JPH07326980A - 移動通信用受信機 - Google Patents
移動通信用受信機Info
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- JPH07326980A JPH07326980A JP12149294A JP12149294A JPH07326980A JP H07326980 A JPH07326980 A JP H07326980A JP 12149294 A JP12149294 A JP 12149294A JP 12149294 A JP12149294 A JP 12149294A JP H07326980 A JPH07326980 A JP H07326980A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 移動通信用受信機において、復調特性を良好
にするとともに低製造コストでしかも小型にする。 【構成】 この受信機はスーパーヘテロダイン方式を用
いた移動通信に用いられる。この受信機はミキサ（１
１，１３）及び中間周波数フィルタ（１２，１４）を備
えており、例えば、直交変調された受信信号を受ける。
中間周波数フィルタ１４の出力はＡＧＣ回路１９に与え
られ、利得制御される。ＡＧＣ回路の出力は直交検波器
２０で直交検波され、Ｉ信号及びＱ信号（つまり、ベー
スバンド信号）とされる。このベースバンド信号はベー
スバンドフィルタ２１でフィルタリングされてＡ／Ｄ変
換器２５を介して復調器２２に与えられる。
にするとともに低製造コストでしかも小型にする。 【構成】 この受信機はスーパーヘテロダイン方式を用
いた移動通信に用いられる。この受信機はミキサ（１
１，１３）及び中間周波数フィルタ（１２，１４）を備
えており、例えば、直交変調された受信信号を受ける。
中間周波数フィルタ１４の出力はＡＧＣ回路１９に与え
られ、利得制御される。ＡＧＣ回路の出力は直交検波器
２０で直交検波され、Ｉ信号及びＱ信号（つまり、ベー
スバンド信号）とされる。このベースバンド信号はベー
スバンドフィルタ２１でフィルタリングされてＡ／Ｄ変
換器２５を介して復調器２２に与えられる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は移動通信用受信機に関
し、特に、ディジタル無線通信機に用いられる受信機に
関する。
し、特に、ディジタル無線通信機に用いられる受信機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】まず、ディジタル無線通信機に用いられ
る受信機について図３を参照して説明する。
る受信機について図３を参照して説明する。
【０００３】従来の受信機には、例えば、スーパーヘテ
ロダイン方式が用いられており、アンテナ（図示せず）
を介して受信された高周波信号（ＲＦ信号、例えば、直
交変調信号）は、第１のミキサ１１に与えられる（この
ＲＦ信号は、例えば、直交変調波である）。そして、Ｒ
Ｆ信号は第１のミキサ１１で第１の中間周波信号に変換
される。この第１の中間周波信号は第１の中間周波数
（ＩＦ）フィルタ１２で帯域外の不要波が減衰され第２
のミキサ１３に与えられ、ここで、第２の中間周波信号
に変換される。
ロダイン方式が用いられており、アンテナ（図示せず）
を介して受信された高周波信号（ＲＦ信号、例えば、直
交変調信号）は、第１のミキサ１１に与えられる（この
ＲＦ信号は、例えば、直交変調波である）。そして、Ｒ
Ｆ信号は第１のミキサ１１で第１の中間周波信号に変換
される。この第１の中間周波信号は第１の中間周波数
（ＩＦ）フィルタ１２で帯域外の不要波が減衰され第２
のミキサ１３に与えられ、ここで、第２の中間周波信号
に変換される。
【０００４】第２の中間周波信号は第２の中間周波数フ
ィルタ１４及び１５で帯域外の不要波が減衰されること
になるが、第２の中間周波数フィルタ１４及び１５間に
は増幅器１６が配置され、この増幅器１６によってアイ
ソレーションがとられる。
ィルタ１４及び１５で帯域外の不要波が減衰されること
になるが、第２の中間周波数フィルタ１４及び１５間に
は増幅器１６が配置され、この増幅器１６によってアイ
ソレーションがとられる。
【０００５】そして、第２の中間周波数フィルタ１５か
らの出力はリミッタアンプ１７で振幅制限を受けて（リ
ミッタがかけられて）、振幅制限信号として復調装置１
８に与えられる。この復調装置１８には、例えば、直交
検波器（図示せず）が内蔵されており、振幅制限信号は
直交検波されて、Ｉ信号及びＱ信号とされた後、Ａ／Ｄ
変換器（図示せず）によってＡ／Ｄ変換され、復調信号
（データ）に復調される。
らの出力はリミッタアンプ１７で振幅制限を受けて（リ
ミッタがかけられて）、振幅制限信号として復調装置１
８に与えられる。この復調装置１８には、例えば、直交
検波器（図示せず）が内蔵されており、振幅制限信号は
直交検波されて、Ｉ信号及びＱ信号とされた後、Ａ／Ｄ
変換器（図示せず）によってＡ／Ｄ変換され、復調信号
（データ）に復調される。
【０００６】図３に示す受信機においては、第１の中間
周波数フィルタ１２及び第２の中間周波数フィルタ１４
及び１５によって隣接チャンネルで所定の減衰を得て、
これによって、隣接及び次隣接チャンネル選択度を得る
ようにしている。
周波数フィルタ１２及び第２の中間周波数フィルタ１４
及び１５によって隣接チャンネルで所定の減衰を得て、
これによって、隣接及び次隣接チャンネル選択度を得る
ようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ディジタル
無線通信機（受信機）においては、帯域内で予め規定さ
れた振幅特性（例えば、π／４ＱＰＳＫ変調波において
は、所謂ルート・ロールオフ特性）が得られるとともに
群遅延特性が平坦であることが要求される。従って、第
１の中間周波数フィルタ１２及び第２の中間周波数フィ
ルタ１４及び１５は帯域内で振幅特性及び群遅延特性が
平坦でかつ所定の隣接及び次隣接チャンネル選択度を得
るため、帯域外では大きな減衰量が求められる。
無線通信機（受信機）においては、帯域内で予め規定さ
れた振幅特性（例えば、π／４ＱＰＳＫ変調波において
は、所謂ルート・ロールオフ特性）が得られるとともに
群遅延特性が平坦であることが要求される。従って、第
１の中間周波数フィルタ１２及び第２の中間周波数フィ
ルタ１４及び１５は帯域内で振幅特性及び群遅延特性が
平坦でかつ所定の隣接及び次隣接チャンネル選択度を得
るため、帯域外では大きな減衰量が求められる。
【０００８】一般に、第２の中間周波数フィルタには所
謂セラミックフィルタが用いられるが、このセラミック
フィルタでは、帯域内における振幅及び群遅延特性を劣
化させることなく隣接チャンネルで大きな減衰を得るこ
とが極めて難しく、このため、第１の中間周波数フィル
タにおいても帯域内において特性が劣化することなく隣
接チャンネルでの大きな減衰が必要となって、その結
果、第１の中間周波数フィルタに厳密な特性が求められ
る。このように、第１の中間周波数フィルタに厳密な特
性が求められることなると、第１の中間周波数は一般に
周波数が高い点を考慮すると、同調調整が必要となって
製造コストがアップしてしまうという問題点がある。
謂セラミックフィルタが用いられるが、このセラミック
フィルタでは、帯域内における振幅及び群遅延特性を劣
化させることなく隣接チャンネルで大きな減衰を得るこ
とが極めて難しく、このため、第１の中間周波数フィル
タにおいても帯域内において特性が劣化することなく隣
接チャンネルでの大きな減衰が必要となって、その結
果、第１の中間周波数フィルタに厳密な特性が求められ
る。このように、第１の中間周波数フィルタに厳密な特
性が求められることなると、第１の中間周波数は一般に
周波数が高い点を考慮すると、同調調整が必要となって
製造コストがアップしてしまうという問題点がある。
【０００９】このように，第１及び第２の中間周波数フ
ィルタ各々には厳密な特性が要求され、しかも所望の特
性を得るためには、前述のようにフィルタを多段に配置
する必要があるため、受信機自体が高価になるばかりで
なく実装スペースを広くとらなければならないという問
題点がある。
ィルタ各々には厳密な特性が要求され、しかも所望の特
性を得るためには、前述のようにフィルタを多段に配置
する必要があるため、受信機自体が高価になるばかりで
なく実装スペースを広くとらなければならないという問
題点がある。
【００１０】さらに、従来の受信機では、通過帯域にお
けるフィルタ特性の劣化が避けられず、この結果、復調
特性が劣化するという問題点もある。
けるフィルタ特性の劣化が避けられず、この結果、復調
特性が劣化するという問題点もある。
【００１１】本発明の目的は製造コストが安価でしかも
小型で低価格の移動通信用受信機を提供することにあ
る。
小型で低価格の移動通信用受信機を提供することにあ
る。
【００１２】本発明の他の目的は復調特性の良好な移動
通信用受信機を提供することにある。
通信用受信機を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、スーパ
ーヘテロダイン方式を用いた移動通信に用いられ、受信
信号を受け中間周波信号を生成する混合手段と、該中間
周波信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する
フィルタ手段とを有し、該フィルタ信号から復調信号を
生成する受信機であって、前記フィルタ信号を受け該フ
ィルタ信号レベルを所定の振幅レベルに制御して増幅信
号を生成する自動利得制御手段と、前記増幅信号をベー
スバンド信号に変換するベースバンド信号生成手段と、
該ベースバンド信号をフィルタリングしてベースバンド
フィルタ信号を出力するベースバンドフィルタ手段と、
予め定められたダイナミックレンジを備え前記ベースバ
ンドフィルタ信号を復調して前記復調信号を得る復調手
段とを有することを特徴とする移動通信用受信機が得ら
れる。
ーヘテロダイン方式を用いた移動通信に用いられ、受信
信号を受け中間周波信号を生成する混合手段と、該中間
周波信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する
フィルタ手段とを有し、該フィルタ信号から復調信号を
生成する受信機であって、前記フィルタ信号を受け該フ
ィルタ信号レベルを所定の振幅レベルに制御して増幅信
号を生成する自動利得制御手段と、前記増幅信号をベー
スバンド信号に変換するベースバンド信号生成手段と、
該ベースバンド信号をフィルタリングしてベースバンド
フィルタ信号を出力するベースバンドフィルタ手段と、
予め定められたダイナミックレンジを備え前記ベースバ
ンドフィルタ信号を復調して前記復調信号を得る復調手
段とを有することを特徴とする移動通信用受信機が得ら
れる。
【００１４】
【作用】本発明では、ベースバンド信号をフィルタリン
グして隣接及び次隣接チャンネル選択度を得るようにし
たから、中間周波信号用のフィルタの特性に厳密性が要
求されずしかも小型のフィルタを用いることができるば
かりでなく復調特性を良好にすることができ、その結
果、製造コストが安価でしかも小型で低価格にできる。
グして隣接及び次隣接チャンネル選択度を得るようにし
たから、中間周波信号用のフィルタの特性に厳密性が要
求されずしかも小型のフィルタを用いることができるば
かりでなく復調特性を良好にすることができ、その結
果、製造コストが安価でしかも小型で低価格にできる。
【００１５】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００１６】図１を参照して、図１に示すディジタル通
信用受信機において図３に示す受信機と同一の構成要素
については同一の参照番号を付し、ＲＦ信号として直交
変調信号が図示の受信機に与えられるものとする。図３
の説明から理解できるように、図１において、第１の中
間周波数信号は第１の中間周波数フィルタ２６で帯域外
の次隣接チャンネル以上離れた不要波が減衰されて、第
２のミキサ１３に与えられ、ここで、第２の中間周波数
信号に変換される。第２の中間周波数信号は第２の中間
周波数フィルタ２７でこの高調波以上の周波数が減衰さ
れてＡＧＣ回路１９に与えられる。
信用受信機において図３に示す受信機と同一の構成要素
については同一の参照番号を付し、ＲＦ信号として直交
変調信号が図示の受信機に与えられるものとする。図３
の説明から理解できるように、図１において、第１の中
間周波数信号は第１の中間周波数フィルタ２６で帯域外
の次隣接チャンネル以上離れた不要波が減衰されて、第
２のミキサ１３に与えられ、ここで、第２の中間周波数
信号に変換される。第２の中間周波数信号は第２の中間
周波数フィルタ２７でこの高調波以上の周波数が減衰さ
れてＡＧＣ回路１９に与えられる。
【００１７】ＡＧＣ回路１９は、可変利得増幅器１９
ａ、レベル検出器１９ｂ、基準レベル設定器１９ｃ、及
び比較器１９ｄを備えており、第２の中間周波信号は可
変利得増幅器１９ａで増幅されて増幅信号として出力さ
れる。そして、この増幅信号は直交検波器２０に与えら
れるとともにレベル検出器１９ｂに与えられる。レベル
検出器１９ｂでは増幅信号の振幅レベルを検出して振幅
レベルの値（電圧値）を示すレベル検出信号を出力す
る。一方、基準レベル設定器１９ｃは基準電圧値を示す
基準レベルが設定されており、基準レベル設定器１９ｃ
からは基準レベル信号が出力される。
ａ、レベル検出器１９ｂ、基準レベル設定器１９ｃ、及
び比較器１９ｄを備えており、第２の中間周波信号は可
変利得増幅器１９ａで増幅されて増幅信号として出力さ
れる。そして、この増幅信号は直交検波器２０に与えら
れるとともにレベル検出器１９ｂに与えられる。レベル
検出器１９ｂでは増幅信号の振幅レベルを検出して振幅
レベルの値（電圧値）を示すレベル検出信号を出力す
る。一方、基準レベル設定器１９ｃは基準電圧値を示す
基準レベルが設定されており、基準レベル設定器１９ｃ
からは基準レベル信号が出力される。
【００１８】上記のレベル検出信号及び基準レベル信号
は比較器１９ｄに与えられ、比較器１９ｄではレベル検
出信号及び基準レベル信号に基づいて利得制御電圧信号
を送出する。つまり、比較器１９ｄではレベル検出信号
及び基準レベル信号とを比較して、その比較結果に基づ
いて増幅信号における振幅レベルが一定（予め設定され
た基準値）になるように可変利得増幅器１９ａの利得を
制御することになる。具体的には、レベル検出信号と基
準レベル信号とが等しくなるように可変利得増幅器１９
ａの利得が制御されることになる。
は比較器１９ｄに与えられ、比較器１９ｄではレベル検
出信号及び基準レベル信号に基づいて利得制御電圧信号
を送出する。つまり、比較器１９ｄではレベル検出信号
及び基準レベル信号とを比較して、その比較結果に基づ
いて増幅信号における振幅レベルが一定（予め設定され
た基準値）になるように可変利得増幅器１９ａの利得を
制御することになる。具体的には、レベル検出信号と基
準レベル信号とが等しくなるように可変利得増幅器１９
ａの利得が制御されることになる。
【００１９】直交検波器２０では増幅信号を受け、直交
検波によってベースバンド信号（つまり、Ｉ信号及びＱ
信号）を送出する。そして、このベースバンド信号はベ
ースバンドフィルタ２１に与えられる。ベースバンドフ
ィルタ２１ではベースバンド信号から隣接チャンネル等
帯域外の不要波を除去するとともにベースバンド信号を
所定の特性（例えば、変調信号がπ／４ＱＰＳＫで変調
されている場合には、ルート・ロールオフ特性）でフィ
ルタリングされてベースバンドフィルタ信号（フィルタ
Ｉ信号及びフィルタＱ信号）として出力される。このベ
ースバンドフィルタ信号は、まず、Ａ／Ｄ変換器２５で
ディジタル信号に変換された後、復調器２２に与えら
れ、ここで、復調信号（データ）に復調される（なお、
Ａ／Ｄ変換器２５及び復調器２２によって復調手段が構
成される）。
検波によってベースバンド信号（つまり、Ｉ信号及びＱ
信号）を送出する。そして、このベースバンド信号はベ
ースバンドフィルタ２１に与えられる。ベースバンドフ
ィルタ２１ではベースバンド信号から隣接チャンネル等
帯域外の不要波を除去するとともにベースバンド信号を
所定の特性（例えば、変調信号がπ／４ＱＰＳＫで変調
されている場合には、ルート・ロールオフ特性）でフィ
ルタリングされてベースバンドフィルタ信号（フィルタ
Ｉ信号及びフィルタＱ信号）として出力される。このベ
ースバンドフィルタ信号は、まず、Ａ／Ｄ変換器２５で
ディジタル信号に変換された後、復調器２２に与えら
れ、ここで、復調信号（データ）に復調される（なお、
Ａ／Ｄ変換器２５及び復調器２２によって復調手段が構
成される）。
【００２０】ところで、ベースバンドフィルタ２１は理
想的なものが実現できるため、隣接及び次隣接チャンネ
ルの減衰は確実に得られる。ＡＧＣ回路１９では直交検
波器２０において飽和が発生しない振幅レベルに増幅信
号を制御しており、このため、ベースバンドフィルタ２
１において減衰特性が劣化することはない。加えて、Ａ
／Ｄ変換器２５はベースバンドフィルタ信号レベルが、
例えば、６０ｄＢまで減衰しても正確に動作するダイナ
ミックレンジを有している。
想的なものが実現できるため、隣接及び次隣接チャンネ
ルの減衰は確実に得られる。ＡＧＣ回路１９では直交検
波器２０において飽和が発生しない振幅レベルに増幅信
号を制御しており、このため、ベースバンドフィルタ２
１において減衰特性が劣化することはない。加えて、Ａ
／Ｄ変換器２５はベースバンドフィルタ信号レベルが、
例えば、６０ｄＢまで減衰しても正確に動作するダイナ
ミックレンジを有している。
【００２１】例えば、次隣接チャンネル選択度が、次隣
接チャンネルにおける妨害波が希望波に対して６０ｄＢ
大きいときまで希望波に対する感度を有する仕様である
とすると、妨害波が希望波より６０ｄＢ大きい信号がＡ
ＧＣ回路１９に入力された際、ＡＧＣ回路１９は妨害波
のレベルを所定の振幅に調整してしまうことになる。従
って、ベースバンドフィルタ２１でベースバンド信号か
ら妨害波が除去されると、所定の振幅より６０ｄＢ低い
希望波（ベースバンドフィルタ信号）がＡ／Ｄ変換器２
５に入力されることになる。ところが、前述のように、
Ａ／Ｄ変換器２５を設計することによって、ベースバン
ドフィルタ信号が６０ｄＢ減衰しても復調器２２は正確
に動作することになる。
接チャンネルにおける妨害波が希望波に対して６０ｄＢ
大きいときまで希望波に対する感度を有する仕様である
とすると、妨害波が希望波より６０ｄＢ大きい信号がＡ
ＧＣ回路１９に入力された際、ＡＧＣ回路１９は妨害波
のレベルを所定の振幅に調整してしまうことになる。従
って、ベースバンドフィルタ２１でベースバンド信号か
ら妨害波が除去されると、所定の振幅より６０ｄＢ低い
希望波（ベースバンドフィルタ信号）がＡ／Ｄ変換器２
５に入力されることになる。ところが、前述のように、
Ａ／Ｄ変換器２５を設計することによって、ベースバン
ドフィルタ信号が６０ｄＢ減衰しても復調器２２は正確
に動作することになる。
【００２２】以上の説明から容易に理解できるように、
第１及び第２の中間周波数フィルタとして隣接、次隣接
チャンネルにおける減衰が不要のものを用いることがで
きることになる。つまり、第１及び第２の中間周波数フ
ィルタ２６及び２７では希望波周波数から大きく離れた
妨害波を除去すれば十分であり、第２の中間周波数フィ
ルタは低域通過フィルタでよく、希望波周波数近傍では
減衰量を大きくする必要がなくなる。この結果、第１及
び第２の中間周波数フィルタはその通過帯域幅が広いも
のを用いればよく、しかも段数を少なくしてその特性を
粗にすることができ、第２の中間周波数フィルタはＬＣ
フィルタ等の簡単なもので構成できる。従って、第１及
び第２の中間周波数フィルタには無調整のものを用いる
ことができる結果、調整コストがかからず、しかも、小
型のフィルタで済む。つまり、実装スペースが小さくて
済み、しかも受信機を安価にできる。
第１及び第２の中間周波数フィルタとして隣接、次隣接
チャンネルにおける減衰が不要のものを用いることがで
きることになる。つまり、第１及び第２の中間周波数フ
ィルタ２６及び２７では希望波周波数から大きく離れた
妨害波を除去すれば十分であり、第２の中間周波数フィ
ルタは低域通過フィルタでよく、希望波周波数近傍では
減衰量を大きくする必要がなくなる。この結果、第１及
び第２の中間周波数フィルタはその通過帯域幅が広いも
のを用いればよく、しかも段数を少なくしてその特性を
粗にすることができ、第２の中間周波数フィルタはＬＣ
フィルタ等の簡単なもので構成できる。従って、第１及
び第２の中間周波数フィルタには無調整のものを用いる
ことができる結果、調整コストがかからず、しかも、小
型のフィルタで済む。つまり、実装スペースが小さくて
済み、しかも受信機を安価にできる。
【００２３】加えて、通過帯域の減衰、つまり、希望波
の選択は、実質的にベースバンドフィルタのみで決定さ
れることになるから、復調特性が劣化することが極めて
少なくなる。
の選択は、実質的にベースバンドフィルタのみで決定さ
れることになるから、復調特性が劣化することが極めて
少なくなる。
【００２４】図２には本発明による受信機の他の実施例
を示す。図２に示す実施例では、図１に示すレベル検出
器１９ｂの代りにレベル検出器２３を備えており、この
レベル検出器２３はベースバンドフィルタ２１の出力側
に接続されている。つまり、レベル検出器２３はベース
バンドフィルタ信号の振幅レベルを検出してレベル検出
信号を生成して比較器１９ｄに与えている。図２から理
解できるように、この実施例においては、希望波に基づ
いてＡＧＣ動作が行われる結果、ＡＧＣ回路１９におい
ては、妨害波にかかわらず希望波は所定のレベルに調整
されることになる。従って、図２に示すＡ／Ｄ変換器２
４のダイナミックレンジは図３で説明した従来例と同じ
でよいことになる（図２に示すＡ／Ｄ変換器は、図１に
示すＡ／Ｄ変換器とそのダイナミックレンジが異なるの
で、つまり、図２に示すＡ／Ｄ変換器のダイナミックレ
ンジは図１に示すＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジよ
りも小さいので、図２においては、参照番号２４でＡ／
Ｄ変換器を示した。また、図２においても、Ａ／Ｄ変換
器２４と復調器２２とによって復調手段が構成されるこ
とはいうまでもない）。
を示す。図２に示す実施例では、図１に示すレベル検出
器１９ｂの代りにレベル検出器２３を備えており、この
レベル検出器２３はベースバンドフィルタ２１の出力側
に接続されている。つまり、レベル検出器２３はベース
バンドフィルタ信号の振幅レベルを検出してレベル検出
信号を生成して比較器１９ｄに与えている。図２から理
解できるように、この実施例においては、希望波に基づ
いてＡＧＣ動作が行われる結果、ＡＧＣ回路１９におい
ては、妨害波にかかわらず希望波は所定のレベルに調整
されることになる。従って、図２に示すＡ／Ｄ変換器２
４のダイナミックレンジは図３で説明した従来例と同じ
でよいことになる（図２に示すＡ／Ｄ変換器は、図１に
示すＡ／Ｄ変換器とそのダイナミックレンジが異なるの
で、つまり、図２に示すＡ／Ｄ変換器のダイナミックレ
ンジは図１に示すＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジよ
りも小さいので、図２においては、参照番号２４でＡ／
Ｄ変換器を示した。また、図２においても、Ａ／Ｄ変換
器２４と復調器２２とによって復調手段が構成されるこ
とはいうまでもない）。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、ベース
バンド信号をフィルタリングして隣接、次隣接チャンネ
ル選択度を得るようにしたから、中間周波信号用のフィ
ルタの特性に厳密性が要求されずしかも小型でかつ安価
なフィルタを用いることができる。また、帯域の広いフ
ィルタで振幅特性群遅延特性の劣化のないフィルタを容
易に実現でき、その結果、復調特性が劣化することが極
めて少ないという効果がある。さらに、低製造コストで
しかも小型の受信機を提供できるという効果がある。
バンド信号をフィルタリングして隣接、次隣接チャンネ
ル選択度を得るようにしたから、中間周波信号用のフィ
ルタの特性に厳密性が要求されずしかも小型でかつ安価
なフィルタを用いることができる。また、帯域の広いフ
ィルタで振幅特性群遅延特性の劣化のないフィルタを容
易に実現でき、その結果、復調特性が劣化することが極
めて少ないという効果がある。さらに、低製造コストで
しかも小型の受信機を提供できるという効果がある。
【図１】本発明による移動通信用受信機の一実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本発明による移動通信用受信機の他の実施例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】従来の移動通信用受信機を示すブロック図であ
る。
る。
１１，１３ ミキサ １２，１４，１５ 中間周波数フィルタ １６ 増幅器 １７ リミッタアンプ １８ 復調装置 １９ ＡＧＣ回路 ２０ 直交検波器 ２１ ベースバンドフィルタ ２２ 復調器 ２４，２５ Ａ／Ｄ変換器
Claims (4)
- 【請求項１】 スーパーヘテロダイン方式を用いた移動
通信に用いられ、受信信号を受け中間周波信号を生成す
る混合手段と、該中間周波信号をフィルタリングしてフ
ィルタ信号を出力するフィルタ手段とを有し、該フィル
タ信号から復調信号を生成する受信機であって、前記フ
ィルタ信号を受け該フィルタ信号レベルを所定の振幅レ
ベルに制御して増幅信号を生成する自動利得制御手段
と、前記増幅信号をベースバンド信号に変換するベース
バンド信号生成手段と、該ベースバンド信号をフィルタ
リングしてベースバンドフィルタ信号を出力するベース
バンドフィルタ手段と、予め定められたダイナミックレ
ンジを備え前記ベースバンドフィルタ信号を復調して前
記復調信号を得る復調手段とを有することを特徴とする
移動通信用受信機。 - 【請求項２】 請求項１に記載された移動通信用受信機
において、前記受信信号は直交変調信号であり、前記ベ
ースバンド信号生成手段として直交検波器が用いられ、
前記ベースバンド信号はＩ信号及びＱ信号を有している
ことを特徴とする移動通信用受信機。 - 【請求項３】 請求項１に記載された移動通信用受信機
において、前記自動利得制御手段は、前記フィルタ信号
を受けて前記増幅信号を出力する可変利得増幅手段と、
前記増幅信号及び前記ベースバンドフィルタ信号のうち
いずれか一方を入力信号として受け該入力信号の振幅レ
ベルを検出してレベル検出信号を送出するレベル検出手
段と、予め設定された基準振幅レベルを示す基準レベル
信号と前記レベル検出信号とを受け前記基準レベル信号
と前記レベル検出信号との誤差を求めて該誤差に基づい
て前記可変利得増幅手段を制御する制御手段とを備えて
いることを特徴とする移動通信用受信機。 - 【請求項４】 請求項３に記載された移動通信用受信機
において、前記レベル検出手段が前記増幅信号を前記入
力信号として受ける際には、前記復調手段には前記予め
定められたダイナミックレンジとして第１のダイナミッ
クレンジが設定され、前記レベル検出手段が前記ベース
バンドフィルタ信号を前記入力信号として受ける際に
は、前記復調手段には前記予め定められたダイナミック
レンジとして第２のダイナミックレンジが設定され、前
記第１のダイナミックレンジは前記第２のダイナミック
レンジよりも大きいことを特徴とする移動通信用受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12149294A JPH07326980A (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | 移動通信用受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12149294A JPH07326980A (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | 移動通信用受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07326980A true JPH07326980A (ja) | 1995-12-12 |
Family
ID=14812508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12149294A Withdrawn JPH07326980A (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | 移動通信用受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07326980A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7920653B2 (en) | 2004-10-04 | 2011-04-05 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Method and circuit arrangement for suppressing an orthogonal perturbation |
| US8098769B2 (en) | 2004-09-28 | 2012-01-17 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Circuit and method for recovering a carrier |
| CN104639081A (zh) * | 2015-02-11 | 2015-05-20 | 北京北方烽火科技有限公司 | 超外差接收电路的自动增益控制装置以及超外差接收电路 |
-
1994
- 1994-06-02 JP JP12149294A patent/JPH07326980A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8098769B2 (en) | 2004-09-28 | 2012-01-17 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Circuit and method for recovering a carrier |
| US7920653B2 (en) | 2004-10-04 | 2011-04-05 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Method and circuit arrangement for suppressing an orthogonal perturbation |
| CN104639081A (zh) * | 2015-02-11 | 2015-05-20 | 北京北方烽火科技有限公司 | 超外差接收电路的自动增益控制装置以及超外差接收电路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |