JPH07327383A - 永久磁石多相同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石多相同期電動機の制御装置Info
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- JPH07327383A JPH07327383A JP6117137A JP11713794A JPH07327383A JP H07327383 A JPH07327383 A JP H07327383A JP 6117137 A JP6117137 A JP 6117137A JP 11713794 A JP11713794 A JP 11713794A JP H07327383 A JPH07327383 A JP H07327383A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トルク脈動を抑制し、効率の低下を可及的に
防止することを可能にする。 【構成】 同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏
差が零となる同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力
する速度制御回路５と、速度検出値に基づいて各相毎に
各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力するパタ
ーン発生回路６と、速度制御回路の出力と前記パターン
発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力す
る乗算回路７と、各相の前記電流負荷指令と対応する相
の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力
する電流制御回路９と、各相の負荷電流の検出値を微分
し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスによ
る各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段１０11，
……１０1nと、前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との
偏差である第２の電圧指令、および波高値一定の搬送波
に基づいて前記単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制
御するゲート制御回路２０と、を備えていることを特徴
とする。
防止することを可能にする。 【構成】 同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏
差が零となる同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力
する速度制御回路５と、速度検出値に基づいて各相毎に
各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力するパタ
ーン発生回路６と、速度制御回路の出力と前記パターン
発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力す
る乗算回路７と、各相の前記電流負荷指令と対応する相
の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力
する電流制御回路９と、各相の負荷電流の検出値を微分
し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスによ
る各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段１０11，
……１０1nと、前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との
偏差である第２の電圧指令、および波高値一定の搬送波
に基づいて前記単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制
御するゲート制御回路２０と、を備えていることを特徴
とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、各相の相電流が各相に
対応して設けられた単相ＰＷＭインバータによって駆動
される永久磁石多相同期電動機の制御装置に関するもの
である。
対応して設けられた単相ＰＷＭインバータによって駆動
される永久磁石多相同期電動機の制御装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】各相の相電流が各相に対応して設けられ
た単相ＰＷＭインバータによって駆動される永久磁石多
相同期電動機（以下、同期電動機ともいう）の駆動装置
の一般的な構成を図３に示す。この同期電動機５０はｎ
相の同期電動機であって、各相の相電流は各相ｉ（ｉ＝
１，……ｎ）に対応して設けられた単相ＰＷＭ（PulseW
idth Modulation）インバータ４０ｉによって駆動され
る。各単相ＰＷＭインバータ４０ｉ（ｉ＝１，……ｎ）
はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）Ｓ
kj（ｋ，ｊ＝１，２）とダイオードＤkjとを逆並列に接
続した逆並列回路をブリッジに接続したインバータ回路
４２と、相電流を検出する電流検出器４４とを有してい
る。そして、この各単相ＰＷＭインバータ４０i には所
定の直流電圧Ｖ0 が与えられる。この直流電圧Ｖ0 は交
流電源３０からの三相交流電力を交流リアクトル３１、
電流検出器３２、３相ＰＷＭコンバータ３３、電圧検出
回路３４、および電流制御回路３５によって変換したも
のである。すなわち、各単相ＰＷＭインバータ４０i に
与えられる直流電圧Ｖ0 を平滑化する平滑化コンデンサ
３８の両端の電圧を電圧検出回路３４によって検出し、
この検出された電圧と、交流電源３０から出力される交
流電圧の電圧値と、電流検出器３２によって検出された
電流値に基づいて、電流制御回路３５が３相ＰＷＭコン
バータ内のＩＧＢＴのゲート信号を制御することにより
電流３０からの電圧と同位相の電流をとりながら、すな
わち、入力力率１．０を維持しながら直流電圧Ｖ0 を確
立する。なお、電流検出器３２は交流電源３０から交流
リアクトル３１を介して３相ＰＷＭコンバータ３３に送
出され電流を検出する。
た単相ＰＷＭインバータによって駆動される永久磁石多
相同期電動機（以下、同期電動機ともいう）の駆動装置
の一般的な構成を図３に示す。この同期電動機５０はｎ
相の同期電動機であって、各相の相電流は各相ｉ（ｉ＝
１，……ｎ）に対応して設けられた単相ＰＷＭ（PulseW
idth Modulation）インバータ４０ｉによって駆動され
る。各単相ＰＷＭインバータ４０ｉ（ｉ＝１，……ｎ）
はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）Ｓ
kj（ｋ，ｊ＝１，２）とダイオードＤkjとを逆並列に接
続した逆並列回路をブリッジに接続したインバータ回路
４２と、相電流を検出する電流検出器４４とを有してい
る。そして、この各単相ＰＷＭインバータ４０i には所
定の直流電圧Ｖ0 が与えられる。この直流電圧Ｖ0 は交
流電源３０からの三相交流電力を交流リアクトル３１、
電流検出器３２、３相ＰＷＭコンバータ３３、電圧検出
回路３４、および電流制御回路３５によって変換したも
のである。すなわち、各単相ＰＷＭインバータ４０i に
与えられる直流電圧Ｖ0 を平滑化する平滑化コンデンサ
３８の両端の電圧を電圧検出回路３４によって検出し、
この検出された電圧と、交流電源３０から出力される交
流電圧の電圧値と、電流検出器３２によって検出された
電流値に基づいて、電流制御回路３５が３相ＰＷＭコン
バータ内のＩＧＢＴのゲート信号を制御することにより
電流３０からの電圧と同位相の電流をとりながら、すな
わち、入力力率１．０を維持しながら直流電圧Ｖ0 を確
立する。なお、電流検出器３２は交流電源３０から交流
リアクトル３１を介して３相ＰＷＭコンバータ３３に送
出され電流を検出する。
【０００３】そして、このような同期電動機５０を駆動
する単相ＰＷＭインバータ４０i （ｉ＝１，……ｎ）の
ＩＧＢＴのゲートは、制御装置１００によって同期電動
機５０の速度が所定の速度となるように制御される。
する単相ＰＷＭインバータ４０i （ｉ＝１，……ｎ）の
ＩＧＢＴのゲートは、制御装置１００によって同期電動
機５０の速度が所定の速度となるように制御される。
【０００４】同期電動機５０の速度を制御する従来の制
御装置１００の構成を図４に示す。この従来の制御装置
１００はＦ／Ｖ変換器２と、速度設定器３と、加算器４
と、速度制御回路５と、パターン発生回路６と、乗算器
７と、加算器８と、電流制御回路９と、ＰＷＭ用三角波
発生回路１８と、比較器１９と、ゲート制御回路２０と
を有している。なお、Ｆ／Ｖ変換器２、速度設定器３、
加算器４、速度制御回路５、およびパターン発生回路６
は各相に対して共通に設けられているが、それ以外の構
成要素は各相毎に設けられている。
御装置１００の構成を図４に示す。この従来の制御装置
１００はＦ／Ｖ変換器２と、速度設定器３と、加算器４
と、速度制御回路５と、パターン発生回路６と、乗算器
７と、加算器８と、電流制御回路９と、ＰＷＭ用三角波
発生回路１８と、比較器１９と、ゲート制御回路２０と
を有している。なお、Ｆ／Ｖ変換器２、速度設定器３、
加算器４、速度制御回路５、およびパターン発生回路６
は各相に対して共通に設けられているが、それ以外の構
成要素は各相毎に設けられている。
【０００５】次にこの従来の制御装置の構成と作用を説
明する。まず、同期電動機５０の回転軸に連結されたパ
ルスジェネレータ６０から単位時間当たりのパルス数が
同期電動機５０の回転速度に比例したパスルＰs が出力
されてＦ／Ｖ変換器２に送出される。すると、上記パル
スＰs はこのＦ／Ｖ変換器２において同期電動機５０の
回転速度Ｖに対応した電圧に変換される。そして、この
回転速度Ｖと速度設定器３からの速度指令値Ｖ0 ＊との
偏差εN （＝Ｖ0 ＊−Ｖ）が加算器４において演算さ
れ、速度制御回路５に送出される。すると速度制御回路
５から上記偏差εN が零となる同期電動５０の負荷電流
の波高値指令Ｉr が出力され、乗算器７に送出される。
一方、Ｆ／Ｖ変換器２の出力に基づいて同期電動機５０
の第１相乃至第ｎ相の逆起電力の位相と一致した、波高
値が単位長さの方形波がパターン発生回路６から出力さ
れ、各相毎に設けられた対応する乗算器に送出される。
なお、図４は制御装置１００の、第１相の位相電流を制
御する制御部分を示したものであるから、パターン発生
回路６の出力は乗算器７に送出される。すると、速度制
御回路５の出力Ｉr とパターン発生回路６の出力との積
である、負荷電流指令Ｉm が乗算器７から出力され、加
算器８に送出される。加算器８においては、負荷電流指
令Ｉm と電流検出器４４（図３参照）によって検出され
た第１相の電流検出値Ｉf との偏差εI （Ｉm −Ｉf ）
が演算され、電流制御回路９に送出される。そしてこの
偏差εI が零となる制御信号（電圧値）εI ＊が電流制
御回路９から出力される。一方、ＰＷＭ用三角波発生回
路（以下、ＴＲＧともいう）１８からはＰＷＭインバー
タの搬送波となる波高値一定の交流三角波Ｖa が発生さ
れる。そして、電流制御回路９の出力εI ＊とＴＲＧ１
８の出力Ｖa が比較器１９において比較され、εI ＊≧
Ｖa のとき“１”となる信号が、εI ＊＜Ｖa のとき
“０”となる信号が比較器１９から出力されてゲート制
御回路２０に送出される。そして比較器１９の出力信号
に基づいて、単相ＰＷＭインバータ４０1 のインバータ
４２のＩＧＢＴがゲート制御回路２０によって制御され
る。例えば、比較器１９の出力信号が“１”のとき、Ｉ
ＧＢＴのＳ12とＳ13をオンさせ、Ｓ11とＳ14をオフさせ
る。逆に比較器１９の出力信号が“０”のとき、ＩＧＢ
ＴのＳ12とＳ13をオフさせ、Ｓ11とＳ14をオンさせる。
これにより電動機５０の第１相の相電流が制御される。
明する。まず、同期電動機５０の回転軸に連結されたパ
ルスジェネレータ６０から単位時間当たりのパルス数が
同期電動機５０の回転速度に比例したパスルＰs が出力
されてＦ／Ｖ変換器２に送出される。すると、上記パル
スＰs はこのＦ／Ｖ変換器２において同期電動機５０の
回転速度Ｖに対応した電圧に変換される。そして、この
回転速度Ｖと速度設定器３からの速度指令値Ｖ0 ＊との
偏差εN （＝Ｖ0 ＊−Ｖ）が加算器４において演算さ
れ、速度制御回路５に送出される。すると速度制御回路
５から上記偏差εN が零となる同期電動５０の負荷電流
の波高値指令Ｉr が出力され、乗算器７に送出される。
一方、Ｆ／Ｖ変換器２の出力に基づいて同期電動機５０
の第１相乃至第ｎ相の逆起電力の位相と一致した、波高
値が単位長さの方形波がパターン発生回路６から出力さ
れ、各相毎に設けられた対応する乗算器に送出される。
なお、図４は制御装置１００の、第１相の位相電流を制
御する制御部分を示したものであるから、パターン発生
回路６の出力は乗算器７に送出される。すると、速度制
御回路５の出力Ｉr とパターン発生回路６の出力との積
である、負荷電流指令Ｉm が乗算器７から出力され、加
算器８に送出される。加算器８においては、負荷電流指
令Ｉm と電流検出器４４（図３参照）によって検出され
た第１相の電流検出値Ｉf との偏差εI （Ｉm −Ｉf ）
が演算され、電流制御回路９に送出される。そしてこの
偏差εI が零となる制御信号（電圧値）εI ＊が電流制
御回路９から出力される。一方、ＰＷＭ用三角波発生回
路（以下、ＴＲＧともいう）１８からはＰＷＭインバー
タの搬送波となる波高値一定の交流三角波Ｖa が発生さ
れる。そして、電流制御回路９の出力εI ＊とＴＲＧ１
８の出力Ｖa が比較器１９において比較され、εI ＊≧
Ｖa のとき“１”となる信号が、εI ＊＜Ｖa のとき
“０”となる信号が比較器１９から出力されてゲート制
御回路２０に送出される。そして比較器１９の出力信号
に基づいて、単相ＰＷＭインバータ４０1 のインバータ
４２のＩＧＢＴがゲート制御回路２０によって制御され
る。例えば、比較器１９の出力信号が“１”のとき、Ｉ
ＧＢＴのＳ12とＳ13をオンさせ、Ｓ11とＳ14をオフさせ
る。逆に比較器１９の出力信号が“０”のとき、ＩＧＢ
ＴのＳ12とＳ13をオフさせ、Ｓ11とＳ14をオンさせる。
これにより電動機５０の第１相の相電流が制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このような永久磁石多
相電動機の制御装置において、単相ＰＷＭインバータ４
０1 ，４０2 ，……４０n で各相の電流を制御する場合
を考える。今、第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ４０i の
端子電圧をＶi 、相電流をＩi 、抵抗をＲi 、自己イン
ダクタンスをＬi 、相互インダクタンスをＭi 、逆起電
力をＶciとすると、第１相の単相ＰＷＭインバータ４０
1 の端子電圧Ｖ1 は次の（１）式で表される。
相電動機の制御装置において、単相ＰＷＭインバータ４
０1 ，４０2 ，……４０n で各相の電流を制御する場合
を考える。今、第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ４０i の
端子電圧をＶi 、相電流をＩi 、抵抗をＲi 、自己イン
ダクタンスをＬi 、相互インダクタンスをＭi 、逆起電
力をＶciとすると、第１相の単相ＰＷＭインバータ４０
1 の端子電圧Ｖ1 は次の（１）式で表される。
【０００７】
【数１】 ここでＭi ｄＩi ／ｄｔ（ｉ＝２，…ｎ）は第ｉ相の単
相ＰＷＭインバータ４０ｉの電流Ｉi が変化したとき
の、第１相の単相ＰＷＭインバータ４０1 の誘導電圧を
表している。この影響によって第１相の電流が歪み、永
久磁石多相同期電動機５０が発生するトルクに脈動が生
じ、効率が低下するという問題があった。
相ＰＷＭインバータ４０ｉの電流Ｉi が変化したとき
の、第１相の単相ＰＷＭインバータ４０1 の誘導電圧を
表している。この影響によって第１相の電流が歪み、永
久磁石多相同期電動機５０が発生するトルクに脈動が生
じ、効率が低下するという問題があった。
【０００８】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、効率の低下を可及的に防止することのできる
永久磁石多相同期電動機の制御装置を提供することを目
的とする。
であって、効率の低下を可及的に防止することのできる
永久磁石多相同期電動機の制御装置を提供することを目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明による永久磁石多
相同期電動機の制御装置の第１の態様は、直流出力をパ
ルス幅変調して交流に変換する単相ＰＷＭインバータが
各相毎に設けられて各相の相電流が対応する単相インバ
ータによって調節される永久磁石多相同期電動機におい
て、前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差
が零となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出
力する速度制御回路と、前記速度検出値に基づいて各相
毎に各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力する
パターン発生回路と、前記速度制御回路の出力と前記パ
ターン発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を
出力する乗算回路と、各相の前記電流負荷指令と対応す
る相の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を
出力する電流制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微
分し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに
よる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、前
記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２の
電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記単
相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲート制御
回路と、を備えていることを特徴とする。
相同期電動機の制御装置の第１の態様は、直流出力をパ
ルス幅変調して交流に変換する単相ＰＷＭインバータが
各相毎に設けられて各相の相電流が対応する単相インバ
ータによって調節される永久磁石多相同期電動機におい
て、前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差
が零となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出
力する速度制御回路と、前記速度検出値に基づいて各相
毎に各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力する
パターン発生回路と、前記速度制御回路の出力と前記パ
ターン発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を
出力する乗算回路と、各相の前記電流負荷指令と対応す
る相の電流検出値との偏差が零となる第１の電圧指令を
出力する電流制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微
分し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに
よる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、前
記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２の
電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記単
相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲート制御
回路と、を備えていることを特徴とする。
【００１０】又、本発明による永久磁石多相同期電動機
の制御装置の第２の態様は、直流出力をパルス幅変調し
て交流に変換する単相ＰＷＭインバータが各相毎に設け
られて各相の相電流が対応する単相インバータによって
調節される永久磁石多相同期電動機において、前記同期
電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零となる前
記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力する速度制
御回路と、前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆
起電力の位相と一致した方形波を出力するパターン発生
回路と、前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回
路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算
回路と、各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検
出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力する電流
制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微分し、自己イ
ンダクタンスによる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧
演算手段と、前記パターン発生回路の出力に基づいてど
の相の電流目標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧
の出力タイミングを検出するタイミング検出回路と、前
記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧を
同期させ、この誘導電圧と前記第１の電圧指令との偏差
である第２の電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記第２の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、を備えていることを特徴とする。
の制御装置の第２の態様は、直流出力をパルス幅変調し
て交流に変換する単相ＰＷＭインバータが各相毎に設け
られて各相の相電流が対応する単相インバータによって
調節される永久磁石多相同期電動機において、前記同期
電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零となる前
記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力する速度制
御回路と、前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆
起電力の位相と一致した方形波を出力するパターン発生
回路と、前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回
路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算
回路と、各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検
出値との偏差が零となる第１の電圧指令を出力する電流
制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微分し、自己イ
ンダクタンスによる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧
演算手段と、前記パターン発生回路の出力に基づいてど
の相の電流目標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧
の出力タイミングを検出するタイミング検出回路と、前
記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧を
同期させ、この誘導電圧と前記第１の電圧指令との偏差
である第２の電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記第２の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、を備えていることを特徴とする。
【００１１】
【作用】上述のように構成された本発明による永久磁石
多相同期電動機の制御装置によれば、各相の負荷電流検
出値に基づいて自己インダクタンス分、または自分およ
び相互インダクタンス分による誘導電圧が誘導電圧演算
手段によって演算される。そして、第１の電圧指令との
偏差である第２の電圧指令が演算される。この第２の電
圧指令はインダクタンスによる電流歪を除去したもので
ある。この第２の電圧指令と波高値一定の搬送波とに基
づいて単相ＰＷＭインバータのゲートがゲート制御回路
によって制御される。
多相同期電動機の制御装置によれば、各相の負荷電流検
出値に基づいて自己インダクタンス分、または自分およ
び相互インダクタンス分による誘導電圧が誘導電圧演算
手段によって演算される。そして、第１の電圧指令との
偏差である第２の電圧指令が演算される。この第２の電
圧指令はインダクタンスによる電流歪を除去したもので
ある。この第２の電圧指令と波高値一定の搬送波とに基
づいて単相ＰＷＭインバータのゲートがゲート制御回路
によって制御される。
【００１２】これにより、インダンタクンスによる電流
歪の影響分を除去することが可能となり、永久磁石多相
同期電動機に発生するトルクの脈動を軽減することがで
き、効率の低下を可及的に防止することができる。
歪の影響分を除去することが可能となり、永久磁石多相
同期電動機に発生するトルクの脈動を軽減することがで
き、効率の低下を可及的に防止することができる。
【００１３】
【実施例】本発明による永久磁石多相同期電動機の制御
装置の第１の実施例の構成を図１に示す。この実施例の
制御装置１は図４に示す従来の制御装置１００におい
て、微分回路１０ij（ｉ，ｊ＝１，…ｎ）と、加算器１
６とを新たに設けたものである。なお、加算器１６は各
相毎に、各相の電流制御回路９と比較器１９との間に設
けられる。微分回路１０ijは第ｊ相の電流検出値Ｉfjを
微分して出力電圧ＫijｄＩfj／ｄｔを第ｉ相の制御部の
比較器１６に送出するものである。ここでＫij（ｉ≠
ｊ）は第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ４０i の第ｊ相に
対する相互インダクタンスに等しい値であり、Ｋiiは第
ｉ相の自己インダクタンスに等しい値である。
装置の第１の実施例の構成を図１に示す。この実施例の
制御装置１は図４に示す従来の制御装置１００におい
て、微分回路１０ij（ｉ，ｊ＝１，…ｎ）と、加算器１
６とを新たに設けたものである。なお、加算器１６は各
相毎に、各相の電流制御回路９と比較器１９との間に設
けられる。微分回路１０ijは第ｊ相の電流検出値Ｉfjを
微分して出力電圧ＫijｄＩfj／ｄｔを第ｉ相の制御部の
比較器１６に送出するものである。ここでＫij（ｉ≠
ｊ）は第ｉ相の単相ＰＷＭインバータ４０i の第ｊ相に
対する相互インダクタンスに等しい値であり、Ｋiiは第
ｉ相の自己インダクタンスに等しい値である。
【００１４】そして、図１に示すように例えば、第１相
の電流制御回路９の出力εI ＊と、微分回路１０11，１
０12，…１０1nの出力Ｋ11ｄＩf1／ｄｔ、Ｋ12ｄＩf2／
ｄｔ，…Ｋ1n／ｄＩfn／ｄｔの差εv 、すなわち
の電流制御回路９の出力εI ＊と、微分回路１０11，１
０12，…１０1nの出力Ｋ11ｄＩf1／ｄｔ、Ｋ12ｄＩf2／
ｄｔ，…Ｋ1n／ｄＩfn／ｄｔの差εv 、すなわち
【００１５】
【数２】 が加算器１６において演算され、電圧指令値εv として
比較器１９に送出される。そして、以降は従来の場合と
同様にして比較器１９からゲート制御回路２０に制御信
号が送られて第１相の単相ＰＷＭインバータ４０1 のＩ
ＧＢＴが制御される。
比較器１９に送出される。そして、以降は従来の場合と
同様にして比較器１９からゲート制御回路２０に制御信
号が送られて第１相の単相ＰＷＭインバータ４０1 のＩ
ＧＢＴが制御される。
【００１６】なお、第１相以外の他の相も同様にして制
御される。
御される。
【００１７】このように各相の電圧指令ε1 ＊から自己
インダクタンスおよび相互インダクタンスによる影響分
を除いたものを新たな電圧指令値εv とし、この新たな
電圧指令値に基づいて対応する相の単相ＰＷＭインバー
タ４０i のＩＧＢＴが制御されることにより、各相の電
流歪みを除去することが可能となり、これにより同期電
動機５０に発生するトルクの脈動を軽減でき、効率の低
下を防止することができる。
インダクタンスおよび相互インダクタンスによる影響分
を除いたものを新たな電圧指令値εv とし、この新たな
電圧指令値に基づいて対応する相の単相ＰＷＭインバー
タ４０i のＩＧＢＴが制御されることにより、各相の電
流歪みを除去することが可能となり、これにより同期電
動機５０に発生するトルクの脈動を軽減でき、効率の低
下を防止することができる。
【００１８】次に本発明による永久磁石多相同期電動機
の制御装置の第２の実施例の構成を図２に示す。この実
施例の制御装置は図４に示す従来の制御装置１００にお
いて、判定回路１２、微分回路１３、加算器１４、補償
回路１５、および加算器１６を新たに設けたものであ
る。判定回路１２は各相に共通に設けられ、パターン発
生回路６の出力に基づいて、どの相の電流目標値が変化
したかを判定するものである。微分回路１３は各相毎に
設けられ、対応する相の電流検出値Ｉf を微分して自己
インダクタンスによる誘導電圧ＫmsｄＩf ／ｄｔを出力
電圧Ｖm とするものである。この出力電圧Ｖm は各相毎
に設けられた加算器１４において、基準値Ｖm ＊（＝
０）との偏差εm （＝Ｖm ＊−Ｖ）が演算される。そし
て、この偏差εm と、判定回路１２との同期が補償回路
１５において取られ、加算器１６に送出される。この補
償回路１５の出力と電流制御回路９との出力εI ＊の和
が加算器１６において演算され、この和が新たな電圧指
令値εV として比較器１９に送出される。そしてこの電
圧指令値に基づいて比較器１９およびゲート制御回路２
０を介して、対応する相の単相ＰＷＭインバータ４０i
のＩＧＢＴが従来の場合と同様にして制御される。
の制御装置の第２の実施例の構成を図２に示す。この実
施例の制御装置は図４に示す従来の制御装置１００にお
いて、判定回路１２、微分回路１３、加算器１４、補償
回路１５、および加算器１６を新たに設けたものであ
る。判定回路１２は各相に共通に設けられ、パターン発
生回路６の出力に基づいて、どの相の電流目標値が変化
したかを判定するものである。微分回路１３は各相毎に
設けられ、対応する相の電流検出値Ｉf を微分して自己
インダクタンスによる誘導電圧ＫmsｄＩf ／ｄｔを出力
電圧Ｖm とするものである。この出力電圧Ｖm は各相毎
に設けられた加算器１４において、基準値Ｖm ＊（＝
０）との偏差εm （＝Ｖm ＊−Ｖ）が演算される。そし
て、この偏差εm と、判定回路１２との同期が補償回路
１５において取られ、加算器１６に送出される。この補
償回路１５の出力と電流制御回路９との出力εI ＊の和
が加算器１６において演算され、この和が新たな電圧指
令値εV として比較器１９に送出される。そしてこの電
圧指令値に基づいて比較器１９およびゲート制御回路２
０を介して、対応する相の単相ＰＷＭインバータ４０i
のＩＧＢＴが従来の場合と同様にして制御される。
【００１９】このように第２の実施例によれば、自己イ
ンダクタンス分による電流歪みを除去することが可能と
なり、これにより従来の場合に比べて同期電動機５０に
発生するトルク脈動を軽減でき、効率の低下を防止する
ことができる。
ンダクタンス分による電流歪みを除去することが可能と
なり、これにより従来の場合に比べて同期電動機５０に
発生するトルク脈動を軽減でき、効率の低下を防止する
ことができる。
【００２０】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、イン
ダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能
となり、永久磁石多相同期電動機に発生するトルクの脈
動を軽減できて、効率の低下を可及的に防止することが
できる。
ダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能
となり、永久磁石多相同期電動機に発生するトルクの脈
動を軽減できて、効率の低下を可及的に防止することが
できる。
【図１】本発明による制御装置の第１の実施例の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図２】本発明による制御装置の第２の実施例の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図３】永久磁石多相電動機の駆動方式を説明するブロ
ック図。
ック図。
【図４】従来の制御装置の構成を示すブロック図。
１ 制御装置 ２ Ｆ／Ｖ変換器 ３ 速度設定器 ４ 加算器 ５ 速度制御回路 ６ パターン発生回路 ７ 乗算器 ８ 加算器 ９ 電流制御回路 １０ij 微分回路 １２ 判定回路 １３ 微分回路 １４ 加算器 １５ 補償回路 １６ 加算器 １８ ＰＷＭ用三角波発生回路 １９ 比較器 ４０i 単相ＰＷＭインバータ ４４ 電流検出器 ５０ 永久磁石多相同期電動機 ６０ パルスジェネレータ
Claims (2)
- 【請求項１】直流出力をパルス幅変調して交流に変換す
る単相ＰＷＭインバータが各相毎に設けられて各相の相
電流が対応する単相インバータによって調節される永久
磁石多相同期電動機において、 前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零
となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力す
る速度制御回路と、 前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆起電力の位
相と一致した方形波を出力するパターン発生回路と、 前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回路の出力
を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算回路と、 各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検出値との
偏差が零となる第１の電圧指令を出力する電流制御回路
と、 各相の負荷電流の検出値を微分し、自己インダクタンス
および相互インダクタンスによる各相の誘導電圧を演算
する誘導電圧演算手段と、 前記第１の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第２
の電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記
単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲート制
御回路と、 を備えていることを特徴とする永久磁石多相同期電動機
の制御装置。 - 【請求項２】直流出力をパルス幅変調して交流に変換す
る単相ＰＷＭインバータが各相毎に設けられて各相の相
電流が対応する単相インバータによって調節される永久
磁石多相同期電動機において、 前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零
となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力す
る速度制御回路と、 前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆起電力の位
相と一致した方形波を出力するパターン発生回路と、 前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回路の出力
を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算回路と、 各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検出値との
偏差が零となる第１の電圧指令を出力する電流制御回路
と、 各相の負荷電流の検出値を微分し、自己インダクタンス
による各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、 前記パターン発生回路の出力に基づいてどの相の電流目
標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧の出力タイミ
ングを検出するタイミング検出回路と、 前記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧
を同期させ、この誘導電圧と前記第１の電圧指令との偏
差である第２の電圧指令を演算する電圧指令演算手段
と、 前記第２の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相ＰＷＭインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、 を備えていることを特徴とする永久磁石多相同期電動機
の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6117137A JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6117137A JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07327383A true JPH07327383A (ja) | 1995-12-12 |
Family
ID=14704375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6117137A Pending JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07327383A (ja) |
-
1994
- 1994-05-30 JP JP6117137A patent/JPH07327383A/ja active Pending
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