JPH07321514A - Ferromagnetic resonator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To provide the ferromagnetic resonator applicable to a device such as a variable tuning resonator used for a tuner tracking band pass filter for BS/CS, TV broadcast or CATV or the like requiring a broad band up to several GHz in a not distant future by reducing the air gap of a magnetic circuit such as a magnetic resonance control electromagnet so as to reduce a control current and to make the size of the electromagnet small. CONSTITUTION:The ferromagnetic resonator 10 is provided with a magnetic field application means 52 such as an electromagnet, a ferromagnetic resonator element (such as a yttrium : iron : garnet thin film) 25, arranged in a magnetic circuit of the magnetic field application means 52 and a microstrip line section 50 comprising a dielectric 26, a strip conductor 31 and a ground conductor 34 provided respectively to both sides of the dielectric 26, and the ferromagnetic resonator element 25 is arranged at a position 1 in the vicinity of a short-circuit part 41 between the strip conductor 31 and the ground conductor 34 where a reflection coefficient of the energy reflected in the short-circuit part 41 at the magnetic resonance is substantially miximized.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は強磁性磁気共鳴装置に関
し、強磁性磁気共鳴を利用した例えば電気的共振装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a ferromagnetic magnetic resonance apparatus, and more particularly to an electric resonance apparatus utilizing ferromagnetic magnetic resonance.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ＹＩＧ（イットリウム・鉄、ガーネッ
ト）などの強磁性薄膜の磁気共鳴を電気的共振装置に利
用する場合、通常、図９に示すように、ストリップ導体
31及びグランド（接地）導体34と、これらの導体31−34
間の誘電媒質層（誘電体）26とによってマイクロストリ
ップ線路部40を構成し、両導体31と34との短絡（終端）
部41に近接させて強磁性磁気共鳴体25を設置する。2. Description of the Related Art When magnetic resonance of a ferromagnetic thin film such as YIG (yttrium / iron, garnet) is used for an electric resonance device, a strip conductor is usually used as shown in FIG.
31 and ground conductor 34, and these conductors 31-34
The microstrip line section 40 is constituted by the dielectric medium layer (dielectric body) 26 between them, and the conductors 31 and 34 are short-circuited (terminated).
The ferromagnetic magnetic resonator 25 is installed close to the portion 41.

【０００３】他方、共鳴体25に歳差運動を起こさせて磁
気共鳴を励起するための電磁石42を、その磁極42ａと42
ｂとの間の空隙23に共鳴体25が位置するように設置す
る。なお、図中の20は巻線コイル、21はコア、43はバイ
アス電源である。On the other hand, an electromagnet 42 for exciting the magnetic resonance by causing a precession motion in the resonator 25 is composed of its magnetic poles 42a and 42.
The resonator 25 is installed so that the resonator 25 is located in the space 23 between it and b. In the figure, 20 is a winding coil, 21 is a core, and 43 is a bias power supply.

【０００４】今、マイクロストリップ線路部40の入力端
44ａ−44ｂ間に高周波電源45を接続すると、高周波電力
はストリップ導体31とグランド導体34で囲まれた誘電媒
質層26を短絡部41に向かって進行するが、短絡部41は短
絡されているので、高周波電力のほとんどはその終端部
41で反射して入力端に向かって逆行する。Now, the input end of the microstrip line section 40
When the high frequency power supply 45 is connected between 44a and 44b, the high frequency power travels through the dielectric medium layer 26 surrounded by the strip conductor 31 and the ground conductor 34 toward the short circuit portion 41, but the short circuit portion 41 is short-circuited. , Most of the high frequency power is at the end
It reflects at 41 and goes backward toward the input end.

【０００５】このとき、入力した高周波（入射波）と反
射してきた高周波とが干渉して定在波（Standing Wave)
を生じ、短絡された短絡部41は常に電流定在波（ＣＳ
Ｗ）の波腹点となるため、電流定在波は最大となる。At this time, the input high frequency (incident wave) and the reflected high frequency interfere with each other to cause a standing wave.
And the short-circuited portion 41 short-circuited
The current standing wave becomes maximum because it is the antinode of (W).

【０００６】図10は、これらの定在波の分布を模式的に
表したものであって、マイクロストリップ線路部40の入
力端から短絡端までの距離が、線路部40に加えられた高
周波の線路上の波長においてλ／４であるとすると、電
圧定在波（ＶＳＷ）46は入力端で最大、短絡端で０とな
り、他方、電流定在波（ＣＳＷ）47は入力端で最小、短
絡部で最大となる。従って、線路40上の高周波電流によ
って生ずる高周波磁界48（ｈｒｆ‖）もこの短絡部にお
いて最大となる。FIG. 10 schematically shows the distribution of these standing waves. The distance from the input end of the microstrip line section 40 to the short-circuited end is the high frequency applied to the line section 40. If the wavelength on the line is λ / 4, the voltage standing wave (VSW) 46 is maximum at the input end and 0 at the short-circuit end, while the current standing wave (CSW) 47 is minimum at the input end and short-circuited. It is the largest in the division. Therefore, the high frequency magnetic field 48 (hrf ||) generated by the high frequency current on the line 40 is also maximum at this short circuit portion.

【０００７】上記の強磁性磁気共鳴体25はＹＩＧ薄膜を
液相エピタキシー技術によって製膜可能であり、また、
マイクロ・ストリップ・ラインであるストリップ導体31
及びグランド導体34については例えばアルミナ等の誘電
体基板上に設けた金等の導体で形成可能である。The above ferromagnetic magnetic resonator 25 is capable of forming a YIG thin film by a liquid phase epitaxy technique.
Strip conductors 31 that are micro strip lines
The ground conductor 34 can be formed of a conductor such as gold provided on a dielectric substrate such as alumina.

【０００８】ここで、強磁性磁気共鳴体25の動作につい
て説明する。図10に示すように、ＤＣ磁界Ｈｏ中にＹＩ
Ｇ単結晶25を置くと、磁気モーメントＭはＨｏの方向に
揃うべく１種のスリコギ運動をしながらＨｏの方向に揃
ってＭｏとなる。これを歳差運動と称する。歳差運動の
角周波数ωｏはＨｏの大きさに正比例する。The operation of the ferromagnetic magnetic resonator 25 will be described here. As shown in FIG. 10, in the DC magnetic field Ho, YI
When the G single crystal 25 is placed, the magnetic moment M becomes Mo in the direction of Ho while making one kind of Surikogi motion so as to align in the direction of Ho. This is called precession. The angular frequency ωo of precession is directly proportional to the magnitude of Ho.

【０００９】また、Ｈｏに直交するようにＲＦ信号によ
る磁界（回転磁界）（上記した高周波磁界ｈｒｆ）が加
わるようにすると、その角周波数ωが歳差運動の角周波
数ωｏに一致したときに限って歳差運動に共鳴し、エネ
ルギーを吸収して歳差運動が保持され、磁気共鳴が成立
する。これが強磁性磁気共鳴（フェリ磁性共鳴）の原理
である。Further, when a magnetic field (rotating magnetic field) by the RF signal (high-frequency magnetic field hrf described above) is applied so as to be orthogonal to Ho, only when the angular frequency ω coincides with the angular frequency ωo of precession. Resonate with the precession movement, absorb the energy and retain the precession movement, and magnetic resonance is established. This is the principle of ferromagnetic magnetic resonance (ferrimagnetic resonance).

【００１０】上記の高周波磁界（ｈｒｆ）は、できるだ
け入力の高周波電力に対して大きいことが望まれるの
で、共鳴体25をマイクロストリップ線路部の短絡された
終端部41に設置するのが一般的である。Since it is desired that the above-mentioned high frequency magnetic field (hrf) be as large as possible with respect to the high frequency power of the input, it is common to install the resonator 25 at the short-circuited termination portion 41 of the microstrip line portion. is there.

【００１１】そして、磁気共鳴を電気的共振器に利用
し、できるだけ小型で制御電流を小さくする必要がある
とき、制御磁界Ｈｏ（外部ＤＣ磁界）を形成する電磁石
42の空隙23を狭くすることが有効である。しかしなが
ら、同時にそれは磁気的結合を図るためのマイクロスト
リップ線路部の誘電媒質層26を薄くしなければならない
ことを意味し、入力端44ａ、44ｂから見た線路部のイン
ピーダンスが低くなる。When magnetic resonance is used for an electric resonator and the control current is required to be small and the control current is small, an electromagnet which forms a control magnetic field Ho (external DC magnetic field).
It is effective to narrow the gap 23 of 42. However, at the same time, it means that the dielectric medium layer 26 of the microstrip line portion for magnetic coupling must be thinned, and the impedance of the line portion seen from the input ends 44a and 44b becomes low.

【００１２】空隙23の長さ（空隙長）は１mm以上とする
ことが多いが、これは、共鳴体25が比較的大きく（２〜
３mm）、また結合のための電気的回路がある程度の厚み
を必要としていたため、磁気共鳴を起こさせ、また制御
するための電磁石の空隙23は共鳴体25を含む電気回路を
挿入する必要から相当広いものとせざるを得なかったた
めである。The length of the void 23 (void length) is often set to 1 mm or more, which is because the resonator 25 is relatively large (2 to 2 mm).
3 mm), and since the electrical circuit for coupling required a certain amount of thickness, the air gap 23 of the electromagnet for causing and controlling magnetic resonance is considerably necessary because the electrical circuit including the resonator 25 must be inserted. This is because it had to be wide.

【００１３】その結果、空隙23に必要な磁界強度を得る
ための電力はかなり大きなものとなり、また外形的にも
大きなものとなっていたため、こうした磁気共鳴装置は
特殊な計測器など、一部のものに応用されているにすぎ
なかった。As a result, the electric power for obtaining the magnetic field strength required for the air gap 23 was considerably large and the external shape was also large. It was only applied to things.

【００１４】近い将来、展開されることが予想される３
ＧＨｚに及ぶ広帯域のＴＶやＣＡＴＶ放送などを受信す
るためのチューナー等に、ＹＩＧなどの磁気共鳴を応用
した可同調共振装置は好適と考えられるが、同調電流が
大きいこと、形状が大型であることは重大な障害となっ
ていた。Expected to be deployed in the near future 3
A tunable resonance device applying magnetic resonance such as YIG is considered to be suitable for a tuner or the like for receiving a wide band TV or CATV broadcast extending to GHz, but has a large tuning current and a large shape. Was a serious obstacle.

【００１５】従って、マイクロ波帯のＴＶチューナーな
どの共振器として利用する場合などにおいては、制御電
流を極力低減してＰＬＬシステムの負荷が重くならない
ようにする必要がある。Therefore, when it is used as a resonator of a microwave band TV tuner or the like, it is necessary to reduce the control current as much as possible so that the load of the PLL system does not become heavy.

【００１６】そのため、磁極の空隙長を１mm以下とする
ことが考えられるが、この場合は、上述したように結合
用のマイクロストリップ線路部のインピーダンスが極端
に低下するため、磁気共鳴による等価的な共振回路がこ
の低いインピーダンスによって短絡される形となって、
共鳴の質、即ちＱが著しく低下することになる。Therefore, it is conceivable that the air gap length of the magnetic pole is set to 1 mm or less. In this case, however, the impedance of the microstrip line portion for coupling is extremely lowered as described above, and therefore the equivalent magnetic resonance is used. The resonant circuit is shorted by this low impedance,
The quality of the resonance, or Q, will be significantly reduced.

【００１７】[0017]

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、磁気
共鳴制御用電磁石等の磁気回路中での空隙長を小さくす
ることができ、これによって、制御電流を小さくし、電
磁石を小型化し、例えば、近未来における数ＧＨｚに及
ぶ広帯域のＢＳ／ＣＳ ＴＶ放送、ＣＡＴＶ等のチュー
ナー用トラッキングバンドパスフィルター、局部発振器
に用いる可同調共振装置等としての応用を可能とする強
磁性磁気共鳴装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to reduce the air gap length in a magnetic circuit such as an electromagnet for controlling magnetic resonance, thereby reducing the control current and downsizing the electromagnet. For example, a ferromagnetic magnetic resonance device which can be applied as a wide band BS / CS TV broadcast of several GHz in the near future, a tracking bandpass filter for a tuner of CATV, a tunable resonance device used for a local oscillator, etc. is provided. To do.

【００１８】[0018]

【課題を解決するための手段】即ち、本発明は、電磁石
等の磁界印加手段と、この磁界印加手段による磁気回路
中に配置された強磁性磁気共鳴素子（例えばイットリウ
ム・鉄・ガーネット薄膜）と、例えば誘電体及びこの両
面にそれぞれ設けられたストリップ導体及び接地導体か
らなるマイクロストリップ線路部とを有し、前記強磁性
磁気共鳴素子が、例えば前記ストリップ導体と前記接地
導体との短絡部の近傍であって磁気共鳴時に前記短絡部
で反射されるエネルギーの反射係数が実質的に最大とな
る位置に設置されている強磁性磁気共鳴装置に係るもの
である。That is, the present invention provides a magnetic field applying means such as an electromagnet and a ferromagnetic magnetic resonance element (for example, yttrium / iron / garnet thin film) arranged in a magnetic circuit by the magnetic field applying means. , And a microstrip line section including a dielectric and a strip conductor and a ground conductor respectively provided on both surfaces of the dielectric, and the ferromagnetic magnetic resonance element is, for example, near a short-circuited section between the strip conductor and the ground conductor. In addition, the present invention relates to a ferromagnetic magnetic resonance apparatus installed at a position where the reflection coefficient of energy reflected by the short-circuited portion at the time of magnetic resonance is substantially maximum.

【００１９】本発明者は、既述した従来の共鳴システム
におけるＱの低下を極力防ぐため、ＹＩＧなどの薄膜共
鳴体の短絡部からの設置位置について種々検討を行い、
その最適設置位置を見出し、本発明に到達したものであ
る。The present inventor has made various studies on the installation position of the thin film resonator such as YIG from the short-circuited portion in order to prevent the deterioration of Q in the above-described conventional resonance system as much as possible.
The inventors have found the optimum installation position and reached the present invention.

【００２０】即ち、既述したように、制御電流を極力低
減するために磁極の空隙長を１mm以下と狭くした場合に
インピーダンス低下によってＱが著しく低下するが、そ
のように空隙長を狭くしても、共鳴体の設置位置を磁気
共鳴時の反射係数が実質的に最大となる位置（特に、短
絡部から５〜６mm離れた位置）にすることによって、磁
気共鳴時にマイクロストリップ線路部のインピーダンス
を大きくすることができる。この結果、空隙長の狭小化
によるＱの低下を最大限に相殺できることになり、同時
に制御電流の減少、装置の小型化を実現することができ
る。That is, as described above, when the air gap length of the magnetic pole is narrowed to 1 mm or less in order to reduce the control current as much as possible, Q is remarkably lowered due to the impedance reduction. In addition, the impedance of the microstrip line section at the time of magnetic resonance is set by setting the position of the resonator to a position where the reflection coefficient at the time of magnetic resonance is substantially the maximum (especially at a position 5 to 6 mm away from the short-circuited portion). Can be large. As a result, the decrease in Q due to the narrowing of the air gap length can be canceled out to the maximum, and at the same time, the control current can be reduced and the device can be downsized.

【００２１】従って、本発明の強磁性磁気共鳴装置は、
電気的共振装置として、特に、近未来における数ＧＨｚ
に及ぶ広帯域のＢＳ／ＣＳ ＴＶ放送、ＣＡＴＶ等のチ
ューナー用トラッキングバンドパスフィルター、局部発
振器に用いる可同調共振装置等としての応用を可能とす
るものである。Therefore, the ferromagnetic magnetic resonance apparatus of the present invention is
As an electric resonance device, especially at several GHz in the near future
It enables wide-range BS / CS TV broadcasting, tracking bandpass filters for tuners such as CATV, and tunable resonance devices used for local oscillators.

【００２２】本発明の強磁性磁気共鳴装置においては、
ストリップ導体にネットワークアナライザの如き反射係
数の測定手段が接続され、これによる反射係数の測定で
共鳴特性の良否を評価することができる。In the ferromagnetic magnetic resonance apparatus of the present invention,
A reflection coefficient measuring means such as a network analyzer is connected to the strip conductor, and the quality of the resonance characteristic can be evaluated by measuring the reflection coefficient by this means.

【００２３】[0023]

【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。EXAMPLES Examples of the present invention will be described below.

【００２４】まず、図１及び図２について、本発明に基
づく強磁性磁気共鳴素子の配置を含む強磁性磁気共鳴装
置の構成を説明する。First, the structure of a ferromagnetic magnetic resonance apparatus including the arrangement of the ferromagnetic magnetic resonance element according to the present invention will be described with reference to FIGS.

【００２５】強磁性磁気共鳴装置においては、短絡され
たマイクロストリップ線路部のインピーダンスは真の短
絡点でゼロとなり、電源端に向かって徐々に大きくな
り、λ／４の位置で極大となる。従って、低いインピー
ダンスの影響を避けるためには短絡部より遠ざけること
が効果的である。しかし、一方で、前述のように共鳴体
に高周波磁界ｈｒｆを加えるための電流定在波（ＣＳ
Ｗ）は短絡部で最大となり、遠ざかると共に低下してし
まう。In the ferromagnetic magnetic resonance apparatus, the impedance of the short-circuited microstrip line portion becomes zero at the true short-circuit point, gradually increases toward the power source end, and becomes maximum at the position of λ / 4. Therefore, in order to avoid the influence of low impedance, it is effective to keep the distance from the short circuit portion. However, on the other hand, as described above, the current standing wave (CS) for applying the high frequency magnetic field hrf to the resonator is used.
W) becomes maximum at the short-circuited portion, and decreases with distance.

【００２６】図１は、本発明者が実験によってその様子
を検証したものである。この実験に用いた共鳴システム
を図２について説明する。FIG. 1 is a view in which the present inventor verified the state through experiments. The resonance system used in this experiment will be described with reference to FIG.

【００２７】この実験用共鳴システム10によれば、図２
（Ａ）のように、Ｅ型磁気コア部21及びＩ型磁気コア部
22とコイル20で構成される電磁石52のＥ型コア部21のセ
ンターコア先端部を加工して空隙23とする。According to this experimental resonance system 10, FIG.
As shown in (A), the E-type magnetic core portion 21 and the I-type magnetic core portion 21
The end of the center core of the E-shaped core portion 21 of the electromagnet 52 constituted by the coil 22 and the coil 20 is processed to form the void 23.

【００２８】そして、この空隙23内に、平衡型のマイク
ロストリップ線路部50を図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）のよ
うに、ストリップ導体31、グランド導体34ａ、34ｂ、誘
電体26によって構成し、短絡部41からｌの位置に共鳴体
25を置き、ストリップ導体31の端部を電源端44とし、こ
の部分に共鳴特性計測用のネットワークアナライザに接
続するための同軸ケーブル51を接続してある。なお、こ
の装置において、マイクロストリップ線路部や共鳴体の
材質等は従来のものと同様であってよい。A balanced type microstrip line portion 50 is formed in the void 23 by a strip conductor 31, ground conductors 34a and 34b, and a dielectric 26, as shown in FIGS. 2B and 2C. The resonator at the position from the short-circuit part 41 to l.
25 is placed, the end of the strip conductor 31 is used as a power supply end 44, and a coaxial cable 51 for connecting to a network analyzer for measuring resonance characteristics is connected to this part. In this device, the material of the microstrip line portion and the resonator may be the same as the conventional one.

【００２９】共鳴動作に際しては、コイル20にＤＣ電流
ＩＡを流して角速度ωｏで歳差運動が起きるようにして
おき、電源端44にネットワークアナライザから角速度ω
の高周波を印加し、ω＝ωｏとなった時、磁気共鳴が成
立して、その角周波数ωｏの高周波のエネルギーは共鳴
体25に吸収されるが、共鳴体25と結合回路の損失分を除
いて、再び線路50に誘起され、電源端44に向かって反射
する。At the time of resonance operation, a DC current IA is passed through the coil 20 so that a precession motion occurs at an angular velocity ωo, and the angular velocity ω is fed from the network analyzer to the power source end 44.
When ω = ωo is applied, the magnetic resonance is established, and the high frequency energy of the angular frequency ωo is absorbed by the resonator 25, but the loss of the resonator 25 and the coupling circuit is excluded. Then, it is induced again in the line 50 and reflected toward the power source end 44.

【００３０】共鳴システムの良否は、この共鳴時に反射
されるエネルギーと入力したエネルギーの比、即ち反射
係数によって評価できる。従って、この実験システムに
接続したネットワークアナライザによって反射係数を測
定して、共鳴特性の良否を評価した。The quality of the resonance system can be evaluated by the ratio of the energy reflected at this resonance to the energy input, that is, the reflection coefficient. Therefore, the quality of the resonance characteristics was evaluated by measuring the reflection coefficient with a network analyzer connected to this experimental system.

【００３１】図１は、短絡部41から共鳴体25の中心まで
の距離ｌを連続的に変化させ、その各ポイントにおける
反射係数を各共鳴周波数についてネットワークアナライ
ザで測定し、その関係をグラフにしたものである。この
場合、結合用マイクロストリップ線路部50の線路長Ｌは
11mmであり、この線路におけるλ／４に相当する周波数
は約 3.7ＧＨｚに相当する。In FIG. 1, the distance 1 from the short-circuited portion 41 to the center of the resonator 25 is continuously changed, the reflection coefficient at each point is measured with a network analyzer for each resonance frequency, and the relationship is graphed. It is a thing. In this case, the line length L of the coupling microstrip line section 50 is
It is 11 mm, and the frequency corresponding to λ / 4 in this line corresponds to about 3.7 GHz.

【００３２】図１のデータから明らかなように、短絡部
41から共鳴体中心までの距離ｌが共鳴周波数に係わりな
く５〜６mmの時、共鳴時の反射係数が実質的に最大とな
る。As is clear from the data in FIG.
When the distance 1 from 41 to the center of the resonator is 5 to 6 mm regardless of the resonance frequency, the reflection coefficient at resonance becomes substantially maximum.

【００３３】従って、電磁石52の空隙長を１mm以下と比
較的狭くする場合、結合回路の低いインピーダンスによ
る共鳴特性の悪化を防ぐためには、共鳴体25を短絡部41
より一定の距離（即ち、反射係数が実質的に最大となる
５〜６mmの距離）を以て遠ざけた位置に置くことが必須
不可欠であり、この配置位置によって最適化できるので
ある。Therefore, when the gap length of the electromagnet 52 is made relatively narrow to 1 mm or less, in order to prevent the resonance characteristic from being deteriorated due to the low impedance of the coupling circuit, the resonator 25 is short-circuited.
It is indispensable to place them at a more constant distance (that is, a distance of 5 to 6 mm at which the reflection coefficient becomes substantially maximum), and it is possible to optimize by the arrangement position.

【００３４】次に、図３〜図９について、上記した本発
明に基づく共鳴システムを組み込んだＢＳチューナー等
の通信機用の周波数変換・同調回路を説明する。Next, a frequency conversion / tuning circuit for a communication device such as a BS tuner incorporating the above-mentioned resonance system according to the present invention will be described with reference to FIGS.

【００３５】従来、スーパーヘテロダイン方式で通信機
などの周波数変換・同調を行うシステムにおいては、図
８に示すように、同調・帯域フィルタ１と局部発振器２
とを組み合わせた共振装置が知られている。Conventionally, in a system for performing frequency conversion / tuning such as a communication device by the super-heterodyne system, as shown in FIG. 8, a tuning / bandpass filter 1 and a local oscillator 2 are used.
There is known a resonance device in which and are combined.

【００３６】例えば衛星放送用として、ＢＳ−アンテナ
３で受けた12GHz 前後の受信周波数をＢＳコンバータ４
で１GHz 前後の第１中間周波数に周波数変換し、これを
ＢＳチューナとしての周波数変換・同調回路５に入力
（１ｓｔＩＦｉｎ）として供給する。For example, for satellite broadcasting, the reception frequency of around 12 GHz received by the BS-antenna 3 is converted to the BS converter 4
Then, the frequency is converted to a first intermediate frequency of around 1 GHz, and this is supplied as an input (1stIFin) to the frequency conversion / tuning circuit 5 as a BS tuner.

【００３７】この周波数変換・同調回路５では、１ｓｔ
ＩＦｉｎより導入された信号は、同調・帯域フィルタ１
を通過する際に有害なスプリアス信号や雑音を除かれ、
必要な帯域の信号（周波数は１ｓｔＩＦ）のみとなっ
て、局部発振器２で発振された信号（周波数はＬＯ）と
共に、ミキサー６に加えられ、第２中間周波信号（２ｎ
ｄＩＦ）となって出力される。In this frequency conversion / tuning circuit 5, 1st
The signal introduced from IFin is the tuning / bandpass filter 1
Removes harmful spurious signals and noise as it passes through
Only the signal in the necessary band (frequency is 1stIF) is added to the mixer 6 together with the signal oscillated by the local oscillator 2 (frequency is LO), and the second intermediate frequency signal (2n
dIF) and output.

【００３８】ここで、同調・帯域フィルタ１は選局のた
めに同調動作をする際、局部発振器２と同期して、その
中心周波数が変わることが必要であり、同時に、局部発
振器２の発振周波数との間に、一定の中間周波数（Ｉ
Ｆ）の値に相当する隔たりを持たせること（例えばＬＯ
−１ｓｔＩＦ＝２ｎｄＩＦ）が必要である。Here, the tuning / bandpass filter 1 is required to change its center frequency in synchronization with the local oscillator 2 when performing tuning operation for tuning, and at the same time, the oscillation frequency of the local oscillator 2 is changed. And a constant intermediate frequency (I
A gap corresponding to the value of (F) (for example, LO
-1stIF = 2ndIF) is required.

【００３９】中間周波数ＩＦは、次段の検波、復調のた
めに常に一定した周波数（通常では402.78MHz)にするこ
とが必要である。このため、受信周波数に正確に対応し
た周波数変換を行えるように設計されると共に、将来的
な受信周波数範囲の拡大を予期して同調・帯域フィルタ
１では 0.9〜3.0GHz（帯域幅30MHz)の１ｓｔＩＦを、局
部発振器２では 1.3〜3.4GHzのＬＯを出力することが望
まれる。The intermediate frequency IF needs to be a constant frequency (normally 402.78 MHz) for the detection and demodulation of the next stage. For this reason, it is designed to perform frequency conversion accurately corresponding to the reception frequency, and in anticipation of future expansion of the reception frequency range, the tuning and bandpass filter 1 uses the 1stIF of 0.9 to 3.0 GHz (bandwidth 30 MHz). It is desired that the local oscillator 2 output LO of 1.3 to 3.4 GHz.

【００４０】従って、選局チャンネル毎に異なる同調・
帯域フィルタ１の信号周波数１ｓｔＩＦに対して、局部
発振器２の発振周波数ＬＯが常に400MHzだけ高く（或い
は低く）なるように帯域フィルタ１と同調して変化さ
せ、同調誤差（トラッキングエラー）がないようにする
ことが必要となる。Therefore, different tuning / tuning for each selected channel
The oscillation frequency LO of the local oscillator 2 is constantly adjusted to 400 MHz higher (or lower) with respect to the signal frequency 1stIF of the bandpass filter 1, and is changed in tune with the bandpass filter 1 so that there is no tuning error (tracking error). Will be required.

【００４１】ところが、従来から使用されている同調・
帯域フィルタ１と局部発振器２はそれぞれ、バラクタを
用いたＬＣ同調素子で互いに独立に構成されていて、バ
ラクタによる容量可変によって周波数の制御はそれぞれ
独立して行われている。このため、そのシステムは複雑
化し、各同調素子の特性のバラツキなどによって、ある
程度の同期誤差（トラッキングエラー）を生じることは
止むを得なかった。However, the tuning and
The band-pass filter 1 and the local oscillator 2 are each independently configured by an LC tuning element using a varactor, and frequency control is performed independently by varying the capacitance by the varactor. For this reason, the system becomes complicated, and it is unavoidable that a certain degree of synchronization error (tracking error) occurs due to variations in the characteristics of each tuning element.

【００４２】この対策として、必要以上に同調・帯域フ
ィルタ１の通過帯域巾を広くとっているが、これではＣ
／Ｎ向上の妨げとなっていた。また、装置全体が大型に
なり、コスト的にも不利な状況にあった。As a countermeasure against this, the pass band width of the tuning / bandpass filter 1 is made wider than necessary, but with this, C
/ N was an obstacle to improvement. Moreover, the entire apparatus becomes large, which is disadvantageous in terms of cost.

【００４３】従って、常に正確な同期をとって周波数を
制御できると共に、一定した周波数の隔たりが確実に得
られ、小型、低コスト化が可能となり、更に、広帯域で
高性能な同調システムを構成できる装置が望まれる。Therefore, the frequency can be controlled always with accurate synchronization, the constant frequency separation can be surely obtained, the size and cost can be reduced, and the wideband and high performance tuning system can be constructed. A device is desired.

【００４４】そこで、図３及び図４に示すように、強磁
性磁気共鳴装置10を構成する。この装置は、主制御コイ
ル（主励磁用コイル）20を巻回したフェライト製のＥ型
コア部21と、このコア部21に接合されたフェライト製の
Ｉ型コア部22とによって、バイアス磁界用の間隙23を通
して制御用磁気回路を形成するものである。Therefore, as shown in FIGS. 3 and 4, the ferromagnetic magnetic resonance apparatus 10 is constructed. This device uses a ferrite E-shaped core portion 21 around which a main control coil (main excitation coil) 20 is wound, and a ferrite I-shaped core portion 22 joined to the core portion 21 to generate a bias magnetic field. The control magnetic circuit is formed through the gap 23.

【００４５】主磁気コア部としてのＥ型コア部21の中央
部には、主磁束24とほぼ平行にスリット29が設けられ、
これによって同中央部が２つのコア部分21Ａと21Ｂとに
分割されている。従って、これらのコア部分は間隙23を
置いてそれぞれ、副磁気コア部としてのＩ型コア部22と
対向している。A slit 29 is provided substantially in parallel with the main magnetic flux 24 at the center of the E-shaped core portion 21 as the main magnetic core portion.
As a result, the central portion is divided into two core portions 21A and 21B. Therefore, these core portions face the I-shaped core portion 22 as the sub magnetic core portion with a gap 23 therebetween.

【００４６】そして、これらの各コア部分21Ａ及び21Ｂ
とコア部22との間に生じる磁場中に強磁性磁気共鳴体
（ＹＩＧ薄膜）25Ａ及び25Ｂがそれぞれ配置されてい
る。これらの磁気共鳴体は、後でも詳しく述べるが、誘
電体26に保持された状態で副コア部22上に固定されてい
る。そして、これらの磁気共鳴体は、図１及び図２で述
べたように、導体の短絡部より距離ｌ（即ち、反射係数
が実質的に最大となる５〜６mm）の位置に設置されてい
る。Then, each of these core portions 21A and 21B
Ferromagnetic magnetic resonators (YIG thin film) 25A and 25B are arranged in a magnetic field generated between the core portion 22 and the core portion 22, respectively. As will be described later in detail, these magnetic resonators are fixed on the sub core portion 22 while being held by the dielectric 26. Then, as described in FIGS. 1 and 2, these magnetic resonators are installed at a position of a distance l (that is, 5 to 6 mm at which the reflection coefficient becomes substantially maximum) from the short-circuited portion of the conductor. .

【００４７】これらの磁気共鳴体の一方25Ａは同調・帯
域フィルタ部の共振素子として、他方25Ｂは局部発振器
部の共振素子として用いられる。この場合、後者の磁気
共鳴体25Ｂに対向した分割コア部分21Ｂのみに、副制御
コイル（副励磁用コイル）27が巻回され、破線で示す副
磁束28を発生させる。One of the magnetic resonance bodies 25A is used as a resonance element of the tuning / bandpass filter section, and the other 25B is used as a resonance element of the local oscillator section. In this case, the sub-control coil (sub-excitation coil) 27 is wound only around the split core portion 21B facing the latter magnetic resonance body 25B, and the sub-magnetic flux 28 shown by the broken line is generated.

【００４８】Ｉ型コア部22上の強磁性磁気共鳴体25Ａ及
び25Ｂ（ディスク状のＹＩＧ薄膜）を含む共振素子部の
構造は、実際には、図４に拡大図示するようになってい
る。同調・帯域フィルタ部11においては、下層の誘電体
26ａに埋設されたディスク状のＹＩＧ薄膜25A₁と25A₂と
の各上面に、入力（１ｓｔＩＦｉｎ）側のマイクロ・ス
トリップ・ライン31−１と出力（１ｓｔＩＦｏｕｔ）側
のマイクロ・ストリップ・ライン32とがそれぞれ互いに
平行に設けられ、これらのマイクロ・ストリップ・ライ
ンに直交して、上部の誘電体26ｂ−26ｃ間に別のマイク
ロ・ストリップ・ライン31−２が設けられている。The structure of the resonant element section including the ferromagnetic magnetic resonators 25A and 25B (disk-shaped YIG thin film) on the I-shaped core section 22 is actually enlarged as shown in FIG. In the tuning / bandpass filter unit 11, the lower dielectric
A micro strip line 31-1 on the input (1stIFin) side and a micro strip line 32 on the output (1stIFout) side are formed on the upper surfaces of the disk-shaped YIG thin films 25A ₁ and 25A ₂ embedded in 26a. Another microstrip line 31-2 is provided between the dielectrics 26b-26c on the upper side, which are provided in parallel with each other and are orthogonal to the microstrip lines.

【００４９】また、局部発振器・共振器部12において
は、誘電体26ａ中に強磁性磁気共鳴体としてのディスク
状ＹＩＧ薄膜25Ｂが配設され、この上面にマイクロ・ス
トリップ・ライン33が設けられ、上述した周波数（Ｌ
Ｏ）の信号を発振するための共振素子として能動部に結
合させるようになっている。なお、上記の同調・帯域フ
ィルタ部11も同様であるが、誘電体の表面から底面にか
けて、接地層34が共通に設けられ、マイクロストリップ
線路を構成している。Further, in the local oscillator / resonator section 12, a disk-shaped YIG thin film 25B as a ferromagnetic magnetic resonator is disposed in the dielectric 26a, and a micro strip line 33 is provided on the upper surface thereof. The frequency (L
It is adapted to be coupled to the active portion as a resonance element for oscillating the signal of O). Although the same applies to the tuning / bandpass filter section 11 described above, the ground layer 34 is commonly provided from the front surface to the bottom surface of the dielectric to form a microstrip line.

【００５０】この強磁性磁気共鳴（フェリ磁性共鳴）に
よる共鳴周波数ｆｏは、下記の式で表される。 ｆｏ＝γ｛Ｈｏ＋（Ｎｔ−Ｎｚ）４πＭｓ＋Ｈａ｝ γ：磁気回転比（2.8MHz／Ｏe ） Ｎｔ：横方向反磁界係数 Ｎｚ：垂直方向反磁界係数 ４πＭｓ：飽和磁化 Ｈａ：異方性磁界The resonance frequency fo due to this ferromagnetic magnetic resonance (ferrimagnetic resonance) is expressed by the following equation. fo = γ {Ho + (Nt-Nz) 4πMs + Ha} γ: Magneto-rotation ratio (2.8 MHz / Oe) Nt: Transverse demagnetizing factor Nz: Vertical demagnetizing factor 4πMs: Saturation magnetization Ha: Anisotropic magnetic field

【００５１】上記の式において、（Ｎｔ−Ｎｚ）の項は
ＹＩＧ薄膜では通常、アスペクト比が大きいので−１
（真球では０）であり、Ｈａの項は通常無視し得るの
で、共鳴周波数はほぼ ｆｏ＝γ（Ｈｏ−４πＭｓ） で表される。従って、共鳴周波数は、ＹＩＧが磁気飽和
した状態で加えられるＤＣ磁界の大きさ（Ｈｏ）に正比
例することが分かる。なお、ＹＩＧは真球よりも薄膜の
方が、共鳴周波数が低域にのびることになり、周波数変
換用として好適である。In the above equation, the term (Nt-Nz) is -1 because the aspect ratio is usually large in a YIG thin film.
Since it is (0 in a true sphere) and the term of Ha can usually be ignored, the resonance frequency is approximately represented by fo = γ (Ho−4πMs). Therefore, it can be seen that the resonance frequency is directly proportional to the magnitude (Ho) of the DC magnetic field applied when YIG is magnetically saturated. It should be noted that the thin film of YIG has a resonance frequency in a low frequency range rather than a true sphere, and is suitable for frequency conversion.

【００５２】図５は、薄膜ＹＩＧ同調フィルタの原理的
な構造を示したものであって、アルミナ基板35に設けた
ＧＧＧ（ガドリニウム・ガリウム・ガーネット）基板26
上に配された薄膜ＹＩＧディスク25を共鳴体として、そ
の上下に直交する形でマイクロ・ストリップ・ライン3
1、32が配置されている。これらのマイクロ・ストリッ
プ・ラインはそれぞれ入口（ＲＦｉｎ）と出口（ＲＦｏ
ｕｔ）となっているが、ＹＩＧディスク25が共鳴してい
ない状態では、マイクロ・ストリップ・ライン31−32間
の結合はない。FIG. 5 shows the principle structure of a thin film YIG tuning filter, which is a GGG (gadolinium gallium garnet) substrate 26 provided on an alumina substrate 35.
The thin film YIG disk 25 arranged above is used as a resonator, and the microstrip line 3 is formed vertically above and below the resonator.
1, 32 are arranged. Each of these micro strip lines has an inlet (RFin) and an outlet (RFo).
However, there is no coupling between the micro strip lines 31-32 when the YIG disk 25 is not in resonance.

【００５３】そして、ＹＩＧディスク25に対し垂直方向
にＤＣ磁界Ｈｏを印加すると、フェリ磁性共鳴が起き、
入力のストリップ・ライン31よりの高周波信号（ＲＦｉ
ｎ）のうち共鳴周波数に一致した信号のみがＹＩＧディ
スク25に吸収され、出力のストリップ・ライン32に誘起
される。この動作は、従来公知の球状ＹＩＧ単結晶を用
いたデバイスと基本的には同様である。When a DC magnetic field Ho is applied to the YIG disk 25 in the vertical direction, ferrimagnetic resonance occurs,
High frequency signal (RFi from input strip line 31)
Only the signal corresponding to the resonance frequency of n) is absorbed by the YIG disk 25 and induced in the output strip line 32. This operation is basically the same as that of a conventionally known device using a spherical YIG single crystal.

【００５４】マイクロ・ストリップ・ラインについて
は、上述した如く、高周波（マイクロ波）信号入力をそ
のショート端近傍にて最大電流値の定在波を形成し、こ
れにより発生した高周波磁界はＹＩＧディスク25に作用
せしめられ、直流磁界の印加下で上記した共鳴を生ぜし
める。これによって、上下のマイクロ・ストリップ・ラ
インを結合させ、ＹＩＧディスク25に吸収された信号を
ショート端近傍で出力側のマイクロ・ストリップ・ライ
ンに高周波出力として誘起させる。こうしたメカニズム
は、図４に示した各マイクロ・ストリップ・ライン間で
の信号伝搬の基本原理である。Regarding the micro strip line, as described above, a high frequency (microwave) signal input forms a standing wave with a maximum current value in the vicinity of its short end, and the high frequency magnetic field generated by this produces a high frequency magnetic field. To produce the above-mentioned resonance under the application of a DC magnetic field. As a result, the upper and lower micro strip lines are coupled, and the signal absorbed by the YIG disk 25 is induced as a high frequency output on the output side micro strip line in the vicinity of the short end. Such a mechanism is the basic principle of signal propagation between the micro strip lines shown in FIG.

【００５５】上記したように、ＹＩＧディスクを用いた
上記の強磁性磁気共鳴装置は、印加するＤＣ磁界の大き
さを変化させることにより、帯域フィルタとして適用し
た場合にその中心周波数を連続的に変化させることがで
きる。このタイプの帯域フィルタはおよそ１〜30GHz に
わたって同調させることが可能であり、バンドパスフィ
ルタとしての諸性能（阻止領域の減衰量＝60dB以上な
ど）も非常に良好である。従って、この共振系を能動素
子の帰還部に挿入することにより、同調可能な発振器と
することができ、また、極めて高いＱのために位相ノイ
ズが小さくて、純度の高い、ローカル・オシレータ（局
部発振器）として理想的な特性を持つものである。As described above, the above-mentioned ferromagnetic magnetic resonance apparatus using the YIG disk continuously changes its center frequency when applied as a bandpass filter by changing the magnitude of the applied DC magnetic field. Can be made. This type of bandpass filter can be tuned over approximately 1 to 30 GHz, and various performances as a bandpass filter (attenuation in stop region = 60 dB or more) are very good. Therefore, by inserting this resonance system into the feedback section of the active element, a tunable oscillator can be obtained, and the local oscillator (local oscillator (local section) having a small phase noise and a high purity due to an extremely high Q is used. It has ideal characteristics as an oscillator.

【００５６】次に、上記した強磁性磁気共鳴装置10の動
作を説明すると、主制御コイル20に制御電流が流れる
と、磁束24が発生し、間隙23に直流磁場を形成し、磁気
共鳴体25Ａ、25Ｂを同時に励磁して、磁気共鳴を励起す
る。その共鳴周波数は、間隙23の直流磁界の強さＨｏに
比例するので、主制御コイル20の電流を変化させること
により磁気共鳴体25Ａ、25Ｂの共鳴周波数は全く同様に
変化、制御されることになる。Next, the operation of the above-mentioned ferromagnetic magnetic resonance apparatus 10 will be explained. When a control current flows through the main control coil 20, a magnetic flux 24 is generated, a direct current magnetic field is formed in the gap 23, and the magnetic resonance body 25A is produced. , 25B are simultaneously excited to excite magnetic resonance. Since the resonance frequency is proportional to the strength Ho of the DC magnetic field in the gap 23, the resonance frequency of the magnetic resonators 25A and 25B is changed and controlled in the same manner by changing the current of the main control coil 20. Become.

【００５７】更に、副制御コイル27に一定の直流電流を
流すと、磁束28を生じ、主としてＥ型コア部21の一方の
コア部分21Ｂの先端部における間隙部分に影響を及ぼ
し、主制御コイル20による磁界に加算する形となる。こ
れによって、磁気共鳴体25Ｂに加わる直流磁界は磁気共
鳴体25Ａに加わる直流磁界よりも大きくなる。副制御コ
イル27に流す電流が逆向きであれば、上記とは逆に磁気
共鳴体25Ｂに加わる直流磁界の方が小さくなる。Further, when a constant direct current is passed through the sub control coil 27, a magnetic flux 28 is generated, which mainly affects the gap portion at the tip of one core portion 21B of the E-shaped core portion 21, and the main control coil 20 Will be added to the magnetic field. As a result, the DC magnetic field applied to the magnetic resonator 25B becomes larger than the DC magnetic field applied to the magnetic resonator 25A. If the current flowing through the sub control coil 27 is in the opposite direction, the DC magnetic field applied to the magnetic resonator 25B is smaller than the above.

【００５８】いずれの場合も、双方の磁気共鳴体25Ｂと
25Ａとに加わる直流磁界に一定の差が生じ、各共鳴周波
数に一定の隔たりを生じさせることができる。特に、同
調・帯域フィルタ部側の磁気共鳴体25Ａの共鳴周波数を
上述した１ｓｔＩＦに対応させ、局部発振器部側の磁気
共鳴体25Ｂの共鳴周波数を上述したＬＯに対応させるよ
うにすれば、これをミキサー６に供給して｜ＬＯ−１ｓ
ｔＩＦ｜＝２ｎｄＩＦなる中間周波数を常に安定して得
ることができる。In either case, the magnetic resonance
A constant difference is generated in the DC magnetic field applied to 25 A and a constant gap can be generated in each resonance frequency. In particular, if the resonance frequency of the magnetic resonance body 25A on the tuning / bandpass filter side is made to correspond to the above-mentioned 1stIF and the resonance frequency of the magnetic resonance body 25B on the local oscillator side is made to correspond to the above-mentioned LO, this is Supply to mixer 6 | LO-1s
An intermediate frequency of tIF | = 2ndIF can always be obtained stably.

【００５９】このようにして、主制御コイル20に同調用
バイアス電流を流し、かつ、副制御コイル27に両共鳴体
の間に与えたい共鳴周波数の差（中間周波数ＩＦの値な
ど）に相当する一定の直流電流を流すことにより、一定
の隔たりを保ちながら、同期して同調できる二個の磁気
共鳴体25Ａ、25Ｂをほぼ同一構造体とみなせる構造体の
中に持った強磁性磁気共鳴装置とすることができ、通信
機の周波数変換・同調システムなどの共振デバイスとし
て使用することができる。In this way, the tuning bias current is passed through the main control coil 20 and the resonance frequency difference (value of the intermediate frequency IF, etc.) is desired to be given to the sub control coil 27 between the two resonance bodies. A ferromagnetic magnetic resonance device having two magnetic resonators 25A and 25B that can be tuned in synchronization while maintaining a constant distance by passing a constant direct current in a structure that can be regarded as almost the same structure. It can be used as a resonant device such as a frequency conversion / tuning system of a communication device.

【００６０】また、１GHz を超える帯域のこのようなシ
ステムに、イットリウム・鉄・ガーネット（ＹＩＧ）か
らなる強磁性磁気共鳴体を使用した共振装置を採用する
ことは、高度な選択性能によって、ミキサーに加えられ
る高周波信号からほぼ完全にスプリアス信号を除去でき
るため、スプリアス信号に配慮することなく、極めて広
帯域な同調システムを構成でき、Ｃ／Ｎ向上にも寄与で
きるなど、高性能なシステムを実現できる。In addition, the adoption of a resonance device using a ferromagnetic magnetic resonance body composed of yttrium-iron-garnet (YIG) in such a system having a band exceeding 1 GHz makes it possible for a mixer to have a high selection performance. Since the spurious signal can be almost completely removed from the applied high frequency signal, an extremely wide band tuning system can be configured without considering the spurious signal, and a high performance system can be realized such as contributing to the improvement of C / N.

【００６１】この強磁性磁気共鳴装置10は、図８で述べ
たと同様に使用可能であるが、図６について、その制御
回路系を含めた通信機用の周波数変換・同調回路35を説
明する。The ferromagnetic magnetic resonance apparatus 10 can be used in the same manner as described with reference to FIG. 8, but the frequency conversion / tuning circuit 35 for communication equipment including the control circuit system thereof will be described with reference to FIG.

【００６２】例えばＢＳチューナとしての使用におい
て、同調・帯域フィルタ部11にＢＳ−コンバーターから
の第１中間周波数信号１ｓｔＩＦ(0.9〜３GHz)が供給さ
れ、ここでスプリアス信号や雑音が除かれて必要な帯域
の第１中間周波数信号１ｓｔＩＦとなる。そして、上記
した如くにして、同調・帯域フィルタ部11と局部発振器
・共振器部12とを１ｓｔＩＦに対応して同調（同期）さ
せ、かつ、局部発振器部12の発振周波数ＬＯを両者間に
一定した共鳴周波数差（｜ＬＯ−１ｓｔＩＦ｜＝２ｎｄ
ＩＦ）を生ぜしめるように変化させるために、次の如く
にしてＰＬＬによるシンセサイズド・チューニング動作
を行わせる。For example, in use as a BS tuner, the tuning / bandpass filter unit 11 is supplied with the first intermediate frequency signal 1stIF (0.9 to 3 GHz) from the BS-converter, where spurious signals and noise are removed and required. It becomes the first intermediate frequency signal 1stIF of the band. Then, as described above, the tuning / bandpass filter unit 11 and the local oscillator / resonator unit 12 are tuned (synchronized) in correspondence with 1stIF, and the oscillation frequency LO of the local oscillator unit 12 is fixed between them. Resonance frequency difference (| LO-1stIF | = 2nd
IF), the synthesized tuning operation by the PLL is performed as follows.

【００６３】即ち、まず、局部発振器・共振器部12から
のその時点での発振周波数ＬＯを比較出力として分周器
（Ｐre−Ｓcaler)36に供給し、周波数を一旦落とし、更
にこれを次段の可変分周器（Ｐrogrammable Ｄivider）
37に供給し、これに対して（１ｓｔＩＦ＋２ｎｄＩＦ）
に対応した分周比の指定（コマンダ）を行い、次段の位
相検出器（Ｐhase Ｄetector)38に入力する。That is, first, the oscillation frequency LO at that time from the local oscillator / resonator unit 12 is supplied to the frequency divider (Pre-Scaler) 36 as a comparison output, the frequency is once lowered, and this is further reduced to the next stage. Variable Divider (Programmable Divider)
Supply to 37, in contrast to this (1stIF + 2ndIF)
The frequency division ratio (commander) corresponding to is specified and input to the phase detector (Phase Detector) 38 at the next stage.

【００６４】そして、水晶発振器39の振動をリファレン
ス・オシレータ40により例えば10MHz のクロックパルス
とし、これを上記の位相検波器38に供給し、ＬＯの周波
数を変化させて位相が一致したとき（即ち、ＬＯが目的
とするＬＯに一致したとき）には、位相検出器38からの
出力が“０”となる。Then, when the oscillation of the crystal oscillator 39 is made into a clock pulse of, for example, 10 MHz by the reference oscillator 40, this is supplied to the above-mentioned phase detector 38, and the frequency of LO is changed to match the phase (that is, When LO matches the target LO), the output from the phase detector 38 becomes "0".

【００６５】位相が一致するまでの間（即ち、ＬＯが目
的とするＬＯと一致しない間）、位相検出器38からの出
力はローパスフィルタ41を通して直流増幅器42に供給さ
れ、従って、この場合には、直流増幅器42からは、周波
数変換・同調回路35の上記したコイル20に同調用バイア
ス電流を供給すると同時に、上記した副制御コイル27に
は直流バイアス電流が別途供給され続け、これによっ
て、上記した磁束24による直流磁界と共に上記した磁束
28による直流磁界が、各強磁性磁気共鳴体25Ａと25Ｂに
同期してそれぞれ印加される。Until the phases match (ie the LO does not match the desired LO), the output from the phase detector 38 is fed through the low pass filter 41 to the DC amplifier 42, and thus in this case. From the DC amplifier 42, a tuning bias current is supplied to the coil 20 of the frequency conversion / tuning circuit 35, and at the same time, a DC bias current is continuously supplied to the sub-control coil 27. The magnetic flux described above together with the DC magnetic field due to the magnetic flux 24
A DC magnetic field generated by 28 is applied in synchronization with each of the ferromagnetic magnetic resonators 25A and 25B.

【００６６】これは、仮にＬＯが低めであるときには、
これが求めるＬＯとなるまで直流磁界が局部発振器・共
振器部12の磁気共鳴体25Ｂに印加され続けることを意味
する。ＬＯが高めであるときは、直流バイアス電流が、
ＬＯが求めるＬＯと一致するまで減じられる。This means that if LO is low,
This means that the DC magnetic field is continuously applied to the magnetic resonator 25B of the local oscillator / resonator unit 12 until the desired LO is reached. When LO is high, the DC bias current is
It is reduced until the LO matches the LO sought.

【００６７】こうして、局部発振器部12の共鳴（発振）
周波数は、同調・帯域フィルタ部11からの信号周波数１
ｓｔＩＦに同期してこれとの差が常に２ｎｄＩＦとなる
ようなＬＯ（＝１ｓｔＩＦ＋２ｎｄＩＦ）に制御される
ことになる。Thus, the resonance (oscillation) of the local oscillator unit 12
The frequency is the signal frequency 1 from the tuning / band filter unit 11.
In synchronization with stIF, the LO (= 1stIF + 2ndIF) is controlled so that the difference from this is always 2ndIF.

【００６８】図７は、同調・帯域フィルタ部11からの第
１中間周波信号１ｓｔＩＦと局部発振器・共振器部12か
らの信号ＬＯとをミキサー６に供給して、中間周波数２
ｎｄＩＦの出力を得るための回路構成を示すものであ
る。ここでは、局部発振器・共振器部12のマイクロ・ス
トリップ・ライン33によってコルピッツタイプ発振器能
動部43と結合させることによって、局部発振信号ＬＯと
して出力させることができる。In FIG. 7, the first intermediate frequency signal 1stIF from the tuning / bandpass filter unit 11 and the signal LO from the local oscillator / resonator unit 12 are supplied to the mixer 6, and the intermediate frequency 2
3 shows a circuit configuration for obtaining an output of ndIF. Here, it is possible to output as the local oscillation signal LO by coupling with the Colpitts type oscillator active section 43 by the micro strip line 33 of the local oscillator / resonator section 12.

【００６９】ミキサー６は２ゲートＦＥＴとして構成さ
れ、上記の第１中間周波信号１ｓｔＩＦとＬＯとが各ゲ
ートに供給される際、ＦＥＴの順方向アドミッタンスの
非直線性を利用して２乗検波を行い、ビートを得ること
で第２中間周波出力２ｎｄＩＦが得られることになる。The mixer 6 is configured as a two-gate FET, and when the above-mentioned first intermediate frequency signals 1stIF and LO are supplied to each gate, the square-law detection is performed by utilizing the non-linearity of the forward admittance of the FET. By doing so and obtaining the beat, the second intermediate frequency output 2ndIF is obtained.

【００７０】以上、本発明の実施例を説明したが、上述
した実施例は本発明の技術的思想に基いて更に変形が可
能である。Although the embodiments of the present invention have been described above, the above-described embodiments can be further modified based on the technical idea of the present invention.

【００７１】例えば、上述した共鳴装置の構造、形状、
サイズ等は種々変化させてよく、またこれに応じて、共
鳴体の位置は適宜変化させてよい。また、その制御コイ
ルの位置、ターン数等も変化させてよい。For example, the structure and shape of the above-mentioned resonance device,
The size and the like may be variously changed, and the position of the resonator may be appropriately changed accordingly. Further, the position of the control coil, the number of turns, etc. may be changed.

【００７２】また、上述の装置の構成部分の材質や形成
方法も変更してよく、特に、強磁性磁気共鳴体はＹＩＧ
以外でも使用可能である。Further, the material and forming method of the constituent parts of the above-mentioned device may be changed, and in particular, the ferromagnetic magnetic resonator is YIG.
It can be used in other than.

【００７３】また、受信する周波数も上述したものに限
らず、他の帯域の通信機用、或いは他の用途の発振素子
としても上述の装置は有用である。なお、上述した例は
受信系について説明したが、送信系についても、除去す
べきスプリアスの性質が異なるものの、上述したと同様
の装置を用いると効果的である。Also, the frequency to be received is not limited to the one described above, and the above-mentioned device is useful as an oscillating element for a communication device in another band or for another purpose. In the above example, the receiving system has been described, but it is effective to use the same device as described above also for the transmitting system, although the characteristics of spurious to be removed are different.

【００７４】[0074]

【発明の作用効果】本発明は上述した如く、強磁性磁気
共鳴素子が、例えば前記ストリップ導体と前記接地導体
との短絡部の近傍であって磁気共鳴時に前記短絡部で反
射されるエネルギーの反射係数が実質的に最大となる位
置に設置されているので、磁気共鳴時にマイクロストリ
ップ線路部のインピーダンスを大きくすることができ、
この結果、空隙長を狭小化しても、Ｑの低下を最大限に
相殺できることになり、同時に制御電流の減少、装置の
小型化を実現することができる。As described above, according to the present invention, in the ferromagnetic magnetic resonance element, for example, near the short-circuited portion between the strip conductor and the ground conductor, the energy reflected by the short-circuited portion during magnetic resonance is reflected. Since it is installed at a position where the coefficient is substantially the maximum, the impedance of the microstrip line section can be increased during magnetic resonance,
As a result, even if the gap length is narrowed, the decrease in Q can be canceled out to the maximum, and at the same time, the control current can be reduced and the device can be downsized.

【００７５】従って、本発明の強磁性磁気共鳴装置は、
電気的共振装置として、特に、近未来における数ＧＨｚ
に及ぶ広帯域のＢＳ／ＣＳ ＴＶ放送、ＣＡＴＶ等のチ
ューナー用トラッキングバンドパスフィルター、局部発
振器に用いる可同調共振装置等としての応用を可能とす
るものである。Therefore, the ferromagnetic magnetic resonance apparatus of the present invention is
As an electric resonance device, especially at several GHz in the near future
It enables wide-range BS / CS TV broadcasting, tracking bandpass filters for tuners such as CATV, and tunable resonance devices used for local oscillators.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に基づく強磁性磁気共鳴装置における共
鳴体の位置による反射係数の変化を示すグラフである。FIG. 1 is a graph showing a change in a reflection coefficient according to a position of a resonator in a ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to the present invention.

【図２】同共鳴装置の正面図とその要部の断面図であ
る。FIG. 2 is a front view of the resonance device and a cross-sectional view of a main part thereof.

【図３】本発明に基づく強磁性磁気共鳴装置の概略図で
ある。FIG. 3 is a schematic diagram of a ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to the present invention.

【図４】同装置の共振素子部の拡大平面図及びそのｃ−
ｄ線断面図である。FIG. 4 is an enlarged plan view of a resonance element portion of the device and its c-.
It is a d line sectional view.

【図５】同装置の共振素子部の動作原理を説明するため
の概略斜視図である。FIG. 5 is a schematic perspective view for explaining the operating principle of the resonant element section of the same device.

【図６】同装置を用いた周波数変換・同調回路とその制
御系を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a frequency conversion / tuning circuit and its control system using the same apparatus.

【図７】同周波数変換・同調回路の等価回路図である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the frequency conversion / tuning circuit.

【図８】周波数変換・同調回路を説明するための概略ブ
ロック図である。FIG. 8 is a schematic block diagram for explaining a frequency conversion / tuning circuit.

【図９】従来の強磁性磁気共鳴装置の概略図である。FIG. 9 is a schematic view of a conventional ferromagnetic magnetic resonance apparatus.

【図10】同共鳴装置における定在波の分布を示す模式図
である。FIG. 10 is a schematic diagram showing a distribution of standing waves in the resonator.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

10・・・強磁性磁気共鳴装置 20・・・制御コイル 21、22・・・コア部 23・・・空隙又は間隙 25・・・強磁性磁気共鳴体 26・・・誘電体 31・・・ストリップ導体（マイクロ・ストリップ・ライ
ン） 34・・・グランド導体（接地層） 40、50・・・マイクロストリップ線路部 41・・・短絡部 43・・・バイアス電源 45・・・高周波電源10 ... Ferromagnetic resonance device 20 ... Control coils 21, 22 ... Core 23 ... Void or gap 25 ... Ferromagnetic resonance 26 ... Dielectric 31 ... Strip Conductor (micro strip line) 34 ・ ・ ・ Ground conductor (ground layer) 40, 50 ・ ・ ・ Micro strip line section 41 ・ ・ ・ Short section 43 ・ ・ ・ Bias power supply 45 ・ ・ ・ High frequency power supply

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 磁界印加手段と、この磁界印加手段によ
る磁気回路中に配置された強磁性磁気共鳴素子と、マイ
クロストリップ線路部とを有し、前記強磁性磁気共鳴素
子が、前記マイクロストリップ線路部の導体短絡部の近
傍であって磁気共鳴時に前記短絡部で反射されるエネル
ギーの反射係数が実質的に最大となる位置に設置されて
いる強磁性磁気共鳴装置。1. A magnetic field applying means, a ferromagnetic magnetic resonance element arranged in a magnetic circuit by the magnetic field applying means, and a microstrip line section, wherein the ferromagnetic magnetic resonance element is the microstrip line. Magnetic resonance apparatus installed in the vicinity of the conductor short-circuited portion of the portion, at a position where the reflection coefficient of the energy reflected by the short-circuited portion during magnetic resonance is substantially maximum. 【請求項２】 短絡部から５〜６mm離れた位置に中心が
存在するように強磁性磁気共鳴素子が設置されている、
請求項１に記載した強磁性磁気共鳴装置。2. The ferromagnetic magnetic resonance element is installed such that the center thereof is located at a position 5 to 6 mm away from the short-circuited portion,
The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to claim 1. 【請求項３】 磁気回路中に形成された１mm以下の空隙
内に強磁性磁気共鳴素子及びマイクロストリップ線路部
が配置されている、請求項１又は２に記載した強磁性磁
気共鳴装置。3. The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to claim 1, wherein the ferromagnetic magnetic resonance element and the microstrip line section are arranged in a gap of 1 mm or less formed in the magnetic circuit. 【請求項４】 誘電体とこの両面にそれぞれ設けられた
ストリップ導体及び接地導体とによってマイクロストリ
ップ線路部が形成され、前記ストリップ導体と前記接地
導体とが各端部にて互いに短絡されている、請求項１〜
３のいずれか１項に記載した強磁性磁気共鳴装置。4. A microstrip line portion is formed by a dielectric and a strip conductor and a ground conductor respectively provided on both surfaces of the dielectric, and the strip conductor and the ground conductor are short-circuited at each end. Claim 1
3. The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to any one of 3 above. 【請求項５】 ストリップ導体にエネルギー反射係数の
測定手段が接続される、請求項１〜４のいずれか１項に
記載した強磁性磁気共鳴装置。5. The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to claim 1, wherein the strip conductor is connected to an energy reflection coefficient measuring means. 【請求項６】 電気的共振装置として使用される、請求
項１〜５のいずれか１項に記載した強磁性磁気共鳴装
置。6. The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to claim 1, which is used as an electric resonance apparatus. 【請求項７】 強磁性磁気共鳴素子がイットリウム・鉄
・ガーネットの薄膜からなっている、請求項１〜６のい
ずれか１項に記載した強磁性磁気共鳴装置。7. The ferromagnetic magnetic resonance apparatus according to claim 1, wherein the ferromagnetic magnetic resonance element comprises a thin film of yttrium / iron / garnet.