算器５における周波数掃引と
は逆方向の周波数掃引が行われて図６（Ｄ）に示す如き
信号とされる。This frequency sweep signal is input to the convolver 9, where it is pulse-compressed by the dispersion delay line filter having a chirp rate matching the chirp rate μ'to obtain a signal as shown in FIG. 6 (C). The output signal of the convolver 9 is input to the mixer 11 for frequency conversion with the chirp signal, and is also input to the mixer 12 for inputting the π / 2 phase shifter 10
Is frequency-converted with the π / 2 phase-shifted chirp signal. As a result, the output signals of the mixers 11 and 12 (one of these output signals is the signal of the real part of the complex signal and the other is the signal of the imaginary part) are not swept in the direction opposite to the frequency sweep in the multiplier 5. Then, the signal is generated as shown in FIG.

【００４４】Ａ／Ｄ換器１３は基準発振器７から受ける
タイミング信号によって、ミキサ１１，１２の両出力信
号を標本化し、ディジタル値を２並列の（すなわち、実
数部用と虚数部用の２個の）ＦＩＲフィルタ４２に別々
に入力する。ここで、本実施例ではコンボルバ９の出力
パルス幅よりもパルス間の時間間隔が小さいため、前後
のパルスが重なり合い、Ａ／Ｄ変換器１３の入力信号波
形は図６（Ｅ）に示すようになる。The A / D converter 13 samples both output signals of the mixers 11 and 12 in accordance with the timing signal received from the reference oscillator 7 and outputs digital values in two parallel (ie, two for the real part and the imaginary part). Input) to the FIR filter 42 separately. Here, in this embodiment, since the time interval between pulses is smaller than the output pulse width of the convolver 9, the preceding and succeeding pulses overlap each other, and the input signal waveform of the A / D converter 13 is as shown in FIG. 6 (E). Become.

【００４５】すなわち、コンボルバ９の出力パルス列を
｛ｖ（ｎ）｝、各チャネルのパルス列を｛ｕ（ｎ）｝と
すると、ｖ（ｎ）は次式で示されるような、ｕ（ｎ）と
その前後のパルスが重み｛ｗ_i ｝により加重加算された
ものとなる。That is, assuming that the output pulse train of the convolver 9 is {v (n)} and the pulse train of each channel is {u (n)}, v (n) is u (n) as shown by the following equation. The pulses before and after that are weighted and added by the weight {w _i }.

【００４６】[0046]

【数５】 ここで求めたいのは各チャネルのパルス列｛ｕ（ｎ）｝
であるが、それは次式で求められる。[Equation 5] What we want to find here is the pulse train of each channel {u (n)}
Which is calculated by the following equation.

【００４７】[0047]

【数６】 すなわち、コンボルバ９の周波数変換信号の標本値を
｛ｗ_j ′｝なる重みのディジタルフィルタを通してやれ
ばよい。ただし、（１４）式、（１６）式より次式が成
立することが必要である。[Equation 6] That is, the sample value of the frequency converted signal of the convolver 9 may be passed through a digital filter having a weight of {w _j ′}. However, it is necessary that the following equation is established from the equations (14) and (16).

【００４８】[0048]

【数７】 そこで、本実施例では図１及び図２に示したＦＩＲフィ
ルタ４２により上記の（１６）式の演算を行うことによ
り、各チャネルのパルス列を順次に出力する。このＦＩ
Ｒフィルタ４２の出力信号は図１のＴＸ ＢＢＰ４３に
供給され、ここで図７（Ｂ）に示す如きフレームフォー
マットの時分割多重信号（ＴＤＭ信号）に変換される。
同図（Ｂ）から分るように、本実施例のフレームは、先
頭にユニークワード（ＵＷ）が配置され、以下各チャネ
ルの信号が順次に多重された信号であり、従来のフレー
ム（同図（Ａ））と異なりタイミング誤差情報を有して
いない。[Equation 7] Therefore, in this embodiment, the FIR filter 42 shown in FIGS. 1 and 2 performs the calculation of the above equation (16) to sequentially output the pulse train of each channel. This FI
The output signal of the R filter 42 is supplied to the TX BBP 43 of FIG. 1 and converted into a time division multiplexed signal (TDM signal) of the frame format shown in FIG. 7B.
As can be seen from FIG. 2B, the frame of the present embodiment is a signal in which a unique word (UW) is placed at the beginning, and the signals of each channel are sequentially multiplexed. Unlike (A)), it does not have timing error information.

【００４９】本実施例では通信衛星３００上で復調再生
する必要はなく、ベースバンド帯で出力された複素信号
値をそのまま時分割多重して変調器１７に入力する。変
調器１７の出力信号は、アップコンバータ１８で所定の
周波数帯に変換された後、ＨＰＡ１９及び分波器２を通
してアンテナ１より輻射される。In this embodiment, it is not necessary to demodulate and reproduce on the communication satellite 300, and the complex signal value output in the baseband is time-division multiplexed as it is and input to the modulator 17. The output signal of the modulator 17 is converted into a predetermined frequency band by the up converter 18, and then radiated from the antenna 1 through the HPA 19 and the demultiplexer 2.

【００５０】次に地球局４００の動作について説明す
る。アンテナ２１で受信されたＴＤＭ信号は、分波器３
４で分波されてＬＮＡ２２に入力され、ここで低雑音増
幅された後、ダウンコンバータ２３によりベースバンド
帯に周波数変換される。このベースバンド信号はクロッ
ク再生回路５０及びＡ／Ｄ変換器５８に供給される。Next, the operation of the earth station 400 will be described. The TDM signal received by the antenna 21 is sent to the demultiplexer 3
The signal is demultiplexed by 4 and input to the LNA 22, where low noise amplification is performed, and then the frequency is converted to the baseband band by the down converter 23. This baseband signal is supplied to the clock recovery circuit 50 and the A / D converter 58.

【００５１】クロック再生回路５０は、図３に示したよ
うに、上記の入力ベースバンド信号を遅延器５１により
各チャネルの時間幅の約半分の時間遅延した信号と入力
ベースバンド信号とを乗算器５２で乗算することによ
り、前後のチャネルの信号と時間的に半分重なる１／２
サンプル遅延検波が行われる。As shown in FIG. 3, the clock recovery circuit 50 multiplies the input baseband signal by a delay device 51 by a time delayed by about half the time width of each channel and the input baseband signal. By multiplying by 52, the signals of the front and rear channels are half overlapped in time.
Sample delay detection is performed.

【００５２】乗算器５２の出力信号はチャネルの時間区
切りのところで位相が急激に変化するので、その変化を
振幅検波器５３で検波し、その検波信号に同期した信号
が多重化タイミング信号としてＦＣＯ５６より図１のＡ
／Ｄ変換器５８、ＵＷ検出・フレームタイミング再生回
路６０及び復調器８０にそれぞれ出力される。このクロ
ック再生回路５０の動作は、一般のデータ回線で用いら
れる微分−２乗回路と同様である。Since the phase of the output signal of the multiplier 52 changes abruptly at the time division of the channel, the change is detected by the amplitude detector 53, and the signal synchronized with the detected signal is output from the FCO 56 as a multiplexing timing signal. A of FIG.
It is output to the / D converter 58, the UW detection / frame timing reproduction circuit 60, and the demodulator 80, respectively. The operation of the clock recovery circuit 50 is similar to that of the differential-square circuit used in a general data line.

【００５３】Ａ／Ｄ変換器５８は入力ベースバンド信号
を、クロック再生回路５０により再生されたクロック
（多重化タイミング信号）に同期してディジタル値の信
号系列に変換する。このディジタル値の信号系列は２分
岐され、一方はＵＷ検出・フレームタイミング再生回路
６０に入力され、他方はチャネルセレクタ７７に入力さ
れる。The A / D converter 58 converts the input baseband signal into a digital value signal sequence in synchronization with the clock (multiplexing timing signal) reproduced by the clock reproducing circuit 50. The signal sequence of the digital value is branched into two, one of which is input to the UW detection / frame timing reproduction circuit 60 and the other of which is input to the channel selector 77.

【００５４】ＵＷ検出・フレームタイミング再生回路６
０は図４に示したように、上記ディジタル系列の複素信
号値の実数部に対して、シフトレジスタ６１ａ、乗算器
６２ａ、ＵＷパターン格納器６３、加算器６４ａ及び振
幅検波器６５ａにより、ＵＷの相関検出を行い、上記デ
ィジタル系列の複素信号値の虚数部に対して、シフトレ
ジスタ６１ｂ、乗算器６２ｂ、ＵＷパターン格納器６
３、加算器６４ｂ及び振幅検波器６５ｂにより、ＵＷの
相関検出を行う。UW detection / frame timing reproduction circuit 6
As shown in FIG. 4, 0 corresponds to the real part of the complex signal value of the digital sequence, and the shift register 61a, the multiplier 62a, the UW pattern storage 63, the adder 64a and the amplitude detector 65a Correlation detection is performed, and a shift register 61b, a multiplier 62b, and a UW pattern storage 6 are applied to the imaginary part of the complex signal value of the digital sequence.
3, the adder 64b and the amplitude detector 65b perform UW correlation detection.

【００５５】入力ディジタル系列中にＵＷが到来する
と、上記の振幅検波器６５ａ及び６５ｂの各出力信号を
加算する加算器６６の出力値が所定の閾値を越え、それ
が閾値検出器６７で検出される。このときの閾値検出器
６７の出力検出信号によりフレームカウンタ６９が初期
化され、フレームカウンタ７１のカウント動作を開始さ
せる。これにより、フレームカウンタ７１より一定周期
で取り出されるフレームパルスの出現タイミングは次の
ＵＷの到来タイミングと一致する。When the UW arrives in the input digital series, the output value of the adder 66 for adding the output signals of the amplitude detectors 65a and 65b exceeds a predetermined threshold value, which is detected by the threshold value detector 67. It The frame counter 69 is initialized by the output detection signal of the threshold detector 67 at this time, and the counting operation of the frame counter 71 is started. As a result, the appearance timing of the frame pulse taken out from the frame counter 71 in a constant cycle coincides with the arrival timing of the next UW.

【００５６】このフレームパルスとＵＷの到来タイミン
グとが一致する毎に、ＡＮＤ回路６８からフレーム同期
検出回路７０に一致信号が入力され、フレーム同期状態
が検出される。同期状態においてはフレームカウンタ７
１が自走される。一方、非同期時にはＡＮＤ回路６９を
通じてＵＷ検出信号によりフレームカウンタ７１が初期
化される。Every time the frame pulse and the arrival timing of the UW coincide with each other, a coincidence signal is input from the AND circuit 68 to the frame synchronization detection circuit 70 to detect the frame synchronization state. Frame counter 7 in the synchronized state
1 is self-propelled. On the other hand, when asynchronous, the frame counter 71 is initialized by the UW detection signal through the AND circuit 69.

【００５７】デコーダ７２はフレームカウンタ７１の計
数値との一致検出を行い、一致している時間だけ出力を
オンとする。これにより、デコーダ７２に入力するデコ
ード値を指定することにより自局宛の受信信号の選択タ
イミングを発生することができる。The decoder 72 detects the coincidence with the count value of the frame counter 71, and turns on the output only for the coincidence time. As a result, by selecting the decode value to be input to the decoder 72, it is possible to generate the selection timing of the received signal addressed to the own station.

【００５８】このようにして、ＵＷ検出・フレームタイ
ミング再生回路６０内のデコーダ７２より取り出された
自局の受信チャネルの時間位置を示す、図７（Ｃ）のチ
ャネル選択時間パルスが図１のチャネルセレクタ７７に
入力され、ここでＡ／Ｄ変換器５８よりの図７（Ｂ）に
模式的に示すディジタル系列を選択することにより、自
局の受信チャネルの標本化信号が同図（Ｄ）に示す如く
得られる。この選択標本化された信号は、図１の復調器
８０に供給されて復調され、データが再生される。In this way, the channel selection time pulse of FIG. 7C showing the time position of the reception channel of the own station extracted from the decoder 72 in the UW detection / frame timing reproduction circuit 60 is the channel of FIG. By inputting to the selector 77 and selecting the digital sequence schematically shown in FIG. 7 (B) from the A / D converter 58, the sampling signal of the receiving channel of the own station is shown in FIG. 7 (D). Obtained as shown. This selectively sampled signal is supplied to the demodulator 80 of FIG. 1 to be demodulated and data is reproduced.

【００５９】復調器８０は図５に示したように、チャネ
ルセレクタ７７により選択標本化された自局宛データ
を、クロック再生回路５０からの再生クロックによりシ
フトレジスタ８１内でシフトさせる。この再生クロック
は受信信号の変調データとはタイミング的に非同期であ
るため、シフトレジスタ８１の並列出力データが内挿フ
ィルタ８２に供給され、ここでリタイミングされる。As shown in FIG. 5, the demodulator 80 shifts, in the shift register 81, the data addressed to itself, which is selectively sampled by the channel selector 77, by the reproduction clock from the clock reproduction circuit 50. Since this reproduction clock is timing asynchronous with the modulation data of the received signal, the parallel output data of the shift register 81 is supplied to the interpolation filter 82, and is retimed here.

【００６０】内挿フィルタ８２の出力データはキャリア
再生回路８３に入力されてキャリアが再生され、その再
生キャリアと乗算器８５で乗算されることにより、同期
検波される。同期検波された信号は識別器８６に供給さ
れてその論理レベルが識別されて復調データとして出力
される。また、この復調データは、ビットタイミング再
生回路８４に帰還され、零交差検出法などによるビット
タイミングの検出に利用される。The output data of the interpolation filter 82 is input to the carrier reproducing circuit 83 to reproduce the carrier, and the reproduced carrier is multiplied by the multiplier 85 to perform synchronous detection. The synchronously detected signal is supplied to the discriminator 86, the logical level of which is discriminated and output as demodulated data. The demodulated data is fed back to the bit timing reproduction circuit 84 and used for detecting the bit timing by the zero-crossing detection method or the like.

【００６１】再び図１に戻って説明するに、地球局４０
０の送信部は受信部とは独立して動作する点が従来と異
なる。すなわち、ＴＸ ＢＢＰ９１は送信データが入力
されると、これを所定の送信信号形式に構成して変調器
３０へ出力する。変調器３０は指定された周波数信号を
発生する送信チャネル周波数合成回路（ＴＸ ＣＦＳ）
３１より供給される搬送波を、ＴＸ ＢＢＰ９１の出力
データで所定の変調形式により変調し、得られた変調波
をアップコンバータ３２、ＨＰＡ３３、分波器３４をそ
れぞれ通してアンテナ２１より通信衛星３００に向けて
送信する。Returning to FIG. 1 again, the earth station 40 will be described.
The transmitting unit of 0 is different from the conventional one in that it operates independently of the receiving unit. That is, when the TX BBP 91 receives the transmission data, it forms the transmission data into a predetermined transmission signal format and outputs the transmission data to the modulator 30. The modulator 30 is a transmission channel frequency synthesis circuit (TX CFS) that generates a specified frequency signal.
The carrier wave supplied from 31 is modulated by the output data of the TX BBP 91 by a predetermined modulation format, and the obtained modulated wave is directed from the antenna 21 to the communication satellite 300 through the up converter 32, HPA 33, and demultiplexer 34, respectively. To send.

【００６２】[0062]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
周波数掃引回路による周波数掃引の周期を、入力周波数
分割多重信号の変調速度よりも少なくとも２倍以上短い
周期で周波数掃引を行い、周波数分割多重信号を構成す
る各チャネルの信号がＴＤＭ化された場合の時間間隔を
各パルスの幅よりも小さくし、前後のパルスが重なり合
う加重加算信号からディジタルフィルタにより重み付け
を行うことで各チャネルの信号を時分割的に出力するよ
うにしたため、以下の特長を有するものである。As described above, according to the present invention,
When the frequency sweep circuit performs frequency sweep at a period that is at least twice as short as the modulation rate of the input frequency division multiplex signal, and the signals of each channel forming the frequency division multiplex signal are converted into TDM signals. The time interval is made smaller than the width of each pulse, and the signals of each channel are output in a time-division manner by weighting the weighted addition signals in which the preceding and succeeding pulses overlap by using a digital filter. Is.

【００６３】（１）変調信号のタイミングをチャープ信
号に同期化する必要がなく、送信側のデータのタイミン
グ制御が不要であり、通信システムの自由度が増す。(1) It is not necessary to synchronize the timing of the modulated signal with the chirp signal, and there is no need to control the timing of the data on the transmitting side, which increases the degree of freedom of the communication system.

【００６４】（２）チャープ信号の掃引周期が短いた
め、ディジタル信号だけでなく、アナログ信号もＦＤＭ
／ＴＤＭ変換できる。(2) Since the sweep period of the chirp signal is short, not only digital signals but also analog signals are subjected to FDM.
/ TDM conversion is possible.

【００６５】（３）コンボルバに要求される遅延量が従
来より十分（１／Ｋ倍）に短く、コンボルバの製作が容
易である。(3) The delay amount required for the convolver is sufficiently shorter (1 / K times) than the conventional one, and the convolver can be easily manufactured.

【００６６】（４）変調方式が任意の方式でよく、矩形
変調に限定されない。(4) The modulation method may be any method and is not limited to rectangular modulation.

【００６７】（５）通信衛星の中継装置から最大の電力
を取り出すことができる。(5) Maximum power can be taken out from the relay device of the communication satellite.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment of the present invention.

【図２】図１中のＦＩＲフィルタの一実施例の構成図で
ある。FIG. 2 is a configuration diagram of an embodiment of the FIR filter in FIG.

【図３】図１中のクロック再生回路の一例の構成図であ
る。3 is a configuration diagram of an example of a clock recovery circuit in FIG.

【図４】図１中のユニークワード検出・フレームタイミ
ング再生回路の一例の構成図である。4 is a configuration diagram of an example of a unique word detection / frame timing reproduction circuit in FIG.

【図５】図１中の復調器の一例の構成図である。5 is a configuration diagram of an example of a demodulator in FIG.

【図６】図１の要部の動作説明用タイムチャートであ
る。FIG. 6 is a time chart for explaining the operation of the main part of FIG.

【図７】従来と本発明の一実施例のフレームフォーマッ
ト及び図１中の地球局の動作説明図である。7A and 7B are a frame format of a conventional example and an embodiment of the present invention, and an operation explanatory diagram of the earth station in FIG.

【図８】従来の一例の構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional example.

【図９】図８の要部の動作説明用タイムチャートであ
る。9 is a time chart for explaining the operation of the main part of FIG.

【図１０】従来方式の課題説明図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a problem of the conventional method.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２、３４ 分波器 ４、２３ ダウンコンバータ ５ ＩＦフィルタ ６、４７₁ 〜４７_2M、５２、６２ａ、６２ｂ、８５ 乗
算器 ７ 基準発振器 ９ コンボルバ １０ π／２移相器 １１、１２ ミキサ １３、５８ Ａ／Ｄ変換器 １７、３０ 変調器 ４１ チャープ信号発生器 ４２ 有限インパルスレスポンスディジタルフィルタ
（ＦＩＲフィルタ） ４３、９１ 送信ベースバンドプロセッサ（ＴＸ ＢＢ
Ｐ） ４６、６１ａ、６１ｂ、８１ シフトレジスタ ４８ 合成器 ５０ クロック再生回路 ６０ ユニークワード検出・フレームタイミング再生回
路 ６７ 閾値検出器 ７０ フレーム同期検出回路 ７１ フレームカウンタ ７２ デコーダ ７７ チャネルセレクタ ８０ 復調器 ８２ 内挿フィルタ ₂ , 34 Demultiplexer 4, 23 Down converter 5 IF filter 6, 47 _{1 to} 472 _M , 52, 62a, 62b, 85 Multiplier 7 Reference oscillator 9 Convolver 10 π / 2 Phase shifter 11, 12 Mixer 13, 58 A / D converter 17, 30 Modulator 41 Chirp signal generator 42 Finite impulse response digital filter (FIR filter) 43, 91 Transmission baseband processor (TX BB
P) 46, 61a, 61b, 81 shift register 48 synthesizer 50 clock recovery circuit 60 unique word detection / frame timing recovery circuit 67 threshold value detector 70 frame synchronization detection circuit 71 frame counter 72 decoder 77 channel selector 80 demodulator 82 interpolation filter

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 変換する周波数分割多重信号の各チャネ
ルの変調速度よりも少なくとも２倍以上短い周期で、か
つ、該周波数分割多重信号全体の帯域幅程度の帯域幅の
周波数掃引を行うためのチャープ信号を発生するチャー
プ信号発生器と、 該チャープ信号と前記周波数分割多重信号とが入力され
て周波数掃引を行う周波数掃引回路と、 該周波数掃引回路の出力信号を入力信号として受け、該
入力信号の全周波数帯域を含む周波数帯域を有し、前記
チャープ信号による周波数掃引速度に整合したチャープ
率を有する分散遅延線フィルタによりパルス圧縮するコ
ンボルバと、 該コンボルバの出力信号に対して、前記チャープ信号発
生器の出力チャープ信号及び該チャープ信号とπ／２位
相の異なる信号とによりそれぞれ別々に周波数変換する
周波数変換手段と、 該周波数変換手段の両出力信号の双方を標本化し、ディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して所定の重み付けを行
い各チャネルの信号を時分割的に出力するディジタルフ
ィルタとを有することを特徴とする多重化変換方式。1. A chirp for performing frequency sweeping at a cycle that is at least twice as fast as the modulation rate of each channel of the frequency division multiplexed signal to be converted and having a bandwidth about the bandwidth of the entire frequency division multiplexed signal. A chirp signal generator that generates a signal, a frequency sweep circuit that receives the chirp signal and the frequency division multiplexed signal to perform frequency sweep, and receives an output signal of the frequency sweep circuit as an input signal, A convolver that has a frequency band including the entire frequency band and that performs pulse compression by a distributed delay line filter that has a chirp rate that matches the frequency sweep rate of the chirp signal, and the chirp signal generator for the output signal of the convolver. Of the output chirp signal and the frequency of the chirp signal and a signal having a different π / 2 phase. A / D converter for sampling both output signals of the frequency conversion means and the frequency conversion means and converting them into digital signals, and a predetermined weight for the output signal of the A / D converter for each channel And a digital filter for outputting the signal in a time division manner. 【請求項２】 前記ディジタルフィルタは、前記Ａ／Ｄ
変換器の出力ディジタル信号がシリアルに入力されて２
Ｍ＋１（ただし、Ｍは自然数）サンプル保持するシフト
レジスタと、該シフトレジスタからの２Ｍ＋１サンプル
のそれぞれに対してそれぞれ予め定められた係数を乗ず
る乗算手段と、該乗算手段の２Ｍ＋１の出力信号をそれ
ぞれ合成し、時分割多重された各チャネルの信号を出力
する合成器とよりなる有限インパルスレスポンスディジ
タルフィルタであることを特徴とする請求項１記載の多
重化変換方式。2. The digital filter comprises the A / D
The output digital signal of the converter is serially input and 2
A shift register that holds M + 1 (where M is a natural number) samples, a multiplying unit that multiplies each of the 2M + 1 samples from the shift register by a predetermined coefficient, and a 2M + 1 output signal of the multiplying unit, respectively. 2. The multiplex conversion system according to claim 1, wherein the multiplex conversion system is a finite impulse response digital filter including a combiner which outputs time-division multiplexed signals of respective channels.