JPH0731154A - Current resonance inverter - Google Patents
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- JPH0731154A JPH0731154A JP5174266A JP17426693A JPH0731154A JP H0731154 A JPH0731154 A JP H0731154A JP 5174266 A JP5174266 A JP 5174266A JP 17426693 A JP17426693 A JP 17426693A JP H0731154 A JPH0731154 A JP H0731154A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電流共振型のＤＣ−Ａ
Ｃインバータまたはスイッチングレギュレータに係り、
より詳細には、直列共振回路の共振周波数に追従してス
イッチングを行う電流共振型インバータおよび出力電圧
を可変とする電流共振型インバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a current resonance type DC-A.
Related to C inverter or switching regulator,
More specifically, the present invention relates to a current resonance type inverter that performs switching by following the resonance frequency of a series resonance circuit and a current resonance type inverter that has a variable output voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】低電圧のＤＣ電源を用いて放電灯等の冷
陰極管を点灯させるインバータの１種に、コイルとコン
デンサとの直列共振回路を用いた電流共振型のインバー
タがある。このインバータでは、直列共振回路の共振周
波数に一致した周期でスイッチング手段の制御を行って
いる（これを従来技術１とする）。2. Description of the Related Art One type of inverter that uses a low-voltage DC power source to light a cold cathode tube such as a discharge lamp is a current resonance type inverter that uses a series resonance circuit of a coil and a capacitor. In this inverter, the switching means is controlled at a cycle that matches the resonance frequency of the series resonance circuit (this is referred to as prior art 1).
【０００３】またその他のインバータの構成としては、
ロイヤー回路を使用した電圧共振型のインバータがあ
る。しかしこのインバータは、その構成上、出力電圧が
入力電圧に依存することになるので、調光を行うために
出力電圧を変化させる必要が生じたときには、インバー
タに与える直流電圧を制御する制御回路をインバータの
前段に設けた構成としている（これを従来技術２とす
る）。Further, as another inverter configuration,
There is a voltage resonance type inverter that uses a Royer circuit. However, since the output voltage of this inverter depends on the input voltage due to its configuration, when it is necessary to change the output voltage for dimming, a control circuit for controlling the DC voltage applied to the inverter is required. The configuration is provided before the inverter (this is referred to as prior art 2).
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来技術
１の構成では、スイッチングの周期を直列共振回路の共
振周波数に一致させる必要があるが、この共振周波数は
負荷の状態によって変化する。即ち共振周波数は、放電
灯の点灯状態や放電灯の個々の特性のばらつき等により
異なってくることを意味する。そのためスイッチングの
周期を固定した場合では動作が不安定となり、出力電圧
が安定しないことから放電灯にチラツキが発生するとい
う問題を生じていた。However, in the configuration of the prior art 1, it is necessary to match the switching cycle with the resonance frequency of the series resonance circuit, but this resonance frequency changes depending on the load condition. That is, it means that the resonance frequency varies depending on the lighting state of the discharge lamp and variations in individual characteristics of the discharge lamp. Therefore, when the switching cycle is fixed, the operation becomes unstable and the output voltage is not stable, which causes a problem that the discharge lamp flickers.
【０００５】また従来技術２を用いて調光可能な構成と
する場合には、ＤＣ電源より供給される電力は、インバ
ータに与える電圧を変化させる制御回路とインバータと
の双方を介して放電灯に与えられることになる。そのた
め電力効率は、制御回路の効率とインバータの効率との
積となることから、総合的な変換効率が低下するという
問題を生じていた。Further, in the case where the structure is dimmable by using the conventional technique 2, the electric power supplied from the DC power source is supplied to the discharge lamp through both the control circuit for changing the voltage applied to the inverter and the inverter. Will be given. Therefore, the power efficiency is a product of the efficiency of the control circuit and the efficiency of the inverter, which causes a problem that the overall conversion efficiency is lowered.
【０００６】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであり、請求項１記載の発明の目的は、直列共振
回路の共振周波数に変化が生じたときにも安定した動作
を行わせることのできる電流共振型インバータを提供す
ることにあり、請求項２記載の発明の目的は、調光を行
ったときの変換効率の悪化を防止することのできる電流
共振型インバータを提供することにある。The present invention was devised to solve the above problems, and an object of the present invention is to allow stable operation even when the resonance frequency of a series resonance circuit changes. It is an object of the present invention to provide a current resonance type inverter capable of realizing the above-mentioned, and an object of the invention is to provide a current resonance type inverter capable of preventing deterioration of conversion efficiency when dimming is performed. .
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１記載の発明に係る電流共振型インバータは、コ
イルとコンデンサとが直列に接続された直列共振回路
と、この直列共振回路の一対の端子とＤＣ電源との接続
の開閉を行う第１のスイッチング手段と、前記一対の端
子の互いの接続の開閉を行う第２のスイッチング手段
と、前記一対の端子の電圧と予め設定された電圧とを比
較することにより、直列共振回路に流れる電流の向きの
それぞれにおいて、その電流値が０近傍の値となるタイ
ミングを検出するタイミング検出手段と、ＤＣ電源から
直列共振回路方向に流れる電流値が０近傍の値となった
ことをタイミング検出手段が示すときには、第１のスイ
ッチング手段の接続を開くと共に第２のスイッチング手
段の接続を閉じ、直列共振回路からＤＣ電源方向に流れ
る電流値が０近傍の値となったことをタイミング検出手
段が示すときには、第２のスイッチング手段の接続を開
くと共に第１のスイッチング手段の接続を閉じるスイッ
チング制御手段とを備えた構成としている。In order to solve the above problems, a current resonance type inverter according to a first aspect of the present invention is a series resonance circuit in which a coil and a capacitor are connected in series, and a pair of the series resonance circuit. First switching means for opening and closing the connection between the terminal of the DC power supply and the terminal, second switching means for opening and closing the mutual connection of the pair of terminals, and the voltage of the pair of terminals and the preset voltage. By comparing with, the timing detection means for detecting the timing at which the current value becomes a value near 0 in each direction of the current flowing through the series resonant circuit, and the current value flowing from the DC power source in the series resonant circuit direction When the timing detecting means indicates that the value is close to 0, the connection of the first switching means is opened and the connection of the second switching means is closed, and the series connection is performed. When the timing detection means indicates that the value of the current flowing from the oscillation circuit in the direction of the DC power supply has become a value near 0, the switching control means opens the connection of the second switching means and closes the connection of the first switching means. It has a configuration with.
【０００８】また請求項２記載の発明に係る電流共振型
インバータは、コイルとコンデンサとが直列に接続され
た直列共振回路と、この直列共振回路の一対の端子とＤ
Ｃ電源との接続の開閉を行うことにより、コンデンサを
正極性に充電する第１のスイッチング手段と、前記一対
の端子の互いの接続を開閉することにより、第１のスイ
ッチング手段によって正極性に充電されたコンデンサか
ら充電電荷を引き抜くと共にコンデンサを逆極性に充電
する第２のスイッチング手段と、前記一対の端子の互い
の接続を開閉することにより、第２のスイッチング手段
によって逆極性に充電されたコンデンサの充電電荷を引
き抜くと共にコンデンサを正極性に充電する第３のスイ
ッチング手段と、その電圧が可変である設定電圧を生成
する電圧設定手段と、当該装置の出力電圧又は放電灯管
電流の検出電圧と設定電圧との比較を行い、検出電圧が
設定電圧より低いときには、第１のスイッチング手段と
第２のスイッチング手段との制御を行うことによって直
列共振回路を駆動し、出力電圧が設定電圧より高いとき
には、第２のスイッチング手段と第３のスイッチング手
段との制御を行うことによって直列共振回路を駆動する
電圧制御手段とを備えた構成としている。According to another aspect of the current resonance type inverter of the present invention, a series resonance circuit in which a coil and a capacitor are connected in series, a pair of terminals of the series resonance circuit, and D
The first switching means for charging the capacitor to the positive polarity by opening / closing the connection with the C power source and the mutual connection of the pair of terminals to each other to open / close the positive polarity are charged by the first switching means. Second switching means for drawing out the charge from the charged capacitor and charging the capacitor to the opposite polarity and the capacitor charged to the opposite polarity by the second switching means by opening and closing the mutual connection of the pair of terminals. And a voltage setting means for generating a set voltage whose voltage is variable, and a detection voltage of the output voltage of the apparatus or a discharge lamp current. When the detected voltage is lower than the set voltage by comparing with the set voltage, the first switching means and the second switch Voltage control for driving the series resonant circuit by controlling the second switching means and the third switching means when the output voltage is higher than the set voltage. And means.
【０００９】[0009]
【作用】請求項１記載の発明の作用を以下に示す。The operation of the invention according to claim 1 will be described below.
【００１０】タイミング検出手段は、直列共振回路の一
対の端子の電圧を検出し、予め設定された電圧であるＤ
Ｃ電源からの供給電圧と検出した電圧とを比較すること
により、ＤＣ電源から直列共振回路方向に流れる電流値
が０近傍の値となるタイミングを検出する。また予め設
定された電圧であるグランドレベルの電圧と検出した電
圧とを比較することにより、直列共振回路からＤＣ電源
方向に流れる電流値が０近傍の値となるタイミングを検
出する。The timing detecting means detects a voltage at a pair of terminals of the series resonance circuit and sets a preset voltage D.
By comparing the voltage supplied from the C power supply with the detected voltage, the timing at which the value of the current flowing from the DC power supply in the direction of the series resonance circuit becomes a value near 0 is detected. Further, the timing at which the value of the current flowing from the series resonance circuit in the direction of the DC power supply becomes a value near 0 is detected by comparing the detected voltage with the ground level voltage which is a preset voltage.
【００１１】このことは、直列共振回路を駆動する第１
のスイッチング手段と第２のスイッチング手段との接続
の開閉のタイミングを示すことになる。そのためスイッ
チング制御手段は、タイミング検出手段の検出のタイミ
ングに従い、ＤＣ電源から直列共振回路方向に流れる電
流値が０近傍の値となったことが示されたときには、第
１のスイッチング手段の接続を開くと共に第２のスイッ
チング手段の接続を閉じる。また直列共振回路からＤＣ
電源方向に流れる電流値が０近傍の値となったことが示
されたときには、第２のスイッチング手段の接続を開く
と共に第１のスイッチング手段の接続を閉じる。This means that the first resonant circuit drives the series resonant circuit.
The timing of opening and closing the connection between the switching means and the second switching means will be shown. Therefore, the switching control means opens the connection of the first switching means according to the detection timing of the timing detection means when the value of the current flowing from the DC power supply in the series resonance circuit direction is a value close to zero. At the same time, the connection of the second switching means is closed. In addition, from the series resonance circuit to DC
When it is shown that the value of the current flowing in the power supply direction is close to 0, the connection of the second switching means is opened and the connection of the first switching means is closed.
【００１２】即ち、直列共振回路は、その共振周波数に
追従するタイミングでもって駆動されることとなる。That is, the series resonance circuit is driven at a timing that follows its resonance frequency.
【００１３】請求項２記載の発明の作用を以下に示す。The operation of the invention according to claim 2 will be described below.
【００１４】第１のスイッチング手段は、直列共振回路
の一対の端子とＤＣ電源との接続の開閉を行うことによ
り、コンデンサを正極性に充電する。また第２のスイッ
チング手段は、第１のスイッチング手段によって正極性
に充電されたコンデンサから充電電荷を引き抜くと共に
コンデンサを逆極性に充電する。また第３のスイッチン
グ手段は、第２のスイッチング手段によって逆極性に充
電されたコンデンサの充電電荷を引き抜くと共にコンデ
ンサを正極性に充電する。The first switching means charges the capacitor to the positive polarity by opening and closing the connection between the pair of terminals of the series resonance circuit and the DC power source. The second switching means extracts the charge from the capacitor charged in the positive polarity by the first switching means and charges the capacitor in the opposite polarity. Further, the third switching means extracts the charge of the capacitor charged in the opposite polarity by the second switching means and charges the capacitor to the positive polarity.
【００１５】このことは、第１のスイッチング手段と第
２のスイッチング手段とによって直列共振回路を駆動し
たときには、ＤＣ電源からの電力による駆動となり、出
力電圧を上昇させることを意味する。また、第２のスイ
ッチング手段と第３のスイッチング手段とによって直列
共振回路を駆動したときには、ＤＣ電源から電力の供給
を受けることのない駆動となるので、出力電圧は下降と
なることを意味する。This means that when the series resonance circuit is driven by the first switching means and the second switching means, the series resonance circuit is driven by the electric power from the DC power source, and the output voltage is increased. Further, when the series resonance circuit is driven by the second switching means and the third switching means, the driving is performed without receiving the supply of electric power from the DC power source, which means that the output voltage drops.
【００１６】一方、電圧制御手段は、当該装置の出力電
圧又は放電灯管電流の検出電圧と設定電圧との比較を行
い、検出電圧が設定電圧より低いときには、第１のスイ
ッチング手段と第２のスイッチング手段との制御を行う
ことによって直列共振回路を駆動し、出力電圧を上昇さ
せる。また出力電圧が設定電圧より高いときには、第２
のスイッチング手段と第３のスイッチング手段との制御
を行うことによって直列共振回路を駆動し、出力電圧を
低下させる。そのため出力電圧は、設定電圧に対応する
電圧に維持されることになり、設定電圧を変化させたと
きには出力電圧が追従して変化する。On the other hand, the voltage control means compares the detected voltage of the device or the discharge lamp tube current with the set voltage, and when the detected voltage is lower than the set voltage, the first switching means and the second switching means. The series resonance circuit is driven by controlling the switching means, and the output voltage is increased. When the output voltage is higher than the set voltage, the second
By controlling the switching means and the third switching means, the series resonance circuit is driven and the output voltage is lowered. Therefore, the output voltage is maintained at a voltage corresponding to the set voltage, and when the set voltage is changed, the output voltage follows and changes.
【００１７】[0017]
【実施例】本発明の一実施例について図面を参照しつつ
以下に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１８】図１は、本発明の電流共振型インバータの
一実施例の電気的接続を示すブロック線図である。FIG. 1 is a block diagram showing the electrical connection of one embodiment of the current resonance type inverter of the present invention.
【００１９】図１において、電源スイッチＳ１を介して
導かれたＤＣ電源１５の出力は、抵抗Ｒ１、Ｒ２からな
る分圧回路、第１のスイッチング手段１１の一方の端
子、および安定化電源２３の入力に導かれている。そし
て第１のスイッチング手段１１の他方の端子は、抵抗Ｒ
３、Ｒ４からなる分圧回路、第２のスイッチング手段１
２の一方の端子、第３のスイッチング手段１３の一方の
端子、およびコイルＬ１とコンデンサＣ１とにより構成
された直列共振回路１４の一対の端子の一方（コイルＬ
１の端子の一方）に接続されている。そして直列共振回
路１４の一対の端子の他方（コンデンサＣ１の端子の一
方）は接地されている。In FIG. 1, the output of the DC power source 15 led through the power switch S1 is the voltage dividing circuit consisting of the resistors R1 and R2, one terminal of the first switching means 11 and the stabilizing power source 23. Guided to the input. The other terminal of the first switching means 11 has a resistor R
Voltage dividing circuit composed of R3 and R4, second switching means 1
2 and one terminal of the third switching means 13, and one of a pair of terminals of the series resonance circuit 14 constituted by the coil L1 and the capacitor C1 (coil L
One of the terminals 1). The other of the pair of terminals of the series resonance circuit 14 (one of the terminals of the capacitor C1) is grounded.
【００２０】またコイルＬ１とコンデンサＣ１との接続
点は、出力ＬＥＶＥＬＣとして、ドライブ手段２１に導
かれており、コイルＬ２は、一方の端子がコンデンサＣ
２を介して放電灯２２の一方の端子に接続され、他方の
端子は接地されている。また放電灯２２の他方の端子
は、管電流検出手段２０を介して接地されている。管電
流検出手段２０は、放電灯２２の管電流値に比例した正
電圧を出力する。The connection point between the coil L1 and the capacitor C1 is led to the drive means 21 as an output LEVELC, and one terminal of the coil L2 has the capacitor C1.
2 is connected to one terminal of the discharge lamp 22 via 2, and the other terminal is grounded. The other terminal of the discharge lamp 22 is grounded via the tube current detecting means 20. The tube current detection means 20 outputs a positive voltage proportional to the tube current value of the discharge lamp 22.
【００２１】タイミング検出手段１６には、抵抗Ｒ１、
Ｒ２からなる分圧回路の出力ＲＥＦと、抵抗Ｒ３、Ｒ４
からなる分圧回路の出力ＬＥＶＥＬ１とが導かれてお
り、タイミング検出手段１６から送出される３つの出力
ＣＭＰ１〜３は、スイッチング制御手段および電圧制御
手段を構成するブロック１８に与えられている。The timing detecting means 16 includes resistors R1 and
The output REF of the voltage dividing circuit composed of R2 and the resistors R3 and R4
And the output LEVEL1 of the voltage dividing circuit consisting of the three outputs CMP1 to CMP1 to CMP3 sent from the timing detecting means 16 are given to a block 18 which constitutes a switching control means and a voltage control means.
【００２２】またブロック１８からは、第１のスイッチ
ング手段１１の開閉を制御する出力ＤＲＶ１、第２のス
イッチング手段１２の開閉を制御する出力ＤＲＶ２、お
よびドライブ手段２１の動作を制御する出力ＣＮＴ３が
送出されている。そして電圧設定手段１７からの出力Ｓ
ＥＴＶ、スタート信号生成手段１９の出力ＳＴＡＲＴ、
および出力電圧検出手段２０の出力ＬＥＶＥＬ２は、ブ
ロック１８に導入されている。そしてドライブ手段２１
の出力ＤＲＶ３は第３のスイッチング手段１３に導かれ
ている。From the block 18, an output DRV1 for controlling the opening / closing of the first switching means 11, an output DRV2 for controlling the opening / closing of the second switching means 12, and an output CNT3 for controlling the operation of the drive means 21 are sent. Has been done. The output S from the voltage setting means 17
ETV, output START of the start signal generating means 19,
The output LEVEL2 of the output voltage detection means 20 is introduced into the block 18. And drive means 21
The output DRV3 of is output to the third switching means 13.
【００２３】なお、上記構成における分圧回路の抵抗Ｒ
１〜Ｒ４については、分圧比を互いに等しくするため、
下式The resistor R of the voltage dividing circuit having the above structure
For 1 to R4, to make the partial pressure ratios equal to each other,
The following formula
【００２４】[0024]
【数１】 Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４） なる関係を満たすように設定されている。## EQU1 ## R2 / (R1 + R2) = R4 / (R3 + R4) is set to satisfy the relationship.
【００２５】図２は、第１のスイッチング手段１１の電
気的接続を示す回路図、図３は、第２のスイッチング手
段１２の電気的接続を示す回路図、図４は、第３のスイ
ッチング手段１３の電気的接続を示す回路図、図５は、
出力電圧検出手段２０の電気的接続を示す回路図、図６
は、ドライブ手段２１の電気的接続を示す回路図、図７
は、タイミング検出手段１６の電気的接続を示す回路
図、図８は、スタート信号生成手段１９の電気的接続を
示す回路図、図９は、ブロック１８の電気的接続を示す
回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing the electrical connection of the first switching means 11, FIG. 3 is a circuit diagram showing the electrical connection of the second switching means 12, and FIG. 4 is the third switching means. 13 is a circuit diagram showing electrical connection of FIG.
6 is a circuit diagram showing the electrical connection of the output voltage detecting means 20, FIG.
Is a circuit diagram showing the electrical connection of the drive means 21, FIG.
8 is a circuit diagram showing the electrical connection of the timing detecting means 16, FIG. 8 is a circuit diagram showing the electrical connection of the start signal generating means 19, and FIG. 9 is a circuit diagram showing the electrical connection of the block 18.
【００２６】必要に応じて同図を参照しつつ、構成の説
明を続ける。The description of the configuration will be continued with reference to FIG.
【００２７】ＤＣ電源１５は、バッテリ等からなる携帯
用の低圧直流電源であり、安定化電源２３は、３端子レ
ギュレータ等によって構成され、ＤＣ電源１５より供給
される直流電圧から、論理回路の動作に必要とする安定
化された電圧を生成するブロックである。The DC power supply 15 is a portable low-voltage DC power supply composed of a battery or the like, and the stabilizing power supply 23 is composed of a three-terminal regulator or the like, and operates the logic circuit from the DC voltage supplied from the DC power supply 15. It is a block that generates the regulated voltage required for.
【００２８】また第１のスイッチング手段１１は、図２
に示すように、出力ＤＲＶ１がＨレベルとなったときに
は、トランジスタＱ２のコレクタ電流によってトランジ
スタＱ１がオンとなり、出力ＤＲＶ１がＬレベルである
ときにはトランジスタＱ１がオフとなるブロックとなっ
ており、直列共振回路１４の一対の端子とＤＣ電源との
接続の開閉を行うことにより、コンデンサＣ１を正極性
に充電する（ダイオードＤ１は、電流が逆方向に流れる
ことを防止する）。The first switching means 11 is shown in FIG.
As shown in, when the output DRV1 is at the H level, the transistor Q1 is turned on by the collector current of the transistor Q2, and when the output DRV1 is at the L level, the transistor Q1 is turned off. The capacitor C1 is positively charged by opening and closing the connection between the pair of terminals of 14 and the DC power source (the diode D1 prevents the current from flowing in the opposite direction).
【００２９】また第２のスイッチング手段１２は、図３
に示すように、出力ＤＲＶ２がＨレベルであるときには
トランジスタＱ３がオンとなり、Ｌレベルであるときに
はオフとなるブロックとなっており、直列共振回路１４
の一対の端子の互いの接続の開閉を行うことによって、
第１のスイッチング手段１１によって正極性に充電され
たコンデンサＣ１から充電電荷を引き抜くと共にコンデ
ンサＣ１を逆極性に充電する（ダイオードＤ２は、電流
が逆方向に流れることを防止する）。The second switching means 12 is shown in FIG.
As shown in FIG. 5, the transistor Q3 is turned on when the output DRV2 is at the H level, and turned off when the output DRV2 is at the L level.
By opening and closing the connection of a pair of terminals with each other,
The charge is extracted from the capacitor C1 charged in the positive polarity by the first switching means 11 and the capacitor C1 is charged in the opposite polarity (the diode D2 prevents the current from flowing in the opposite direction).
【００３０】また第３のスイッチング手段１３は、図４
に示すように、出力ＤＲＶ３に電流が流れ出すときには
トランジスタＱ４がオンとなり、電流が流れ出さないと
きにはオフとなるブロックとなっており、直列共振回路
１４の一対の端子の互いの接続の開閉を行うことによっ
て、第２のスイッチング手段１２によって逆極性に充電
されたコンデンサＣ１から充電電荷を引き抜くと共にコ
ンデンサＣ１を正極性に充電する（ダイオードＤ３は、
電流が逆方向に流れることを防止する）。The third switching means 13 is shown in FIG.
As shown in FIG. 5, the transistor Q4 is turned on when a current flows to the output DRV3 and turned off when a current does not flow, and the pair of terminals of the series resonant circuit 14 is opened and closed. The charge is extracted from the capacitor C1 charged in the opposite polarity by the second switching means 12 and the capacitor C1 is charged in the positive polarity (the diode D3 is
Prevents the current from flowing in the opposite direction).
【００３１】また管電流検出手段２０は、図５に示すよ
うに、放電灯２２の管電流を、ダイオードＤ４とコンデ
ンサＣ３とによって直流に変換した後、出力ＬＥＶＥＬ
２として送出するブロックである。なお、抵抗Ｒ６、Ｒ
７は、損失を少なくするよう低抵抗値が選択設定され
る。Further, as shown in FIG. 5, the tube current detecting means 20 converts the tube current of the discharge lamp 22 into a direct current by the diode D4 and the capacitor C3, and then outputs the output LEVEL.
This block is sent as 2. The resistors R6 and R
A low resistance value of 7 is selectively set so as to reduce loss.
【００３２】またドライブ手段２１は、図６に示すよう
に、出力ＣＮＴ３がＨレベルとなったときには、トラン
ジスタＱ７、Ｑ６の双方がオンとなることによってトラ
ンジスタＱ５をオンとするブロックであり、第３のスイ
ッチング手段１３のトランジスタＱ４のベース電流を、
出力ＤＲＶ３の側から出力ＬＥＶＥＬＣ側に流すことに
より、トランジスタＱ４をオンとする。As shown in FIG. 6, the drive means 21 is a block that turns on the transistor Q5 by turning on both the transistors Q7 and Q6 when the output CNT3 becomes H level. The base current of the transistor Q4 of the switching means 13 of
By flowing from the output DRV3 side to the output LEVELC side, the transistor Q4 is turned on.
【００３３】またタイミング検出手段１６は、図７に示
すように、直列共振回路１４の一対の端子の電圧を示す
出力ＬＥＶＥＬ１と、ＤＣ電源１５の電圧（予め設定さ
れた電圧）を示す出力ＲＥＦとの比較を行う比較器３
１、出力ＬＥＶＥＬ１とグランドレベル（予め設定され
た電圧）との比較を行う比較器３２、３３の３つの比較
器によって構成されており、比較器３１、３２を用いる
ことによって、直列共振回路１４に流れる電流の向きの
それぞれにおいて、その電流値が０近傍の値となるタイ
ミングを検出する。As shown in FIG. 7, the timing detecting means 16 has an output LEVEL1 indicating the voltage of a pair of terminals of the series resonance circuit 14 and an output REF indicating the voltage of the DC power supply 15 (preset voltage). Comparator 3 for comparing
1. Comparing the output LEVEL1 with the ground level (preset voltage), it is composed of three comparators 32 and 33. By using the comparators 31 and 32, In each direction of the flowing current, the timing when the current value becomes a value near 0 is detected.
【００３４】なお請求項１記載のタイミング検出手段と
厳密に対応するのは、タイミング検出手段１６の構成要
素として示された３つの比較器３１〜３３のうち、比較
器３１、３２のみである。そして比較器３３は、請求項
２記載の電圧制御手段を実現する構成要素となっている
が、図面を簡明なものとするため、タイミング検出手段
１６の内部に記載している。Only the comparators 31 and 32 of the three comparators 31 to 33 shown as the constituent elements of the timing detecting means 16 strictly correspond to the timing detecting means described in claim 1. The comparator 33 is a constituent element that realizes the voltage control means according to the second aspect, but is shown inside the timing detection means 16 in order to simplify the drawing.
【００３５】またスタート信号生成手段１９は、図８に
示すように、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５との時定数によ
って定まる時間において、出力ＳＴＡＲＴにＨレベルを
送出することにより、ブロック１８のイニシャライズを
行うブロックである。As shown in FIG. 8, the start signal generating means 19 initializes the block 18 by sending H level to the output START at the time determined by the time constant of the capacitor C4 and the resistor R5. Is.
【００３６】また電圧設定手段１７は、可変抵抗器によ
って変化させることが可能な直流電圧を、設定電圧とし
て出力ＳＥＴＶに送出するブロックとなっている。Further, the voltage setting means 17 is a block for sending a DC voltage that can be changed by a variable resistor to the output SETV as a set voltage.
【００３７】またブロック１８は、請求項１記載のスイ
ッチング制御手段と請求項２記載の電圧制御手段との双
方の構成が組み合わされたブロックとなっており、電圧
制御手段としての構成には、既に説明したように、タイ
ミング検出手段１６内の比較器３３を含む構成となり、
図９に示すように、タイミング検出手段１６からの３種
の出力ＣＭＰ１〜３、電圧設定手段１７からの出力ＳＥ
ＴＶ、管電流検出手段２０からの出力ＬＥＶＥＬ２、ス
タート信号生成手段１９からの出力ＳＴＡＲＴとに基づ
く動作を行うブロックである。Further, the block 18 is a block in which the configurations of both the switching control means according to claim 1 and the voltage control means according to claim 2 are combined. As described, the configuration includes the comparator 33 in the timing detection means 16,
As shown in FIG. 9, three kinds of outputs CMP1 to CMP1 to 3 from the timing detecting means 16 and an output SE from the voltage setting means 17 are provided.
It is a block that performs an operation based on the TV, the output LEVEL2 from the tube current detection means 20, and the output START from the start signal generation means 19.
【００３８】そしてスイッチング制御手段としては、Ｄ
Ｃ電源１５から直列共振回路１４方向に流れる電流値が
０近傍の値となったときには（出力ＣＭＰ１により示さ
れる）、第１のスイッチング手段１１の接続を開くと共
に第２のスイッチング手段１２の接続を閉じさせ、直列
共振回路１４からＤＣ電源１５方向に流れる電流値が０
近傍の値となったときには（出力ＣＭＰ２により示され
る）、第２のスイッチング手段１２の接続を開くと共に
第１のスイッチング手段１１の接続を閉じさせる。As the switching control means, D
When the value of the current flowing from the C power source 15 in the direction of the series resonance circuit 14 becomes a value near 0 (indicated by the output CMP1), the connection of the first switching means 11 is opened and the connection of the second switching means 12 is opened. The current value flowing from the series resonance circuit 14 toward the DC power supply 15 is 0 when closed.
When the value becomes close to the value (indicated by the output CMP2), the connection of the second switching means 12 is opened and the connection of the first switching means 11 is closed.
【００３９】また電圧制御手段としては、管電流検出手
段２０の検出電圧（出力ＬＥＶＥＬ２）と設定電圧（出
力ＳＥＴＶ）との比較を行い（出力ＣＭＰ４により示さ
れる）、出力電圧が設定電圧より低いときには、第１の
スイッチング手段１１と第２のスイッチング手段１２と
の制御を行うことによって直列共振回路１４を駆動す
る。そして出力電圧が設定電圧より高いときには、第２
のスイッチング手段１２と第３のスイッチング手段１３
との制御を行うことによって直列共振回路１４の駆動を
行う。The voltage control means compares the detection voltage (output LEVEL2) of the tube current detection means 20 with the set voltage (output SETV) (indicated by the output CMP4), and when the output voltage is lower than the set voltage. , The series switching circuit 14 is driven by controlling the first switching means 11 and the second switching means 12. When the output voltage is higher than the set voltage, the second
Switching means 12 and third switching means 13
The series resonance circuit 14 is driven by controlling the above.
【００４０】なお、図９に示す回路において、マルチプ
レクサ４７は、セレクト端子Ｓに導かれた出力ＣＮＴ−
ＭＰＸがＨレベルであるとき、入力端子ＩＮ１に導かれ
たレベルを出力ＯＵＴ−ＭＰＸに送出し、出力ＣＮＴ−
ＭＰＸがＬレベルであるときには、入力端子ＩＮ２に導
かれたレベルを出力ＯＵＴ−ＭＰＸに送出する。In the circuit shown in FIG. 9, the multiplexer 47 outputs the output CNT- led to the select terminal S.
When MPX is at H level, the level guided to the input terminal IN1 is sent to the output OUT-MPX, and the output CNT-
When MPX is at L level, the level led to the input terminal IN2 is sent to the output OUT-MPX.
【００４１】またフリップフロップ５５は、出力ＣＭＰ
２に現れる立ち上がりエッジでもって出力ＣＭＰ４の読
み込みを行う。またＯＲゲート５６、５７は、イニシャ
ライズのための出力ＳＴＡＲＴに対応するゲートであ
り、イニシャライズが終了した後には、単なるスルー接
続と等しくなる。Further, the flip-flop 55 outputs the output CMP.
The output CMP4 is read at the rising edge appearing at 2. Further, the OR gates 56 and 57 are gates corresponding to the output START for initialization, and become equal to a simple through connection after the initialization is completed.
【００４２】また遅延素子５０、５１は、第１〜第３の
スイッチング手段１１〜１３のオン、オフの切り換えに
おいて、第１のスイッチング手段１１と第２のスイッチ
ング手段１２、あるいは第２のスイッチング手段１２と
第３のスイッチング手段１３との双方が同時にオンとな
ることを防止するため設けられている。そのため、一方
のスイッチング手段をオフに設定した後、この遅延素子
５０、５１の遅延時間の経過を待って、他方のスイッチ
ング手段をオンとする設定を行っている。The delay elements 50 and 51 are used to switch the first to third switching means 11 to 13 on and off, so that the first switching means 11 and the second switching means 12 or the second switching means. It is provided to prevent both 12 and the third switching means 13 from being turned on at the same time. Therefore, after one of the switching means is set to OFF, the other switching means is set to ON after waiting for the delay time of the delay elements 50 and 51 to elapse.
【００４３】図１０、図１１は、本実施例の主要信号の
タイミングを示すタイミングチャートである。必要に応
じて同図を参照しつつ、以下に本発明の一実施例の動作
を説明する。FIGS. 10 and 11 are timing charts showing the timing of the main signals of this embodiment. The operation of the embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
【００４４】電源スイッチＳ１がオンとなったときに
は、時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、出力ＳＴＡＲＴに
Ｈレベルが送出される。この結果、ＡＮＤゲート５８の
出力である出力ＤＲＶ１にＨレベルが送出されることか
ら、第１のスイッチング手段１１がオンとなり、電流Ｉ
ＳがコイルＬ１を経由してコンデンサＣ１に流れ込むこ
とになる。そのためコンデンサＣ１は、電磁共振原理に
従って正極性に充電され、時刻ｔ２で、コンデンサＣ１
の充電電圧ＥＣはＤＣ電源１５の出力電圧より高くな
る。When the power switch S1 is turned on, the H level is sent to the output START during the period from time t1 to t3. As a result, since the H level is sent to the output DRV1 which is the output of the AND gate 58, the first switching means 11 is turned on and the current I
S will flow into the capacitor C1 via the coil L1. Therefore, the capacitor C1 is positively charged according to the electromagnetic resonance principle, and at time t2, the capacitor C1 is charged.
Charging voltage EC becomes higher than the output voltage of the DC power supply 15.
【００４５】一方、時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、Ａ
ＮＤゲート５９の出力である出力ＤＲＶ２はＬレベルと
なり、第２のスイッチング手段１２はオフとなる。また
抵抗Ｒ３、Ｒ４は、その抵抗値が高く設定されていて、
流れる電流値が無視できるレベルとなっているので、充
電電圧ＥＣは、時刻ｔ３まで放電されない。On the other hand, during the period from time t1 to t3, A
The output DRV2, which is the output of the ND gate 59, becomes L level, and the second switching means 12 is turned off. The resistances of the resistors R3 and R4 are set to be high,
Since the flowing current value is at a level that can be ignored, the charging voltage EC is not discharged until time t3.
【００４６】時刻ｔ２で電流ＩＳが０となるため、第１
のスイッチング手段１１の出力である電圧ＥＳは充電電
圧ＥＣと同レベルとなり、比較器３１の出力ＣＭＰ１が
Ｈレベルとなる。このＨレベルは、マルチプレクサ４７
を介してＮＯＲゲート４９に導かれる。比較器３１は、
電圧ＥＳがＤＣ電源１５の電圧より高い場合にのみ、Ｈ
レベルを出力するようオフセット調整されている。Since the current IS becomes 0 at time t2, the first
The voltage ES which is the output of the switching means 11 becomes the same level as the charging voltage EC, and the output CMP1 of the comparator 31 becomes the H level. This H level is the multiplexer 47
Through the NOR gate 49. The comparator 31 is
H only when the voltage ES is higher than the voltage of the DC power supply 15
Offset adjusted to output level.
【００４７】一方、２つのＮＯＲゲート４８、４９は、
遅延素子５０、５１を介して、フリップフロップを構成
するように接続されている。そのため、時刻ｔ１〜ｔ２
の期間においては、出力ＣＭＰ２および出力ＯＵＴ−Ｍ
ＰＸの双方が共にのＬレベルのため、フリップフロップ
の出力は不定となるが、時刻ｔ２で出力ＯＵＴ−ＭＰＸ
がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート４９の出力ＣＮＴ−Ｔ
Ｒ１がＬレベルとなる。また遅延素子５０の遅延時間が
経過した時刻ｔ２’には、ＮＯＲゲート４８の出力ＣＮ
Ｔ−ＴＲ２のＨレベルが確定する。On the other hand, the two NOR gates 48 and 49 are
The delay elements 50 and 51 are connected to form a flip-flop. Therefore, the times t1 to t2
During the period of, the output CMP2 and the output OUT-M
Since both PXs are at the L level, the output of the flip-flop is undefined, but at time t2, the output OUT-MPX is output.
Becomes H level, and the output CNT-T of the NOR gate 49
R1 becomes L level. At time t2 ′ when the delay time of the delay element 50 has passed, the output CN of the NOR gate 48 is output.
The H level of T-TR2 is determined.
【００４８】また放電灯２２の管電流は、管電流検出手
段２０において前述の通り検波整流され、出力ＬＥＶＥ
Ｌ２として比較器５２のマイナス入力に与えられる。こ
の出力ＬＥＶＥＬ２は、インバータとしての発振勢力に
比例するものであり、その発振勢力が弱いことから、こ
の電圧は、比較器５２のプラス入力に与えられた出力Ｓ
ＥＴＶの設定電圧よりは低い電圧となる。そのため比較
器５２の出力ＣＭＰ４はＨレベルとなる。The tube current of the discharge lamp 22 is detected and rectified by the tube current detecting means 20 as described above, and the output LEVE is output.
It is given to the minus input of the comparator 52 as L2. This output LEVEL2 is proportional to the oscillating force of the inverter. Since the oscillating force is weak, this voltage is the output S applied to the plus input of the comparator 52.
The voltage becomes lower than the set voltage of ETV. Therefore, the output CMP4 of the comparator 52 becomes H level.
【００４９】時刻ｔ３で出力ＳＴＡＲＴがＬレベルにな
ると、出力ＤＲＶ１はＬレベル、更に時刻ｔ３′で出力
ＤＲＶ２はＨレベル、ＡＮＤゲート６０の出力ＣＮＴ３
はＬレベルとなり、第１のスイッチング手段１１と第３
のスイッチング手段１３とはオフ、第２のスイッチング
手段１２はオンとなる。そのためコンデンサＣ１の充電
電荷は、第２のスイッチング手段１２を介して放電を開
始する。When the output START goes low at time t3, the output DRV1 goes low, and at time t3 'the output DRV2 goes high, the output CNT3 of the AND gate 60.
Becomes the L level, and the first switching means 11 and the third
The switching means 13 is turned off, and the second switching means 12 is turned on. Therefore, the electric charge charged in the capacitor C1 starts discharging through the second switching means 12.
【００５０】なお遅延素子６１は、第１および第２スイ
ッチング手段１１、１２のオン、オフの切り換えにおい
て、第１のスイッチング手段１１と第２のスイッチング
手段１２の双方が同時にオンになることを防止するため
に設けられている。そのため、時刻ｔ３にて第１のスイ
ッチング手段１１をオフに設定した後、遅延素子６１の
遅延時間を待って、時刻ｔ３′のタイミングで第第２の
スイッチング手段１２をオンする。The delay element 61 prevents both the first switching means 11 and the second switching means 12 from being turned on at the same time when the first and second switching means 11 and 12 are turned on and off. It is provided to do so. Therefore, after turning off the first switching means 11 at time t3, the second switching means 12 is turned on at the timing of time t3 'after waiting for the delay time of the delay element 61.
【００５１】この放電が行われる時刻ｔ３〜ｔ４の期間
では、直列共振の原理に従い、充電電圧ＥＣと電流ＩＳ
とは、図１０に示すように変化する。そして時刻ｔ４で
は、コンデンサＣ１は逆極性に充電されており、且つ電
流ＩＳが０となる。そのため電圧ＥＳは逆極性となり、
タイミング検出手段１６の出力において、出力ＣＭＰ１
はＬレベル、出力ＣＭＰ２はＨレベル、出力ＣＭＰ３は
Ｌレベルとなる。During the period from time t3 to time t4 when this discharge is performed, the charging voltage EC and the current IS are charged according to the principle of series resonance.
And changes as shown in FIG. Then, at time t4, the capacitor C1 is charged in the opposite polarity, and the current IS becomes zero. Therefore, the voltage ES has the opposite polarity,
At the output of the timing detection means 16, the output CMP1
Becomes L level, the output CMP2 becomes H level, and the output CMP3 becomes L level.
【００５２】なお比較器３２および比較器３３は、信号
ＬＥＶＥＬ１のレベルがグラウンド（接地）レベルと同
一の場合、Ｌレベルを出力するようオフセット調整され
ている。The comparators 32 and 33 are offset-adjusted to output the L level when the level of the signal LEVEL1 is the same as the ground (ground) level.
【００５３】そして時刻ｔ４において出力ＣＭＰ２に現
れる立ち上がりエッジでもって、比較器５２の出力ＣＭ
Ｐ４のＨレベルがフリップフロップ５５に読み込まれ、
フリップフロップ５５の出力ＣＮＴ−ＬＥＶＥＬがＨレ
ベルとなる。また出力ＣＭＰ２がＨレベルとなったこと
により、出力ＣＮＴ−ＴＲ２がＬレベル、出力ＤＲＶ２
がＬレベルとなって第２のスイッチング手段１２がオフ
となる。The output CM of the comparator 52 is output at the rising edge of the output CMP2 at time t4.
The H level of P4 is read into the flip-flop 55,
The output CNT-LEVEL of the flip-flop 55 becomes H level. Further, since the output CMP2 becomes the H level, the output CNT-TR2 becomes the L level and the output DRV2
Becomes L level, and the second switching means 12 is turned off.
【００５４】また時刻ｔ４’には、出力ＣＮＴ−ＴＲ１
がＨレベルとなり、出力ＤＲＶ１がＨレベルとなること
から、第１のスイッチング手段１１がオンとなる。その
ためコンデンサＣ１に逆極性に充電された充電電荷の放
電が開始される。At time t4 ', the output CNT-TR1 is output.
Becomes the H level, and the output DRV1 becomes the H level, so that the first switching means 11 is turned on. Therefore, discharging of the charge charged in the opposite polarity to the capacitor C1 is started.
【００５５】時刻ｔ４’〜ｔ５の期間では、充電電圧Ｅ
Ｃと電流ＩＳとは、直列共振の原理に従い、図１０に示
す変化となり、時刻ｔ５では、コンデンサＣ１は正極性
に充電され、電流ＩＳが０となる。そのため電圧ＥＳは
ＤＣ電源１５の電圧より高くなり、第１のスイッチング
手段１１がオフ、第２のスイッチング手段１２がオンと
なる。この繰り返しによって直列共振回路１４の振幅が
増大する（コイルＬ２の出力電圧が上昇し、放電灯２２
の管電流が増加して発光強度が増す）。During the period from time t4 'to t5, the charging voltage E
C and the current IS change according to the principle of series resonance as shown in FIG. 10. At time t5, the capacitor C1 is positively charged and the current IS becomes zero. Therefore, the voltage ES becomes higher than the voltage of the DC power supply 15, and the first switching means 11 is turned off and the second switching means 12 is turned on. By repeating this, the amplitude of the series resonance circuit 14 increases (the output voltage of the coil L2 increases, and the discharge lamp 22
Tube current increases and the emission intensity increases).
【００５６】そして比較器５２の出力ＣＭＰ４がＨレベ
ルに固定されている限りでは、調光が不要であり、出力
電圧を変化させる必要が無い限り、上記したタイミング
に従って第１および第２のスイッチング手段１１、１２
が動作する。つまり直列共振回路１４は、その共振周波
数に従って駆動されることとなり、コイルＬ２の出力電
圧は、放電灯２２の消費電力も含めた回路総損失、ＤＣ
電源１５の電圧とコイルＬ１、Ｌ２の巻数比によって定
まる電圧でもって安定することとなり、出力電圧が固定
のＤＣ−ＡＣインバータとして動作することになる（こ
の動作は請求項１記載の発明としての動作である）。As long as the output CMP4 of the comparator 52 is fixed at the H level, dimming is not necessary, and unless the output voltage needs to be changed, the first and second switching means follow the above timing. 11, 12
Works. That is, the series resonance circuit 14 is driven according to its resonance frequency, and the output voltage of the coil L2 is the total circuit loss including the power consumption of the discharge lamp 22 and DC.
It becomes stable at a voltage determined by the voltage of the power supply 15 and the turns ratio of the coils L1 and L2, and operates as a DC-AC inverter with a fixed output voltage (this operation is the operation of the invention according to claim 1). Is).
【００５７】しかしながら、比較器５２の入力の一方に
は出力ＬＥＶＥＬ２、他方には出力ＳＥＴＶが与えられ
ているので、直列共振回路１４の共振勢力が増加し、放
電灯２２の管電流が草加すると、出力ＬＥＶＥＬ２が出
力ＳＥＴＶより高くなる。このタイミングは、図１１に
おいて時刻ｔＨとして示されている。However, since the output LEVEL2 is applied to one input of the comparator 52 and the output SETV is applied to the other input of the comparator 52, when the resonance power of the series resonance circuit 14 increases and the tube current of the discharge lamp 22 increases, The output LEVEL2 becomes higher than the output SETV. This timing is shown as time tH in FIG.
【００５８】この時刻ｔＨでは、比較器５２の出力ＣＭ
Ｐ４がＬレベルとなる。そして時刻ｔ８では、出力ＣＭ
Ｐ２に現れる立ち上がりエッジでもって、出力ＣＭＰ４
のＬレベルがフリップフロップ５５に読み込まれ、出力
ＣＮＴ−ＬＥＶＥＬがＬレベル、出力ＤＲＶ２がＬレベ
ルとなり、第２のスイッチング手段１２はオフとなる。
そして時刻ｔ８’において、出力ＣＮＴ３がＨレベルと
なり、第３のスイッチング手段１３がオンとなる。その
ためコンデンサＣ１に逆極性に充電された充電電荷は、
第３のスイッチング手段１３を介して放電され始める。At this time tH, the output CM of the comparator 52
P4 becomes L level. Then, at time t8, the output CM
With the rising edge appearing on P2, the output CMP4
Is read into the flip-flop 55, the output CNT-LEVEL becomes L level, the output DRV2 becomes L level, and the second switching means 12 is turned off.
Then, at time t8 ′, the output CNT3 becomes H level, and the third switching means 13 is turned on. Therefore, the charge charged in the capacitor C1 in the opposite polarity is
Discharge starts via the third switching means 13.
【００５９】そのため時刻ｔ８〜ｔ９の期間では、充電
電圧ＥＣと電流ＩＳとは直列共振の原理に従って変化す
るが、この共振サイクルは、直列共振回路１４と第３の
スイッチング手段１３とによる共振サイクルであり、Ｄ
Ｃ電源１５から電力の供給を受けない共振である。その
ため、この共振はその勢力を減少させる共振となる。つ
まり出力電圧検出手段２０の出力ＬＥＶＥＬ２が電圧設
定手段１７の出力ＳＥＴＶを超える場合には、コンデン
サＣ１を正極性に充電するサイクルを、第３のスイッチ
ング手段１３を介して行うことにより、コイルＬ２の出
力電圧を減少させる。Therefore, during the period from time t8 to t9, the charging voltage EC and the current IS change according to the principle of series resonance, but this resonance cycle is a resonance cycle by the series resonance circuit 14 and the third switching means 13. Yes, D
It is a resonance in which electric power is not supplied from the C power supply 15. Therefore, this resonance is a resonance that reduces its power. That is, when the output LEVEL2 of the output voltage detection means 20 exceeds the output SETV of the voltage setting means 17, the cycle of charging the capacitor C1 to the positive polarity is performed via the third switching means 13 to cause the coil L2 to operate. Reduce the output voltage.
【００６０】以下に続くサイクルでは、コンデンサＣ１
を正極性に充電させる場合、出力ＬＥＶＥＬ２が出力Ｓ
ＥＴＶより低い場合には、第１のスイッチング手段１１
を介してＤＣ電源１５の電力でもって充電する。また出
力ＬＥＶＥＬ２が出力ＳＥＴＶより高い場合には、第３
のスイッチング手段１３を介してコンデンサＣ１を充電
する。In the following cycle, the capacitor C1
Is charged positively, the output LEVEL2 is output S
When it is lower than ETV, the first switching means 11
It is charged with the power of the DC power supply 15 via the. If the output LEVEL2 is higher than the output SETV, the third
The capacitor C1 is charged through the switching means 13 of FIG.
【００６１】そのためコイルＬ２からの出力電圧は、電
圧設定手段１７によって設定された電圧となり、電圧設
定手段１７の設定を変化させたときには、その変化に追
従してコイルＬ２の出力電圧が変化する。Therefore, the output voltage from the coil L2 becomes the voltage set by the voltage setting means 17, and when the setting of the voltage setting means 17 is changed, the output voltage of the coil L2 changes following the change.
【００６２】なお図１０、図１１においては、遅延素子
５０、５１が与える遅延時間を拡大して表示しており、
実機では、この遅延時間は極めて短く、直列共振回路１
４の共振波形は正弦波に極めて近似した波形となってい
る。In FIGS. 10 and 11, the delay times given by the delay elements 50 and 51 are shown enlarged.
In a real machine, this delay time is extremely short, and the series resonance circuit 1
The resonance waveform of No. 4 is a waveform extremely close to a sine wave.
【００６３】なお本発明は上記実施例に限定されず、コ
イルＬ２を放電灯２２に接続した構成とし、ＤＣ−ＡＣ
インバータの回路構成とした場合について説明したが、
コイルＬ２を整流回路に導くことによって、スイッチン
グレギュレータの構成とすることが可能であり、このと
きには極めて変換効率が良く、且つ出力電圧が可変とな
る電流共振型のスイッチングレギュレータの提供が可能
となっている。The present invention is not limited to the above embodiment, but the coil L2 is connected to the discharge lamp 22, and the DC-AC
The case where the circuit configuration of the inverter is used has been described.
By guiding the coil L2 to the rectifier circuit, it is possible to form a switching regulator, and at this time, it is possible to provide a current resonance type switching regulator with extremely good conversion efficiency and variable output voltage. There is.
【００６４】また第３のスイッチング手段１３について
は、そのアノードが接地され、カソードが直列共振回路
１４のコイルＬ１に接続されたダイオードとすることが
可能であり、このときには、第１のスイッチング手段１
１が開かれた状態にあり、且つコンデンサＣ１が逆極性
に充電されているときには、このダイオードを経由して
コンデンサＣ１の充電電荷が放電されると共に、逆極性
に充電される。そのためドライブ手段２１、出力ＣＮＴ
３を作成する部分を省略した構成とすることが可能であ
る。Regarding the third switching means 13, it is possible to use a diode whose anode is grounded and whose cathode is connected to the coil L1 of the series resonance circuit 14, and at this time, the first switching means 1 is used.
When 1 is open and the capacitor C1 is charged to the opposite polarity, the charge of the capacitor C1 is discharged via this diode and is also charged to the opposite polarity. Therefore, the drive means 21 and the output CNT
It is possible to have a configuration in which the part for creating 3 is omitted.
【００６５】[0065]
【発明の効果】請求項１記載の発明に係る電流共振型イ
ンバータは、直列共振回路を駆動する第１および第２の
スイッチング手段を設けると共に、タイミング検出手段
を用いることにより、直列共振回路の一対の端子の電圧
と予め設定された電圧とを比較させ、直列共振回路に流
れる電流の向きのそれぞれにおいて、その電流値が０値
となるタイミングを検出させている。そしてスイッチン
グ制御手段を用いることにより、タイミング検出手段が
検出したタイミングに従い、第１のスイッチング手段の
接続を開くと共に第２のスイッチング手段の接続を閉じ
させる動作、および第２のスイッチング手段の接続を開
くと共に第１のスイッチング手段の接続を閉じさせる動
作を行わせている。そのため直列共振回路は、その共振
周波数に追従するタイミングでもって駆動されることに
なるので、負荷の変化によって直列共振回路の共振周波
数に変化が生じたときにも、その変化に関わり無く安定
した動作を行わせることができる。According to the current resonance type inverter of the first aspect of the present invention, by providing the first and second switching means for driving the series resonance circuit and using the timing detection means, a pair of series resonance circuit is formed. The voltage at the terminal of is compared with a preset voltage, and the timing at which the current value becomes 0 is detected in each direction of the current flowing in the series resonance circuit. Then, by using the switching control means, the operation of opening the connection of the first switching means and closing the connection of the second switching means and the connection of the second switching means according to the timing detected by the timing detection means. At the same time, the operation of closing the connection of the first switching means is performed. Therefore, the series resonance circuit will be driven at the timing that follows the resonance frequency, so that even if the resonance frequency of the series resonance circuit changes due to a change in the load, stable operation is possible regardless of the change. Can be done.
【００６６】また請求項２記載の発明に係る電流共振型
インバータは、直列共振回路のコンデンサを正極性に充
電する第１のスイッチング手段と、正極性に充電された
コンデンサから充電電荷を引き抜くと共にコンデンサを
逆極性に充電する第２のスイッチング手段と、直列共振
回路の一対の端子の互いの接続を開閉することにより、
逆極性に充電されたコンデンサの充電電荷を引き抜くと
共に正極性に充電する第３のスイッチング手段とを設け
ている。そして出力電圧を規定する設定電圧と直列共振
回路の出力電圧との比較を行い、出力電圧が設定電圧よ
り低いときには、第１のスイッチング手段と第２のスイ
ッチング手段との制御を行うことによって直列共振回路
を駆動し、出力電圧が設定電圧より高いときには、第２
のスイッチング手段と第３のスイッチング手段との制御
を行うことによって直列共振回路を駆動する電圧制御手
段を設けているので、設定電圧の変化に追従して出力電
圧が変化することになり、入力電圧を変化させる必要が
ないことから、電力の変換効率はインバータとしての効
率のみで定まるため、調光を行うときの変換効率の悪化
を防止することができる。According to a second aspect of the present invention, there is provided a current resonance type inverter comprising: a first switching means for charging a capacitor of a series resonance circuit to a positive polarity; By opening and closing the mutual connection of the second switching means for charging the reverse polarity and the pair of terminals of the series resonance circuit,
A third switching means is provided for extracting the charge of the capacitor charged in the opposite polarity and charging it in the positive polarity. Then, the set voltage that regulates the output voltage is compared with the output voltage of the series resonance circuit, and when the output voltage is lower than the set voltage, the series resonance is performed by controlling the first switching means and the second switching means. When the circuit is driven and the output voltage is higher than the set voltage, the second
Since the voltage control means for driving the series resonance circuit by controlling the switching means and the third switching means is provided, the output voltage changes according to the change in the set voltage, and the input voltage changes. Since it is not necessary to change, the conversion efficiency of electric power is determined only by the efficiency of the inverter, so that it is possible to prevent the conversion efficiency from deteriorating when dimming.
【００６７】また、第１〜第３の各スイッチング手段の
オン、オフ切り換え操作が、当該スイッチング手段を通
過する電流が完全に０となるタイミングで行われるた
め、発生ノイズを少なくすることができる。Further, since the ON / OFF switching operation of each of the first to third switching means is performed at the timing when the current passing through the switching means becomes completely 0, the generated noise can be reduced.
【図１】本発明に係る電流共振型インバータの一実施例
の電気的構成を示すブロック線図である。FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of an embodiment of a current resonance type inverter according to the present invention.
【図２】第１のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing electrical connection of first switching means.
【図３】第２のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing electrical connection of second switching means.
【図４】第３のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an electrical connection of third switching means.
【図５】放電灯の管電流検出手段の電気的接続を示す回
路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing electrical connection of tube current detection means of the discharge lamp.
【図６】ドライブ手段の電気的接続を示す回路図であ
る。FIG. 6 is a circuit diagram showing electrical connection of drive means.
【図７】タイミング検出手段の電気的接続を示す回路図
である。FIG. 7 is a circuit diagram showing electrical connection of timing detection means.
【図８】スタート信号生成手段の電気的接続を示す回路
図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing electrical connection of start signal generating means.
【図９】電圧制御手段とスイッチング制御手段との双方
の組み合わせであるブロックの電気的接続を示す回路図
である。FIG. 9 is a circuit diagram showing an electrical connection of a block which is a combination of both voltage control means and switching control means.
【図１０】本発明の一実施例の主要信号の波形を示すタ
イミングチャートである。FIG. 10 is a timing chart showing waveforms of main signals according to an embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の一実施例の主要信号の波形を示すタ
イミングチャートである。FIG. 11 is a timing chart showing waveforms of main signals according to an embodiment of the present invention.
１１ 第１のスイッチング手段 １２ 第２のスイッチング手段 １３ 第３のスイッチング手段 １４ 直列共振回路 １５ ＤＣ電源 １６ タイミング検出手段 １７ 電圧設定手段 １８ 電圧制御手段およびスイッチング制御手段を組み
合わせたブロック １９ スタート信号生成手段 ２０ 放電灯の管電流検出手段 ２１ 第３のスイッチング手段を駆動するドライブ手段11 First Switching Means 12 Second Switching Means 13 Third Switching Means 14 Series Resonance Circuit 15 DC Power Supply 16 Timing Detecting Means 17 Voltage Setting Means 18 Blocks Combining Voltage Control Means and Switching Control Means 19 Start Signal Generating Means 20 Tube Current Detection Means for Discharge Lamp 21 Drive Means for Driving Third Switching Means
Claims (2)
た直列共振回路と、 この直列共振回路の一対の端子とＤＣ電源との接続の開
閉を行う第１のスイッチング手段と、 前記一対の端子の互いの接続の開閉を行う第２のスイッ
チング手段と、 前記一対の端子の電圧と予め設定された電圧とを比較す
ることにより、前記直列共振回路に流れる電流の向きの
それぞれにおいて、その電流値が０近傍の値となるタイ
ミングを検出するタイミング検出手段と、 前記ＤＣ電源から前記直列共振回路方向に流れる電流値
が０近傍の値となったことを前記タイミング検出手段が
示すときには、第１のスイッチング手段の接続を開くと
共に第２のスイッチング手段の接続を閉じ、前記直列共
振回路から前記ＤＣ電源方向に流れる電流値が０近傍の
値となったことを前記タイミング検出手段が示すときに
は、第２のスイッチング手段の接続を開くと共に第１の
スイッチング手段の接続を閉じるスイッチング制御手段
とを備えたことを特徴とする電流共振型インバータ。1. A series resonance circuit in which a coil and a capacitor are connected in series, a first switching means for opening and closing a connection between a pair of terminals of the series resonance circuit and a DC power source, and a pair of terminals of the pair of terminals. By comparing the voltage of the pair of terminals and a preset voltage with the second switching means for opening and closing the mutual connection, the current value in each direction of the current flowing in the series resonant circuit is When the timing detecting means detects a timing that becomes a value near 0, and when the timing detecting means indicates that the value of the current flowing from the DC power supply in the direction of the series resonant circuit becomes a value near 0, the first switching The connection of the means is opened and the connection of the second switching means is closed, and the value of the current flowing from the series resonant circuit in the direction of the DC power supply becomes a value near zero. Release when the indicated by the timing detecting means, the second of the first current resonance type inverter, characterized in that a closing switching control means to connect the switching means opens the connection of the switching means.
た直列共振回路と、 この直列共振回路の一対の端子とＤＣ電源との接続の開
閉を行うことにより、前記コンデンサを正極性に充電す
る第１のスイッチング手段と、 前記一対の端子の互いの接続を開閉することにより、第
１のスイッチング手段によって正極性に充電された前記
コンデンサから充電電荷を引き抜くと共に前記コンデン
サを逆極性に充電する第２のスイッチング手段と、 前記一対の端子の互いの接続を開閉することにより、第
２のスイッチング手段によって逆極性に充電された前記
コンデンサの充電電荷を引き抜くと共に前記コンデンサ
を正極性に充電する第３のスイッチング手段と、 その電圧が可変である設定電圧を生成する電圧設定手段
と、 当該装置の出力電圧又は放電灯管電流の検出電圧と前記
設定電圧との比較を行い、前記検出電圧が前記設定電圧
より低いときには、第１のスイッチング手段と第２のス
イッチング手段との制御を行うことによって前記直列共
振回路を駆動し、前記検出電圧が前記設定電圧より高い
ときには、第２のスイッチング手段と第３のスイッチン
グ手段との制御を行うことによって前記直列共振回路を
駆動する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電流
共振型インバータ。2. A series resonance circuit in which a coil and a capacitor are connected in series, and a connection between a pair of terminals of the series resonance circuit and a DC power source is opened and closed to charge the capacitor to a positive polarity. A second switching means for opening and closing the mutual connection of the first switching means and the pair of terminals to extract charge from the capacitor charged to the positive polarity by the first switching means and charge the capacitor to a reverse polarity; The switching means and the pair of terminals are opened and closed to extract the electric charge of the capacitor charged in the opposite polarity by the second switching means and charge the capacitor to the positive polarity. Switching means, voltage setting means for generating a set voltage whose voltage is variable, and output voltage or discharge voltage of the device. The detected voltage of the lamp current is compared with the set voltage, and when the detected voltage is lower than the set voltage, the series resonant circuit is controlled by controlling the first switching means and the second switching means. And a voltage control means for driving the series resonance circuit by controlling the second switching means and the third switching means when the detected voltage is higher than the set voltage. Current resonance type inverter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17426693A JP3195692B2 (en) | 1993-07-14 | 1993-07-14 | Current resonance type inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17426693A JP3195692B2 (en) | 1993-07-14 | 1993-07-14 | Current resonance type inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0731154A true JPH0731154A (en) | 1995-01-31 |
| JP3195692B2 JP3195692B2 (en) | 2001-08-06 |
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ID=15975646
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| JP17426693A Expired - Fee Related JP3195692B2 (en) | 1993-07-14 | 1993-07-14 | Current resonance type inverter |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3195692B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100424609B1 (en) * | 2002-04-26 | 2004-03-27 | 주식회사 광운디스플레이기술 | Driving method of backlight lamp |
| JP2005060114A (en) * | 2003-08-14 | 2005-03-10 | Asm Assembly Automation Ltd | Device and method for feeding and cutting film intermittently |
| US8292333B2 (en) | 2007-01-31 | 2012-10-23 | Togo Seisakusyo Corporation | Pipe joints |
-
1993
- 1993-07-14 JP JP17426693A patent/JP3195692B2/en not_active Expired - Fee Related
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| KR100424609B1 (en) * | 2002-04-26 | 2004-03-27 | 주식회사 광운디스플레이기술 | Driving method of backlight lamp |
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| US8292333B2 (en) | 2007-01-31 | 2012-10-23 | Togo Seisakusyo Corporation | Pipe joints |
| US8573652B2 (en) | 2007-01-31 | 2013-11-05 | Togo Seisakusyo Corporation | Pipe joints |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3195692B2 (en) | 2001-08-06 |
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