JPH0731182A - 直流電動機駆動用インバータ制御回路 - Google Patents
直流電動機駆動用インバータ制御回路Info
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- JPH0731182A JPH0731182A JP5171346A JP17134693A JPH0731182A JP H0731182 A JPH0731182 A JP H0731182A JP 5171346 A JP5171346 A JP 5171346A JP 17134693 A JP17134693 A JP 17134693A JP H0731182 A JPH0731182 A JP H0731182A
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- switching
- motor
- drive
- phases
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流電動機駆動時の電磁音の低減、周辺機器と
の共振による振動を防止する。 【構成】直流電動機を駆動するために用いられるスイッ
チング回路の上アームのスイッチング素子をＩＧＢＴま
たはＭＯＳＦＥＴにて構成し、下アームのスイッチング
素子をバイポーラトランジスタにて構成する直流電動機
駆動用インバータ制御回路。
の共振による振動を防止する。 【構成】直流電動機を駆動するために用いられるスイッ
チング回路の上アームのスイッチング素子をＩＧＢＴま
たはＭＯＳＦＥＴにて構成し、下アームのスイッチング
素子をバイポーラトランジスタにて構成する直流電動機
駆動用インバータ制御回路。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流モータ，コンプレッ
サ等の直流電動機駆動用インバータ制御回路に関するも
のである。
サ等の直流電動機駆動用インバータ制御回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のインバータ制御回路では
直流モータ，コンプレッサ等の直流電動機を駆動するス
イッチング回路を上下アーム計６相、６素子で構成し、
夫々のスイッチング素子をバイポーラトランジスタ、絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）或いはＭ
ＯＳＦＥＴ等で形成すると共に、スイッチング回路に適
したドライブ回路をマイクロコンピュータを含む制御回
路にて制御し、各スイッチング素子をスイッチングさせ
て、直流電動機を駆動している。
直流モータ，コンプレッサ等の直流電動機を駆動するス
イッチング回路を上下アーム計６相、６素子で構成し、
夫々のスイッチング素子をバイポーラトランジスタ、絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）或いはＭ
ＯＳＦＥＴ等で形成すると共に、スイッチング回路に適
したドライブ回路をマイクロコンピュータを含む制御回
路にて制御し、各スイッチング素子をスイッチングさせ
て、直流電動機を駆動している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし乍ら、上記従来
のインバータ制御回路では特開平３−２２６２９１号公
報等に見られるように、スイッチング回路の上下アーム
の全てのスイッチング素子を同じ素子で構成している。
のインバータ制御回路では特開平３−２２６２９１号公
報等に見られるように、スイッチング回路の上下アーム
の全てのスイッチング素子を同じ素子で構成している。
【０００４】従って、例えば、スイッチング素子にバイ
ポーラトランジスタを用いた場合では、ＩＧＢＴ，ＭＯ
ＳＦＥＴに比べスイッチング周波数が低くスイッチング
スピードに限界があるため、直流電動機駆動時の回転制
御が粗く、電磁音や周辺機構との共振による振動や騒音
を招く惧れがある。
ポーラトランジスタを用いた場合では、ＩＧＢＴ，ＭＯ
ＳＦＥＴに比べスイッチング周波数が低くスイッチング
スピードに限界があるため、直流電動機駆動時の回転制
御が粗く、電磁音や周辺機構との共振による振動や騒音
を招く惧れがある。
【０００５】又、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴを用いた場合
は、バイポーラトランジスタと比べスイッチング周波数
が高く、直流電動機の回転を細かく制御でき、駆動音や
周辺機構との共振による振動や騒音も小さくなり、スイ
ッチング素子であるＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴをスイッチ
ングさせるドライブ回路の回路構成も簡単で安価になる
ものの、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴが高価なためコストは
高価になってしまう。
は、バイポーラトランジスタと比べスイッチング周波数
が高く、直流電動機の回転を細かく制御でき、駆動音や
周辺機構との共振による振動や騒音も小さくなり、スイ
ッチング素子であるＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴをスイッチ
ングさせるドライブ回路の回路構成も簡単で安価になる
ものの、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴが高価なためコストは
高価になってしまう。
【０００６】本発明は、このような騒音の発生や大幅な
コストアップを伴わないインバータ制御回路を提供する
事を目的としている。
コストアップを伴わないインバータ制御回路を提供する
事を目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記従来の技術
の問題点を解決するために発明されたものであり、上下
アームが夫々複数相で構成され、整流平滑回路を介して
交流電源からの電源電圧の供給を受けるスイッチング回
路と、該スイッチング回路をスイッチング動作させ直流
電動機を駆動させるドライブ回路手段と、該ドライブ回
路手段等の一連の制御を行うべくプログラムされたマイ
クロコンピュータとを備えたものにおいて、上記スイッ
チング回路の上アームを絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタにて構成し、下アームをバイポーラトランジスタに
て構成した直流電動機駆動用インバータ制御回路を提供
するものであり、又、上記上アームをＭＯＳＦＥＴにて
構成することを特徴とするものである。
の問題点を解決するために発明されたものであり、上下
アームが夫々複数相で構成され、整流平滑回路を介して
交流電源からの電源電圧の供給を受けるスイッチング回
路と、該スイッチング回路をスイッチング動作させ直流
電動機を駆動させるドライブ回路手段と、該ドライブ回
路手段等の一連の制御を行うべくプログラムされたマイ
クロコンピュータとを備えたものにおいて、上記スイッ
チング回路の上アームを絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタにて構成し、下アームをバイポーラトランジスタに
て構成した直流電動機駆動用インバータ制御回路を提供
するものであり、又、上記上アームをＭＯＳＦＥＴにて
構成することを特徴とするものである。
【０００８】
【作用】上述のように、本発明は直流電動機を駆動する
スイッチング回路の上アーム３相に細かいスイッチング
が可能なＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、下アーム
３相にバイポーラトランジスタを用いることにより、６
相全てにバイポーラトランジスタを使用した時と比べ、
直流電動機駆動時における電磁音，周辺機構との共振に
よる振動や騒音の発生を抑制する様な細かいスイッチン
グが可能となる。
スイッチング回路の上アーム３相に細かいスイッチング
が可能なＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、下アーム
３相にバイポーラトランジスタを用いることにより、６
相全てにバイポーラトランジスタを使用した時と比べ、
直流電動機駆動時における電磁音，周辺機構との共振に
よる振動や騒音の発生を抑制する様な細かいスイッチン
グが可能となる。
【０００９】そして、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴのス
イッチング信号を出力するドライブ回路も、バイポーラ
トランジスタ使用時のドライブ回路より簡易な回路構成
で制御できるためコストダウンも可能である。
イッチング信号を出力するドライブ回路も、バイポーラ
トランジスタ使用時のドライブ回路より簡易な回路構成
で制御できるためコストダウンも可能である。
【００１０】したがって、６相全てにＩＧＢＴまたはＭ
ＯＳＦＥＴを使用した場合よりも安価なスイッチング素
子の回路構成となり、直流電動機駆動時における電磁音
や周辺機構との共振による振動や騒音の発生を抑制する
ことが可能となる。
ＯＳＦＥＴを使用した場合よりも安価なスイッチング素
子の回路構成となり、直流電動機駆動時における電磁音
や周辺機構との共振による振動や騒音の発生を抑制する
ことが可能となる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例を添付図面に従って
詳細に説明する。図１は本発明に係る直流電動機駆動用
インバータ制御回路の一実施例を示すブロック的回路図
であり、図１は交流電源にして、その電源電圧は整流平
滑回路２，スイッチング回路３を介して直流電動機６に
供給されるべく成っている。
詳細に説明する。図１は本発明に係る直流電動機駆動用
インバータ制御回路の一実施例を示すブロック的回路図
であり、図１は交流電源にして、その電源電圧は整流平
滑回路２，スイッチング回路３を介して直流電動機６に
供給されるべく成っている。
【００１２】上記スイッチング回路３は、スイッチング
素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下
ＩＧＢＴと云う）を３相（Ｕ相，Ｖ相，及びＷ相）にし
た上アーム４とスイッチング素子としてのバイポーラト
ランジスタを３相（Ｘ相，Ｙ相，及びＺ相）にした下ア
ーム５とから成り、上下６相の構成と成っている。
素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下
ＩＧＢＴと云う）を３相（Ｕ相，Ｖ相，及びＷ相）にし
た上アーム４とスイッチング素子としてのバイポーラト
ランジスタを３相（Ｘ相，Ｙ相，及びＺ相）にした下ア
ーム５とから成り、上下６相の構成と成っている。
【００１３】上記直流電動機６の周辺にはロータ位置を
検出する位置センサ７ａ，７ｂ，７ｃが配設され、位置
センサ７ａ，７ｂ，７ｃの出力は位置検出回路９を経て
マイクロコンピュータ１１内のロータ位置検出手段１６
に供給されるように構成されている。
検出する位置センサ７ａ，７ｂ，７ｃが配設され、位置
センサ７ａ，７ｂ，７ｃの出力は位置検出回路９を経て
マイクロコンピュータ１１内のロータ位置検出手段１６
に供給されるように構成されている。
【００１４】一方、マイクロコンピュータ１１内には先
に述べたロータ位置検出手段１６及び、回転数検出手段
１７，回転数決定手段１５，フィードバック制御手段１
４，スイッチング素子６相出力回路１３，デューティ制
御手段１８，ＰＷＭ（パルス変調）回路１２を備えてい
る。上記回転数検出手段１７及び回転数決定手段１５は
フィードバック制御手段１４に接続されており、フィー
ドバック制御手段１４からスイッチング素子６相出力回
路１３とデューティ制御手段１８へ接続されている。
に述べたロータ位置検出手段１６及び、回転数検出手段
１７，回転数決定手段１５，フィードバック制御手段１
４，スイッチング素子６相出力回路１３，デューティ制
御手段１８，ＰＷＭ（パルス変調）回路１２を備えてい
る。上記回転数検出手段１７及び回転数決定手段１５は
フィードバック制御手段１４に接続されており、フィー
ドバック制御手段１４からスイッチング素子６相出力回
路１３とデューティ制御手段１８へ接続されている。
【００１５】上記スイッチング素子６相出力回路１３に
は上アーム３相（ｕ，ｖ，ｗ）用出力と下アーム３相
（ｘ，ｙ，ｚ）用出力があり、上アーム３相用出力はＯ
Ｒ回路１０を介してドライブ回路８ａに接続され、下ア
ーム３相用出力はドライブ回路８ｂへ直接接続されてい
る。
は上アーム３相（ｕ，ｖ，ｗ）用出力と下アーム３相
（ｘ，ｙ，ｚ）用出力があり、上アーム３相用出力はＯ
Ｒ回路１０を介してドライブ回路８ａに接続され、下ア
ーム３相用出力はドライブ回路８ｂへ直接接続されてい
る。
【００１６】他方のデューティ制御手段１８はＰＷＭ回
路１２に接続されており、該ＰＷＭ回路１２はＯＲ回路
１０を介してドライブ回路８ａに接続されている。ドラ
イブ回路８ａ及びドライブ回路８ｂはスイッチング回路
３のそれぞれ上アーム４の３相、下アーム５の３相に接
続されている。
路１２に接続されており、該ＰＷＭ回路１２はＯＲ回路
１０を介してドライブ回路８ａに接続されている。ドラ
イブ回路８ａ及びドライブ回路８ｂはスイッチング回路
３のそれぞれ上アーム４の３相、下アーム５の３相に接
続されている。
【００１７】また、デューティ制御手段１８，フィード
バック制御手段１４，回転数決定手段１５は、マイクロ
コンピュータ１１内のデータＲＡＭ，プログラムＲＯ
Ｍ，ＣＰＵ等から構成されている。
バック制御手段１４，回転数決定手段１５は、マイクロ
コンピュータ１１内のデータＲＡＭ，プログラムＲＯ
Ｍ，ＣＰＵ等から構成されている。
【００１８】上記回路構成において、交流電源１からの
交流が整流平滑回路２にて直流に整流，平滑化されスイ
ッチング回路３に供給される。該スイッチング回路３の
各スイッチング素子はスイッチング素子６相出力回路１
３からのスイッチング出力により、ドライブ回路８ａ及
び８ｂを介してスイッチング動作し、直流電動機６に直
流電圧を印加し、該電動機６を回転駆動する。
交流が整流平滑回路２にて直流に整流，平滑化されスイ
ッチング回路３に供給される。該スイッチング回路３の
各スイッチング素子はスイッチング素子６相出力回路１
３からのスイッチング出力により、ドライブ回路８ａ及
び８ｂを介してスイッチング動作し、直流電動機６に直
流電圧を印加し、該電動機６を回転駆動する。
【００１９】その印加電圧を可変するため、マイクロコ
ンピュータ１１のスイッチング素子６相出力回路１３の
上アーム３相用出力とＰＷＭ回路１２の論理和をＯＲ回
路１０で読み取り、ＯＲ回路１０の出力をドライブ回路
８ａへ入力し、また、スイッチング素子６相出力回路１
３の下アーム３相用出力をドライブ回路８ｂへ入力する
ことにより、印加電圧のデューティを可変し、ドライブ
回路８ａ及びドライブ回路８ｂのスイッチング出力にて
直流電動機６を駆動している。
ンピュータ１１のスイッチング素子６相出力回路１３の
上アーム３相用出力とＰＷＭ回路１２の論理和をＯＲ回
路１０で読み取り、ＯＲ回路１０の出力をドライブ回路
８ａへ入力し、また、スイッチング素子６相出力回路１
３の下アーム３相用出力をドライブ回路８ｂへ入力する
ことにより、印加電圧のデューティを可変し、ドライブ
回路８ａ及びドライブ回路８ｂのスイッチング出力にて
直流電動機６を駆動している。
【００２０】同時に、直流電動機６駆動時における回転
数を検出すべく、直流電動機６周辺に設けられたホール
素子等を応用した位置センサ７ａ，７ｂ，７ｃにより検
出された信号は、位置検出回路９を介してロータ位置検
出手段１６に入力されロータの位置検出を行い、回転数
検出手段１７に入力され、回転数を算出することができ
る。
数を検出すべく、直流電動機６周辺に設けられたホール
素子等を応用した位置センサ７ａ，７ｂ，７ｃにより検
出された信号は、位置検出回路９を介してロータ位置検
出手段１６に入力されロータの位置検出を行い、回転数
検出手段１７に入力され、回転数を算出することができ
る。
【００２１】そして、それらのデータや回転数決定手段
１５からのデータを、フィードバック制御手段１４にて
データ比較，演算処理を行い、直流電動機６の回転数を
制御すべく、デューティ制御手段１８にてデューティが
可変され直流電動機６の回転数を制御している。
１５からのデータを、フィードバック制御手段１４にて
データ比較，演算処理を行い、直流電動機６の回転数を
制御すべく、デューティ制御手段１８にてデューティが
可変され直流電動機６の回転数を制御している。
【００２２】上記実施例ではスイッチング回路３の上ア
ーム４のスイッチング素子を絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタを使用しているが、これに替えて、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ電界効果型トランジスタ）を使用しても良
い。
ーム４のスイッチング素子を絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタを使用しているが、これに替えて、ＭＯＳＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ電界効果型トランジスタ）を使用しても良
い。
【００２３】図２はマイクロコンピュータ１１からのス
イッチング素子６相出力回路１３及びドライブ回路８
ａ，８ｂの出力を示すものであり、特に（１）乃至
（６）の波形はスイッチング素子６相出力回路１３のｕ
乃至ｚ相の出力を示し、（７）の波形はＰＷＭ回路１２
の出力波形を示す。、又、（８）乃至（１３）はドライ
ブ回路８ａ，８ｂの夫々のｕ乃至ｚ相の出力波形を示し
ている。
イッチング素子６相出力回路１３及びドライブ回路８
ａ，８ｂの出力を示すものであり、特に（１）乃至
（６）の波形はスイッチング素子６相出力回路１３のｕ
乃至ｚ相の出力を示し、（７）の波形はＰＷＭ回路１２
の出力波形を示す。、又、（８）乃至（１３）はドライ
ブ回路８ａ，８ｂの夫々のｕ乃至ｚ相の出力波形を示し
ている。
【００２４】マイクロコンピュータ１１のスイッチング
素子６相出力回路１３のｕ相，ｖ相，ｗ相の出力信号は
ＯＲ回路１０によりＰＷＭ回路１２と加算され、ドライ
ブ回路８ａに入力される。また、スイッチング素子６相
出力回路１３のｘ相，ｙ相，ｚ相は、そのままドライブ
回路８ｂへ入力され、ドライブ回路８ａ，８ｂそれぞれ
からスイッチング回路３の各素子のドライブ信号として
出力される。
素子６相出力回路１３のｕ相，ｖ相，ｗ相の出力信号は
ＯＲ回路１０によりＰＷＭ回路１２と加算され、ドライ
ブ回路８ａに入力される。また、スイッチング素子６相
出力回路１３のｘ相，ｙ相，ｚ相は、そのままドライブ
回路８ｂへ入力され、ドライブ回路８ａ，８ｂそれぞれ
からスイッチング回路３の各素子のドライブ信号として
出力される。
【００２５】そして、出力されたドライブ信号にて各ス
イッチング素子がスイッチング動作を行い、デューティ
に応じた回転数にて直流電動機６が回転駆動を行う。こ
の時、スイッチング回路３の下アーム４は、直流電動機
６内のロータをスイッチング制御しているだけで、チョ
ッピング制御は行っていない。
イッチング素子がスイッチング動作を行い、デューティ
に応じた回転数にて直流電動機６が回転駆動を行う。こ
の時、スイッチング回路３の下アーム４は、直流電動機
６内のロータをスイッチング制御しているだけで、チョ
ッピング制御は行っていない。
【００２６】以上の動作において、スイッチング回路３
の下アーム５は、チョッピング制御は行っていない事か
らスイッチングスピードは要求されない。したがって、
スイッチング回路３の上アーム４にＩＧＢＴまたはＭＯ
ＳＦＥＴを用いた場合でも、下アーム５にＩＧＢＴまた
はＭＯＳＦＥＴを用いる必要はなく、スイッチング回路
３の上アーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ
を用い、下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタ
を用いた回路構成にて直流電動機６の回転駆動を行う。
の下アーム５は、チョッピング制御は行っていない事か
らスイッチングスピードは要求されない。したがって、
スイッチング回路３の上アーム４にＩＧＢＴまたはＭＯ
ＳＦＥＴを用いた場合でも、下アーム５にＩＧＢＴまた
はＭＯＳＦＥＴを用いる必要はなく、スイッチング回路
３の上アーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ
を用い、下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタ
を用いた回路構成にて直流電動機６の回転駆動を行う。
【００２７】そして、スイッチング回路３はスイッチン
グ及びチョッピングスピードを速く制御することが可能
となり、直流電動機６駆動時における電磁音の削除や、
周辺機構との共振による振動を削減させるべく、マイク
ロコンピュータ１１は、あらかじめプログラムされてい
るスイッチング回路３のスイッチング素子の種類、つま
り、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴに応じたプログラム内
容で、バイポーラトランジスタを用いた場合より速いタ
イミングでスイッチング及びチョッピング制御を行う。
グ及びチョッピングスピードを速く制御することが可能
となり、直流電動機６駆動時における電磁音の削除や、
周辺機構との共振による振動を削減させるべく、マイク
ロコンピュータ１１は、あらかじめプログラムされてい
るスイッチング回路３のスイッチング素子の種類、つま
り、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴに応じたプログラム内
容で、バイポーラトランジスタを用いた場合より速いタ
イミングでスイッチング及びチョッピング制御を行う。
【００２８】この時、スイッチング回路３の上アーム４
に電圧制御でスイッチング制御を行うＩＧＢＴ，ＭＯＳ
ＦＥＴを用いた場合のドライブ回路８ａは、バイポーラ
トランジスタのドライブ回路８ｂとは回路構成が異な
り、ドライブ回路８ｂと比べ使用部品点数の少ないドラ
イブ回路になる。
に電圧制御でスイッチング制御を行うＩＧＢＴ，ＭＯＳ
ＦＥＴを用いた場合のドライブ回路８ａは、バイポーラ
トランジスタのドライブ回路８ｂとは回路構成が異な
り、ドライブ回路８ｂと比べ使用部品点数の少ないドラ
イブ回路になる。
【００２９】つまり、上アーム４にＩＧＢＴまたはＭＯ
ＳＦＥＴを用いる事で、バイポーラトランジスタのドラ
イブ回路８ｂよりドライブ回路８ａは安価となり、コス
トダウンできる。
ＳＦＥＴを用いる事で、バイポーラトランジスタのドラ
イブ回路８ｂよりドライブ回路８ａは安価となり、コス
トダウンできる。
【００３０】また、６相全てを同一のスイッチング素子
（バイポーラトランジスタ，ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ）
にて、モジュール化したものは実現されているが、上記
本発明の回路構成のように、スイッチング回路３の上ア
ーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、
下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタを用いた
モジュール化は実現されていないことから、スイッチン
グ回路３をディスクリート部品で基板実装した際、基板
実装面積が大きくなり、これに伴う周辺部品や基板加工
費のコストも上がってしまう。
（バイポーラトランジスタ，ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ）
にて、モジュール化したものは実現されているが、上記
本発明の回路構成のように、スイッチング回路３の上ア
ーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、
下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタを用いた
モジュール化は実現されていないことから、スイッチン
グ回路３をディスクリート部品で基板実装した際、基板
実装面積が大きくなり、これに伴う周辺部品や基板加工
費のコストも上がってしまう。
【００３１】しかも、高出力の直流電動機の場合では、
スイッチング素子の出力容量の大きいものを使わなけれ
ばならない。したがって、バイポーラトランジスタのベ
ースをドライブさせるためにはドライブ回路のベース電
流を増やし、それに伴うドライブ回路のスペックを上げ
る必要があり、更にコストが上がってしまう。
スイッチング素子の出力容量の大きいものを使わなけれ
ばならない。したがって、バイポーラトランジスタのベ
ースをドライブさせるためにはドライブ回路のベース電
流を増やし、それに伴うドライブ回路のスペックを上げ
る必要があり、更にコストが上がってしまう。
【００３２】これを本発明であるスイッチング回路３は
その上アーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ
を用い、下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタ
を用いた回路構成にて、１パッケージの集積化（モジュ
ール化）を行い、制御回路基板の高集積化を図ると同時
に、基板実装面積の縮小化、ついては基板加工費や周辺
部品のコストアップを抑制することが可能なインバータ
制御回路である。
その上アーム４の３相に、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ
を用い、下アーム５の３相にはバイポーラトランジスタ
を用いた回路構成にて、１パッケージの集積化（モジュ
ール化）を行い、制御回路基板の高集積化を図ると同時
に、基板実装面積の縮小化、ついては基板加工費や周辺
部品のコストアップを抑制することが可能なインバータ
制御回路である。
【００３３】
【発明の効果】上記実施例で述べたように、バイポーラ
トランジスタにて直流電動機を駆動した際に発生する電
磁音や周辺機構との共振による振動を削減するには、ス
イッチング周波数を高くしチョッピング周期をより速く
する必要がある。
トランジスタにて直流電動機を駆動した際に発生する電
磁音や周辺機構との共振による振動を削減するには、ス
イッチング周波数を高くしチョッピング周期をより速く
する必要がある。
【００３４】これを解決する手段として、スイッチング
回路のスイッチング素子にスイッチング周波数の高いＩ
ＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴを用いることで解決できる
が、スイッチング回路６相すべてにＩＧＢＴ，ＭＯＳＦ
ＥＴを用いた場合、スイッチング素子が高価であり、コ
スト高となる。
回路のスイッチング素子にスイッチング周波数の高いＩ
ＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴを用いることで解決できる
が、スイッチング回路６相すべてにＩＧＢＴ，ＭＯＳＦ
ＥＴを用いた場合、スイッチング素子が高価であり、コ
スト高となる。
【００３５】そこで本発明では、スイッチング回路の上
アームの３相にＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、下
アームの３相にバイポーラトランジスタを用いることに
より、６相すべてにＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い
るよりも安価で、かつ、バイポーラトランジスタ使用時
と比べ、細かいスイッチングやチョッピングの制御を可
能とし、更に直流電動機駆動時における電磁音の削除
や、周辺機構との共振による振動を削減する制御を行う
ことを可能にして、静音化を向上させることができた。
アームの３相にＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い、下
アームの３相にバイポーラトランジスタを用いることに
より、６相すべてにＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用い
るよりも安価で、かつ、バイポーラトランジスタ使用時
と比べ、細かいスイッチングやチョッピングの制御を可
能とし、更に直流電動機駆動時における電磁音の削除
や、周辺機構との共振による振動を削減する制御を行う
ことを可能にして、静音化を向上させることができた。
【００３６】又、本発明ではＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥ
Ｔのドライブ回路は電圧制御でスイッチング制御を行う
事から、電流制御でスイッチング制御を行っているバイ
ポーラトランジスタのドライブ回路の回路構成より簡易
化，コストダウンできることが可能である。
Ｔのドライブ回路は電圧制御でスイッチング制御を行う
事から、電流制御でスイッチング制御を行っているバイ
ポーラトランジスタのドライブ回路の回路構成より簡易
化，コストダウンできることが可能である。
【００３７】また、スイッチング回路６相を上アーム３
相にＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ，下アーム３相にバイ
ポーラトランジスタを用いた回路構成にてモジュール
化，ハイブリットＩＣ化を行い、スイッチング回路を１
部品とすることにより、ディスクリート部品で構成した
場合に比べ、制御基板の実装面積を縮小化することもで
き、基板加工費，周辺部品をコストダウンする効果があ
る。
相にＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ，下アーム３相にバイ
ポーラトランジスタを用いた回路構成にてモジュール
化，ハイブリットＩＣ化を行い、スイッチング回路を１
部品とすることにより、ディスクリート部品で構成した
場合に比べ、制御基板の実装面積を縮小化することもで
き、基板加工費，周辺部品をコストダウンする効果があ
る。
【００３８】つまり、従来のインバータ制御回路と比
べ、静音化を重視しコストも大幅に上がることもなく直
流電動機を駆動させることが可能である。
べ、静音化を重視しコストも大幅に上がることもなく直
流電動機を駆動させることが可能である。
【図１】 本発明に係る直流電動機駆動用インバータ制
御回路の一実施例を示すブロック的電気回路図である。
御回路の一実施例を示すブロック的電気回路図である。
【図２】 本発明に係る直流電動機駆動用インバータ制
御回路の動作を説明するために供された信号波形図であ
る。
御回路の動作を説明するために供された信号波形図であ
る。
１ 電源 ２ 整流平滑回路 ３ スイッチング回路 ４ 上アーム ５ 下アーム ６ 直流電動機 ８ａ ドライブ回路 ８ｂ ドライブ回路 １１ マイクロコンピュータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 6/08
Claims (2)
- 【請求項１】上下アームが夫々複数相で構成され、整流
平滑回路を介して交流電源からの電源電圧の供給を受け
るスイッチング回路と、 該スイッチング回路をスイッチング動作させ直流電動機
を駆動させるドライブ回路手段と、 該ドライブ回路手段等の一連の制御を行うべくプログラ
ムされたマイクロコンピュータとを備えたものにおい
て、 上記スイッチング回路の上アームを絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタにて構成し、下アームをバイポーラトラ
ンジスタにて構成した事を特徴とする直流電動機駆動用
インバータ制御回路。 - 【請求項２】上下アームが夫々複数相で構成され、整流
平滑回路を介して交流電源からの電源電圧の供給を受け
るスイッチング回路と、 該スイッチング回路をスイッチング動作させ直流電動機
を駆動させるドライブ回路手段と、 該ドライブ回路手段等の一連の制御を行うべくプログラ
ムされたマイクロコンピュータとを備えたものにおい
て、 上記スイッチング回路の上アームをＭＯＳＦＥＴにて構
成し、下アームをバイポーラトランジスタにて構成した
事を特徴とする直流電動機駆動用インバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5171346A JPH0731182A (ja) | 1993-07-12 | 1993-07-12 | 直流電動機駆動用インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5171346A JPH0731182A (ja) | 1993-07-12 | 1993-07-12 | 直流電動機駆動用インバータ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0731182A true JPH0731182A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15921510
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5171346A Pending JPH0731182A (ja) | 1993-07-12 | 1993-07-12 | 直流電動機駆動用インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0731182A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003047280A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動騒音低減装置およびモータ駆動騒音低減信号の作成方法 |
| EP2552008A4 (en) * | 2010-03-25 | 2017-11-15 | Panasonic Corporation | Inverter device and electric device using same |
| US10320278B2 (en) | 2015-08-28 | 2019-06-11 | Fuji Electric Co., Ltd. | Semiconductor device having a decreased switching loss |
-
1993
- 1993-07-12 JP JP5171346A patent/JPH0731182A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003047280A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動騒音低減装置およびモータ駆動騒音低減信号の作成方法 |
| EP2552008A4 (en) * | 2010-03-25 | 2017-11-15 | Panasonic Corporation | Inverter device and electric device using same |
| US10320278B2 (en) | 2015-08-28 | 2019-06-11 | Fuji Electric Co., Ltd. | Semiconductor device having a decreased switching loss |
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