JPH07327383A - 永久磁石多相同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石多相同期電動機の制御装置Info
- Publication number
- JPH07327383A JPH07327383A JP6117137A JP11713794A JPH07327383A JP H07327383 A JPH07327383 A JP H07327383A JP 6117137 A JP6117137 A JP 6117137A JP 11713794 A JP11713794 A JP 11713794A JP H07327383 A JPH07327383 A JP H07327383A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- command
- synchronous motor
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 トルク脈動を抑制し、効率の低下を可及的に
防止することを可能にする。 【構成】 同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏
差が零となる同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力
する速度制御回路5と、速度検出値に基づいて各相毎に
各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力するパタ
ーン発生回路6と、速度制御回路の出力と前記パターン
発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力す
る乗算回路7と、各相の前記電流負荷指令と対応する相
の電流検出値との偏差が零となる第1の電圧指令を出力
する電流制御回路9と、各相の負荷電流の検出値を微分
し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスによ
る各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段1011,
……101nと、前記第1の電圧指令と前記誘導電圧との
偏差である第2の電圧指令、および波高値一定の搬送波
に基づいて前記単相PWMインバータ各々のゲートを制
御するゲート制御回路20と、を備えていることを特徴
とする。
防止することを可能にする。 【構成】 同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏
差が零となる同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力
する速度制御回路5と、速度検出値に基づいて各相毎に
各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力するパタ
ーン発生回路6と、速度制御回路の出力と前記パターン
発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力す
る乗算回路7と、各相の前記電流負荷指令と対応する相
の電流検出値との偏差が零となる第1の電圧指令を出力
する電流制御回路9と、各相の負荷電流の検出値を微分
し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスによ
る各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段1011,
……101nと、前記第1の電圧指令と前記誘導電圧との
偏差である第2の電圧指令、および波高値一定の搬送波
に基づいて前記単相PWMインバータ各々のゲートを制
御するゲート制御回路20と、を備えていることを特徴
とする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、各相の相電流が各相に
対応して設けられた単相PWMインバータによって駆動
される永久磁石多相同期電動機の制御装置に関するもの
である。
対応して設けられた単相PWMインバータによって駆動
される永久磁石多相同期電動機の制御装置に関するもの
である。
【0002】
【従来の技術】各相の相電流が各相に対応して設けられ
た単相PWMインバータによって駆動される永久磁石多
相同期電動機(以下、同期電動機ともいう)の駆動装置
の一般的な構成を図3に示す。この同期電動機50はn
相の同期電動機であって、各相の相電流は各相i(i=
1,……n)に対応して設けられた単相PWM(PulseW
idth Modulation)インバータ40iによって駆動され
る。各単相PWMインバータ40i(i=1,……n)
はIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor )S
kj(k,j=1,2)とダイオードDkjとを逆並列に接
続した逆並列回路をブリッジに接続したインバータ回路
42と、相電流を検出する電流検出器44とを有してい
る。そして、この各単相PWMインバータ40i には所
定の直流電圧V0 が与えられる。この直流電圧V0 は交
流電源30からの三相交流電力を交流リアクトル31、
電流検出器32、3相PWMコンバータ33、電圧検出
回路34、および電流制御回路35によって変換したも
のである。すなわち、各単相PWMインバータ40i に
与えられる直流電圧V0 を平滑化する平滑化コンデンサ
38の両端の電圧を電圧検出回路34によって検出し、
この検出された電圧と、交流電源30から出力される交
流電圧の電圧値と、電流検出器32によって検出された
電流値に基づいて、電流制御回路35が3相PWMコン
バータ内のIGBTのゲート信号を制御することにより
電流30からの電圧と同位相の電流をとりながら、すな
わち、入力力率1.0を維持しながら直流電圧V0 を確
立する。なお、電流検出器32は交流電源30から交流
リアクトル31を介して3相PWMコンバータ33に送
出され電流を検出する。
た単相PWMインバータによって駆動される永久磁石多
相同期電動機(以下、同期電動機ともいう)の駆動装置
の一般的な構成を図3に示す。この同期電動機50はn
相の同期電動機であって、各相の相電流は各相i(i=
1,……n)に対応して設けられた単相PWM(PulseW
idth Modulation)インバータ40iによって駆動され
る。各単相PWMインバータ40i(i=1,……n)
はIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor )S
kj(k,j=1,2)とダイオードDkjとを逆並列に接
続した逆並列回路をブリッジに接続したインバータ回路
42と、相電流を検出する電流検出器44とを有してい
る。そして、この各単相PWMインバータ40i には所
定の直流電圧V0 が与えられる。この直流電圧V0 は交
流電源30からの三相交流電力を交流リアクトル31、
電流検出器32、3相PWMコンバータ33、電圧検出
回路34、および電流制御回路35によって変換したも
のである。すなわち、各単相PWMインバータ40i に
与えられる直流電圧V0 を平滑化する平滑化コンデンサ
38の両端の電圧を電圧検出回路34によって検出し、
この検出された電圧と、交流電源30から出力される交
流電圧の電圧値と、電流検出器32によって検出された
電流値に基づいて、電流制御回路35が3相PWMコン
バータ内のIGBTのゲート信号を制御することにより
電流30からの電圧と同位相の電流をとりながら、すな
わち、入力力率1.0を維持しながら直流電圧V0 を確
立する。なお、電流検出器32は交流電源30から交流
リアクトル31を介して3相PWMコンバータ33に送
出され電流を検出する。
【0003】そして、このような同期電動機50を駆動
する単相PWMインバータ40i (i=1,……n)の
IGBTのゲートは、制御装置100によって同期電動
機50の速度が所定の速度となるように制御される。
する単相PWMインバータ40i (i=1,……n)の
IGBTのゲートは、制御装置100によって同期電動
機50の速度が所定の速度となるように制御される。
【0004】同期電動機50の速度を制御する従来の制
御装置100の構成を図4に示す。この従来の制御装置
100はF/V変換器2と、速度設定器3と、加算器4
と、速度制御回路5と、パターン発生回路6と、乗算器
7と、加算器8と、電流制御回路9と、PWM用三角波
発生回路18と、比較器19と、ゲート制御回路20と
を有している。なお、F/V変換器2、速度設定器3、
加算器4、速度制御回路5、およびパターン発生回路6
は各相に対して共通に設けられているが、それ以外の構
成要素は各相毎に設けられている。
御装置100の構成を図4に示す。この従来の制御装置
100はF/V変換器2と、速度設定器3と、加算器4
と、速度制御回路5と、パターン発生回路6と、乗算器
7と、加算器8と、電流制御回路9と、PWM用三角波
発生回路18と、比較器19と、ゲート制御回路20と
を有している。なお、F/V変換器2、速度設定器3、
加算器4、速度制御回路5、およびパターン発生回路6
は各相に対して共通に設けられているが、それ以外の構
成要素は各相毎に設けられている。
【0005】次にこの従来の制御装置の構成と作用を説
明する。まず、同期電動機50の回転軸に連結されたパ
ルスジェネレータ60から単位時間当たりのパルス数が
同期電動機50の回転速度に比例したパスルPs が出力
されてF/V変換器2に送出される。すると、上記パル
スPs はこのF/V変換器2において同期電動機50の
回転速度Vに対応した電圧に変換される。そして、この
回転速度Vと速度設定器3からの速度指令値V0 *との
偏差εN (=V0 *−V)が加算器4において演算さ
れ、速度制御回路5に送出される。すると速度制御回路
5から上記偏差εN が零となる同期電動50の負荷電流
の波高値指令Ir が出力され、乗算器7に送出される。
一方、F/V変換器2の出力に基づいて同期電動機50
の第1相乃至第n相の逆起電力の位相と一致した、波高
値が単位長さの方形波がパターン発生回路6から出力さ
れ、各相毎に設けられた対応する乗算器に送出される。
なお、図4は制御装置100の、第1相の位相電流を制
御する制御部分を示したものであるから、パターン発生
回路6の出力は乗算器7に送出される。すると、速度制
御回路5の出力Ir とパターン発生回路6の出力との積
である、負荷電流指令Im が乗算器7から出力され、加
算器8に送出される。加算器8においては、負荷電流指
令Im と電流検出器44(図3参照)によって検出され
た第1相の電流検出値If との偏差εI (Im −If )
が演算され、電流制御回路9に送出される。そしてこの
偏差εI が零となる制御信号(電圧値)εI *が電流制
御回路9から出力される。一方、PWM用三角波発生回
路(以下、TRGともいう)18からはPWMインバー
タの搬送波となる波高値一定の交流三角波Va が発生さ
れる。そして、電流制御回路9の出力εI *とTRG1
8の出力Va が比較器19において比較され、εI *≧
Va のとき“1”となる信号が、εI *<Va のとき
“0”となる信号が比較器19から出力されてゲート制
御回路20に送出される。そして比較器19の出力信号
に基づいて、単相PWMインバータ401 のインバータ
42のIGBTがゲート制御回路20によって制御され
る。例えば、比較器19の出力信号が“1”のとき、I
GBTのS12とS13をオンさせ、S11とS14をオフさせ
る。逆に比較器19の出力信号が“0”のとき、IGB
TのS12とS13をオフさせ、S11とS14をオンさせる。
これにより電動機50の第1相の相電流が制御される。
明する。まず、同期電動機50の回転軸に連結されたパ
ルスジェネレータ60から単位時間当たりのパルス数が
同期電動機50の回転速度に比例したパスルPs が出力
されてF/V変換器2に送出される。すると、上記パル
スPs はこのF/V変換器2において同期電動機50の
回転速度Vに対応した電圧に変換される。そして、この
回転速度Vと速度設定器3からの速度指令値V0 *との
偏差εN (=V0 *−V)が加算器4において演算さ
れ、速度制御回路5に送出される。すると速度制御回路
5から上記偏差εN が零となる同期電動50の負荷電流
の波高値指令Ir が出力され、乗算器7に送出される。
一方、F/V変換器2の出力に基づいて同期電動機50
の第1相乃至第n相の逆起電力の位相と一致した、波高
値が単位長さの方形波がパターン発生回路6から出力さ
れ、各相毎に設けられた対応する乗算器に送出される。
なお、図4は制御装置100の、第1相の位相電流を制
御する制御部分を示したものであるから、パターン発生
回路6の出力は乗算器7に送出される。すると、速度制
御回路5の出力Ir とパターン発生回路6の出力との積
である、負荷電流指令Im が乗算器7から出力され、加
算器8に送出される。加算器8においては、負荷電流指
令Im と電流検出器44(図3参照)によって検出され
た第1相の電流検出値If との偏差εI (Im −If )
が演算され、電流制御回路9に送出される。そしてこの
偏差εI が零となる制御信号(電圧値)εI *が電流制
御回路9から出力される。一方、PWM用三角波発生回
路(以下、TRGともいう)18からはPWMインバー
タの搬送波となる波高値一定の交流三角波Va が発生さ
れる。そして、電流制御回路9の出力εI *とTRG1
8の出力Va が比較器19において比較され、εI *≧
Va のとき“1”となる信号が、εI *<Va のとき
“0”となる信号が比較器19から出力されてゲート制
御回路20に送出される。そして比較器19の出力信号
に基づいて、単相PWMインバータ401 のインバータ
42のIGBTがゲート制御回路20によって制御され
る。例えば、比較器19の出力信号が“1”のとき、I
GBTのS12とS13をオンさせ、S11とS14をオフさせ
る。逆に比較器19の出力信号が“0”のとき、IGB
TのS12とS13をオフさせ、S11とS14をオンさせる。
これにより電動機50の第1相の相電流が制御される。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】このような永久磁石多
相電動機の制御装置において、単相PWMインバータ4
01 ,402 ,……40n で各相の電流を制御する場合
を考える。今、第i相の単相PWMインバータ40i の
端子電圧をVi 、相電流をIi 、抵抗をRi 、自己イン
ダクタンスをLi 、相互インダクタンスをMi 、逆起電
力をVciとすると、第1相の単相PWMインバータ40
1 の端子電圧V1 は次の(1)式で表される。
相電動機の制御装置において、単相PWMインバータ4
01 ,402 ,……40n で各相の電流を制御する場合
を考える。今、第i相の単相PWMインバータ40i の
端子電圧をVi 、相電流をIi 、抵抗をRi 、自己イン
ダクタンスをLi 、相互インダクタンスをMi 、逆起電
力をVciとすると、第1相の単相PWMインバータ40
1 の端子電圧V1 は次の(1)式で表される。
【0007】
【数1】 ここでMi dIi /dt(i=2,…n)は第i相の単
相PWMインバータ40iの電流Ii が変化したとき
の、第1相の単相PWMインバータ401 の誘導電圧を
表している。この影響によって第1相の電流が歪み、永
久磁石多相同期電動機50が発生するトルクに脈動が生
じ、効率が低下するという問題があった。
相PWMインバータ40iの電流Ii が変化したとき
の、第1相の単相PWMインバータ401 の誘導電圧を
表している。この影響によって第1相の電流が歪み、永
久磁石多相同期電動機50が発生するトルクに脈動が生
じ、効率が低下するという問題があった。
【0008】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、効率の低下を可及的に防止することのできる
永久磁石多相同期電動機の制御装置を提供することを目
的とする。
であって、効率の低下を可及的に防止することのできる
永久磁石多相同期電動機の制御装置を提供することを目
的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明による永久磁石多
相同期電動機の制御装置の第1の態様は、直流出力をパ
ルス幅変調して交流に変換する単相PWMインバータが
各相毎に設けられて各相の相電流が対応する単相インバ
ータによって調節される永久磁石多相同期電動機におい
て、前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差
が零となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出
力する速度制御回路と、前記速度検出値に基づいて各相
毎に各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力する
パターン発生回路と、前記速度制御回路の出力と前記パ
ターン発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を
出力する乗算回路と、各相の前記電流負荷指令と対応す
る相の電流検出値との偏差が零となる第1の電圧指令を
出力する電流制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微
分し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに
よる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、前
記第1の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第2の
電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記単
相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲート制御
回路と、を備えていることを特徴とする。
相同期電動機の制御装置の第1の態様は、直流出力をパ
ルス幅変調して交流に変換する単相PWMインバータが
各相毎に設けられて各相の相電流が対応する単相インバ
ータによって調節される永久磁石多相同期電動機におい
て、前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差
が零となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出
力する速度制御回路と、前記速度検出値に基づいて各相
毎に各相の逆起電力の位相と一致した方形波を出力する
パターン発生回路と、前記速度制御回路の出力と前記パ
ターン発生回路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を
出力する乗算回路と、各相の前記電流負荷指令と対応す
る相の電流検出値との偏差が零となる第1の電圧指令を
出力する電流制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微
分し、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに
よる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、前
記第1の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第2の
電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記単
相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲート制御
回路と、を備えていることを特徴とする。
【0010】又、本発明による永久磁石多相同期電動機
の制御装置の第2の態様は、直流出力をパルス幅変調し
て交流に変換する単相PWMインバータが各相毎に設け
られて各相の相電流が対応する単相インバータによって
調節される永久磁石多相同期電動機において、前記同期
電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零となる前
記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力する速度制
御回路と、前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆
起電力の位相と一致した方形波を出力するパターン発生
回路と、前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回
路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算
回路と、各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検
出値との偏差が零となる第1の電圧指令を出力する電流
制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微分し、自己イ
ンダクタンスによる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧
演算手段と、前記パターン発生回路の出力に基づいてど
の相の電流目標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧
の出力タイミングを検出するタイミング検出回路と、前
記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧を
同期させ、この誘導電圧と前記第1の電圧指令との偏差
である第2の電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記第2の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、を備えていることを特徴とする。
の制御装置の第2の態様は、直流出力をパルス幅変調し
て交流に変換する単相PWMインバータが各相毎に設け
られて各相の相電流が対応する単相インバータによって
調節される永久磁石多相同期電動機において、前記同期
電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零となる前
記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力する速度制
御回路と、前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆
起電力の位相と一致した方形波を出力するパターン発生
回路と、前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回
路の出力を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算
回路と、各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検
出値との偏差が零となる第1の電圧指令を出力する電流
制御回路と、各相の負荷電流の検出値を微分し、自己イ
ンダクタンスによる各相の誘導電圧を演算する誘導電圧
演算手段と、前記パターン発生回路の出力に基づいてど
の相の電流目標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧
の出力タイミングを検出するタイミング検出回路と、前
記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧を
同期させ、この誘導電圧と前記第1の電圧指令との偏差
である第2の電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
前記第2の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、を備えていることを特徴とする。
【0011】
【作用】上述のように構成された本発明による永久磁石
多相同期電動機の制御装置によれば、各相の負荷電流検
出値に基づいて自己インダクタンス分、または自分およ
び相互インダクタンス分による誘導電圧が誘導電圧演算
手段によって演算される。そして、第1の電圧指令との
偏差である第2の電圧指令が演算される。この第2の電
圧指令はインダクタンスによる電流歪を除去したもので
ある。この第2の電圧指令と波高値一定の搬送波とに基
づいて単相PWMインバータのゲートがゲート制御回路
によって制御される。
多相同期電動機の制御装置によれば、各相の負荷電流検
出値に基づいて自己インダクタンス分、または自分およ
び相互インダクタンス分による誘導電圧が誘導電圧演算
手段によって演算される。そして、第1の電圧指令との
偏差である第2の電圧指令が演算される。この第2の電
圧指令はインダクタンスによる電流歪を除去したもので
ある。この第2の電圧指令と波高値一定の搬送波とに基
づいて単相PWMインバータのゲートがゲート制御回路
によって制御される。
【0012】これにより、インダンタクンスによる電流
歪の影響分を除去することが可能となり、永久磁石多相
同期電動機に発生するトルクの脈動を軽減することがで
き、効率の低下を可及的に防止することができる。
歪の影響分を除去することが可能となり、永久磁石多相
同期電動機に発生するトルクの脈動を軽減することがで
き、効率の低下を可及的に防止することができる。
【0013】
【実施例】本発明による永久磁石多相同期電動機の制御
装置の第1の実施例の構成を図1に示す。この実施例の
制御装置1は図4に示す従来の制御装置100におい
て、微分回路10ij(i,j=1,…n)と、加算器1
6とを新たに設けたものである。なお、加算器16は各
相毎に、各相の電流制御回路9と比較器19との間に設
けられる。微分回路10ijは第j相の電流検出値Ifjを
微分して出力電圧KijdIfj/dtを第i相の制御部の
比較器16に送出するものである。ここでKij(i≠
j)は第i相の単相PWMインバータ40i の第j相に
対する相互インダクタンスに等しい値であり、Kiiは第
i相の自己インダクタンスに等しい値である。
装置の第1の実施例の構成を図1に示す。この実施例の
制御装置1は図4に示す従来の制御装置100におい
て、微分回路10ij(i,j=1,…n)と、加算器1
6とを新たに設けたものである。なお、加算器16は各
相毎に、各相の電流制御回路9と比較器19との間に設
けられる。微分回路10ijは第j相の電流検出値Ifjを
微分して出力電圧KijdIfj/dtを第i相の制御部の
比較器16に送出するものである。ここでKij(i≠
j)は第i相の単相PWMインバータ40i の第j相に
対する相互インダクタンスに等しい値であり、Kiiは第
i相の自己インダクタンスに等しい値である。
【0014】そして、図1に示すように例えば、第1相
の電流制御回路9の出力εI *と、微分回路1011,1
012,…101nの出力K11dIf1/dt、K12dIf2/
dt,…K1n/dIfn/dtの差εv 、すなわち
の電流制御回路9の出力εI *と、微分回路1011,1
012,…101nの出力K11dIf1/dt、K12dIf2/
dt,…K1n/dIfn/dtの差εv 、すなわち
【0015】
【数2】 が加算器16において演算され、電圧指令値εv として
比較器19に送出される。そして、以降は従来の場合と
同様にして比較器19からゲート制御回路20に制御信
号が送られて第1相の単相PWMインバータ401 のI
GBTが制御される。
比較器19に送出される。そして、以降は従来の場合と
同様にして比較器19からゲート制御回路20に制御信
号が送られて第1相の単相PWMインバータ401 のI
GBTが制御される。
【0016】なお、第1相以外の他の相も同様にして制
御される。
御される。
【0017】このように各相の電圧指令ε1 *から自己
インダクタンスおよび相互インダクタンスによる影響分
を除いたものを新たな電圧指令値εv とし、この新たな
電圧指令値に基づいて対応する相の単相PWMインバー
タ40i のIGBTが制御されることにより、各相の電
流歪みを除去することが可能となり、これにより同期電
動機50に発生するトルクの脈動を軽減でき、効率の低
下を防止することができる。
インダクタンスおよび相互インダクタンスによる影響分
を除いたものを新たな電圧指令値εv とし、この新たな
電圧指令値に基づいて対応する相の単相PWMインバー
タ40i のIGBTが制御されることにより、各相の電
流歪みを除去することが可能となり、これにより同期電
動機50に発生するトルクの脈動を軽減でき、効率の低
下を防止することができる。
【0018】次に本発明による永久磁石多相同期電動機
の制御装置の第2の実施例の構成を図2に示す。この実
施例の制御装置は図4に示す従来の制御装置100にお
いて、判定回路12、微分回路13、加算器14、補償
回路15、および加算器16を新たに設けたものであ
る。判定回路12は各相に共通に設けられ、パターン発
生回路6の出力に基づいて、どの相の電流目標値が変化
したかを判定するものである。微分回路13は各相毎に
設けられ、対応する相の電流検出値If を微分して自己
インダクタンスによる誘導電圧KmsdIf /dtを出力
電圧Vm とするものである。この出力電圧Vm は各相毎
に設けられた加算器14において、基準値Vm *(=
0)との偏差εm (=Vm *−V)が演算される。そし
て、この偏差εm と、判定回路12との同期が補償回路
15において取られ、加算器16に送出される。この補
償回路15の出力と電流制御回路9との出力εI *の和
が加算器16において演算され、この和が新たな電圧指
令値εV として比較器19に送出される。そしてこの電
圧指令値に基づいて比較器19およびゲート制御回路2
0を介して、対応する相の単相PWMインバータ40i
のIGBTが従来の場合と同様にして制御される。
の制御装置の第2の実施例の構成を図2に示す。この実
施例の制御装置は図4に示す従来の制御装置100にお
いて、判定回路12、微分回路13、加算器14、補償
回路15、および加算器16を新たに設けたものであ
る。判定回路12は各相に共通に設けられ、パターン発
生回路6の出力に基づいて、どの相の電流目標値が変化
したかを判定するものである。微分回路13は各相毎に
設けられ、対応する相の電流検出値If を微分して自己
インダクタンスによる誘導電圧KmsdIf /dtを出力
電圧Vm とするものである。この出力電圧Vm は各相毎
に設けられた加算器14において、基準値Vm *(=
0)との偏差εm (=Vm *−V)が演算される。そし
て、この偏差εm と、判定回路12との同期が補償回路
15において取られ、加算器16に送出される。この補
償回路15の出力と電流制御回路9との出力εI *の和
が加算器16において演算され、この和が新たな電圧指
令値εV として比較器19に送出される。そしてこの電
圧指令値に基づいて比較器19およびゲート制御回路2
0を介して、対応する相の単相PWMインバータ40i
のIGBTが従来の場合と同様にして制御される。
【0019】このように第2の実施例によれば、自己イ
ンダクタンス分による電流歪みを除去することが可能と
なり、これにより従来の場合に比べて同期電動機50に
発生するトルク脈動を軽減でき、効率の低下を防止する
ことができる。
ンダクタンス分による電流歪みを除去することが可能と
なり、これにより従来の場合に比べて同期電動機50に
発生するトルク脈動を軽減でき、効率の低下を防止する
ことができる。
【0020】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、イン
ダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能
となり、永久磁石多相同期電動機に発生するトルクの脈
動を軽減できて、効率の低下を可及的に防止することが
できる。
ダクタンスによる電流歪の影響分を除去することが可能
となり、永久磁石多相同期電動機に発生するトルクの脈
動を軽減できて、効率の低下を可及的に防止することが
できる。
【図1】本発明による制御装置の第1の実施例の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図2】本発明による制御装置の第2の実施例の構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図3】永久磁石多相電動機の駆動方式を説明するブロ
ック図。
ック図。
【図4】従来の制御装置の構成を示すブロック図。
1 制御装置 2 F/V変換器 3 速度設定器 4 加算器 5 速度制御回路 6 パターン発生回路 7 乗算器 8 加算器 9 電流制御回路 10ij 微分回路 12 判定回路 13 微分回路 14 加算器 15 補償回路 16 加算器 18 PWM用三角波発生回路 19 比較器 40i 単相PWMインバータ 44 電流検出器 50 永久磁石多相同期電動機 60 パルスジェネレータ
Claims (2)
- 【請求項1】直流出力をパルス幅変調して交流に変換す
る単相PWMインバータが各相毎に設けられて各相の相
電流が対応する単相インバータによって調節される永久
磁石多相同期電動機において、 前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零
となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力す
る速度制御回路と、 前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆起電力の位
相と一致した方形波を出力するパターン発生回路と、 前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回路の出力
を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算回路と、 各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検出値との
偏差が零となる第1の電圧指令を出力する電流制御回路
と、 各相の負荷電流の検出値を微分し、自己インダクタンス
および相互インダクタンスによる各相の誘導電圧を演算
する誘導電圧演算手段と、 前記第1の電圧指令と前記誘導電圧との偏差である第2
の電圧指令、および波高値一定の搬送波に基づいて前記
単相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲート制
御回路と、 を備えていることを特徴とする永久磁石多相同期電動機
の制御装置。 - 【請求項2】直流出力をパルス幅変調して交流に変換す
る単相PWMインバータが各相毎に設けられて各相の相
電流が対応する単相インバータによって調節される永久
磁石多相同期電動機において、 前記同期電動機の速度設定値と速度検出値との偏差が零
となる前記同期電動機の負荷電流の波高値指令を出力す
る速度制御回路と、 前記速度検出値に基づいて各相毎に各相の逆起電力の位
相と一致した方形波を出力するパターン発生回路と、 前記速度制御回路の出力と前記パターン発生回路の出力
を乗算して各相の負荷電流指令を出力する乗算回路と、 各相の前記電流負荷指令と対応する相の電流検出値との
偏差が零となる第1の電圧指令を出力する電流制御回路
と、 各相の負荷電流の検出値を微分し、自己インダクタンス
による各相の誘導電圧を演算する誘導電圧演算手段と、 前記パターン発生回路の出力に基づいてどの相の電流目
標値が変化したかを判定し、前記誘導電圧の出力タイミ
ングを検出するタイミング検出回路と、 前記タイミング検出回路の出力に基づいて前記誘導電圧
を同期させ、この誘導電圧と前記第1の電圧指令との偏
差である第2の電圧指令を演算する電圧指令演算手段
と、 前記第2の電圧指令および波高値一定の搬送波に基づい
て前記単相PWMインバータ各々のゲートを制御するゲ
ート制御回路と、 を備えていることを特徴とする永久磁石多相同期電動機
の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6117137A JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6117137A JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07327383A true JPH07327383A (ja) | 1995-12-12 |
Family
ID=14704375
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6117137A Pending JPH07327383A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07327383A (ja) |
-
1994
- 1994-05-30 JP JP6117137A patent/JPH07327383A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4227138A (en) | Reversible variable frequency oscillator for smooth reversing of AC motor drives | |
US5821707A (en) | Inverter controller for brushless direct current motor | |
US4066938A (en) | Input current modulation to reduce torque pulsations in controlled current inverter drives | |
EP0000530A1 (en) | Feedback control for reduction of cogging torque in controlled current AC motor drives and method | |
CN109874397B (zh) | 电力转换器的控制装置 | |
US4112339A (en) | Measurement of pulsating torque in a current source inverter motor drive | |
JPH0746906B2 (ja) | 電圧変換装置 | |
JP3250329B2 (ja) | インバータの二相pwm制御装置 | |
EP4020791A1 (en) | High switching frequency pwm inverter | |
JPH1118489A (ja) | 同期電動機の駆動制御装置 | |
JP2000102257A (ja) | インバータのpwmパルス発生方法および発生装置 | |
JPH07327383A (ja) | 永久磁石多相同期電動機の制御装置 | |
JPH0219718B2 (ja) | ||
JPH0315273A (ja) | インバータ装置 | |
JPS59194697A (ja) | 電動機駆動装置 | |
JP3188097B2 (ja) | インバータの制御装置 | |
JPH05176553A (ja) | 無停電電源装置のインバータ制御方法及び無停電電源装置 | |
JPH0746887A (ja) | 単相誘導電動機の速度制御装置 | |
JP2019083624A (ja) | 電動機駆動装置 | |
JP2724222B2 (ja) | 発電電動機の制御装置 | |
JPH09271101A (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
JP2004080855A (ja) | 電力変換装置 | |
JP2000166242A (ja) | 直流電源装置 | |
JPH0824426B2 (ja) | パルス幅変調形インバ−タ装置 | |
JPS6159074B2 (ja) |