JPH0736508A - Driving means control circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To maintain the gains and the stability of various devices and to improve the servo rigidity by using a driving means like an actuator, etc., that has the small fluctuation of characteristics such as the resonance frequency, the damping degree, etc., and does not easily affected by the disturbance. CONSTITUTION:A comparator means 57 compares the displacement output of a driving means 5 like an actuator, etc., with the output of a model 56 acquired by simulating the characteristic of the means 5. The output of the comparison result is fed back to the means 5 through a feedback element 58.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は光ディスク装置などに設
けられるサーボ系における、アクチュエータ等の駆動手
段の制御回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control circuit for driving means such as an actuator in a servo system provided in an optical disk device or the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術】一般に光ディスク装置においては、ディ
スクに光ビームスポットの焦点を合わせるために軸方向
にレンズを駆動するフォーカスサーボ系、および光ビー
ムスポットを目標トラックに合わせるためにディスク半
径方向にレンズを駆動するトラッキングサーボ系を有し
ており、これらはいずれも図１０のブロック図に示され
るようなフィードバックを有するサーボループを構成し
ている。2. Description of the Related Art Generally, in an optical disk apparatus, a focus servo system for driving a lens in the axial direction to focus the light beam spot on the disk, and a lens in the disk radial direction to adjust the light beam spot to a target track. It has a driving tracking servo system, and these both form a servo loop having feedback as shown in the block diagram of FIG.

【０００３】ディスクの変位Ｘ_INと光ビームスポットの
変位Ｘ_OUTとの差を、光ピックアップ２内の光学系およ
び電気回路で検出し、その差信号、即ち誤差信号を位相
補償回路３において位相補償を施したのち、駆動回路４
により駆動手段５、即ちアクチュエータを駆動する。[0003] The difference between the displacement X _OUT of the displacement X _IN and the light beam spot of the disk, detected by an optical system and electric circuitry in the optical pickup 2, the difference signal, i.e. phase compensation in the phase compensation circuit 3 an error signal After applying, drive circuit 4
Drive the drive means 5, that is, the actuator.

【０００４】アクチュエータはレンズを移動させる構造
になっているので、これによりレンズを介して光ビーム
スポットの変位Ｘ_OUTはディスクの変位Ｘ_INに一致する
ように制御される。Since the actuator has a structure for moving the lens, the displacement X _OUT of the light beam spot is controlled through the lens so as to match the displacement X _IN of the disc.

【０００５】フォーカスサーボ系に於いてはディスクの
変位Ｘ_INはディスクの記録面の、それ自身に垂直な軸方
向の変位であり、誤差信号はこれと同じ軸方向における
光ビームスポットの位置ずれを示すフォーカス誤差信号
となる。またトラッキングサーボ系に於いてはディスク
の変位Ｘ_INはディスクの記録面上に形成されたトラック
の、記録面に平行かつ円周方向に垂直な軸方向の変位で
あり、誤差信号はこれと同じ軸方向における光ビームス
ポットの位置ずれを示すトラッキング誤差信号となる。In the focus servo system, the disc displacement X _IN is the displacement of the recording surface of the disc in the axial direction perpendicular to itself, and the error signal indicates the positional deviation of the light beam spot in the same axial direction. It becomes the focus error signal shown. Further, in the tracking servo system, the disc displacement X _IN is the displacement of the track formed on the recording surface of the disc in the axial direction parallel to the recording surface and perpendicular to the circumferential direction, and the error signal is the same as this. It becomes a tracking error signal indicating the positional deviation of the light beam spot in the axial direction.

【０００６】これらのサーボ系に用いられる駆動手段即
ちアクチュエータは、通常レンズを含む可動部をバネで
支え、これを電磁力で駆動する構造のものが多く、図１
１に示すようなバネ・マス系の物理モデルで表して特性
を解析することが出来る。この物理モデルにおいて、駆
動力Ｆ_Aから可動部（レンズ）の変位Ｘ_Aまでの伝達特性
は良く知られている様に２次のローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）形式となり、そのゲインカーブは図１２に示され
る。Most of the driving means or actuators used in these servo systems have a structure in which a movable portion including a lens is supported by a spring and is driven by an electromagnetic force.
The characteristics can be analyzed by using a spring-mass system physical model as shown in FIG. In this physical model, the transfer characteristic from the driving force F _A to the displacement X _A of the movable part (lens) is well known, as is well known.
F) format, and its gain curve is shown in FIG.

【０００７】但しｆ_Aはアクチュエータの共振周波数、
ζ_Aはｆ_A近傍でのゲインカーブの盛り上がり（共振ピー
ク）を決定するダンピング数であり、アクチュエータの
可動部（レンズなど）の質量をｍ、バネのバネ定数を
ｋ、バネ部材に意図的に貼付するゴムやバネ部材自体に
存在する粘性あるいは空気抵抗などによる粘性定数をｄ
とするとき、 ｆ_A＝（１／２π）・（ｋ／ｍ）^1/2 ・・・（１） ζ_A＝ｄ／｛２（ｍｋ）^1/2｝ ・・・（２） で表される。Where f _A is the resonance frequency of the actuator,
ζ _A is the damping number that determines the swell (resonance peak) of the gain curve near f _A. The mass of the movable part (lens) of the actuator is m, the spring constant of the spring is k, and the spring member is intentionally The viscosity constant of the rubber to be pasted or the spring member itself or the viscosity constant due to air resistance is d
Then, f _A = (1 / 2π) · (k / m) ^1/2 (1) ζ _A = d / {2 (mk) ^1/2 } (2) It

【０００８】先に図１０で示したサーボ系に於いて、こ
の図１２の様な伝達特性を有するアクチュエータを駆動
手段５として用い、また図１３の様にｆ_Pからｆ_Qまでの
周波数で微分特性を有する位相進み補償回路をサーボ系
の安定化のための位相補償回路３として用いた場合のゲ
インカーブを図１４に示す。なお図１４中、ｆ_Aはアク
チュエータの共振周波数、ｆ_Pは位相進み補償の開始周
波数、ｆ_Cはカットオフ周波数である。In the servo system shown in FIG. 10, the actuator having the transfer characteristic as shown in FIG. 12 is used as the driving means 5, and the differential is made at the frequency from f _P to f _{Q as} shown in FIG. FIG. 14 shows a gain curve when the phase lead compensation circuit having the characteristic is used as the phase compensation circuit 3 for stabilizing the servo system. In FIG. 14, f _A is the resonance frequency of the actuator, f _P is the phase lead compensation start frequency, and f _C is the cutoff frequency.

【０００９】一般に、各種光ディスク装置のフォーカス
サーボ系、またはコンパクトディスク（ＣＤ）プレーヤ
のトラッキングサーボ系の様に比較的サーボ性能への要
求が緩やかなサーボ系では、以上の様にアクチュエータ
を１つだけ有するサーボ系（以下「単一サーボ系」と呼
称する）が構成される。Generally, in a servo system having a relatively gentle demand for servo performance, such as a focus servo system of various optical disc devices or a tracking servo system of a compact disc (CD) player, only one actuator is provided as described above. A servo system (hereinafter, referred to as "single servo system") is configured.

【００１０】ところで、コンピュータ等のデータ記録用
に用いられる光ディスク装置のトラッキングサーボ系に
は、より高いサーボ性能を得るため等の理由から、先に
説明した様なアクチュエータを１つだけ使用するサーボ
系に代えて、密アクチュエータと粗アクチュエータの２
つを用いて光ビームスポットの位置決めを行う、例えば
図１５に示すような並列サーボ系が用いられることがあ
る。以下、この様な並列サーボ系について説明を行う。By the way, in a tracking servo system of an optical disk device used for data recording of a computer or the like, a servo system using only one actuator as described above is used for the reason of obtaining higher servo performance. Instead of two, a fine actuator and a coarse actuator
A parallel servo system as shown in FIG. 15, for example, may be used to position the light beam spot using one of the two. Hereinafter, such a parallel servo system will be described.

【００１１】図１５の並列サーボ系では、ディスク９の
目標とするトラック１０の変位と光ビームスポット１１
の変位との誤差を、光ピックアップ２内の図示しない光
学系および電気回路でトラッキング誤差信号として検出
する。このトラッキング誤差信号は系の安定化等を図る
ため位相補償回路１２、１３で位相補償を施した後にそ
れぞれ駆動回路１４、１５に加えられ、密アクチュエー
タ７、及び粗アクチュエータ８を駆動する。密アクチュ
エータ７はレンズ１６を駆動して、光ビームスポット１
１をトラック１０の高周波・小振幅の変位に追従させる
一方、粗アクチュエータ８は密アクチュエータ７を光ピ
ックアップ２と共に駆動してトラック１０の低周波・大
振幅の変位に追従させる。In the parallel servo system of FIG. 15, the displacement of the target track 10 of the disk 9 and the light beam spot 11 are measured.
The error with the displacement of is detected as a tracking error signal by an optical system and an electric circuit (not shown) in the optical pickup 2. The tracking error signal is applied to the drive circuits 14 and 15 after being subjected to phase compensation by the phase compensation circuits 12 and 13 in order to stabilize the system and the like, and drives the fine actuator 7 and the coarse actuator 8. The fine actuator 7 drives the lens 16 so that the light beam spot 1
1, the coarse actuator 8 drives the fine actuator 7 together with the optical pickup 2 to follow the high frequency / small amplitude displacement of the track 10, and causes the low frequency / large amplitude displacement of the track 10 to follow.

【００１２】この様な構成の並列サーボ系では、粗アク
チュエータが大振幅の変位に追従し、密アクチュエータ
の変位、即ちレンズによる光ビームスポットの変位量は
小さい。一般に光ピックアップ内部の光学系で発生する
トラッキング誤差信号の光学的なオフセットは、このレ
ンズによる光ビームスポットの変位量に比例して発生す
ることが知られているので、単一サーボ系に比べて並列
サーボ系はサーボ追従性能に優れていると言える。In the parallel servo system having such a configuration, the coarse actuator follows the displacement of large amplitude, and the displacement of the fine actuator, that is, the displacement of the light beam spot by the lens is small. Generally, it is known that the optical offset of the tracking error signal generated in the optical system inside the optical pickup is generated in proportion to the displacement amount of the light beam spot by this lens. It can be said that the parallel servo system has excellent servo following performance.

【００１３】図１５をブロック線図として表現したもの
が図１６であり、これより粗・密両方のアクチュエータ
がトラッキング誤差信号に基づいて並列に作動すること
がわかる。FIG. 16 is a block diagram representation of FIG. 15, and it can be seen that both coarse and fine actuators operate in parallel based on the tracking error signal.

【００１４】この様な並列サーボ系においては、密アク
チュエータにはバネ・マス系のアクチュエータが、粗ア
クチュエータにはほぼ慣性質量系と見なせるリニアモー
タが用いられるのが通常である。バネ・マス系の伝達特
性は既に図１２に示したので、慣性質量系であるリニア
モータの物理モデルとその駆動力Ｆ_Lから変位Ｘ_Lまでの
伝達特性を図１７に示す。In such a parallel servo system, it is usual to use a spring-mass actuator for the fine actuator and a linear motor that can be regarded as an inertial mass system for the coarse actuator. Since the transfer characteristics of the spring-mass system is already shown in FIG. 12, the transfer characteristics of the physical model of the linear motor is an inertial mass system from its driving force F _L to the displacement X _L shown in FIG. 17.

【００１５】さて前述の様に並列サーボ系では、低周波
帯域を粗アクチュエータが、高周波帯域を密アクチュエ
ータが主に作動して目標のトラックに追従するので、先
のアクチュエータを１つだけ有するサーボ系とは異な
り、位相補償はそれぞれのアクチュエータの特性に応じ
て以下のように施される。As described above, in the parallel servo system, the coarse actuator in the low frequency band and the fine actuator in the high frequency band mainly operate to follow the target track, so that the servo system having only one of the preceding actuators. Unlike, the phase compensation is performed as follows depending on the characteristics of each actuator.

【００１６】まず、サーボ系全体のカットオフ周波数を
含む高周波帯域で主として作動する密アクチュエータに
は、カットオフ周波数近傍でのサーボ系の安定化を図る
ため、図１３の様にｆ_Pからｆ_Qまでの周波数で微分特性
を有する位相進み補償を施す。First, in a dense actuator that mainly operates in a high frequency band including the cutoff frequency of the entire servo system, in order to stabilize the servo system in the vicinity of the cutoff frequency, f _P to f _{Q as} shown in FIG. Phase lead compensation having differential characteristics is applied at frequencies up to.

【００１７】一方、低周波帯域で主として作動する粗ア
クチュエータには、低周波帯域で大きく現れるディスク
の変位に対してより良いサーボ追従を行うため、図１８
の様にｆ_LPFに折点周波数を有する１次のローパスフィ
ルタを施して低周波でのサーボゲインを上昇させる。On the other hand, in the coarse actuator which mainly operates in the low frequency band, in order to perform better servo tracking with respect to the displacement of the disk which largely appears in the low frequency band, FIG.
As described above, f _LPF is subjected to a first-order low-pass filter having a break frequency to increase the servo gain at low frequencies.

【００１８】これらの位相補償を先の図１２の伝達特性
を有するバネ・マス系の密アクチュエータ、および図１
７の伝達特性を有する慣性質量系の粗アクチュエータに
付加して合成したものが、図１５ないし図１６で示され
た並列サーボ系のゲイン及び位相のカーブ、図１９とな
る。The above-mentioned phase compensation is performed by the spring-mass type dense actuator having the transfer characteristics shown in FIG.
FIG. 19 shows the gain and phase curves of the parallel servo system shown in FIGS. 15 to 16 when synthesized by adding to the inertial mass type coarse actuator having the transfer characteristic of FIG.

【００１９】図１９中、ｆ_Xは粗アクチュエータ系と密
アクチュエータ系のゲインが等しくなる周波数を示す。
これを境として粗アクチュエータ系と密アクチュエータ
系のゲイン、言い換えればサーボ追従時の粗アクチュエ
ータと密アクチュエータの作動量（変位量）の大小関係
が入れ替わる。ｆ_Xより低い周波数では粗アクチュエー
タの動きが密アクチュエータを上回り、逆にｆ_Xより高
い周波数では密アクチュエータの動きが支配的となって
粗アクチュエータはほとんど動かない。In FIG. 19, f _X represents the frequency at which the gains of the coarse actuator system and the fine actuator system are equal.
With this as a boundary, the magnitude relationship between the gains of the coarse actuator system and the fine actuator system, in other words, the magnitudes of the operation amounts (displacement amounts) of the coarse actuator and the fine actuator at the time of servo following are switched. The movement of the coarse actuator exceeds the movement of the fine actuator at a frequency lower than f _X , and conversely, the movement of the fine actuator becomes dominant at a frequency higher than f _X , and the coarse actuator hardly moves.

【００２０】ところで上記の様な並列サーボ系では、系
の安定化のためには更に密アクチュエータのダンピング
数を大きく保ち、その共振周波数近傍におけるゲインピ
ーク（共振ピーク）を小さくしなければならない。これ
を続いて説明する。In the parallel servo system as described above, in order to stabilize the system, it is necessary to keep the damping number of the dense actuator large and reduce the gain peak (resonance peak) in the vicinity of the resonance frequency. This will be explained subsequently.

【００２１】図２０は並列サーボ系に於いて、密アクチ
ュエータのダンピング数ζ_Aが小さく、共振周波数ｆ_A近
傍に大きな共振ピークが生じた場合のサーボ系のゲイン
及び位相のカーブを示す。この図に示すように、密アク
チュエータの共振周波数ｆ_A近傍の共振ピークによって
粗アクチュエータ系と密アクチュエータ系のゲインカー
ブが交差あるいは接近している時、ｆ_A近傍の周波数で
は、粗アクチュエータ系と密アクチュエータ系のゲイン
の大きさがほぼ等しく、かつ位相差がほぼ１８０°と言
う条件を満たしやすい。このような周波数に於いては粗
アクチュエータと密アクチュエータはほぼ同じ振幅で、
かつ逆方向に変位すると言う反転運動を生じ、結果的に
並列サーボ系は不安定になる。FIG. 20 shows the gain and phase curves of the servo system when the damping number ζ _A of the dense actuator is small and a large resonance peak occurs near the resonance frequency f _A in the parallel servo system. As shown in this figure, when the gain curves of the coarse actuator system and the fine actuator system intersect or approach due to the resonance peak near the resonance frequency f _A of the fine actuator, the coarse actuator system and the fine actuator system are close to each other at the frequency near f _A. It is easy to satisfy the conditions that the magnitudes of the gains of the actuator systems are substantially equal and the phase difference is approximately 180 °. At such frequencies, the coarse and fine actuators have approximately the same amplitude,
In addition, an inversion movement called displacement in the opposite direction occurs, and as a result, the parallel servo system becomes unstable.

【００２２】密アクチュエータの共振ピークを小さく抑
えてこの不安定現象を回避するために、密アクチュエー
タのバネに粘性の大きいゴム等を貼付することもある
が、温度変化やゴムの経年変化によるダンピング数の変
化を避けるため、これに代えて図２１に示すように密ア
クチュエータの可動部（レンズ）の速度を速度センサ１
７で検出してアンプ１８で増幅したのち負帰還し、ダン
ピング数を向上させて共振ピークを抑圧する手法が知ら
れている。In order to suppress the resonance peak of the dense actuator and to avoid this instability phenomenon, rubber with high viscosity may be attached to the spring of the dense actuator, but the damping number due to temperature change or secular change of rubber may occur. In order to avoid the change of the speed, the speed of the movable part (lens) of the dense actuator is changed to the speed sensor 1 as shown in FIG.
There is known a method of suppressing the resonance peak by increasing the damping number by performing negative feedback after detecting by 7 and amplifying by the amplifier 18.

【００２３】この手法によれば、密アクチュエータの推
力定数（感度）をＫ_FA、速度センサ１７の感度をＳ_V、
アンプ１８のゲインをＡとするとき、ダンピング数
ζ_A’は ζ_A’＝（ｄ＋Ｋ_FA・Ｓ_V・Ａ）／｛２（ｍｋ）^1/2｝ ・・・（３） となり、アンプ１８のゲインを調整することでダンピン
グ数を変化させ、共振ピークを所要値まで抑圧すること
は可能である。According to this method, the thrust constant (sensitivity) of the dense actuator is K _FA , the sensitivity of the speed sensor 17 is S _V ,
When the gain of the amplifier 18 is A, the damping number ζ _A ′ is ζ _A ′ = (d + K _FA · S _V · A) / {2 (mk) ^1/2 } (3) By adjusting the gain, it is possible to change the damping number and suppress the resonance peak to a required value.

【００２４】[0024]

【発明が解決しようとする課題】しかしながらこれらの
従来のサーボ系には、以下に述べるような各種の課題点
がある。However, these conventional servo systems have various problems as described below.

【００２５】まず、各種光ディスク装置のフォーカスサ
ーボ系あるいは、ＣＤプレーヤのトラッキングサーボ系
など、アクチュエータを１つだけ有する単一サーボ系に
ついてその課題点を指摘する。First, the problems will be pointed out regarding a single servo system having only one actuator, such as a focus servo system of various optical disk devices or a tracking servo system of a CD player.

【００２６】単一サーボ系に於いて、アクチュエータの
共振周波数ｆ_A以下の周波数における低域ゲインＧ_Aは、
カットオフ周波数をｆ_C、位相進み補償の開始周波数を
ｆ_Pとすると、 Ｇ_A＝（ｆ_P・ｆ_C）／（ｆ_A）² ・・・（４） という関係式で示される。In a single servo system, the low frequency gain G _{A at} a frequency below the resonance frequency f _{A of the} actuator is
Assuming that the cutoff frequency is f _C and the phase lead compensation start frequency is f _P , the relational expression is G _A = (f _P · f _C ) / (f _A ) ² (4).

【００２７】ここで、ｆ_Pは電気回路定数で定まるので
部品誤差程度の変動しか無く、サーボ系の設計段階で値
が決定されれば事実上変動しないものと見ても良い。ま
たｆ_Cはアクチュエータの推力定数・感度などの変動に
よって変動するがサーボ系全体のゲインを例えば、位相
補償回路の出力を可変抵抗器で増減する等して所定値に
調整することも可能である。Here, since f _P is determined by the electric circuit constant, it fluctuates only to the extent of component error, and it may be considered that it does not practically fluctuate if the value is determined at the design stage of the servo system. Further, f _C fluctuates due to fluctuations in the thrust constant and sensitivity of the actuator, but it is also possible to adjust the gain of the entire servo system to a predetermined value, for example, by increasing or decreasing the output of the phase compensation circuit with a variable resistor. .

【００２８】一方ｆ_Aについては既に（１）式で示した
ようにアクチュエータの可動部質量や使用するバネのバ
ネ定数で定まるものであり、生産段階での部品誤差・組
み立て誤差などより変動するものである。しかしその調
整は可動部質量やバネ定数などの機械的な調整、即ちア
クチュエータ可動部にわずかずつ重りを追加したりバネ
を削ったりなどの作業によらなければ行うことが出来
ず、困難あるいは事実上不可能に近い。On the other hand, f _A is determined by the mass of the moving part of the actuator and the spring constant of the spring used as already shown in the equation (1), and f _A fluctuates due to component errors and assembly errors in the production stage. Is. However, the adjustment cannot be done without mechanical adjustments such as the mass of the moving part and the spring constant, that is, by adding a little weight to the moving part of the actuator and scraping the spring. Nearly impossible.

【００２９】この共振周波数ｆ_Aの変動は、上記の
（４）式よりその２乗に従って低域ゲインＧ_Aを変動さ
せることになり、装置間のサーボ特性に差が生じること
となって、好ましいことではない。特に実際の共振周波
数が設計値より高くなった時、低域ゲインＧ_Aはその設
計値より低下し、サーボ系の追従性能が劣化する恐れが
有る。This change in the resonance frequency f _A causes the low-pass gain G _A to change in accordance with the square of the above equation (4), which causes a difference in servo characteristics between the devices, which is preferable. Not that. In particular, when the actual resonance frequency becomes higher than the designed value, the low-frequency gain G _A becomes lower than the designed value, and the tracking performance of the servo system may be deteriorated.

【００３０】共振周波数ｆ_Aの変動に起因するこの低域
ゲインＧ_Aの変動を吸収するために、カットオフ周波数
ｆ_Cを移動させて低域ゲインＧ_Aの調整を行うことは可能
であるが、副作用として別の大きな問題点が生じる。It is possible to move the cut-off frequency f _C to adjust the low frequency gain G _A in order to absorb the variation of the low frequency gain G _A caused by the variation of the resonance frequency f _A. As a side effect, another big problem arises.

【００３１】図２２は共振周波数が本来のｆ_Aからｆ_A′
（＞ｆ_A）に変動したため低域ゲインがＧ_A′（＜Ｇ_A）
に低下した場合の単一サーボ系のゲインカーブを示す。
この時サーボ系のゲインを先に述べた可変抵抗の調整等
で増加させて図中破線で示すようにカットオフ周波数を
ｆ_Cからｆ_C′に上昇させれば、低域のゲインを所望のＧ
_Aまで復帰させることは可能である。FIG. 22 shows that the resonance frequency is originally f _A to f _A ′.
(> F _A) low-frequency gain for varied in the G _A '(<G _A)
The gain curve of a single servo system when it is reduced to is shown.
If caused to increase the time the servo system cutoff frequency such that the gain was increased by adjustment of the variable resistor described previously shown in the drawing broken lines in the f _C 'from f _C, the desired gain of the low frequency range G
It is possible to return to _A.

【００３２】しかし、この方法では、低域ゲインを所望
値まで復帰させるためにカットオフ周波数、つまりサー
ボ帯域を不必要に上昇させることにもつながり、ディス
クの傷等で容易にサーボ外れを生じる敏感なサーボ系に
なるという危険性が新たに生じる他、高周波の回路ノイ
ズによりアクチュエータが無為に駆動されることで無用
な発熱あるいは騒音を発する等の課題点がある。However, in this method, the cutoff frequency, that is, the servo band, is unnecessarily increased in order to restore the low-frequency gain to the desired value, and the servo is easily deviated due to scratches on the disk. In addition to the new danger of becoming a servo system, there is a problem in that the actuator is driven unnecessarily by high-frequency circuit noise to generate unnecessary heat or noise.

【００３３】また、サーボ系に外乱振動が加わった場
合、外乱振動によってレンズ更には光ビームスポットを
ディスク上の目的とする位置に保持しようとする能力、
言わばサーボ剛性あるいは耐振性能はサーボゲインが大
きいほど高く優れているが、この耐振性能を高く得るた
め単純にサーボゲインを高めるとサーボ帯域つまりカッ
トオフ周波数も上昇してしまい、前述のディスクの傷に
敏感なサーボ系となったり、アクチュエータに無用な発
熱や騒音を生じる等の問題がやはり生じる。従って従来
の単一サーボ系ではアクチュエータの共振周波数の変動
による低域ゲインの変動、及び耐振性能を高く取りにく
いと言う課題が有った。Further, when disturbance vibration is applied to the servo system, the ability to hold the lens and further the light beam spot at a desired position on the disk by the disturbance vibration,
In other words, the greater the servo gain, the higher the servo rigidity or anti-vibration performance. The higher the servo anti-vibration performance is, the higher the servo gain is. Problems such as a sensitive servo system and unnecessary heat generation and noise of the actuator still occur. Therefore, in the conventional single servo system, there are problems that it is difficult to obtain high fluctuation of low-frequency gain due to fluctuation of resonance frequency of the actuator and vibration resistance performance.

【００３４】一方並列サーボ系の場合、サーボ系の安定
化のためには密アクチュエータのダンピング数を増大さ
せ、共振ピークを抑圧する必要があるが、このために例
えば先に述べたような密アクチュエータの速度を帰還す
る方式を採用したとしても、その速度を帰還するアンプ
のゲインの調整手順が増えるという課題点がある。On the other hand, in the case of the parallel servo system, it is necessary to increase the damping number of the fine actuator to suppress the resonance peak in order to stabilize the servo system. For this reason, for example, the fine actuator as described above is used. Even if the method for feeding back the speed is adopted, there is a problem that the procedure for adjusting the gain of the amplifier for feeding back the speed is increased.

【００３５】この調整は例えばＦＦＴアナライザなどの
周波数特性測定器を用いて密アクチュエータの共振ピー
ク特性が所望の形状になるまで、作業者が測定器の表示
管面を注視しながらアンプ部の可変抵抗器を増減させ、
ゲインを調整すると言うような非常に時間と労力を要す
るものであり、装置の生産コスト上昇につながる。This adjustment is performed, for example, by using a frequency characteristic measuring device such as an FFT analyzer until the resonance peak characteristic of the dense actuator has a desired shape while the operator watches the display tube surface of the measuring device and changes the variable resistance of the amplifier section. Increase or decrease the vessel,
It takes a lot of time and labor to adjust the gain, which leads to an increase in the production cost of the device.

【００３６】また並列サーボ系でも密アクチュエータの
共振周波数の変動によりその低域サーボゲインが変動す
るが、例えばその共振周波数が低いほうに変動したとす
ると、図２３の様に密アクチュエータ系の低域サーボゲ
インが上昇して粗アクチュエータ系のゲインに接近す
る。この時、サーボ追従時に於ける密アクチュエータの
変位量は粗アクチュエータの変位量に近付き大きくなる
ので、レンズの変位による光ビームスポットの変位量も
大きくなり、これに従って光ピックアップ内の光学系で
発生するトラッキング誤差信号の光学的なオフセットも
増大し、サーボ追従性能が劣化する。上記の速度を帰還
する手法で密アクチュエータのダンピング数は調整出来
るとしても、共振周波数は調整出来ないので、並列サー
ボ系に於けるこの課題点の解決にはつながらない。Also in the parallel servo system, the low frequency servo gain fluctuates due to the fluctuation of the resonance frequency of the dense actuator. For example, if the resonance frequency fluctuates toward the lower side, the low frequency range of the dense actuator system becomes as shown in FIG. The servo gain increases and approaches the gain of the coarse actuator system. At this time, the displacement amount of the fine actuator during servo tracking approaches the displacement amount of the coarse actuator and becomes large, so that the displacement amount of the light beam spot due to the lens displacement also becomes large, and accordingly, the displacement occurs in the optical system in the optical pickup. The optical offset of the tracking error signal also increases, and the servo tracking performance deteriorates. Even if the damping number of the dense actuator can be adjusted by the method of feeding back the above-mentioned speed, the resonance frequency cannot be adjusted, so this problem in the parallel servo system cannot be solved.

【００３７】本発明は上記のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、駆動手段即ちアクチュエータ
の共振周波数あるいはダンピング数等の特性の変動を吸
収し、かつ振動などの外乱に対する耐性に優れ、系の安
定性を複雑な調整等を行うことなく保つことが可能なア
クチュエータなどの駆動手段の制御回路を供給すること
にある。The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to absorb fluctuations in characteristics such as the resonance frequency or damping number of the driving means, that is, the actuator, and to withstand external disturbances such as vibrations. It is an object of the present invention to provide a control circuit of a driving means such as an actuator, which is excellent and can maintain the stability of the system without making complicated adjustments.

【００３８】[0038]

【課題を解決するための手段】以上のような目的を達成
するために本発明では、可動部を駆動するためのバネ・
マス系のアクチュエータとアクチュエータの出力変位を
検出する変位センサとアクチュエータの駆動入力から変
位センサで検出されたアクチュエータの出力変位までの
望ましい伝達特性を電気的に模擬するものであって、上
記駆動入力が入力されるモデルと上記駆動入力をアクチ
ュエータに導く駆動系と、上記モデルの出力と変位セン
サの出力とを比較する手段と、この比較手段の出力をゲ
イン倍あるいは位相補償などの処理を施して上記駆動入
力に入力するフィードバック手段とを備えている。また
外部からアクチュエータなどの駆動手段を駆動するため
に与えられる入力は同時にモデルにも与えられる構成と
なっている。In order to achieve the above object, the present invention provides a spring for driving a movable part.
An actuator of a mass system, a displacement sensor that detects an output displacement of the actuator, and an actuator that electrically simulates a desired transfer characteristic from the drive input of the actuator to the output displacement of the actuator detected by the displacement sensor, wherein the drive input is The input model and the drive system for guiding the drive input to the actuator, means for comparing the output of the model with the output of the displacement sensor, and the output of the comparing means are subjected to processing such as gain multiplication or phase compensation, And feedback means for inputting to the drive input. Further, an input given to drive a driving means such as an actuator from the outside is also given to the model at the same time.

【００３９】これらの手段及び構成により、アクチュエ
ータなど駆動手段は、その出力が常にモデルの出力と一
致させられるべく駆動されるようになっている。With these means and structure, the driving means such as the actuator is driven so that the output thereof is always matched with the output of the model.

【００４０】なお上記のフィードバック手段は、１次の
進み遅れ特性を伝達関数として有するものとすることが
考えられる。It is conceivable that the above feedback means has a first-order lead-lag characteristic as a transfer function.

【００４１】またこのフィードバック手段は、２次の進
み遅れ特性を伝達関数として有するものとしても良い。Further, the feedback means may have a quadratic lead-lag characteristic as a transfer function.

【００４２】またこの可動部は光ディスクに対して収束
ビームを照射する対物レンズであって、この駆動手段制
御回路は光ディスクからの反射光をセンサーに導き、光
の位置に応答した誤差信号を得、その信号に応答してレ
ンズの駆動を制御する光ディスク装置用の駆動手段制御
回路であっても良い。The movable portion is an objective lens for irradiating the optical disc with a convergent beam, and the drive means control circuit guides the reflected light from the optical disc to the sensor to obtain an error signal in response to the position of the light. It may be a drive means control circuit for an optical disc device that controls the drive of the lens in response to the signal.

【００４３】[0043]

【作用】本発明によれば、個々の駆動手段即ちアクチュ
エータに共振周波数やダンピング数の変動等が存在して
も、その出力がモデルと一致するように制御されるので
結果的に駆動手段の特性はモデルの特性と同等のものと
なる。従ってアクチュエータなど駆動手段に望まれる共
振周波数やダンピング数などの特性をあらかじめモデル
に設定しておけば、実物の駆動手段の特性変動を吸収
し、常に一定した特性を有するアクチュエータなどの駆
動手段を得ることが出来、これを用いた各種の装置の特
性を一定に保つことが出来る。According to the present invention, even if there is a variation in the resonance frequency or the damping number in each driving means, that is, in the actuator, the output is controlled so as to match the model, and as a result, the characteristics of the driving means. Becomes equivalent to the characteristics of the model. Therefore, if the characteristics such as the resonance frequency and the damping number desired for the driving means such as the actuator are set in the model in advance, the characteristic fluctuation of the actual driving means is absorbed and the driving means such as the actuator having the constant characteristics is always obtained. It is possible to maintain the characteristics of various devices using the same.

【００４４】また振動などの外乱が加わってその出力が
変化しようとした場合でも、上に述べた様にモデルの出
力と異なった挙動は抑圧されることから、振動などの外
乱にも強い、言い換えればサーボ剛性あるいは耐振性能
にも優れたアクチュエータなどの駆動手段の制御回路を
得ることができる。Even when a disturbance such as a vibration is applied and its output is about to change, the behavior different from the output of the model is suppressed as described above. For example, it is possible to obtain a control circuit for driving means such as an actuator having excellent servo rigidity or vibration resistance.

【００４５】特に駆動手段たるアクチュエータにバネ・
マス系のものを用いる光ディスク装置などに於いては、
アクチュエータの伝達特性と同じく低周波でフラットな
ゲイン特性を有する１次あるいは２次の進み遅れ特性を
フィードバック手段に与えることで、この低周波数領域
での外乱や誤差の抑圧効果を更に高めることが出来る。In particular, a spring,
In the case of optical disc devices that use mass type,
By giving the feedback means first-order or second-order lead-lag characteristics having flat gain characteristics at low frequencies, like the transfer characteristics of the actuator, it is possible to further enhance the effect of suppressing disturbances and errors in this low-frequency region. .

【００４６】[0046]

【実施例】【Example】

（実施例１）第１の実施例は、本発明にかかる駆動手段
の制御回路を、アクチュエータを１つだけ有する光ディ
スク装置のトラッキングサーボ系あるいは粗、密２つの
アクチュエータを組み合わせた光ディスク装置の密アク
チュエータ部のトラッキングサーボ系に適用したもので
あり、そのブロック図を図１に示す。以下の各図におい
て先に示した図面との対応部分には同一符号を付して説
明を省略する。(Embodiment 1) A first embodiment is a tracking servo system of an optical disk device having only one actuator, or a dense actuator of an optical disk device in which two coarse and dense actuators are combined in the control circuit of the driving means according to the present invention. It is applied to a tracking servo system of a part, and its block diagram is shown in FIG. In each of the following drawings, the same parts as those shown in the previous drawings are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００４７】図１に於いては、先に示した従来例の図１
０に於ける駆動回路４及び駆動手段５（アクチュエー
タ）に代えて、駆動手段制御部５０が設けられている。FIG. 1 shows the conventional example shown in FIG.
In place of the drive circuit 4 and the drive means 5 (actuator) in 0, a drive means controller 50 is provided.

【００４８】この駆動手段制御部５０を図２を用いて更
に説明する。駆動回路４及び駆動手段５（アクチュエー
タ）は従来例と同一であるが、後の説明の為に駆動手段
５（アクチュエータ）の伝達特性をＰ_(S)で表す。なお
駆動回路４は通常十分成立する仮定、即ち特に周波数特
性を持たず、そのゲインは１であるものとする。変位セ
ンサ５５は駆動手段５（アクチュエータ）の変位を検出
するものであって、例えば発光ダイオードなどの光を駆
動手段５（アクチュエータ）の可動部に向かって照射
し、その反射光あるいは可動部で部分的にさえぎられた
光を受光するフォトダイオードにより受光することで変
位を検出するようにした光学式変位検出センサなどが考
えられる。理想モデル５６は駆動手段５（アクチュエー
タ）の理想とする特性を模擬したものであり、その伝達
特性をＰ_m(S)で表す。なお後に駆動手段５（アクチュエ
ータ）の出力を変位センサ５５で検出した出力と理想モ
デル５６の出力とを比較するためにＰ_m(s)は変位センサ
のゲインを含むものとする。状態フィードバック要素５
８は系の誤差の抑圧特性や安定性を決定する要素であ
り、その伝達特性をＨ_(S)で表す。また、Ｄは駆動手段
５（アクチュエータ）に加わる外乱を表す。本実施例１
の動作を図１および図２に基づいて要約すると以下の通
りである。The drive means controller 50 will be further described with reference to FIG. The drive circuit 4 and the drive means 5 (actuator) are the same as those in the conventional example, but the transfer characteristic of the drive means 5 (actuator ₎ is represented by P _(S) for the purpose of later description. It is assumed that the drive circuit 4 normally has a sufficient assumption, that is, it has no particular frequency characteristic and its gain is 1. The displacement sensor 55 detects the displacement of the driving means 5 (actuator), and irradiates the movable portion of the driving means 5 (actuator) with light such as a light emitting diode, and reflects the reflected light or partially moves the movable portion. An optical displacement detection sensor or the like in which a displacement is detected by receiving light that is blocked by a photodiode can be considered. The ideal model 56 simulates the ideal characteristic of the driving means 5 (actuator), and its transfer characteristic is represented by P _{m (S)} . In order to compare the output of the drive means 5 (actuator) detected by the displacement sensor 55 with the output of the ideal model 56 later, P _{m (s)} includes the gain of the displacement sensor. State feedback element 5
Reference numeral 8 is an element that determines the error suppression characteristic and stability of the system, and its transfer characteristic is represented by H _(S) . Further, D represents a disturbance applied to the driving means 5 (actuator). Example 1
The operation will be summarized as follows based on FIGS. 1 and 2.

【００４９】「実物のアクチュエータ」、即ち駆動手段
５と「アクチュエータの理想モデル」５６の両者に、図
１の位相補償回路３から同一の入力Ｘが加わる。これに
対して「実物のアクチュエータ」５の出力を変位センサ
５５で検出した出力と「理想モデル」５６の出力を比較
手段５７で比較し、比較手段５７の出力を状態フィード
バック要素５８及び駆動回路４を通して「実物のアクチ
ュエータ」即ち駆動手段５に加えることで、その出力が
「理想モデル」５６の出力に一致するように駆動する。
従って、実物の駆動手段（アクチュエータ）の共振周波
数やダンピング数などに生産時のばらつきの様な特性変
動が有ったとしても、これは「実物」と「理想モデル」
との誤差と見なしてフィードバックされるので、実物の
駆動手段（アクチュエータ）の特性は「理想モデル」の
特性と一致するように制御される。また仮にアクチュエ
ータに外部からの振動等の外乱Ｄが加わった場合にも、
この外乱による駆動手段（アクチュエータ）の動きはや
はり「理想モデル」には存在しない誤差と見なされて抑
圧される。このため見かけ上、外乱の影響や特性の変動
が少なく、理想モデルとほぼ同一の特性を有するアクチ
ュエータが得られることになる。The same input X from the phase compensation circuit 3 of FIG. 1 is applied to both the "actual actuator", that is, the drive means 5 and the "ideal model of the actuator" 56. On the other hand, the output of the “actual actuator” 5 is detected by the displacement sensor 55 and the output of the “ideal model” 56 is compared by the comparing means 57, and the output of the comparing means 57 is compared with the state feedback element 58 and the drive circuit 4. Through the addition to the "actual actuator", that is, the driving means 5, the output is driven so as to match the output of the "ideal model" 56.
Therefore, even if there are characteristic changes such as variations in the resonance frequency and damping number of the actual driving means (actuator) at the time of production, this is the "real" and "ideal model".
The characteristics of the actual driving means (actuator) are controlled so as to match the characteristics of the “ideal model”, because the difference is regarded as an error between the values and is fed back. If a disturbance D such as external vibration is applied to the actuator,
The movement of the driving means (actuator) due to this disturbance is regarded as an error which does not exist in the “ideal model” and is suppressed. For this reason, it is possible to obtain an actuator that has virtually the same characteristics as the ideal model, with less influence of disturbance and fluctuations in characteristics.

【００５０】続いて上記の様な特性が図２の駆動装置制
御手段に於いて得られることを、数式などに基づき更に
説明する。なお変位センサ５５のゲインは既に述べたよ
うにＰ_m(s)に含め考えるので以下の数式には現れてこな
い。Next, the fact that the above-mentioned characteristics are obtained by the drive device control means shown in FIG. 2 will be further described based on mathematical expressions and the like. Since the gain of the displacement sensor 55 is considered to be included in Pm _(s) as described above, it does not appear in the following formula.

【００５１】図２に於いて、その入力Ｘから出力Ｙま
で、及び外乱Ｄから出力Ｙまでの伝達関数は次式で示さ
れる。 （Ｙ／Ｘ）＝Ｐ_m(S)／｛１＋δ・（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）｝ ・・（５） （Ｙ／Ｄ）＝Ｐ_m(S)・（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)） ／｛１＋δ・（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）｝ ・・（６） なおδは理想モデルと実物との誤差を表すもので、次の
式で示される。 δ＝（Ｐ_m(S)−Ｐ_(S)）／Ｐ_(S) ・・・（７） （５）（６）式に於いて誤差δの係数項、言い換えれば
誤差δを抑圧する項は｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝であり、
この絶対値が小さいほど誤差や外乱の影響は小さくな
る。この項が十分小さく、｜δ・｛１−Ｐ_m(S)・
Ｈ_(S)｝｜＜＜１と見なせる場合には、（５）式は （Ｙ／Ｘ）≒Ｐ_m(S) ・・・（５’） となり、理想モデルとほぼ同一の伝達特性が得られるこ
とが判る。In FIG. 2, the transfer functions from the input X to the output Y and from the disturbance D to the output Y are shown by the following equations. (Y / X) = P _{m (S)} / {1 + δ ・ (1-P _{m (S)}・ H _(S) )} ・ ・ (5) (Y / D) = P _{m (S)}・ (1- P _{m (S)} · H _(S) ) / {1 + δ · (1-P _{m (S)} · H _(S) )} ··· (6) Note that δ represents the error between the ideal model and the actual product. It is shown by the following formula. δ = (P _{m (S)} −P _(S) ) / P _(S) (7) (5) In the equation (6), the coefficient term of the error δ, in other words, the term that suppresses the error δ is {1-P _{m (S)} · H _(S) },
The smaller the absolute value is, the smaller the influence of the error or the disturbance is. This term is sufficiently small that | δ ・ {1-P _{m (S)}・
When it can be considered that H _(S) } | << 1, the equation (5) becomes (Y / X) ≈Pm _(S) ... (5 ′), and almost the same transfer characteristic as the ideal model is obtained. I understand that it will be done.

【００５２】またこのとき（６）式は （Ｙ／Ｄ）≒Ｐ_m(S)・｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝ ・・・（６’） となるので、｜｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝｜に従って外乱
によるアクチュエータの挙動は抑圧される。Further, at this time, the equation (6) becomes (Y / D) ≈P _{m (S)} · {1-P _{m (S)} · H _(S) } (6 ′), so that | { The behavior of the actuator due to disturbance is suppressed according to 1−P _{m (S)} · H _(S) } |.

【００５３】特にＨ_(S)がＰ_m(S)の逆特性とほぼ等しい
と見なせる周波数に於いては、｜｛１−Ｐ_m(S)・
Ｈ_(S)｝｜はほぼ０となり、外乱や誤差の影響はほぼ完
全に抑圧出来る。In particular, at a frequency where H _(S) can be regarded as almost equal to the inverse characteristic of P _{m (S)} , | {1-P _{m (S)} ·
H _(S) } | becomes almost 0, and the influence of disturbance and error can be suppressed almost completely.

【００５４】続いてＰ_m(S)、Ｈ_(S)に具体的な伝達関数
を設定した場合の、これら各式の伝達関数のグラフを導
出する。まず、Ｐ_m(S)、Ｈ_(S)を図３に示す様にそれぞ
れバネ・マス系のアクチュエータの伝達特性を模擬した
もの、および１次の位相進み遅れ特性を有するものとし
た場合、その伝達特性はそれぞれ次の（８）式及び
（９）式の様になる。ただしｓはラプラス演算子であ
り、ｓ＝２πｆとして表される。 Ｐ_m(S)＝Ｋ₀・ω₀ ²／（ｓ²＋２ζ₀・ω₀・ｓ＋ω₀ ²） ・・（８） （但しω₀＝２πｆ₀） Ｈ_(S)＝（１／Ｋ₀）・｛１＋（ｓ／ω₀）｝／｛１＋（ｓ／ω₁）｝・・（９） （ただしω₁＝２πｆ₁、ω₁＞＞ω₀） 但し一般にサーボ系ではアクチュエータ（駆動手段）に
共振ピークがあることは好まれないので、ここではＰ
_m(S)のダンピング数ζ₀＝１として考え、図３もこれに
従って記している。Next, a graph of the transfer function of each of these equations when a specific transfer function is set for P _{m (S)} and H _(S) is derived. First, assuming that P _{m (S)} and H _(S) respectively simulate the transfer characteristics of a spring-mass actuator as shown in FIG. 3 and have primary phase lead-lag characteristics, The transfer characteristics are as shown in the following expressions (8) and (9), respectively. However, s is a Laplace operator and is represented as s = 2πf. P _{m (S)} = K ₀ · ω ₀ ² / (s ² + 2ζ ₀ · ω ₀ · s + ω ₀ ² ) ··· (8) (where ω ₀ = 2πf ₀ ) H _(S) = (1 / K ₀ ).・ {1+ (s / ω ₀ )} / {1+ (s / ω ₁ )} ・ (9) (where ω ₁ = 2πf ₁ , ω ₁ >> ω ₀ ) However, generally in a servo system an actuator (driving means) Since it is not liked that there is a resonance peak at
The damping number ζ ₀ = 1 for _{m (S)} is considered, and FIG. 3 is also written accordingly.

【００５５】また、Ｐ_m(S)はバネ・マス系のアクチュエ
ータの特性の理想モデルであるので、図３あるいは
（８）式より明らかにｆ₀以下の周波数でフラットなゲ
イン特性を有する。この図３あるいは（９）式に示した
フィードバック手段Ｈ_(S)の伝達特性は１次の進み遅れ
特性であって、Ｐ_m(S)の逆特性に一致しないが、ｆ₀以
下の周波数ではＰ_m(S)と同じくフラットなゲイン特性を
有し、かつこの周波数の範囲ではＰ_m(S)・Ｈ_(S)≒１で
あるので、外乱や誤差の影響はほぼ完全に抑圧出来る。Further, since P _{m (S)} is an ideal model of the characteristics of the spring-mass type actuator, it has a flat gain characteristic clearly at a frequency of f ₀ or less from FIG. 3 or the equation (8). The transfer characteristic of the feedback means H _(S) shown in FIG. 3 or the expression (9) is a first-order advance-delay characteristic, which does not match the inverse characteristic of P _{m (S)} , but at frequencies below f _0. Since it has a flat gain characteristic like P _{m (S)} and P _{m (S)} · H _(S) ≈1 in this frequency range, the influence of disturbance and error can be suppressed almost completely.

【００５６】つまり、いいかえると上記のようなモデル
を用いた際、誤差δの抑圧項である｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ
_(S)｝を（１０）式の様にＲ_(S)で表すと、ｓ＜＜ω₁ 、
即ちｆ＜＜ｆ₁の周波数ではＲ_(S)は次の（１０’）式で
近似出来る。 Ｒ_(S)＝｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝ ・・・（１０） ≒ｓ／（ｓ＋ω₀） ・・・（１０’） これはω₀即ちｆ₀を折点とする１次のハイパスフィルタ
形式であり、そのゲインカーブは図４となる。（１
０’）式あるいは図４によれば、ω＜ω₀，即ちｆ＜ｆ₀
の周波数領域においては、 ｜Ｒ_(S)｜＝｜｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝｜＜１ となり、実物と理想モデルとの誤差δはこれに従い抑圧
されることになる。In other words, in other words, when the above model is used, {1-P _{m (S)} H which is the suppression term of the error δ.
_{When (S)} } is represented by R _{(S) as} in the equation (10), s << ω ₁ ,
That is, at frequencies f << f ₁ , R _(S) can be approximated by the following equation (10 '). _{R (S) = {1-} P m (S) · H (S)} ··· (10) ≒ s / (s + ω 0) ··· (10 ') which the break point of the omega ₀ i.e. f ₀ This is a first-order high-pass filter format, and its gain curve is shown in FIG. (1
0 ') or according to FIG. 4, ω <ω ₀ , that is, f <f ₀
In the frequency domain of, | R _(S) | = | {1- _{Pm (S)} · H _(S) } | <1 and the error δ between the real model and the ideal model is suppressed accordingly. .

【００５７】次に振動等の外乱に対する耐性の向上につ
いて説明する。Next, the improvement of resistance to disturbance such as vibration will be described.

【００５８】外乱Ｄからアクチュエータ（駆動手段）の
出力変位Ｙまでの伝達関数は既に（６）式で示したが、
簡便のためにアクチュエータ（駆動手段）とそのモデル
の伝達特性が一致（Ｐ_(S)＝Ｐ_m(S)）して誤差項δ＝０
の場合を考えると、外乱力Ｄからアクチュエータ可動部
の変位Ｙへの伝達特性（６）式は次の（１１）式とな
る。 （Ｙ／Ｄ）≒Ｐ_m(S)・｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝ ＝Ｐ_m(S)・Ｒ_(S) ・・・（１１） 一方本発明によらない場合では、先の図２に於いて状態
フィードバック要素５８を除去して考えれば明らかに次
の（１２）式となり、特にアクチュエータとそのモデル
の伝達特性が一致（Ｐ_(S)＝Ｐ_m(S)）している場合には
（１２’）式となる。 （Ｙ／Ｄ）＝Ｐ_(S) ・・・（１２） ＝Ｐ_m(S) ・・・（１２’） これら（１１）（１２’）式を比較すれば、外乱の影響
も本発明の適用により（１０’）式あるいは図４に示し
たＲ_(S)に従って低減されることが判る。The transfer function from the disturbance D to the output displacement Y of the actuator (driving means) has already been shown by the equation (6).
For simplicity, the transfer characteristics of the actuator (driving means) and its model match (P _(S) = P _{m (S)} ) and the error term δ = 0.
Considering the case of, the transfer characteristic (6) equation from the disturbance force D to the displacement Y of the actuator movable portion is the following equation (11). (Y / D) ≈Pm _(S) · {1- _{Pm (S)} · H _(S) } = _{Pm (S)} · R _(S) (11) On the other hand, when not according to the present invention Then, when the state feedback element 58 in FIG. 2 is removed and considered, the following equation (12) is obtained, and in particular, the transfer characteristics of the actuator and its model match (P _(S) = P _{m (S)).} ), The expression (12 ′) is obtained. (Y / D) = P _(S) ... (12) = _{Pm (S)} ... (12 ′) When these equations (11) and (12 ′) are compared, the influence of disturbance is also present in the present invention. It can be seen that depending on the application, it is reduced according to the equation (10 ') or R _(S) shown in FIG.

【００５９】また、フィードバック要素５８の特性Ｈ
_(S)を別のものとすることも出来、これを図５に示すよ
うな２次の進み遅れ特性に設定した場合の誤差項δある
いは外乱Ｄの抑圧について続けて説明する。なお比較の
ため、アクチュエータ（駆動手段）のモデルの伝達特性
Ｐ_m(S)は先の図３あるいは（８）式と同一としている。Further, the characteristic H of the feedback element 58
_(S) may be different, and suppression of the error term δ or the disturbance D when this is set to the second-order advance / delay characteristic as shown in FIG. 5 will be continuously described. For comparison, the transfer characteristic P _{m (S)} of the model of the actuator (driving means) is the same as that in the above-mentioned FIG. 3 or the expression (8).

【００６０】図５に示したＨ_(S)の伝達関数は次の（１
３）式で表される。 Ｈ_(S)＝（１／Ｋ₀）・｛１＋（ｓ／ω₀）｝²／｛１＋（ｓ／ω₁）｝² （但しω₁＝２πｆ₁、 ω₀＜＜ω₁） ・・（１３） この図５あるいは（１３）式で示されるＨ_(S)はｆ₀以上
ｆ₁までの周波数範囲でＰ_m(S)の逆特性とほぼ一致して
おり、この周波数範囲では｜１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｜≒０
となる。このためＨ_(S)を先の１次の進み遅れ特性のも
のとした場合よりも外乱や誤差の影響はより広い周波数
範囲で抑圧される。The transfer function of H _(S) shown in FIG.
It is expressed by the equation 3). H _(S) = (1 / K ₀ ) · {1+ (s / ω ₀ )} ² / {1+ (s / ω ₁ )} ² (where ω ₁ = 2πf ₁ , ω ₀ << ω ₁ ) ・ ・(13) H _(S) shown in this FIG. 5 or the equation (13) substantially agrees with the inverse characteristic of P _{m (S)} in the frequency range from f _{0 to} f ₁ , and in this frequency range | 1 −P _{m (S)}・ H _(S) | ≒ 0
Becomes Therefore, the influence of disturbances and errors is suppressed in a wider frequency range than in the case where H _(S) has the first-order advance / delay characteristic.

【００６１】この時、誤差項δ等の係数項であるＲ_(S)
＝｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝は（１４）式となる。 Ｒ_(S)＝（ｓ²＋２・ω₁・ｓ）／（ｓ²＋２・ω₁・ｓ＋ω₁ ²） ・・・（１４） またそのゲインカーブは図６に示されるような、（ｆ₁
／２）を折点とするハイパスフィルタ型式に近似され、
（ｆ₁／２）以下の周波数領域においては、 ｜Ｒ_(S)｜＝｜｛１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)｝｜＜１ となり、実物と理想モデルとの誤差δ及び外乱Ｄの影響
は抑圧されることになる。At this time, R _(S) which is a coefficient term such as the error term δ
= {1-P _{m (S)} · H _(S) } is given by the equation (14). R _(S) = (s ² + 2ω ₁ s) / (s ² + 2ω ₁ s + ω ₁ ² ) (14) Also, the gain curve is (f ₁
/ 2) is approximated to a high-pass filter type whose break point is
In (f _1/2) or less in the frequency _{domain, | R (S) | =} | {1-P m (S) · H (S)} | <1 , and the error δ and the disturbance of the real and the ideal model The effect of D will be suppressed.

【００６２】フィードバック要素５８の伝達関数Ｈ_(S)
を先の（９）式及び図３で示した１次系のものとした場
合、｜Ｒ_(S)｜＜１となるのはｆ₀以下の周波数に限られ
ていた。しかしＨ_(S)を（１３）式及び図５で示す２次
系のものとして、ｆ₁＞２ｆ₀と設定しておけば、この｜
Ｒ_(S)｜＜１となる周波数は（ｆ₁／２）まで拡大され、
誤差や外乱に対する抑圧効果がより高くなる。Transfer function H _{(S) of} feedback element 58
When the above equation (9) and the primary system shown in FIG. 3 are used, | R _(S) | <1 is limited to the frequency of f ₀ or less. However, if H 1 _{(S) is set} to the equation (13) and the quadratic system shown in FIG. 5 and f ₁ > 2f ₀ is set, this |
R _(S) | <1 and becomes frequency is expanded to (f _1/2),
The effect of suppressing errors and disturbances becomes higher.

【００６３】また本実施例の駆動手段制御回路を図１５
あるいは図１６で示したような従来の並列サーボ系の密
アクチュエータ７及びその駆動回路１４に代えて用いる
ことにより、密アクチュエータの共振周波数の変動によ
ってその低域ゲインが増大しトラッキング誤差信号のオ
フセット発生量が増加するなどの先に述べた不都合が防
止できるのでサーボ追従性能が向上する。The drive means control circuit of this embodiment is shown in FIG.
Alternatively, by using it instead of the conventional parallel servo system fine actuator 7 and its driving circuit 14 as shown in FIG. 16, the low frequency gain increases due to the fluctuation of the resonance frequency of the fine actuator, and the offset of the tracking error signal is generated. Since the above-mentioned inconvenience such as an increase in the amount can be prevented, the servo following performance is improved.

【００６４】（実施例２）続いて本発明にかかる駆動手
段の制御回路を第１の実施例と同様な光ディスク装置の
トラッキングサーボ系に適用した第２の実施例について
説明する。この第２の実施例は図７に示すように駆動手
段制御部５０に於いて、状態フィードバック要素５８の
出力を駆動回路４を通じて駆動手段５（アクチュエー
タ）にフィードバックする第２の経路を新たに設け、こ
の第２の経路中にゲインβを有するフィードバックゲイ
ン要素５９を設けたものであり、先の第１の実施例に於
ける駆動手段制御部５０よりも更に誤差項や外乱に対す
る抑圧性能が向上する。(Second Embodiment) Next, a second embodiment in which the control circuit of the driving means according to the present invention is applied to a tracking servo system of an optical disk device similar to the first embodiment will be described. In the second embodiment, as shown in FIG. 7, in the driving means controller 50, a second path for feeding back the output of the state feedback element 58 to the driving means 5 (actuator) through the driving circuit 4 is newly provided. The feedback gain element 59 having the gain β is provided in the second path, and the performance of suppressing the error term and the disturbance is further improved as compared with the drive means control unit 50 in the first embodiment. To do.

【００６５】図７の駆動手段制御部５０に於いて、外部
からの入力Ｘ、及び外乱Ｄから駆動手段５（アクチュエ
ータ）の出力Ｙまでの伝達関数はそれぞれ（１５）及び
（１６）式で表される。 （Ｙ／Ｘ）＝Ｐ_m(S)／［１＋δ・｛（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）／（１＋ β・Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）｝］ ・・・（１５） （Ｙ／Ｄ）＝Ｐ_m(S)／［１＋δ・｛（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）／（１＋ β・Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）｝］・［（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）／ （１＋β・Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）］ ・・・（１６） ただしδは既に（７）式で示した、実物のアクチュエー
タ（駆動手段）と理想モデルとの誤差を表す項である。In the driving means control section 50 of FIG. 7, the transfer function from the input X from the outside and the disturbance D to the output Y of the driving means 5 (actuator) is expressed by equations (15) and (16), respectively. To be done. (Y / X) = P _{m (S)} / [1 + δ ・ {(1-P _{m (S)}・ H _(S) ) / (1 + β ・ P _{m (S)}・ H _(S) )}] ・ ・・ (15) (Y / D) = P _{m (S)} / [1 + δ ・ {(1-P _{m (S)}・ H _(S) ) / (1 + β ・ P _{m (S)}・ H _(S) ) }] [[1- _{Pm (S)} * H _(S) ) / (1+ [beta] * _{Pm (S)} * H _(S) )] (16) However, δ is already shown by the expression (7). It is also a term that represents the error between the actual actuator (driving means) and the ideal model.

【００６６】この（１５）（１６）式に於ける誤差δの
係数項を第１の実施例と同様Ｒ_(S)として表せば次の
（１７）式となる、 Ｒ_(S)＝｛（１−Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）／（１＋β・Ｐ_m(S)・Ｈ_(S)）｝ ・・・（１７） ｜Ｒ_(S)｜＜１であれば誤差δや外乱Ｄが抑圧されるの
も第１の実施例と同様であるが、第２のフィードバック
経路を設けている分Ｒ_(S)の大きさはより広い周波数範
囲で小さくなり、外乱や誤差の抑圧効果は第１の実施例
のものより大きい。If the coefficient term of the error δ in the equations (15) and (16) is expressed as R _(S) as in the first embodiment, the following equation (17) is obtained: R _(S) = {( 1- _{Pm (S)} · H _(S) ) / (1 + β · _{Pm (S)} · H _(S) )} (17) | R _(S) | <1 if error δ or disturbance Similar to the first embodiment, D is suppressed, but the size of R _(S) becomes smaller in a wider frequency range because the second feedback path is provided, and the effect of suppressing disturbances and errors is reduced. Is larger than that of the first embodiment.

【００６７】次にＰ_m(S)、Ｈ_(S)に具体的な伝達関数
を、先の第１の実施例に於けるものと同一に設定し、そ
のときの特性を求めて比較する。Next, specific transfer functions for P _{m (S)} and H _(S) are set to be the same as those in the first embodiment, and the characteristics at that time are obtained and compared.

【００６８】まずＰ_m(S)は（８）式のものとして、Ｈ
_(s)には（９）式及び図３で示した１次の進み遅れ特性
の伝達関数を与えた場合、Ｒ_(S)は（１８）式で、また
そのゲインカーブは図８で表されるものとなる。 Ｒ_(S)＝β・ω₀／（ｓ＋β・ω₀） ・・・（１８） この時のＲ_(S)は（β・ｆ₀）を折点とする１次のハイパ
スフィルタ形式をしており、（β・ｆ₀）以下の周波数
に於いては｜Ｒ_(S)｜＜１であるからこの周波数領域で
は誤差や外乱が抑圧される。First, P _{m (S)} is expressed by the equation (8), and H
_{When (} 9) is given to _(s) and the transfer function of the first-order lead-lag characteristic shown in FIG. 3 is given, R _(S) is given by (18) and its gain curve is shown in FIG. It will be one. R _(S) = β · ω ₀ / (s + β · ω ₀ ) (18) At this time, R _(S) is in the form of a first-order high-pass filter with (β · f ₀ ) as the break point. However, at frequencies below (β · f ₀ ), | R _(S) | <1, so errors and disturbances are suppressed in this frequency range.

【００６９】フィードバック要素５８の伝達関数Ｈ_(s)
に同じ１次の進み遅れ特性のものを用いた場合、先の第
１の実施例では誤差や外乱の抑圧はｆ₀以下の周波数に
限られていたのに比べ、この第２の実施例ではそのβ倍
の周波数まで抑圧効果が得られるため、より好適であ
る。Transfer function H _{(s) of the} feedback element 58
When the same first-order lead-lag characteristics are used for the first embodiment, the suppression of the error and the disturbance is limited to the frequency of f ₀ or less in the first embodiment, whereas in the second embodiment, This is more preferable because a suppression effect can be obtained up to a frequency that is β times that.

【００７０】次にＨ_(S)に（１３）式あるいは図５に示
す２次の進み遅れ特性の伝達関数を持たせた場合につい
て、Ｒ_(S)を求め、誤差や外乱の抑圧特性を比較する。Next, in the case where H _(S) is given by the equation (13) or the transfer function of the quadratic lead-lag characteristic shown in FIG. 5, R _(S) is obtained and the suppression characteristics of error and disturbance are compared. To do.

【００７１】この時のＲ_(S)は（１９）式で表され一種
のハイパスフィルタ形式となる。またそのゲインカーブ
はβによって形状が多少異なるが、例えばβ＞３とした
場合（即ち｛（１＋β）^1/2・ω₁｝＞２ω₁である場
合）には、およそ図９で表されるようなものとなる。 Ｒ_(S)＝（ｓ²＋２・ω₁・ｓ）／｛ｓ²＋２・ω₁・ｓ＋（１＋β）・ω₁ ²｝ ・・・（１９） （１９）式のＲ_(S)は｛ｆ₁・（１＋β）^1/2｝以下の周
波数において｜Ｒ_(S)｜＜１となり、誤差や外乱の抑圧
効果が有る。第１の実施例に於いて同じ２次の進み遅れ
特性のＨ_(S)を設定した場合の｜Ｒ_(S)｜＜１となるのは
（ｆ₁／２）以下の周波数であったことから、やはりこ
の第２の実施例によれば誤差や外乱に対する抑圧効果が
より高くなることが判る。At this time, R _(S) is represented by the equation (19) and has a kind of high-pass filter format. Although the shape of the gain curve is slightly different depending on β, for example, when β> 3 (that is, {(1 + β) ^1/2 · ω ₁ }> 2ω ₁ ), it is approximately represented in FIG. It will be something like. R _(S) = (s ² +2 · ω ₁ · s) / {s ² +2 · ω ₁ · s + (1 + β) · ω ₁ ² } (19) R _{(S) in the} equation (19 ₎ is { At frequencies below f ₁ (1 + β) ^1/2 }, | R _(S) | <1, and there is an effect of suppressing errors and disturbances. In the case where at the first embodiment sets the H _(S) of the same second order lead-lag characteristics | R _(S) | <1 and become It had the following frequencies (f _1/2) From this, it can be understood that the effect of suppressing the error and the disturbance is further enhanced according to the second embodiment.

【００７２】また本実施例の駆動手段制御回路を図１５
あるいは図１６で示したような従来の並列サーボ系の密
アクチュエータ７及びその駆動回路１４に変えて用いる
ことにより、密アクチュエータの共振周波数の変動によ
ってその低域ゲインが増大しトラッキング誤差信号のオ
フセット発生量が増加するなどの先に述べた不都合が防
止できるのでサーボ追従性能が向上する。The drive means control circuit of this embodiment is shown in FIG.
Alternatively, by replacing the dense actuator 7 of the conventional parallel servo system as shown in FIG. 16 with the drive circuit 14 thereof, the low-frequency gain increases due to the fluctuation of the resonance frequency of the dense actuator, and the offset of the tracking error signal is generated. Since the above-mentioned inconvenience such as an increase in the amount can be prevented, the servo following performance is improved.

【００７３】[0073]

【発明の効果】以上本発明にかかる駆動手段制御回路に
よれば、アクチュエータなどの駆動手段に望まれる理想
的な伝達特性を有するモデルを設けてこれと実物の駆動
手段との出力差を求め、これをフィードバック手段を通
して実物の駆動手段をその出力がモデルの出力と一致す
るように駆動するので、理想的な伝達特性を有するモデ
ルとほぼ同等な特性を有する駆動手段を得ることが出来
る。このため各種の装置において、アクチュエータの共
振周波数やダンピング数などの変動が吸収され、サーボ
系の低域ゲインを一定させることが出来る。また振動な
どの外乱の影響も抑圧され、サーボ剛性あるいは耐振性
能の向上も可能となる。As described above, according to the drive means control circuit of the present invention, a model having ideal transfer characteristics desired for the drive means such as an actuator is provided, and the output difference between this and the actual drive means is obtained, This is driven through the feedback means to drive the actual driving means so that the output thereof coincides with the output of the model, so that it is possible to obtain the driving means having substantially the same characteristics as the model having the ideal transfer characteristics. Therefore, in various devices, fluctuations in the resonance frequency of the actuator, the damping number, etc. are absorbed, and the low-frequency gain of the servo system can be made constant. Further, the influence of disturbance such as vibration is suppressed, and the servo rigidity or vibration resistance performance can be improved.

【００７４】特に光ディスク装置で多用されるバネ・マ
ス系のアクチュエータの様に低周波でフラットなゲイン
特性を有する駆動手段に対しては、本発明ではフィード
バック手段を低周波でフラットなゲイン特性を有する１
次あるいは２次の進み遅れ特性を有するものとしている
ので、外乱振動等の影響が特に問題となるこの低周波数
領域ではアクチュエータの特性を理想モデルのそれとほ
ぼ完全に一致させることが出来、外乱などの抑圧効果を
更に高める事ができる。In particular, for a driving means having a flat gain characteristic at a low frequency such as a spring-mass type actuator often used in an optical disk device, the present invention makes the feedback means have a flat gain characteristic at a low frequency. 1
Since it has the second-order or second-order lead-lag characteristics, it is possible to match the actuator characteristics almost perfectly with those of the ideal model in this low frequency region where the influence of disturbance vibrations is a particular problem. The suppression effect can be further enhanced.

【００７５】更に粗・密２つのアクチュエータを組み合
わせて並列サーボ系を構成する光ディスク装置のトラッ
キングサーボ系に於いては、密アクチュエータの共振周
波数の変動によってその低域ゲインが増大し、トラッキ
ング誤差信号のオフセット発生量が増加する等の不都合
が防止出来るのでサーボ追従性能が向上する。Further, in a tracking servo system of an optical disk device in which two coarse and fine actuators are combined to form a parallel servo system, the low frequency gain increases due to the fluctuation of the resonance frequency of the fine actuator, and the tracking error signal Since the inconvenience such as an increase in the amount of offset generated can be prevented, the servo following performance is improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明にかかる駆動手段制御回路の第１の実施
例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a drive means control circuit according to the present invention.

【図２】図１の駆動手段制御部を示す構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram showing a drive means controller of FIG.

【図３】図２の駆動手段制御部に用いられる駆動手段の
理想モデル及びフィードバック要素のゲインカーブを示
す図である。FIG. 3 is a diagram showing an ideal model of a driving unit used in the driving unit control unit of FIG. 2 and a gain curve of a feedback element.

【図４】理想モデル状態及びフィードバック要素の特性
を図３のものとした場合の誤差や外乱の抑圧特性を示す
係数項のゲインカーブを示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a gain curve of a coefficient term indicating an error or disturbance suppression characteristic when the ideal model state and the characteristic of the feedback element are those shown in FIG. 3;

【図５】図２の駆動手段制御部に用いられる駆動手段の
理想モデル及びフィードバック要素の別のゲインカーブ
わ示す図である。5 is a diagram showing another ideal curve of a driving unit used in the driving unit control unit of FIG. 2 and another gain curve of a feedback element.

【図６】理想モデル状態及びフィードバック要素の特性
を図５のものとした場合の誤差や外乱の抑圧特性を示す
係数項のゲインカーブを示す図である。6 is a diagram showing a gain curve of a coefficient term showing an error or disturbance suppression characteristic when the ideal model state and the characteristic of the feedback element are those shown in FIG. 5;

【図７】本発明にかかる駆動手段の制御回路の第２の実
施例を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a second embodiment of the control circuit of the driving means according to the present invention.

【図８】第２の実施例に於いて理想モデル状態及びフィ
ードバック要素の特性を図３のものとした場合の誤差や
外乱の抑圧特性を示す係数項のゲインカーブを示す図で
ある。FIG. 8 is a diagram showing a gain curve of a coefficient term showing an error or disturbance suppression characteristic when the characteristics of the ideal model state and the feedback element are set to those of FIG. 3 in the second embodiment.

【図９】第２の実施例に於いて、理想モデル状態及びフ
ィードバック要素の特性を図５のものとした場合の誤差
や外乱の抑圧特性を示す係数項のゲインカーブを示す図
である。FIG. 9 is a diagram showing a gain curve of a coefficient term showing an error or disturbance suppression characteristic when the characteristics of the ideal model state and the feedback element are set to those of FIG. 5 in the second example.

【図１０】従来のサーボ系のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a conventional servo system.

【図１１】駆動手段（アクチュエータ）のバネ・マス系
の物理モデルの説明図である。FIG. 11 is an explanatory diagram of a physical model of a spring-mass system of driving means (actuator).

【図１２】図１１の物理モデルで表される駆動手段（ア
クチュエータ）の伝達関数のゲインカーブを示す図であ
る。12 is a diagram showing a gain curve of a transfer function of a driving unit (actuator) represented by the physical model of FIG.

【図１３】位相進み補償回路のゲインカーブを示す図で
ある。FIG. 13 is a diagram showing a gain curve of a phase lead compensation circuit.

【図１４】従来のサーボ系のゲインカーブを示す図であ
る。FIG. 14 is a diagram showing a gain curve of a conventional servo system.

【図１５】並列サーボ系の構成図である。FIG. 15 is a configuration diagram of a parallel servo system.

【図１６】並列サーボ系のブロック図である。FIG. 16 is a block diagram of a parallel servo system.

【図１７】慣性質量系である粗アクチュエータ（リニア
モータ）の伝達特性を表すゲインカーブを示す図であ
る。FIG. 17 is a diagram showing a gain curve representing a transfer characteristic of a coarse actuator (linear motor) which is an inertial mass system.

【図１８】１次のローパスフィルタのゲインカーブを示
す図である。FIG. 18 is a diagram showing a gain curve of a first-order low-pass filter.

【図１９】並列サーボ系のゲイン及び位相のカーブを示
す図である。FIG. 19 is a diagram showing gain and phase curves of a parallel servo system.

【図２０】密アクチュエータのダンピング数が小さい場
合の並列サーボ系のゲイン及び位相のカーブを示す図で
ある。FIG. 20 is a diagram showing gain and phase curves of the parallel servo system when the damping number of the dense actuator is small.

【図２１】密アクチュエータ可動部の速度を帰還してダ
ンピング数を増大させる手法の構成図である。FIG. 21 is a configuration diagram of a method for feeding back the speed of the movable portion of the fine actuator to increase the damping number.

【図２２】アクチュエータの共振周波数が上昇した場合
の従来のサーボ系のゲインカーブを示す図である。FIG. 22 is a diagram showing a gain curve of a conventional servo system when the resonance frequency of the actuator is increased.

【図２３】密アクチュエータの共振周波数が低下した場
合の並列サーボ系のゲイン及び位相のカーブを示す図で
ある。FIG. 23 is a diagram showing gain and phase curves of the parallel servo system when the resonance frequency of the dense actuator is lowered.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ディスク変位（Ｘ_IN） ２ 光ピックアップ ３ 位相補償回路 ４ 駆動回路 ５ 駆動手段（アクチュエータ） ６ 光ビームスポットの追従量又は駆動手段（アクチュ
エータ）の変位（Ｘ_OUT又はＹ） ７ 密アクチュエータ ８ 粗アクチュエータ ９ ディスク １０ トラック １１ 光ビームスポット １２・１３ 位相補償回路 １４・１５ 駆動回路 １６ レンズ １７ 速度センサ １８ アンプ ５０ 駆動手段制御部 ５５ 変位センサ ５６ 理想モデル ５７ 比較手段 ５８ フィードバック要素 ５９ フィードバックゲイン1 Disc Displacement (X _IN ) 2 Optical Pickup 3 Phase Compensation Circuit 4 Drive Circuit 5 Drive Means (Actuator) 6 Tracking Amount of Light Beam Spot or Drive Means (Actuator) Displacement (X _OUT or Y) 7 Fine Actuator 8 Coarse Actuator 9 disk 10 track 11 light beam spot 12/13 phase compensation circuit 14/15 drive circuit 16 lens 17 speed sensor 18 amplifier 50 drive means control unit 55 displacement sensor 56 ideal model 57 comparison means 58 feedback element 59 feedback gain

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 可動部を駆動するためのバネ・マス系の
アクチュエータと、アクチュエータの出力変位を検出す
る変位センサと、アクチュエータの駆動入力から変位セ
ンサで検出されたアクチュエータの出力変位までの望ま
しい伝達特性を電気的に模擬するものであって上記駆動
入力が入力されるモデルと、上記駆動入力をアクチュエ
ータに導く駆動系と、上記モデルの出力と変位センサの
出力とを比較する手段と、この比較手段の出力を上記駆
動入力に入力するフィードバック手段を有することを特
徴とする駆動手段制御回路。1. A spring-mass system actuator for driving a movable part, a displacement sensor for detecting an output displacement of the actuator, and a desirable transmission from a drive input of the actuator to an output displacement of the actuator detected by the displacement sensor. A model for electrically simulating the characteristics, in which the drive input is input, a drive system for guiding the drive input to an actuator, a means for comparing the output of the model with the output of the displacement sensor, and the comparison A drive means control circuit comprising feedback means for inputting the output of the means to the drive input. 【請求項２】 前記フィードバック手段の伝達特性が１
次の進み遅れ特性であることを特徴とする請求項１に記
載の駆動手段制御回路。2. The transfer characteristic of the feedback means is 1
The drive means control circuit according to claim 1, which has the following advance / delay characteristics. 【請求項３】 前記フィードバック手段の伝達特性が２
次の進み遅れ特性であることを特徴とする請求項１に記
載の駆動手段制御回路。3. The transfer characteristic of the feedback means is 2
The drive means control circuit according to claim 1, which has the following advance / delay characteristics. 【請求項４】 前記可動部が光ディスクに対して収束ビ
ームを照射する対物レンズであって、光ディスクからの
反射光をセンサーに導き、光の位置に応答した誤差信号
を得、その信号に応答して上記対物レンズの駆動を制御
する光ディスク装置用の駆動手段制御回路であることを
特徴とする請求項１に記載の駆動手段制御回路。4. An objective lens in which the movable portion irradiates a convergent beam onto the optical disc, guides reflected light from the optical disc to a sensor, obtains an error signal in response to the position of the light, and responds to the signal. 2. The drive means control circuit according to claim 1, which is a drive means control circuit for an optical disk device for controlling the drive of the objective lens.