JPH07336325A - Multiplex signal reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To provide an optimum demodulation operation by providing a synchronization and asynchronization detection circuit and forcedly moving the output amplitude of all phase comparators inside a demodulator, the time constant of loop filters and the gain of loop amplifiers ira the case of asynchronization. CONSTITUTION:Only in the case of judging the asynchronization in a synchronization and asynchronization detector 7, control is performed so as to make the output of the phase comparators PD 31, 41 and 51 large and to make the time constant of the loop filters AMP small. In the case of judging synchronization, the control is performed so as to narrow a band so as to hardly receive noise other than a desired frequency. Also, by the gain of the loop amplifiers AMP, responsiveness characteristics are changed and when the gain of the amplifiers is made large, a lock range is widened and an attenuation coefficient becomes small. In such a manner, since a means for controlling the output amplitude of all the phase comparators 31, 41 and 51 inside a multiplex demodulator 6, the time constant of the loop filters 32, 42 and 52 and the gain of the loop amplifiers is provided, a PLL demodulator quickly responds from an asynchronization state to a synchronization state and optimum demodulation characteristics are obtained.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、輝度信号，色信号及
び、音声信号から成るビデオ信号を伝送系を介して周波
数多重伝送された信号を復調する回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a circuit for demodulating a video signal composed of a luminance signal, a chrominance signal and an audio signal which is frequency-multiplexed and transmitted through a transmission system.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来技術としては、特開昭６０−９０４
８３号公報に記載のように、周波数変調した輝度信号，
色信号、及び音声信号を周波数多重し、安価な電気−光
変換素子（ＬＥＤ等）で、信号を伝送し、復調する方法
がある。以下その一例について説明する。本従来例で
は、音声は１チャンネルで、他にデータ信号を伝送す
る。図２において、１１は周波数変調された輝度信号、
１２は周波数変換された色信号、１３は周波数変調され
た音声信号、１４は周波数シフトキーイング変調された
データ信号である。図３において、１５は周波数変調さ
れた輝度信号入力端子、１６は周波数変換された色信号
入力端子、１７は周波数変調された音声信号入力端子、
１８は周波数変調されたデータ入力端子である。合成器
１９で、図２のような周波数多重化電気信号が得られ
る。２０は駆動回路、２１は合成器１９で得られた電気
信号を光信号に変換する電気−光変換素子で光ファイバ
２２に出力する。１は、光ファイバ２３から送られてき
た光信号を多重化電気信号に変換する光−電気変換素
子、２は光−電気変換素子１の出力を増幅する初段増幅
器、２３は初段増幅器２の出力から映像信号成分を取り
出すフィルタ、２４はフィルタ２３の出力から周波数変
調された輝度信号成分を取り出すフィルタ、３は周波数
変調された輝度信号を復調する復調器、２５はフィルタ
２３の出力から周波数変換された色信号成分を取り出す
フィルタ、２６は周波数変換された色信号を元の周波数
帯域に変換する周波数変換器、２７は初段増幅器２の出
力から周波数変調された音声信号成分を取り出すフィル
タ、４は周波数変調された音声信号を復調する復調器、
２８は初段増幅器２の出力から周波数シフトキーイング
変調されたデータ信号成分を取り出すフィルタ、５は周
波数シフトキーイング変調されたデータ信号を復調する
復調器である。８，９，１０、及び２９は出力端子であ
る。１から１１０、２３から２８で多重信号を復調する
多重搬送波再生器を構成している。2. Description of the Related Art As a prior art, Japanese Patent Laid-Open No. 60-904
No. 83, the luminance signal frequency-modulated,
There is a method in which color signals and audio signals are frequency-multiplexed, and the signals are transmitted and demodulated by an inexpensive electro-optical conversion element (LED or the like). An example thereof will be described below. In this conventional example, one channel of voice is used to transmit a data signal to the other. In FIG. 2, 11 is a frequency-modulated luminance signal,
Reference numeral 12 is a frequency-converted color signal, 13 is a frequency-modulated audio signal, and 14 is a frequency shift keying-modulated data signal. In FIG. 3, reference numeral 15 is a frequency-modulated luminance signal input terminal, 16 is a frequency-converted color signal input terminal, 17 is a frequency-modulated audio signal input terminal,
Reference numeral 18 is a frequency-modulated data input terminal. The synthesizer 19 obtains the frequency-multiplexed electric signal as shown in FIG. Reference numeral 20 is a drive circuit, and 21 is an electro-optical conversion element for converting the electric signal obtained by the combiner 19 into an optical signal, which is output to the optical fiber 22. 1 is an opto-electric conversion element for converting an optical signal sent from an optical fiber 23 into a multiplexed electric signal, 2 is a first stage amplifier for amplifying the output of the opto-electric conversion element 1, and 23 is an output of the first stage amplifier 2. From the filter 23, 24 is a filter from which the frequency-modulated luminance signal component is extracted from the output of the filter 23, 3 is a demodulator that demodulates the frequency-modulated luminance signal, and 25 is frequency-converted from the output of the filter 23. A filter for extracting a color signal component, a frequency converter 26 for converting a frequency-converted color signal into an original frequency band, a filter 27 for extracting a frequency-modulated audio signal component from the output of the first-stage amplifier 2, and a frequency converter 4. A demodulator that demodulates the modulated audio signal,
Reference numeral 28 is a filter for extracting a frequency shift keying-modulated data signal component from the output of the first-stage amplifier 2, and reference numeral 5 is a demodulator for demodulating the frequency shift keying-modulated data signal. 8, 9, 10, and 29 are output terminals. 1 to 110 and 23 to 28 constitute a multicarrier regenerator that demodulates a multiple signal.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】従来の、多重信号復調
器は、以上の様に構成されているので、信号を弁別し取
り出すためのフィルタを数多く使用しなければならなか
った。周波数変調された信号を弁別し取り出すために
は、帯域内で位相変動，振幅変動等がないよう、精度の
良い、ばらつきの少ない高価なフィルタが必要である。Since the conventional multiple signal demodulator is constructed as described above, many filters for discriminating and extracting signals must be used. In order to discriminate and extract the frequency-modulated signal, it is necessary to use an expensive filter with high accuracy and small variation so that there is no phase fluctuation or amplitude fluctuation within the band.

【０００４】従来例では、周波数変調される信号は、輝
度信号，音声信号，データ信号の３種類のみであった
が、周波数配列を考慮するならば、何種類の信号も周波
数変調し、伝送可能である。信号の数が増えれば、信号
を弁別するためのフィルタは、信号の数だけ必要とな
る。フィルタの増加は、製品のコストを上げる。In the conventional example, there are only three types of signals that are frequency-modulated: a luminance signal, a voice signal, and a data signal. However, if the frequency arrangement is taken into consideration, many types of signals can be frequency-modulated and transmitted. Is. As the number of signals increases, as many filters as necessary to discriminate the signals are required. Increasing filters increases the cost of the product.

【０００５】多重復調器をＩＣ化する場合、精度の良
い、ばらつきのない、弁別性の高いフィルタを内蔵する
には、フィルタの自動調整回路等が必要となり、素子数
の増加、外付け基準発振器等の増加が予想される。復調
器の前段にフィルタを内蔵することにより、雑音が大き
くなることも予想される。When the multiple demodulator is integrated into an IC, an automatic filter adjustment circuit or the like is required in order to incorporate a filter with high accuracy, no variation, and high discrimination, which increases the number of elements and an external reference oscillator. Etc. are expected to increase. It is expected that noise will increase by incorporating a filter in the preceding stage of the demodulator.

【０００６】本発明は、上記のような課題を解消するた
めに、フィルタを使用せずに、低コストでＩＣ化に適
し、かつ最適な復調動作を実現する多重信号再生装置を
得ることを目的とする。In order to solve the above problems, it is an object of the present invention to obtain a multiple signal reproducing apparatus which does not use a filter, is suitable for IC at low cost, and realizes an optimum demodulation operation. And

【０００７】[0007]

【課題を解決するための手段】本発明に係わる多重搬送
波再生器は、周波数変調された複数の信号を合成し、周
波数多重伝送された信号を復調する装置において、ＰＬ
Ｌ型復調器を設け、復調器の出力に同期，非同期検出回
路を設け、同期，非同期検出回路の検出信号により、復
調器内の全ての位相比較器の出力振幅及びループフィル
タの時定数、ループアンプの利得を制御する手段を有す
ることにより、上述の課題を解決する。A multi-carrier regenerator according to the present invention is a PL carrier in a device for synthesizing a plurality of frequency-modulated signals and demodulating a frequency-multiplexed signal.
An L-type demodulator is provided, a synchronous / asynchronous detection circuit is provided at the output of the demodulator, and output amplitudes of all phase comparators in the demodulator and time constants of the loop filter, loop The problem described above is solved by having means for controlling the gain of the amplifier.

【０００８】[0008]

【作用】本発明は、上記構成により、同期，非同期検出
回路を設け、非同期の場合、復調器内の全ての位相比較
器の出力振幅及びループフィルタの時定数、ループアン
プの利得を強制的に動かすことにより、非同期状態から
同期状態への過渡応答特性を早くし、最適な復調動作を
実現できる。According to the present invention, with the above configuration, the synchronous and asynchronous detection circuits are provided, and in the case of asynchronous, the output amplitudes of all the phase comparators in the demodulator, the time constants of the loop filter, and the gain of the loop amplifier are forced. By moving it, the transient response characteristic from the asynchronous state to the synchronous state can be accelerated, and the optimum demodulation operation can be realized.

【０００９】[0009]

【実施例】本発明の実施例を図面を用いて説明する。Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

【００１０】図１は、本発明の１実施例を示す、ブロッ
ク図であり、その適用例を示す。１は、光ファイバ等か
ら送られてきた光信号を多重化電気信号に変換する光−
電気変換素子、２は光−電気変換素子１の出力を増幅す
る初段増幅器、３は周波数変調された輝度信号を復調す
る復調器である。４は周波数変調された音声信号を復調
する復調器、５は周波数シフトキーイング変調されたデ
ータ信号を復調する復調器である。復調器は、全てＰＬ
Ｌ型であり、位相比較器（図面では、Ｐ／Ｄと略す。）
３１，４１，５１、ループアンプ、ループフィルタ（図
面では、ループアンプ，ループフィルタを合わせてＡＭ
Ｐと略す。）３２，４２，５２、及びＶＣＯ３３，４
３，５３からなる。同期，非同期検出部の出力で位相比
較器の出力振幅及びループフィルタの時定数、ループア
ンプの利得を制御する構成とする。図４に、ＶＣＯの基
本回路と電圧−電流変換回路を示す。ＶＣＯは、エミッ
タ結合のマルチバイブレータであり、交差結合されたト
ランジスタＴ１，Ｔ２が正帰還の利得段を構成してい
る。トランジスタＴ１，Ｔ２のどちらかは、オンしてい
る。タイミング容量Ｃは、トランジスタＴ３，Ｔ４に流
れる電流により、交互に充電，放電する。発振周波数ｆ
ｏは、FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, showing an application example thereof. Reference numeral 1 denotes an optical signal that converts an optical signal sent from an optical fiber or the like into a multiplexed electric signal.
An electrical conversion element 2, an initial stage amplifier for amplifying the output of the photoelectric conversion element 1, and a demodulator 3 for demodulating a frequency-modulated luminance signal. Reference numeral 4 is a demodulator for demodulating a frequency-modulated voice signal, and 5 is a demodulator for demodulating a frequency-shift keying-modulated data signal. All demodulators are PL
L-type, phase comparator (abbreviated as P / D in the drawing)
31, 41, 51, loop amplifier, loop filter (in the drawing, AM
Abbreviated as P. ) 32, 42, 52 and VCO 33, 4
It consists of 3,53. The output of the synchronous / asynchronous detector controls the output amplitude of the phase comparator, the time constant of the loop filter, and the gain of the loop amplifier. FIG. 4 shows a VCO basic circuit and a voltage-current conversion circuit. The VCO is an emitter-coupled multivibrator, and the cross-coupled transistors T1 and T2 form a positive feedback gain stage. Either of the transistors T1 and T2 is on. The timing capacitor C is alternately charged and discharged by the current flowing through the transistors T3 and T4. Oscillation frequency f
o is

【００１１】[0011]

【数１】ｆｏ＝（Ｉ＋Ｉｏ）/（４ＣＶｂｅ） で、表される。Ｉｏは定電流である。Ｉは、トランジス
タＴ１０に流れる電流である。電圧−電流変換回路によ
って、ＶＣＯの発振周波数を電圧により変化させること
ができる。図４の電圧−電流変換回路は、Ｔ５，Ｔ６の
差動増幅器からなる。Ｔ５のベースは、ＶＣＯへの入力
電圧端子（これは、ＰＬＬ復調回路の復調出力端子でも
ある。）であり、この電位をＶｉｎとする。Ｔ６のベー
スは、一定の電圧をＶａに接続される。このとき、トラ
ンジスタＴ７にはＶｉｎとＶａの電圧差に応じた電流Ｉ
が流れる。## EQU1 ## It is represented by fo = (I + Io) / (4CVbe). Io is a constant current. I is a current flowing through the transistor T10. With the voltage-current conversion circuit, the oscillation frequency of the VCO can be changed by the voltage. The voltage-current conversion circuit of FIG. 4 is composed of T5 and T6 differential amplifiers. The base of T5 is an input voltage terminal to the VCO (this is also the demodulation output terminal of the PLL demodulation circuit), and this potential is Vin. The base of T6 is connected to Va with a constant voltage. At this time, the current I corresponding to the voltage difference between Vin and Va is applied to the transistor T7.
Flows.

【００１２】[0012]

【数２】Ｉ＝（Ｖａ−Ｖｉｎ）／Ｒ Ｒは、エミッタ抵抗である。トランジスタの電流増幅率
が十分高いと仮定すると、トランジスタＴ８，Ｔ９は、
トランジスタＴ７に流れる電流をトランジスタＴ１０に
伝え、Ｔ１０にはＴ７とほぼ同じ電流Ｉが流れる。Ｔ１
０には、Ｖｉｎの電圧変化により、０〜２・Ｉ１の電流
が流れる。数１より、ＶＣＯは、Ｔ１０に流れる電流値
に定電流Ｉｏを加えた範囲で発振することになる。## EQU2 ## I = (Va-Vin) / R R is an emitter resistance. Assuming that the current amplification factor of the transistor is sufficiently high, the transistors T8 and T9 are
The current flowing through the transistor T7 is transmitted to the transistor T10, and the current I that is substantially the same as that of T7 flows through T10. T1
In 0, a current of 0 to 2 · I1 flows due to the voltage change of Vin. From Equation 1, the VCO oscillates in the range in which the constant current Io is added to the value of the current flowing through T10.

【００１３】図４に示すように、所望の周波数を同期さ
せるように、それぞれのＰＬＬ型復調器の復調特性を設
計する。Ｖｉｎ＝Ｖａ時にキャリア周波数でＶＣＯを発
振させる。それぞれのキャリア周波数をｆ１，ｆ２，ｆ
３し、入力周波数対復調器出力電位が、リニアに変わる
範囲が、それぞれの周波数帯域にかからないようにす
る。As shown in FIG. 4, the demodulation characteristics of each PLL type demodulator are designed so that desired frequencies are synchronized. When Vin = Va, the VCO is oscillated at the carrier frequency. The respective carrier frequencies are f1, f2, f
Then, the range in which the input frequency versus the demodulator output potential changes linearly is set so as not to be applied to each frequency band.

【００１４】このとき、ＰＬＬ型復調器を使用し問題と
なるのは、非同期状態から同期するまでの時間（捕捉時
間）がかかる事である。捕捉時間を短くするには、ＰＬ
Ｌ回路の特性周波数を大きくする。しかし、特性周波数
を大きくすると、雑音を受けやすくなる。そのため、同
期，非同期を検出し、非同期の場合は、特性周波数を大
きくし、同期の場合は、特性周波数を小さくする必要が
ある。At this time, the problem with using the PLL demodulator is that it takes a time from the asynchronous state to the synchronization (capture time). To shorten the acquisition time, use PL
Increase the characteristic frequency of the L circuit. However, if the characteristic frequency is increased, it becomes more susceptible to noise. Therefore, it is necessary to detect synchronization and asynchronism, increase the characteristic frequency in the case of asynchronous, and decrease the characteristic frequency in the case of synchronous.

【００１５】まず、同期，非同期検出器について、説明
する。ＰＬＬ復調回路の出力（ＶＣＯへの入力電圧）
は、搬送波の周波数に応じた直流成分を出力する。同期
がうまくとれているときは、ＰＬＬ復調回路出力の直流
成分により、ＰＬＬ復調回路の入力周波数に追従するよ
うにＶＣＯの発振波数が変化する。非同期の場合は、Ｖ
ＣＯの発振周波数は、ＰＬＬ復調回路の入力周波数に追
従せず、ＰＬＬ復調回路出力の直流成分は、正常値範囲
外に検出される。従って、ＰＬＬ復調回路出力の直流成
分を検出することにより、同期，非同期を判断できる。
同期，非同期検出回路は、図１では、ＰＬＬ型復調器の
複数の出力に接続してあるが、ＰＬＬ型復調器の１出力
のみに接続するようにしても良い。復調器の１出力のみ
で同期，非同期を判断する場合は、復調器の中で最も同
期が取りにくいものの後段に同期，非同期検出器をもっ
てくるようにする。First, the synchronous and asynchronous detectors will be described. Output of PLL demodulation circuit (input voltage to VCO)
Outputs a DC component according to the frequency of the carrier wave. When the synchronization is good, the DC wave component of the output of the PLL demodulation circuit changes the oscillation wave number of the VCO so as to follow the input frequency of the PLL demodulation circuit. V for asynchronous
The oscillation frequency of CO does not follow the input frequency of the PLL demodulation circuit, and the DC component of the PLL demodulation circuit output is detected outside the normal value range. Therefore, by detecting the DC component of the output of the PLL demodulation circuit, it is possible to determine whether the signal is synchronous or asynchronous.
The synchronous / asynchronous detection circuit is connected to a plurality of outputs of the PLL demodulator in FIG. 1, but may be connected to only one output of the PLL demodulator. When determining the synchronization / asynchronization with only one output of the demodulator, the synchronization / asynchronization detector should be provided after the demodulator that has the least synchronization.

【００１６】図５のように正常な出力直流電位がＶ１か
らＶ２とする。正常値の範囲内に直流電位が検出された
場合、同期と判断する。正常値の範囲外に直流電位が検
出された場合、非同期と判断する。同期，非同期の検出
結果で位相比較器、ループアンプ、ループフィルタへの
制御する。これにより、非同期状態から、同期状態への
応答時間を早くし、過渡応答特性を最適に制御する。As shown in FIG. 5, the normal output DC potential is from V1 to V2. If a DC potential is detected within the normal value range, it is determined to be synchronous. If a DC potential is detected outside the normal range, it is judged to be asynchronous. The phase comparator, loop amplifier, and loop filter are controlled by the detection results of synchronous and asynchronous. As a result, the response time from the asynchronous state to the synchronous state is shortened, and the transient response characteristic is optimally controlled.

【００１７】ＰＬＬ復調回路の過渡応答時間は、上述の
ように特性周波数ωｎにより決定される。特性周波数ω
ｎが、大きくなるほど、過渡応答時間が短くなる。The transient response time of the PLL demodulation circuit is determined by the characteristic frequency ωn as described above. Characteristic frequency ω
The larger n is, the shorter the transient response time is.

【００１８】[0018]

【数３】ωｎ＝（ＫＬ／τ２） ωｎ；特性周波数（ｒａｄ） ＫＬ；ＰＬＬのループ利得 ループフィルタに図７の様にラグリードフィルタを使っ
た場合、τ２はΩn = (KL / τ2) ωn; Characteristic frequency (rad) KL; Loop gain of PLL When a lag lead filter is used as the loop filter as shown in FIG.

【００１９】[0019]

【数４】τ２＝Ｃ・Ｒ２ τ２；ループフィルタの時定数Τ2 = C · R2 τ2; time constant of loop filter

【００２０】[0020]

【数５】ＫＬ＝ｋｐ・ｋｃ ｋｐ；位相比較器の変換利得（Ｖ／ｒａｄ） ｋｃ；ＶＣＯの変換利得（ｒａｄ／Ｖ）KL = kp · kc kp; conversion gain of phase comparator (V / rad) kc; conversion gain of VCO (rad / V)

【００２１】[0021]

【数６】アナログ位相比較器を使用した場合 ｋｐ＝Ｖｐ／π Ｖｐ；位相比較器の出力（Ｖ） 同期，非同期検出器で非同期と判断した場合のみ、位相
比較器の出力を大きくし、ループフィルタの時定数を小
さくするように制御する。これにより、捕捉時間が短く
なる。同期と判断した場合は、所望の周波数以外の雑音
を受けにくくするように、帯域をせばめるように制御す
る。例えば、図６に示すようにループフィルタの抵抗
値、容量値を同期、非同期でスイッチＳＷ１で切り替え
るようにする。アナログ位相比較器の出力を大きくする
には、図７に示すようにＳＷ２で切り換え、差動対に流
す電流値を大きくすればよい。[Equation 6] When an analog phase comparator is used kp = Vp / π Vp; Output of phase comparator (V) Synchronous / asynchronous Only when it is determined that the detector is asynchronous, the output of the phase comparator is increased and the loop Control to reduce the time constant of the filter. This reduces the acquisition time. If it is determined to be in synchronization, the band is controlled so as to make it difficult to receive noise other than the desired frequency. For example, as shown in FIG. 6, the resistance value and the capacitance value of the loop filter are synchronously and asynchronously switched by the switch SW1. In order to increase the output of the analog phase comparator, it suffices to switch it by SW2 as shown in FIG. 7 and increase the current value flowing in the differential pair.

【００２２】また、ループアンプの利得により、過渡応
答特性が変化する。ループアンプの利得を大きくする
と、ロックレンジが広くなり、減衰係数が小さくなる。
減衰係数は、一般に０．５から０．８程度が良いとされ
るので、この範囲内に設定する。非同期状態から同期状
態の過渡応答特性を良くするためには、ループアンプの
利得を変え、最適な状態にする。同期状態では、上記と
同様に所望の周波数以外の雑音を受けにくくするよう
に、帯域をせばめるようにループアンプの利得を制御す
る。図６に示すように、ＳＷ３で切り換えるようにす
る。Further, the transient response characteristic changes depending on the gain of the loop amplifier. When the gain of the loop amplifier is increased, the lock range becomes wider and the attenuation coefficient becomes smaller.
It is generally considered that the damping coefficient is preferably about 0.5 to 0.8, so it is set within this range. In order to improve the transient response characteristic from the asynchronous state to the synchronous state, the gain of the loop amplifier is changed to an optimum state. In the synchronized state, similarly to the above, the gain of the loop amplifier is controlled so as to narrow the band so that noise other than the desired frequency is less likely to be received. As shown in FIG. 6, SW3 is used for switching.

【００２３】このように、復調器内の全ての位相比較器
の出力振幅及びループフィルタの時定数、ループアンプ
の利得を制御する手段を有することにより、非同期状態
から同期状態にすばやくＰＬＬ復調器が応答する。この
ように制御することにより最適な復調特性を得ることが
できる。As described above, by providing means for controlling the output amplitudes of all the phase comparators in the demodulator, the time constant of the loop filter, and the gain of the loop amplifier, the PLL demodulator can be quickly changed from the asynchronous state to the synchronous state. respond. By controlling in this way, the optimum demodulation characteristics can be obtained.

【００２４】[0024]

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、同期，
非同期検出回路を用いることで、精度の良い多重信号復
調器が構成できる。また、高価なフィルタ、及び外付け
部品を使わないため、製品のコストを下げることができ
る。非同期状態から同期状態に速やかに変化し、最適な
過渡応答が可能となる。As described above, according to the present invention, synchronization,
By using the asynchronous detection circuit, an accurate multiple signal demodulator can be configured. Moreover, since the expensive filter and the external parts are not used, the cost of the product can be reduced. The asynchronous state is quickly changed to the synchronous state, and the optimum transient response becomes possible.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明による多重復調器の一実施例を示すブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a multiple demodulator according to the present invention.

【図２】周波数多重伝送信号の従来例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a conventional example of a frequency multiplex transmission signal.

【図３】周波数多重復調器の従来例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a conventional example of a frequency multiplex demodulator.

【図４】電圧制御発振器の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a voltage controlled oscillator.

【図５】多重復調器の出力特性図である。FIG. 5 is an output characteristic diagram of a multiple demodulator.

【図６】ループアンプ，ループフィルタの説明図であ
る。FIG. 6 is an explanatory diagram of a loop amplifier and a loop filter.

【図７】位相比較器の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of a phase comparator.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…光検出器、２…初段増幅器、３，４，５…ＰＬＬ型
復調器、６…多重復調器、７…同期，非同期検出回路、
８，９，１０…出力端子。1 ... Photodetector, 2 ... First stage amplifier, 3, 4, 5 ... PLL type demodulator, 6 ... Multiplex demodulator, 7 ... Synchronous / asynchronous detection circuit,
8, 9, 10 ... Output terminals.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 5/04 Ｚ 7/22 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. ⁶ Identification code Internal reference number FI technical display location H04N 5/04 Z 7/22

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】電圧制御発振器、位相比較器、ループフィ
ルタ、ループアンプからなる複数個のＰＬＬ型復調器を
設け、該復調器の出力に同期，非同期検出回路を設け、
該同期，非同期検出回路の検出信号により、該復調器内
の全ての位相比較器の出力振幅及びループフィルタの時
定数、ループアンプの利得を制御する手段を有すること
を特徴とする多重信号再生装置。1. A plurality of PLL type demodulators comprising a voltage controlled oscillator, a phase comparator, a loop filter and a loop amplifier are provided, and synchronous and asynchronous detection circuits are provided at the outputs of the demodulators.
A multiple signal reproducing apparatus having means for controlling output amplitudes of all phase comparators in the demodulator, time constants of loop filters, and gains of loop amplifiers according to detection signals of the synchronous and asynchronous detection circuits. .