JPH07303224A - ビデオ装置用高圧電源 - Google Patents
ビデオ装置用高圧電源Info
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- JPH07303224A JPH07303224A JP7102675A JP10267595A JPH07303224A JP H07303224 A JPH07303224 A JP H07303224A JP 7102675 A JP7102675 A JP 7102675A JP 10267595 A JP10267595 A JP 10267595A JP H07303224 A JPH07303224 A JP H07303224A
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- high voltage
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はビーム電流変動に対するレギュレー
タの応答時間が高速化されたビデオ装置用安定化電源の
提供を目的とする。 【構成】 蓄電キャパシタ216 はビデオ負荷変動が生じ
た際にビーム電流を供給するためCRT のアルター電極に
結合される。キャパシタと直列接続されたかなり小さい
抵抗217 は、ビーム電流変動を補償するため負帰還によ
って高圧レギュレータ201 の制御入力210aに結合された
ビーム電流変動を表わす交流帰還信号を発生する。アル
ター電圧Ｕは分圧器R2の両端に発生する。直流帰還信号
は分圧器の端子250 からレギュレータの制御入力に結合
され、第１のローパスフィルタ208を通過させられる。
交流帰還信号は第１のローパスフィルタよりも狭い範囲
のフィルタリングを行う別のローパスフィルタ220 を通
過させられる。
タの応答時間が高速化されたビデオ装置用安定化電源の
提供を目的とする。 【構成】 蓄電キャパシタ216 はビデオ負荷変動が生じ
た際にビーム電流を供給するためCRT のアルター電極に
結合される。キャパシタと直列接続されたかなり小さい
抵抗217 は、ビーム電流変動を補償するため負帰還によ
って高圧レギュレータ201 の制御入力210aに結合された
ビーム電流変動を表わす交流帰還信号を発生する。アル
ター電圧Ｕは分圧器R2の両端に発生する。直流帰還信号
は分圧器の端子250 からレギュレータの制御入力に結合
され、第１のローパスフィルタ208を通過させられる。
交流帰還信号は第１のローパスフィルタよりも狭い範囲
のフィルタリングを行う別のローパスフィルタ220 を通
過させられる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、高電圧安定化
回路を有するビデオ装置用の電源に関する。
回路を有するビデオ装置用の電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機又はモニター回路に
おいて、受像管に対するアルター(ultor) 加速電位又は
高圧は、水平出力フライバック変圧器の高圧巻線に発生
された帰線パルス電圧（ＣＲＴ）を整流することにより
得られる。帰線パルス電圧は、フライバック変圧器の一
次巻線を介して高圧巻線に接続された水平偏向回路出力
段によって発生される。水平偏向回路出力段は、水平偏
向巻線と、帰線キャパシタと、ダンパダイオードと水平
出力トランジスタとからなる掃引スイッチとにより構成
される。
おいて、受像管に対するアルター(ultor) 加速電位又は
高圧は、水平出力フライバック変圧器の高圧巻線に発生
された帰線パルス電圧（ＣＲＴ）を整流することにより
得られる。帰線パルス電圧は、フライバック変圧器の一
次巻線を介して高圧巻線に接続された水平偏向回路出力
段によって発生される。水平偏向回路出力段は、水平偏
向巻線と、帰線キャパシタと、ダンパダイオードと水平
出力トランジスタとからなる掃引スイッチとにより構成
される。
【０００３】高圧回路はある量のソースインピーダンス
を示すので、アルター端子から引き出される負荷電流の
増加によって、アルターの加速電位の低下が生じる。ビ
ーム電流の変動により生ずるアルター電圧変動は、主に
フライバック変圧器の高圧と一次巻線との間の漏れイン
ダクタンスに起因して発生する。アルター電圧の変動は
性能の低下を招く。性能の低下は、不所望のラスタサイ
ズ変動と、ピーク輝度の低下と、高ビーム電流時の焦点
のずれとして現れる。
を示すので、アルター端子から引き出される負荷電流の
増加によって、アルターの加速電位の低下が生じる。ビ
ーム電流の変動により生ずるアルター電圧変動は、主に
フライバック変圧器の高圧と一次巻線との間の漏れイン
ダクタンスに起因して発生する。アルター電圧の変動は
性能の低下を招く。性能の低下は、不所望のラスタサイ
ズ変動と、ピーク輝度の低下と、高ビーム電流時の焦点
のずれとして現れる。
【０００４】典型的には、アルター電圧はブリーダーを
形成する大きい値を有する抵抗によって形成される分圧
器の両端に発生する。分圧器の中間端子は帰還信号を発
生する。ディエッツ(Dietz) による発明の名称が「ラス
タ幅調整回路(RASTER WIDTH REGULATION CIRCUIT) 」で
ある米国特許第4,559,481 号明細書において、帰還信号
は、調整された低圧電源電圧を発生する電源レギュレー
タの制御端子に接続されている。電圧電源の出力はフラ
イバック変圧器の一次巻線に接続される。トランジスタ
スイッチは、アルター電圧を発生させるため高圧巻線に
変圧的に接続された一次巻線にフライバックパルス電圧
を発生させる。アルター電圧の直流電圧調整は、帰還信
号の直流成分部に従って低レベル電源電圧を変えること
により行われる。
形成する大きい値を有する抵抗によって形成される分圧
器の両端に発生する。分圧器の中間端子は帰還信号を発
生する。ディエッツ(Dietz) による発明の名称が「ラス
タ幅調整回路(RASTER WIDTH REGULATION CIRCUIT) 」で
ある米国特許第4,559,481 号明細書において、帰還信号
は、調整された低圧電源電圧を発生する電源レギュレー
タの制御端子に接続されている。電圧電源の出力はフラ
イバック変圧器の一次巻線に接続される。トランジスタ
スイッチは、アルター電圧を発生させるため高圧巻線に
変圧的に接続された一次巻線にフライバックパルス電圧
を発生させる。アルター電圧の直流電圧調整は、帰還信
号の直流成分部に従って低レベル電源電圧を変えること
により行われる。
【０００５】上記ディエッツの特許において、キャパシ
タはＣＲＴのアノード又はアルター電極を分圧器の中間
端子に接続する。ビーム負荷の変動によって生じるアル
ター電圧の過渡的な変動は、帰還信号の交流成分部を形
成するようキャパシタを介して分圧器の中間端子に容量
的に結合される。帰還信号の直流成分部によって、前述
の如く、アルター電圧の電圧調整が誘起される。帰還信
号の交流成分部は直流電圧調整を生じないが、レギュレ
ータの過渡的な応答時間を速める。
タはＣＲＴのアノード又はアルター電極を分圧器の中間
端子に接続する。ビーム負荷の変動によって生じるアル
ター電圧の過渡的な変動は、帰還信号の交流成分部を形
成するようキャパシタを介して分圧器の中間端子に容量
的に結合される。帰還信号の直流成分部によって、前述
の如く、アルター電圧の電圧調整が誘起される。帰還信
号の交流成分部は直流電圧調整を生じないが、レギュレ
ータの過渡的な応答時間を速める。
【０００６】分圧器は数百メガオームの範囲にある大き
い抵抗で形成されているので、電界付近からの帰還信号
中において電圧スパイク又はノイズ信号成分を発生、又
は、取り出される場合がある。この可能性は、レギュレ
ータが分圧器から離れている程高くなる。典型的に、高
圧レギュレータが場合によってはアノード電流の変動を
表わしていない上記ノイズ信号成分に応答するのを防止
するため、帰還信号はローパスフィルタを通過させられ
る。ディエッツの特許において、帰還信号の交流及び直
流成分は結合され、帰還信号の両成分部は同一のフィル
タを通過させられる。
い抵抗で形成されているので、電界付近からの帰還信号
中において電圧スパイク又はノイズ信号成分を発生、又
は、取り出される場合がある。この可能性は、レギュレ
ータが分圧器から離れている程高くなる。典型的に、高
圧レギュレータが場合によってはアノード電流の変動を
表わしていない上記ノイズ信号成分に応答するのを防止
するため、帰還信号はローパスフィルタを通過させられ
る。ディエッツの特許において、帰還信号の交流及び直
流成分は結合され、帰還信号の両成分部は同一のフィル
タを通過させられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記ディエッツの特許
に記載の方法によれば、キャパシタは分圧器の中間端子
に接続される。従って、ノイズ信号成分は帰還信号の交
流及び直流の成分部の両方に結合される。ディエッツの
特許において、直流及び交流の両方の成分部は同一のフ
ィルタを通過させられる。交流成分部の広範囲に亘るロ
ーパスフィルタリングの結果、レギュレータのビーム電
流に対する応答時間は遅くなる。
に記載の方法によれば、キャパシタは分圧器の中間端子
に接続される。従って、ノイズ信号成分は帰還信号の交
流及び直流の成分部の両方に結合される。ディエッツの
特許において、直流及び交流の両方の成分部は同一のフ
ィルタを通過させられる。交流成分部の広範囲に亘るロ
ーパスフィルタリングの結果、レギュレータのビーム電
流に対する応答時間は遅くなる。
【０００８】本発明の特徴の一実施例の高圧レギュレー
タにおいて、直流帰還信号は分圧器の中間端子に発生さ
れる。キャパシタは、ビーム電流の変動を表わす交流帰
還信号を抵抗に発生させるためＣＲＴのアノードとグラ
ンド電位の間で小さい抵抗と直列接続される。交流帰還
信号は、ディエッツの特許とは異なり、直流帰還信号と
は別の帰還路を介してレギュレータに結合される。キャ
パシタは直流帰還信号を発生する分圧器をバイパスす
る。そのため、交流帰還信号は、分圧器に生じ直流帰還
信号に影響を与える可能性があるノイズ信号成分に晒さ
れないという利点がある。従って、交流帰還信号のロー
パスフィルタリングは、直流帰還信号のローパスフィル
タリングよりも広くない範囲で行うことが可能である。
これにより、交流帰還信号を介したビーム電流変動に対
するレギュレータの応答時間は早まる。
タにおいて、直流帰還信号は分圧器の中間端子に発生さ
れる。キャパシタは、ビーム電流の変動を表わす交流帰
還信号を抵抗に発生させるためＣＲＴのアノードとグラ
ンド電位の間で小さい抵抗と直列接続される。交流帰還
信号は、ディエッツの特許とは異なり、直流帰還信号と
は別の帰還路を介してレギュレータに結合される。キャ
パシタは直流帰還信号を発生する分圧器をバイパスす
る。そのため、交流帰還信号は、分圧器に生じ直流帰還
信号に影響を与える可能性があるノイズ信号成分に晒さ
れないという利点がある。従って、交流帰還信号のロー
パスフィルタリングは、直流帰還信号のローパスフィル
タリングよりも広くない範囲で行うことが可能である。
これにより、交流帰還信号を介したビーム電流変動に対
するレギュレータの応答時間は早まる。
【０００９】上記従来のディエッツの特許に記載の方法
によれば、キャパシタは、典型的に実質的に大きい抵抗
である分圧器抵抗に直列接続される。従って、ディエッ
ツの方法におけるキャパシタには、アルター電圧変動を
低下させるようビーム電流を供給するエネルギー蓄積が
得られない。本発明の他の特徴によれば、キャパシタと
直列接続された抵抗は、例えば、１キロのオーダーの小
さいものである。従って、キャパシタにアルター電極用
のエネルギー蓄積が得られる。抵抗は小さいので、ビー
ム電流に過渡状態が生じたときにキャパシタがビーム電
流を供給することを阻止することはない。
によれば、キャパシタは、典型的に実質的に大きい抵抗
である分圧器抵抗に直列接続される。従って、ディエッ
ツの方法におけるキャパシタには、アルター電圧変動を
低下させるようビーム電流を供給するエネルギー蓄積が
得られない。本発明の他の特徴によれば、キャパシタと
直列接続された抵抗は、例えば、１キロのオーダーの小
さいものである。従って、キャパシタにアルター電極用
のエネルギー蓄積が得られる。抵抗は小さいので、ビー
ム電流に過渡状態が生じたときにキャパシタがビーム電
流を供給することを阻止することはない。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の一面の一実施例
であるビデオ装置用の高圧電源は、フライバック変圧器
の高圧巻線の端子にフライバックパルス電圧を発生させ
る共振回路に接続されたスイッチング配置を含む。整流
器は整流された高圧を陰極線管の高圧電極に発生させる
ためフライバックパルス電圧を整流する高圧巻線に接続
されている。電圧レギュータは、負帰還の方法でフライ
バックパルス電圧の振幅を制御するため、ビーム負荷変
動を表わし高圧巻線に接続された交流帰還信号に応じる
第１の制御入力を有する。蓄電キャパシタは、ビーム電
流の変動が生じるときに高圧の変化のレートを低下させ
るよう電極に流れる電流を供給するため電極に接続され
る。帰還信号はキャパシタの電流に応じて発生される。
であるビデオ装置用の高圧電源は、フライバック変圧器
の高圧巻線の端子にフライバックパルス電圧を発生させ
る共振回路に接続されたスイッチング配置を含む。整流
器は整流された高圧を陰極線管の高圧電極に発生させる
ためフライバックパルス電圧を整流する高圧巻線に接続
されている。電圧レギュータは、負帰還の方法でフライ
バックパルス電圧の振幅を制御するため、ビーム負荷変
動を表わし高圧巻線に接続された交流帰還信号に応じる
第１の制御入力を有する。蓄電キャパシタは、ビーム電
流の変動が生じるときに高圧の変化のレートを低下させ
るよう電極に流れる電流を供給するため電極に接続され
る。帰還信号はキャパシタの電流に応じて発生される。
【００１１】
【実施例】図１は本発明の一面の一実施例による水平偏
向回路１００と安定化したアルター電圧Ｕを発生する高
圧安定回路１０２を説明する図である。説明の簡単化の
ため、本発明の説明に関連のない左右のラスタ補正、水
平線形補正及び成分値は同図から省かれている。
向回路１００と安定化したアルター電圧Ｕを発生する高
圧安定回路１０２を説明する図である。説明の簡単化の
ため、本発明の説明に関連のない左右のラスタ補正、水
平線形補正及び成分値は同図から省かれている。
【００１２】図１の高圧安定回路１０２は、水平レート
ドライブ信号HORDRIVEに応答するスイッチングトランジ
スタＱ２と、帰線キャパシタＣ３と、変圧器Ｔ２の一次
巻線Ｗａとを含む。変圧器Ｔ２は端子ＡとＢの間にフラ
イバック電圧Ｖ３を生じる二次巻線Ｗｂを有する。巻線
Ｗｂは端子Ｂでフライバック変圧器Ｔ１の三次の高圧巻
線Ｗ２と直列接続される。巻線Ｗ２は、周知の方法で、
例えば、分割されたダイオード配置を形成するダイオー
ドＤ３を介して直列接続された４つの巻線セグメントか
ら形成される。
ドライブ信号HORDRIVEに応答するスイッチングトランジ
スタＱ２と、帰線キャパシタＣ３と、変圧器Ｔ２の一次
巻線Ｗａとを含む。変圧器Ｔ２は端子ＡとＢの間にフラ
イバック電圧Ｖ３を生じる二次巻線Ｗｂを有する。巻線
Ｗｂは端子Ｂでフライバック変圧器Ｔ１の三次の高圧巻
線Ｗ２と直列接続される。巻線Ｗ２は、周知の方法で、
例えば、分割されたダイオード配置を形成するダイオー
ドＤ３を介して直列接続された４つの巻線セグメントか
ら形成される。
【００１３】偏向回路１００のスイッチングトランジス
タＱ１は、水平レートドライブ信号HORDRIVEに応答し
て、巻線Ｗ２に水平レート帰線又はフライバック高圧Ｖ
２を形成するため変圧器Ｔ１の一次巻線Ｗ１を介して巻
線Ｗ２に接続されたフライバック共振回路７９の偏向帰
線に水平レートフライバック又は帰線電圧Ｖ１を発生さ
せる。
タＱ１は、水平レートドライブ信号HORDRIVEに応答し
て、巻線Ｗ２に水平レート帰線又はフライバック高圧Ｖ
２を形成するため変圧器Ｔ１の一次巻線Ｗ１を介して巻
線Ｗ２に接続されたフライバック共振回路７９の偏向帰
線に水平レートフライバック又は帰線電圧Ｖ１を発生さ
せる。
【００１４】高圧Ｖ２は巻線Ｗ２の４つの巻線セグメン
トの各々の帰線パルス電圧の合計に一致する。図示され
る電圧Ｖ２の波形は、ダイオード分割配置ではなく、代
わりに、かかる巻線Ｗ２の終端Ｃと受像管のアルター電
極ＵＬＴＯＲの間に接続された整流ダイオードが利用さ
れる場合に巻線Ｗ２の両端で得られる波形である。上記
電圧Ｖ２の波形は、巻線Ｗ２の巻線セグメントの電圧の
合計に一致する。ロドリゲス−カバゾス(Rodriguez-Cav
azos) による発明の名称が「ビデオ表示装置用高圧安定
回路」である米国特許第5,010,281 号明細書に記載され
る如く、アルター電圧Ｕは帰線電圧Ｖ２とフライバック
電圧Ｖ３の合計に従って発生される。
トの各々の帰線パルス電圧の合計に一致する。図示され
る電圧Ｖ２の波形は、ダイオード分割配置ではなく、代
わりに、かかる巻線Ｗ２の終端Ｃと受像管のアルター電
極ＵＬＴＯＲの間に接続された整流ダイオードが利用さ
れる場合に巻線Ｗ２の両端で得られる波形である。上記
電圧Ｖ２の波形は、巻線Ｗ２の巻線セグメントの電圧の
合計に一致する。ロドリゲス−カバゾス(Rodriguez-Cav
azos) による発明の名称が「ビデオ表示装置用高圧安定
回路」である米国特許第5,010,281 号明細書に記載され
る如く、アルター電圧Ｕは帰線電圧Ｖ２とフライバック
電圧Ｖ３の合計に従って発生される。
【００１５】並列接続された変圧器電流サンプリング抵
抗Ｒ３及びキャパシタＣ２は、巻線Ｗｂの端子Ａとグラ
ンドの間に接続されている。従って、変圧器電流に依存
する負電圧ＶBCは端子Ａで抵抗Ｒ３の両端に発生し、過
大な平均ビーム電流で輝度又はコントラスト、或いは、
その両方の設定を下げるため機能する。端子Ａの電圧Ｖ
BCは検知できる影響を安定回路１０２に与えないので、
以下の説明では言及しない。
抗Ｒ３及びキャパシタＣ２は、巻線Ｗｂの端子Ａとグラ
ンドの間に接続されている。従って、変圧器電流に依存
する負電圧ＶBCは端子Ａで抵抗Ｒ３の両端に発生し、過
大な平均ビーム電流で輝度又はコントラスト、或いは、
その両方の設定を下げるため機能する。端子Ａの電圧Ｖ
BCは検知できる影響を安定回路１０２に与えないので、
以下の説明では言及しない。
【００１６】安定回路１０２はエネルギーのフライホイ
ールとして機能する。トランジスタＱ２が導通状態であ
るとき、増大するランプ電流ｉ１が巻線Ｗａを流れ、巻
線Ｗａにエネルギーを蓄積する。トランジスタＱ２がス
イッチオフされたとき、蓄積されたエネルギーは帰線キ
ャパシタＣ３に移され、キャパシタＣ３の両端と、キャ
パシタＣ３と共にフライバック共振回路７８を形成する
巻線Ｗａの両端に帰線電圧Ｖ４が発生する。電圧Ｖ４
は、巻線Ｗｂに変圧的に接続され、巻線Ｗｂの両端に帰
線電圧Ｖ２と直列にフライバック電圧Ｖ３として現われ
る。
ールとして機能する。トランジスタＱ２が導通状態であ
るとき、増大するランプ電流ｉ１が巻線Ｗａを流れ、巻
線Ｗａにエネルギーを蓄積する。トランジスタＱ２がス
イッチオフされたとき、蓄積されたエネルギーは帰線キ
ャパシタＣ３に移され、キャパシタＣ３の両端と、キャ
パシタＣ３と共にフライバック共振回路７８を形成する
巻線Ｗａの両端に帰線電圧Ｖ４が発生する。電圧Ｖ４
は、巻線Ｗｂに変圧的に接続され、巻線Ｗｂの両端に帰
線電圧Ｖ２と直列にフライバック電圧Ｖ３として現われ
る。
【００１７】本発明の特徴を具体化する回路１０２に含
まれる図１の制御回路１０４は、同図のパルス電圧Ｖ４
及びＶ３の振幅を制御する印加電圧ＶCONTを提供する。
電圧ＶCONTのレベルは、ブリーダー抵抗Ｒ２と並列接続
された分圧器Ｒ２ａの端子２５０に発生した直流帰還信
号ＶFBDCに従って変化する。信号ＶFBDCはアルター電圧
Ｕのレベルを表わす。ブリーダー抵抗Ｒ２は、フォーカ
ス電圧と、ＧＲＩＤ（グリッド）２電圧（図示せず）を
供給する。
まれる図１の制御回路１０４は、同図のパルス電圧Ｖ４
及びＶ３の振幅を制御する印加電圧ＶCONTを提供する。
電圧ＶCONTのレベルは、ブリーダー抵抗Ｒ２と並列接続
された分圧器Ｒ２ａの端子２５０に発生した直流帰還信
号ＶFBDCに従って変化する。信号ＶFBDCはアルター電圧
Ｕのレベルを表わす。ブリーダー抵抗Ｒ２は、フォーカ
ス電圧と、ＧＲＩＤ（グリッド）２電圧（図示せず）を
供給する。
【００１８】信号ＶFBDCは、入力信号ＶIN1 を形成する
抵抗２０７とキャパシタ２０８とにより形成されるＲ−
Ｃ結合のローパスフィルタを介してエミッタフォロワー
トランジスタＱ６のベースに接続される。信号ＶFBDCの
ローパスフィルタリングにより、信号ＶIN1 のノイズ信
号成分は実質的に縮小される。ノイス信号成分は、大き
い抵抗Ｒ２及びＲ２ａで発生される。ノイズ信号成分
は、抵抗Ｒ２及びＲ２ａの付近の大きい電磁場によって
発生される場合がある。それらの値は大きいため、抵抗
Ｒ２及びＲ２ａは大きいノイズ信号成分を生じる傾向が
ある。抵抗２０７とキャパシタ２０８のローパスフィル
タリング作用によって、信号ＶIN1 の変化は、ビデオ負
荷の変動のため生じるアルター電圧Ｕの変化に比較的緩
やかに追従する。
抵抗２０７とキャパシタ２０８とにより形成されるＲ−
Ｃ結合のローパスフィルタを介してエミッタフォロワー
トランジスタＱ６のベースに接続される。信号ＶFBDCの
ローパスフィルタリングにより、信号ＶIN1 のノイズ信
号成分は実質的に縮小される。ノイス信号成分は、大き
い抵抗Ｒ２及びＲ２ａで発生される。ノイズ信号成分
は、抵抗Ｒ２及びＲ２ａの付近の大きい電磁場によって
発生される場合がある。それらの値は大きいため、抵抗
Ｒ２及びＲ２ａは大きいノイズ信号成分を生じる傾向が
ある。抵抗２０７とキャパシタ２０８のローパスフィル
タリング作用によって、信号ＶIN1 の変化は、ビデオ負
荷の変動のため生じるアルター電圧Ｕの変化に比較的緩
やかに追従する。
【００１９】信号ＶIN1 は、トランジスタＱ６を介し
て、抵抗２１１に接続された抵抗２１０によって形成さ
れる抵抗加算又は組合せ回路網２０９に結合される。抵
抗２１１はダイオード２１４に直列接続される。抵抗２
１０は、抵抗２１２とポテンショメータ２１５の並列配
置に接続される。ポテンショメータ２１５の調節端子２
１５ａは入力帰還信号ＶINを発生する。信号ＶINには、
信号ＶFBDCから得られた直流信号成分が含まれる。
て、抵抗２１１に接続された抵抗２１０によって形成さ
れる抵抗加算又は組合せ回路網２０９に結合される。抵
抗２１１はダイオード２１４に直列接続される。抵抗２
１０は、抵抗２１２とポテンショメータ２１５の並列配
置に接続される。ポテンショメータ２１５の調節端子２
１５ａは入力帰還信号ＶINを発生する。信号ＶINには、
信号ＶFBDCから得られた直流信号成分が含まれる。
【００２０】アノード又はエネルギー蓄積キャパシタ２
１６は、ビデオ信号変動の結果として生ずるビーム電流
ｉBEAMの過渡的な変動の間に、ビーム電流ｉBEAMを供給
するためアルター電極ＵＬＴＯＲに接続される。キャパ
シタ２１６は、ビーム負荷の変動が生じるとき、アルタ
ー電圧Ｕが変化するレートを低下させる。抵抗２０７と
キャパシタ２０８を含む負帰還ループ部は、ローパスフ
ィルタとして機能する際、前述の如く、広範囲のローパ
スフィルタリングであるためビーム電流変動に比較的緩
やかに応答する。従って、信号ＶFBDCは、過渡状態の間
にアルター電圧Ｕのかなりの変化を防止する適切な補償
を提供し得ない。
１６は、ビデオ信号変動の結果として生ずるビーム電流
ｉBEAMの過渡的な変動の間に、ビーム電流ｉBEAMを供給
するためアルター電極ＵＬＴＯＲに接続される。キャパ
シタ２１６は、ビーム負荷の変動が生じるとき、アルタ
ー電圧Ｕが変化するレートを低下させる。抵抗２０７と
キャパシタ２０８を含む負帰還ループ部は、ローパスフ
ィルタとして機能する際、前述の如く、広範囲のローパ
スフィルタリングであるためビーム電流変動に比較的緩
やかに応答する。従って、信号ＶFBDCは、過渡状態の間
にアルター電圧Ｕのかなりの変化を防止する適切な補償
を提供し得ない。
【００２１】本発明の一面によれば、交流帰還信号Ｖ
FBACを発生するため小さい抵抗２１７がアノードキャパ
シタ２１６と直列接続されている。キャパシタ２１６の
電流を表わす信号ＶFBACは、ビーム電流ｉBEAMの過渡的
な変動を表わしている。キャパシタ２１６の電流は、ア
ルター端子ＵＬＴＯＲに接続された回路素子内のエネル
ギー蓄積によってビーム電流の変動が生じるとき、アル
ター電圧Ｕよりもかなり速いレートで変化する。従っ
て、信号ＶFBACはアルター電圧Ｕの先行する変化の標示
を提供し、信号ＶFBDCよりも効果のある場合がある。上
記の如く、信号ＶFB ACは信号ＶFBDCに先行して電圧Ｕの
補正量を示す。信号ＶFBACは大きい抵抗Ｒ２及びＲ２ａ
をバイパスするようにしてアルター端子ＵＬＴＯＲに結
合されているので、信号ＶFBDCよりもノイス信号成分を
受ける可能性が少ないという利点がある。かくして、キ
ャパシタ２１６は、アルター電圧の変動に関し蓄電する
か、又は、ローパスフィルタとして機能する。キャパシ
タ２１６は、キャパシタ２１６の電流を表わす信号Ｖ
FBACを発生する直流ブロッキングキャパシタとしても機
能する。上記の二つの機能は一つの高圧キャパシタを使
用して実現される。
FBACを発生するため小さい抵抗２１７がアノードキャパ
シタ２１６と直列接続されている。キャパシタ２１６の
電流を表わす信号ＶFBACは、ビーム電流ｉBEAMの過渡的
な変動を表わしている。キャパシタ２１６の電流は、ア
ルター端子ＵＬＴＯＲに接続された回路素子内のエネル
ギー蓄積によってビーム電流の変動が生じるとき、アル
ター電圧Ｕよりもかなり速いレートで変化する。従っ
て、信号ＶFBACはアルター電圧Ｕの先行する変化の標示
を提供し、信号ＶFBDCよりも効果のある場合がある。上
記の如く、信号ＶFB ACは信号ＶFBDCに先行して電圧Ｕの
補正量を示す。信号ＶFBACは大きい抵抗Ｒ２及びＲ２ａ
をバイパスするようにしてアルター端子ＵＬＴＯＲに結
合されているので、信号ＶFBDCよりもノイス信号成分を
受ける可能性が少ないという利点がある。かくして、キ
ャパシタ２１６は、アルター電圧の変動に関し蓄電する
か、又は、ローパスフィルタとして機能する。キャパシ
タ２１６は、キャパシタ２１６の電流を表わす信号Ｖ
FBACを発生する直流ブロッキングキャパシタとしても機
能する。上記の二つの機能は一つの高圧キャパシタを使
用して実現される。
【００２２】信号ＶFBACは、抵抗Ｒ２１９とキャパシタ
２２０とにより形成されるローパスフィルタ部と、抵抗
２２２と並列に接続されたキャパシタ２２１を含むハイ
パスフィルタ部とを含むＲ−Ｃ結合回路網２１８を介し
て接続される。抵抗２２２とキャパシタ２２１は、接合
端子２１０ａを介して、抵抗２１０と抵抗２１５又は２
１２の間で回路網２０９に接続される。従って、信号Ｖ
INは信号ＶFBACから生成された第２の帰還信号成分を含
む。
２２０とにより形成されるローパスフィルタ部と、抵抗
２２２と並列に接続されたキャパシタ２２１を含むハイ
パスフィルタ部とを含むＲ−Ｃ結合回路網２１８を介し
て接続される。抵抗２２２とキャパシタ２２１は、接合
端子２１０ａを介して、抵抗２１０と抵抗２１５又は２
１２の間で回路網２０９に接続される。従って、信号Ｖ
INは信号ＶFBACから生成された第２の帰還信号成分を含
む。
【００２３】従来のＰＷＭ（パルス幅変調装置）２０１
は、信号ＶINに従って変調されたパルス幅変調出力信号
ＯＵＴを発生するため入力信号ＶINに応答する。ＰＷＭ
２０１は、スイッチング信号２０２に従って水平周波数
ｆH で動作する。信号２０２は図１のトランジスタＱ３
のコレクタに発生させられる。同図の信号ＯＵＴはスイ
ッチングトランジスタＱ５のゲートに結合される。トラ
ンジスタＱ５のドレイン電極は、フライバック変圧器Ｔ
３の一次巻線２０３に接続される。パルス幅変調パルス
電圧は一次巻線２０３に発生させられる。次いで、フラ
イバックパルス電圧２０４が変圧器Ｔ３の二次巻線２０
５に発生する。パルス電圧２０４は、制御電圧ＶCONTを
生成するためキャパシタ２０６で整流及びフィルタリン
グされる。電圧ＶCONTは図１の変圧器Ｔ２の巻線Ｗａに
結合される。パルス電圧２０４の振幅と、電圧ＶCONTの
振幅は、信号ＶINに従って変化する。
は、信号ＶINに従って変調されたパルス幅変調出力信号
ＯＵＴを発生するため入力信号ＶINに応答する。ＰＷＭ
２０１は、スイッチング信号２０２に従って水平周波数
ｆH で動作する。信号２０２は図１のトランジスタＱ３
のコレクタに発生させられる。同図の信号ＯＵＴはスイ
ッチングトランジスタＱ５のゲートに結合される。トラ
ンジスタＱ５のドレイン電極は、フライバック変圧器Ｔ
３の一次巻線２０３に接続される。パルス幅変調パルス
電圧は一次巻線２０３に発生させられる。次いで、フラ
イバックパルス電圧２０４が変圧器Ｔ３の二次巻線２０
５に発生する。パルス電圧２０４は、制御電圧ＶCONTを
生成するためキャパシタ２０６で整流及びフィルタリン
グされる。電圧ＶCONTは図１の変圧器Ｔ２の巻線Ｗａに
結合される。パルス電圧２０４の振幅と、電圧ＶCONTの
振幅は、信号ＶINに従って変化する。
【００２４】本発明の特徴によれば、ビーム負荷の変化
は、キャパシタ２１６と抵抗２１７を含む交流帰還路を
介することにより、抵抗Ｒ２ａと抵抗２０７とキャパシ
タ２０６とを含む別の直流帰還路を介するよりも速く補
正することができるアルター電圧Ｕの変化を誘起する。
その理由は、直流帰還路によるローパスフィルタリング
が交流帰還路によるものよりも広範囲で行われるからで
ある。直流帰還路における広範囲のローパスフィルタリ
ングは、抵抗Ｒ２ａに生じるおそれのあるノイス信号成
分を除去するために必要とされる。一方、キャパシタ２
１６は端子２５０と直接に接続されていないので、抵抗
Ｒ２ａに生じたノイズ信号成分に晒されることはない。
従って、信号ＶFBACは信号ＶFBDCと同様に広範囲でロー
パスフィルタリングされる必要がないという利点が得ら
れる。
は、キャパシタ２１６と抵抗２１７を含む交流帰還路を
介することにより、抵抗Ｒ２ａと抵抗２０７とキャパシ
タ２０６とを含む別の直流帰還路を介するよりも速く補
正することができるアルター電圧Ｕの変化を誘起する。
その理由は、直流帰還路によるローパスフィルタリング
が交流帰還路によるものよりも広範囲で行われるからで
ある。直流帰還路における広範囲のローパスフィルタリ
ングは、抵抗Ｒ２ａに生じるおそれのあるノイス信号成
分を除去するために必要とされる。一方、キャパシタ２
１６は端子２５０と直接に接続されていないので、抵抗
Ｒ２ａに生じたノイズ信号成分に晒されることはない。
従って、信号ＶFBACは信号ＶFBDCと同様に広範囲でロー
パスフィルタリングされる必要がないという利点が得ら
れる。
【００２５】
【発明の効果】アルター電圧Ｕの直流電圧安定化は信号
ＶFBDCによって制御され；一方、アルター電圧Ｕの過渡
的な安定化は信号ＶFBACによってかなり制御される。二
つの帰還路の組合せによって、アルター電圧Ｕの定常状
態及び過渡状態の両方の電圧安定化が得られる。
ＶFBDCによって制御され；一方、アルター電圧Ｕの過渡
的な安定化は信号ＶFBACによってかなり制御される。二
つの帰還路の組合せによって、アルター電圧Ｕの定常状
態及び過渡状態の両方の電圧安定化が得られる。
【図１】本発明の一面の一実施例のアルター電圧安定化
を有する水平偏向回路を説明する図である。
を有する水平偏向回路を説明する図である。
７８ フライバック共振回路 １００ 水平偏向回路 １０２ 高圧安定回路 １０４ 制御回路 ２０１ パルス幅変調装置 ２０３，Ｗ１，Ｗａ 一次巻線 ２０５，Ｗｂ 二次巻線 ２０６，２０８，２１６，２２０，２２１，Ｃ２ キ
ャパシタ ２０７，２１０，２１１，２１２，２１５，２１７，２
１９，２２２，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗 ２０９ 抵抗加算回路網 ２１０ａ 接合端子 ２１４，Ｄ３ ダイオード ２１５ ポテンショメータ ２１５ａ 調節端子 ２１８ Ｒ−Ｃ結合回路網 Ａ，Ｂ，Ｃ 端子 Ｃ３ 帰線キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５ スイッチングトランジスタ Ｑ３，Ｑ６ トランジスタ Ｒ２ａ 分圧器 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 変圧器 ＵＬＴＯＲ アルター電極 Ｗ２ 三次巻線
ャパシタ ２０７，２１０，２１１，２１２，２１５，２１７，２
１９，２２２，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗 ２０９ 抵抗加算回路網 ２１０ａ 接合端子 ２１４，Ｄ３ ダイオード ２１５ ポテンショメータ ２１５ａ 調節端子 ２１８ Ｒ−Ｃ結合回路網 Ａ，Ｂ，Ｃ 端子 Ｃ３ 帰線キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５ スイッチングトランジスタ Ｑ３，Ｑ６ トランジスタ Ｒ２ａ 分圧器 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 変圧器 ＵＬＴＯＲ アルター電極 Ｗ２ 三次巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウィリアム ヴィンセント フィッツジェ ラルド アメリカ合衆国 インディアナ 46077 ジオンスビル ダブリュ・ワンハンドレッ ドトゥウェンティシックスス・ストリート 4500
Claims (2)
- 【請求項１】 フライバック変圧器と；共振回路と；該
共振回路に接続され、該フライバック変圧器の高圧巻線
の端子にフライバックパルス電圧を発生させるスイッチ
ング手段と；該高圧巻線に接続され、陰極線管の高圧電
極に整流された高圧を発生するため該フライバックパル
ス電圧を整流する整流器と；ビーム負荷変動を表わし該
高圧巻線に結合された交流帰還信号に応じる第１の制御
入力を有し、負帰還方式により該帰還パルス電圧の振幅
を制御する電圧レギュレータと；該電極に接続され、ビ
ーム電流の変化が生じるときに該高圧の変化のレートを
減少させるため該電極に流れる電流を供給する蓄電キャ
パシタと；該キャパシタに接続され、該キャパシタに流
れる電流に応答し、該キャパシタの該電流に従って該交
流帰還信号を発生する手段とからなるビデオ装置用高圧
電源。 - 【請求項２】 インダクタンスと；該インダクタンスに
接続され、該インダクタンスにフライバックパルス電圧
を発生させるスイッチング手段と；該インダクダンスに
接続され、陰極線管の高圧電極に整流された高圧を発生
するため該フライバックパルス電圧を整流する整流器
と；該インダクタンスに接続され、負帰還方式により該
フライバックパルス電圧の振幅を制御する電圧レギュレ
ータと；該高圧の大きさを表わす第１の帰還信号を発生
する手段と；該電圧レギュレータの制御入力に接続され
た第１のフィルタリングされた帰還信号を発生するため
該第１の帰還信号をフィルタリングするフィルタと；該
電極に接続され、ビーム電流の変動が生じるときに該高
圧の変動を表わし該フィルタをバイパスする方法により
該電圧レギュレータの制御入力に結合された第２の帰還
信号を発生する手段とからなるビデオ装置用高圧電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/236,065 US5463290A (en) | 1994-05-02 | 1994-05-02 | Power supply stabilization circuit with separate AC/DC negative feedback paths |
| US236065 | 1994-05-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303224A true JPH07303224A (ja) | 1995-11-14 |
| JP4312269B2 JP4312269B2 (ja) | 2009-08-12 |
Family
ID=22887992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10267595A Expired - Fee Related JP4312269B2 (ja) | 1994-05-02 | 1995-04-26 | ビデオ装置用高圧電源 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5463290A (ja) |
| JP (1) | JP4312269B2 (ja) |
| CN (1) | CN1097946C (ja) |
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| KR19990040085A (ko) * | 1997-11-17 | 1999-06-05 | 전주범 | 모니터의 고압 레귤레이션 회로 |
| US6009006A (en) * | 1998-08-07 | 1999-12-28 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Synchronized high voltage generator |
| US5982641A (en) * | 1998-08-07 | 1999-11-09 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | High-voltage power supply for video display apparatus |
| US6552504B2 (en) * | 2000-08-25 | 2003-04-22 | Thomson Licensing Sa | Deflection circuit with a feedback controlled capacitive transformation |
| CN1897654B (zh) * | 2005-07-11 | 2010-12-15 | 康佳集团股份有限公司 | 提高电视机频宽的方法及装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| US4298829A (en) * | 1980-02-08 | 1981-11-03 | Rca Corporation | Power supply and deflection circuit with raster size compensation |
| US4559481A (en) * | 1984-11-30 | 1985-12-17 | Rca Corporation | Raster width regulation circuit |
| US4645990A (en) * | 1985-07-30 | 1987-02-24 | Rca Corporation | High voltage control circuit for video display apparatus |
| JPS6295073A (ja) * | 1985-10-22 | 1987-05-01 | Victor Co Of Japan Ltd | 水平偏向回路 |
| US4658342A (en) * | 1985-10-31 | 1987-04-14 | Rca Corporation | Dual feedback switching power supply regulator for isolated chassis |
| US4774584A (en) * | 1985-12-21 | 1988-09-27 | Blaupunkt-Werke Gmbh | High-voltage power supply for a picture tube |
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| US5059874A (en) * | 1990-12-27 | 1991-10-22 | Zenith Electronics Corporation | High voltage regulator for CRT display |
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1994
- 1994-05-02 US US08/236,065 patent/US5463290A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-26 TW TW083108905A patent/TW266375B/zh not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-04-26 JP JP10267595A patent/JP4312269B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-05-02 CN CN95105221A patent/CN1097946C/zh not_active Expired - Fee Related
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| CN1123984A (zh) | 1996-06-05 |
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| US5463290A (en) | 1995-10-31 |
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