JPH07287264A - Optical correlation detecting circuit and optical clock phase-locked loop circuit - Google Patents
Optical correlation detecting circuit and optical clock phase-locked loop circuitInfo
- Publication number
- JPH07287264A JPH07287264A JP7034147A JP3414795A JPH07287264A JP H07287264 A JPH07287264 A JP H07287264A JP 7034147 A JP7034147 A JP 7034147A JP 3414795 A JP3414795 A JP 3414795A JP H07287264 A JPH07287264 A JP H07287264A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- optical
- signal
- pulse
- light
- clock
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、超高速光通信における
光中継装置、光端局装置や光信号処理において同期化制
御に用いられる光クロック位相同期ループ回路およびこ
の光クロック位相同期ループ回路を構成するのに好適な
光相関検出回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an optical repeater in ultrahigh-speed optical communication, an optical terminal equipment, an optical clock phase locked loop circuit used for synchronization control in optical signal processing, and an optical clock phase locked loop circuit for the same. The present invention relates to an optical correlation detection circuit suitable for configuration.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は従来の光クロック位相同期ルー
プ回路の構成例を示す図である。この図において、６０
１は信号光入力端子、６０２は光カップラ、６０３は進
行波型半導体レーザ増幅器、６０４は光学バンドパスフ
ィルタ、６０５は受光回路、６０６は位相比較器、６０
７は電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという）、６０８は
マイクロ波ミキサ、６０９は光パルス発生器、６１０は
光パルス多重回路、６１１は低周波発振器、６１２は周
波数逓倍器である。ここで、ＶＣＯ６０７の発振周波数
はｆ0となっており、この発振周波数ｆ0の値は、信号光
入力端子６０１から入力される信号光のビットレートが
ｎｆ0（ｎは１以上の整数）となるように設定されてい
る。2. Description of the Related Art FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a conventional optical clock phase locked loop circuit. In this figure, 60
1 is a signal light input terminal, 602 is an optical coupler, 603 is a traveling wave type semiconductor laser amplifier, 604 is an optical bandpass filter, 605 is a light receiving circuit, 606 is a phase comparator, 60
Reference numeral 7 is a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO), 608 is a microwave mixer, 609 is an optical pulse generator, 610 is an optical pulse multiplexing circuit, 611 is a low frequency oscillator, and 612 is a frequency multiplier. Here, the oscillation frequency of the VCO 607 is f 0, and the value of this oscillation frequency f 0 is that the bit rate of the signal light input from the signal light input terminal 601 is nf 0 (n is an integer of 1 or more). Is set to.
【０００３】次に、上記の光パルス多重回路６１０の具
体的な構成について説明する。図１２は、光ファイバを
用いた光パルスの２倍多重回路の構成図であり、７０１
は入力端子、７０２は光ファイバカップラ、７０３は光
ファイバ遅延線、７０４は光ファイバカップラ、７０５
は出力端子である。この構成において、入力端子７０１
から入射したクロック光パルスは、光ファイバカップラ
７０２によって２分される。２分されたクロック光パル
スの一方は、光ファイバ遅延線７０３によってＴ／２＋
ｍＴ（Ｔは入力クロック光パルスのタイムスロット＝１
／ｆ0、ｍは整数）の遅延が加えられたのち、光ファイ
バカップラ７０４によって再び合波され、繰り返し周波
数が２倍の光クロックが生成される。この場合において
は、生成された光クロックの繰り返し周波数は２×（ｆ
0＋△ｆ）となる。クロックの多重度を２より大きくす
る場合には、本多重化回路を多段に接続すればよい。ｋ
段の接続によってクロックの多重度は２Kとなる。ただ
し、この場合、入射側からｋ番目の多重化回路に用いる
光ファイバ遅延線の遅延量は（Ｔ／２K＋ｍＴ）であ
る。Next, a specific configuration of the above optical pulse multiplexing circuit 610 will be described. FIG. 12 is a block diagram of the optical pulse double multiplexing circuit using an optical fiber.
Is an input terminal, 702 is an optical fiber coupler, 703 is an optical fiber delay line, 704 is an optical fiber coupler, and 705.
Is an output terminal. In this configuration, the input terminal 701
The clock light pulse incident from is divided into two by the optical fiber coupler 702. One of the divided clock optical pulses is T / 2 + by the optical fiber delay line 703.
mT (T is the input clock optical pulse time slot = 1)
/ F 0 , m is an integer), and then the optical fiber coupler 704 multiplexes again to generate an optical clock having a double repetition frequency. In this case, the repetition frequency of the generated optical clock is 2 × (f
0 + Δf). When the clock multiplicity is set to more than 2, the present multiplexing circuit may be connected in multiple stages. k
The clock multiplicity becomes 2 K due to the connection of the stages. However, in this case, the delay amount of the optical fiber delay line used for the k-th multiplexing circuit from the incident side is (T / 2 K + mT).
【０００４】図１３は、光導波路を用いた３段８多重の
光パルス多重回路の構成図であり、８０１は入力端子、
８０２は光合分波器、８０３および８０４は光導波路、
８０５は光分波器、８０６および８０７は光導波路、８
０８は光合分波器、８０９および８１０は光導波路、８
１１は光合分波器、８１２は出力端子である。本回路
は、図１２で説明した機能を石英基板上に集積化した構
成であり、機能自体は図１２の構成と同じであるが、回
路がモノリシック集積化されているために、小型で温度
等の変動を受けない安定した動作が実現される。本回路
を用いて光パルスの多重化を実現した例としては、Ｓ.
Ｋawanishi et al.,”100 Ｇbit/s,50km,and Ｎon-Ｒep
eated Ｏptical Ｔransmission Ｅmploying Ａll-
Ｏptical Ｍulti/Ｄemultiplexing and ＰＬＬ Ｔimin
g,” Ｅlectronics Ｌetters, vol.29,pp.1075-1076,1
993.に述べられている。FIG. 13 is a configuration diagram of a three-stage eight-multiplex optical pulse multiplexing circuit using an optical waveguide. 801 is an input terminal,
802 is an optical multiplexer / demultiplexer, 803 and 804 are optical waveguides,
805 is an optical demultiplexer, 806 and 807 are optical waveguides, 8
Reference numeral 08 is an optical multiplexer / demultiplexer, 809 and 810 are optical waveguides, 8
Reference numeral 11 is an optical multiplexer / demultiplexer, and 812 is an output terminal. This circuit has a configuration in which the functions described with reference to FIG. 12 are integrated on a quartz substrate, and the function itself is the same as the configuration in FIG. 12, but since the circuit is monolithically integrated, it is small in size and temperature, etc. A stable operation that is not affected by the fluctuation of is realized. As an example of realizing the multiplexing of optical pulses using this circuit, S.
Kawawanishi et al., “100 Gbit / s, 50km, and Non-Rep
eated Optical Transmission Employing All-
Optical Multi / Demultiplexing and PLL Timin
g, ”Electrics Letters, vol.29, pp.1075-1076,1
993.
【０００５】以下、図１１に示す従来の光クロック逓倍
光位相同期ループ回路の動作を説明する。まず、ＶＣＯ
６０７の出力信号は、低周波発振器６１１およびマイク
ロ波ミキサ６０８によって周波数が（ｆ0＋△ｆ）にシ
フトされ、この周波数シフトのなされた信号により光パ
ルス発生器６０９が駆動される。この結果、光パルス発
生器６０９から繰り返し周波数が（ｆ0＋△ｆ）である
光クロックが発生される。このようにして光パルス発生
器６０９から発生された光クロックは、図１２または図
１３に構成を例示した光パルス多重回路６１０によって
多重され、繰り返し周波数がｎ倍（ｎは自然数）に多重
されたクロックとなって出力される。そして、光パルス
多重回路６１０によって多重化された光クロックは、光
カップラ６０２を介すことにより、信号光入力端子６０
１からの光信号パルスと合波され、進行波型半導体レー
ザ増幅器６０３に入射される。このとき、多重化後のク
ロックの周波数が光信号のビットレートｎｆ0に対応し
た周波数２K（ｆ0＋△ｆ）となるように、ｎ＝２Kに設
定されているものとすると、光信号パルスが完全なラン
ダム変調信号であっても光信号パルスと光クロックとの
間には、両者の相関であるｎ△ｆ成分が生じる。The operation of the conventional optical clock multiplication optical phase locked loop circuit shown in FIG. 11 will be described below. First, the VCO
The frequency of the output signal of 607 is shifted to (f 0 + Δf) by the low-frequency oscillator 611 and the microwave mixer 608, and the optical pulse generator 609 is driven by this frequency-shifted signal. As a result, the optical pulse generator 609 generates an optical clock whose repetition frequency is (f 0 + Δf). The optical clock generated from the optical pulse generator 609 in this way is multiplexed by the optical pulse multiplexing circuit 610 whose configuration is illustrated in FIG. 12 or 13, and the repetition frequency is n times (n is a natural number). It is output as a clock. Then, the optical clock multiplexed by the optical pulse multiplexing circuit 610 is passed through the optical coupler 602 to generate the signal light input terminal 60.
It is multiplexed with the optical signal pulse from 1 and is incident on the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603. At this time, assuming that n = 2 K is set so that the frequency of the clock after the multiplexing becomes the frequency 2 K (f 0 + Δf) corresponding to the bit rate nf 0 of the optical signal. Even if the signal pulse is a completely random modulation signal, an nΔf component, which is a correlation between the two, is generated between the optical signal pulse and the optical clock.
【０００６】次に光変調手段である進行波型半導体レー
ザ増幅器６０３の動作について説明する。進行波型半導
体レーザ増幅器６０３に入射する信号光の波長λsigお
よびクロック光の波長λclk は、コヒーレントな干渉が
生じない程度に離れている。いま、進行波型半導体レー
ザ増幅器に、ある程度の光強度を有する光クロックが入
射すると、進行波型半導体レーザ増幅器６０３中のキャ
リアが変調される。このキャリアが変調されるというこ
とは、他方の光入力である信号光に対する進行波型半導
体レーザ増幅器６０３の利得が変調されることを意味す
る。原理の詳細については、文献「Ｓ.Ｋawanishi et a
l.,”10ＧＨz timing extraction fromrandomly modula
ted optical pulses using phase-locked loop with tr
avelling-wave laser-diode optical amplifier using
optical gain modulation,”Ｅlectronics Ｌetters vo
l.28,pp.510-511,1992」に述べられている。Next, the operation of the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 which is the optical modulation means will be described. The wavelength λsig of the signal light and the wavelength λclk of the clock light which are incident on the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 are apart from each other to the extent that coherent interference does not occur. Now, when an optical clock having a certain light intensity enters the traveling wave type semiconductor laser amplifier, the carriers in the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 are modulated. The modulation of the carrier means that the gain of the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 with respect to the signal light which is the other optical input is modulated. For details of the principle, see the document “S. Kawawanishi et a.
l., "10GHz timing extraction fromrandomly modula
ted optical pulses using phase-locked loop with tr
avelling-wave laser-diode optical amplifier using
optical gain modulation, "Electronics Letters vo
l.28, pp.510-511, 1992 ".
【０００７】このようにして光クロックによって利得が
変調された信号光は、前述のように両者の相関成分を含
んでいるため、この信号光を光学バンドパスフィルタ６
０４で取り出して受光回路６０５で電気信号に変換して
位相比較器６０６によって基準信号と比較し、その出力
をＶＣＯ６０７にフィードバックすればＰＬＬとしての
動作が実現される。Since the signal light whose gain is modulated by the optical clock in this way contains the correlation component of both as described above, this optical signal is passed through the optical bandpass filter 6
When it is taken out at 04, converted into an electric signal at the light receiving circuit 605, compared with the reference signal by the phase comparator 606, and the output thereof is fed back to the VCO 607, the operation as the PLL is realized.
【０００８】このＰＬＬとしての動作は、定量的には次
のように説明される。まず、信号光入力端子６０１より
入力した光信号（繰り返し周波数ｎｆ0）は、光カップ
ラ６０２を介して多重化した光クロックと合波されて進
行波型半導体レーザ増幅器６０３に入力される。今、簡
単のため光信号パルスとクロックは共に正弦波であり、
各々、下記式に示すＰs(t)，Ｐc(t)により表わされるも
のとする。 Ｐs(t)＝Ｐs｛１＋sin ｎ(２πｆ0ｔ＋φ(ｔ))｝ (1) Ｐc(t)＝Ｐc｛１＋sin ２ｎπ(ｆ0＋△ｆ)ｔ｝ (2) ここにＰs，Ｐcは定数である。また、φ(ｔ) は光信号
パルスと光クロックの位相差（パルス位置の相対時間
差）である。このφ(ｔ)がＰＬＬの制御対象であり、０
もしくは一定値にするべき量である。The operation of the PLL is quantitatively explained as follows. First, the optical signal (repetition frequency nf 0 ) input from the signal light input terminal 601 is multiplexed with the optical clock multiplexed through the optical coupler 602 and input to the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603. Now, for simplicity, both the optical signal pulse and the clock are sine waves,
These are represented by Ps (t) and Pc (t) shown in the following equations, respectively. Ps (t) = Ps {1 + sin n (2πf 0 t + φ (t))} (1) Pc (t) = Pc {1 + sin 2nπ (f 0 + Δf) t} (2) where Ps and Pc are constants. is there. Further, φ (t) is a phase difference (relative time difference between pulse positions) between the optical signal pulse and the optical clock. This φ (t) is the control target of the PLL, and 0
Or it is the amount that should be a constant value.
【０００９】そして、光信号および光クロックが進行波
型半導体レーザ増幅器６０３に入射して利得変調を受け
る。このとき進行波型半導体レーザ増幅器６０３から出
力される光のうち光信号および光クロックに対応したも
のを各々Ｐsout、Ｐcoutとすると、これらのＰsout、Ｐ
coutは次式のようになる。 Ｐsout ＝Ｇ・Ｐs〔１＋sin｛２πｆ0ｔ＋φ(ｔ)｝〕・ 〔１＋ｍ(Ｐc)sin｛２π(ｆ0＋△ｆ)ｔ＋π｝〕 (3) Ｐcout ＝Ｇ・Ｐc｛１＋sin２π(ｆ0＋△ｆ)ｔ｝・ 〔１＋ｍ(Ｐs)sin｛２πｆ0ｔ＋φ(ｔ)＋π｝〕 (4) ここにＧは進行波型半導体レーザ増幅器６０３の未飽和
利得、ｍ(Ｐc)およびｍ(Ｐs)はそれぞれ光クロックおよ
び光信号による利得変調度である。Then, the optical signal and the optical clock enter the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 and are subjected to gain modulation. At this time, letting Psout and Pcout respectively correspond to the optical signal and the optical clock among the lights output from the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603, these Psout and Pcout
cout is as follows. PSOUT = G · Ps [1 + sin {2πf 0 t + φ (t)} ] · [1 + m (Pc) sin { 2π (f 0 + △ f) t + π} ] (3) Pcout = G · Pc {1 + sin2π (f 0 + △ f) t} · [1 + m (Ps) sin {2πf 0 t + φ (t) + π}] (4) where G is the unsaturated gain of the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603, and m (Pc) and m (Ps) are They are the gain modulation degree by the optical clock and the optical signal, respectively.
【００１０】クロック光パルス強度がピークのとき、進
行波型半導体レーザ増幅器６０３内のキャリア数は最も
少なくなる。従って、進行波型半導体レーザ増幅器６０
３内の利得変調の位相は入射光クロックの位相とπだけ
異なることになり、式(３),(４)に示されるような位相
差πの項がつけ加わる。この利得変調された進行波型半
導体レーザ増幅器６０３から出力される光信号と光クロ
ックのうち、光信号のみが光フィルタ６０４によって取
り出される。進行波型半導体レーザ増幅器６０３の利得
帯域幅（波長換算）は約５０ｎｍであるため、光信号と
光クロックの波長を、この帯域内で十分離れたところに
設定しておけば光フィルタ６０４によって一方の光のみ
を取り出すことが可能である。光フィルタ６０４によっ
て取り出された光信号は受光回路６０５に入力される
が、受光回路６０５の受光素子としてＰＩＮ−ＰＤを用
いたときのフォトカレントＯs(t)は次のようになる。When the intensity of the clock light pulse reaches its peak, the number of carriers in the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 becomes the smallest. Therefore, the traveling wave type semiconductor laser amplifier 60
The phase of the gain modulation in 3 differs from the phase of the incident optical clock by π, and the term of the phase difference π as shown in equations (3) and (4) is added. Of the optical signal and the optical clock output from the traveling wave type semiconductor laser amplifier 603 whose gain has been modulated, only the optical signal is extracted by the optical filter 604. Since the gain bandwidth (wavelength conversion) of the traveling-wave type semiconductor laser amplifier 603 is about 50 nm, if the wavelengths of the optical signal and the optical clock are set at positions sufficiently separated in this band, the optical filter 604 can be used. It is possible to extract only the light. The optical signal extracted by the optical filter 604 is input to the light receiving circuit 605. The photocurrent Os (t) when the PIN-PD is used as the light receiving element of the light receiving circuit 605 is as follows.
【００１１】 Ｏｓ（ｔ） ＝（ｅη／ｈν）・Ｇ・Ｐｓ・ 〔１＋ｍ（Ｐｃ）｛sin ２ｎπ(ｆ0＋△ｆ）ｔ＋π｝ ＋｛sin ｎ(２πｆ0ｔ＋φ(ｔ))｝ −（１／２）ｍ(Ｐc)cos｛２ｎπ(２ｆ0＋△ｆ)ｔ＋ｎφ(ｔ)＋π｝ ＋（１／２）ｍ(Ｐc)cos｛２ｎπ△ｆｔ−ｎφ(ｔ)＋π｝〕 (５) ここにｅは電子の電荷、ηはＰＩＮ−ＰＤの量子効率、
ｈνはフォトンのエネルギーである。式(５)の最後の項
が光クロックとの相関によって生じたｎ△ｆ成分であ
り、従って光信号パルスと光クロックパルスの位相差の
変動は、このｎ△ｆ成分の変動に置き換えられることに
なる。このｎ△ｆ出力ともとの発振器の△ｆ出力をｎ逓
倍したｎ△ｆ参照信号との位相比較を行って、ＶＣＯ６
０７にフィードバックすることによりＰＬＬ動作が達成
される。Os (t) = (eη / hν) · G · Ps · [1 + m (Pc) {sin 2nπ (f 0 + Δf) t + π} + {sin n (2πf 0 t + φ (t))} − ( 1/2) m (Pc) cos {2nπ (2f 0 + Δf) t + nφ (t) + π} + (1/2) m (Pc) cos {2nπΔft-nφ (t) + π}] (5) Where e is the electron charge, η is the quantum efficiency of PIN-PD,
hν is the energy of photons. The last term of the equation (5) is the nΔf component generated by the correlation with the optical clock, and therefore the fluctuation of the phase difference between the optical signal pulse and the optical clock pulse should be replaced by the fluctuation of the nΔf component. become. This nΔf output is compared in phase with the nΔf reference signal obtained by multiplying the Δf output of the original oscillator by n, and the VCO 6
PLL operation is achieved by feeding back to 07.
【００１２】具体的な実験結果については、文献「Ｓ.
Ｋawanishi et al.,”10ＧＨz timing extraction from
randomly modulated optical pulses using phase-loc
ked loop with travelling-wave laser-diode optical
amplifier using optical gain modulation,”Ｅlectro
nics Ｌetters vol.28,pp.510-511,1992」に述べられて
いる。ここでは、ｎ△ｆ成分によって位相比較を行って
いるため、位相比較出力はｎ△φに比例する。従ってＰ
ＬＬが動作してｎ△φが０のときにはＶＣＯ６０７への
フィードバック信号は０となり、入力光信号のパワーの
変動には影響を受けない。ｎ△ｆを数１００ｋＨｚ程度
の値に設定しておけば、電気系の位相比較器６０６に高
速動作は必要とされないため、全体として高速のＰＬＬ
動作が期待できる。For concrete experimental results, refer to the document "S.
Kawanishi et al., “10 GHz timing extraction from
randomly modulated optical pulses using phase-loc
ked loop with traveling-wave laser-diode optical
amplifier using optical gain modulation, "Electro
nics Letters vol.28, pp.510-511, 1992 ”. Here, since the phase comparison is performed using the nΔf component, the phase comparison output is proportional to nΔφ. Therefore P
When LL operates and nΔφ is 0, the feedback signal to the VCO 607 becomes 0, and is not affected by the fluctuation of the power of the input optical signal. If nΔf is set to a value on the order of several hundreds of kHz, the electrical phase comparator 606 does not need to operate at high speed, and therefore a high-speed PLL as a whole.
Can be expected to work.
【００１３】なお、位相比較器６０６の動作からして、
図１４に示すような回路構成をとってもよい。図１４に
おいて、受光回路６０５の出力周波数を分周回路６１３
によってｍ／ｎ倍（ｍは有理数）し、また、低周波発振
器６１１の出力をｍ倍することによって位相比較器６０
６に入力する両周波数をｍΔｆとして両者の位相を比較
する。ここで、ｍ＝１の場合は周波数逓倍器６１２は不
要であり、ｍ＝ｎの場合は分周回路６１３は不要であ
る。From the operation of the phase comparator 606,
A circuit configuration as shown in FIG. 14 may be adopted. In FIG. 14, the output frequency of the light receiving circuit 605 is divided by the frequency dividing circuit 613.
M / n times (m is a rational number), and by multiplying the output of the low frequency oscillator 611 by m times, the phase comparator 60
Let both frequencies input to 6 be mΔf, and compare the phases of both. Here, when m = 1, the frequency multiplier 612 is unnecessary, and when m = n, the frequency dividing circuit 613 is unnecessary.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したＰ
ＬＬ回路においては、信号光パルスとクロック光パルス
の相関検出を行う方法として、信号光パルスのビットレ
ートｎｆ0にクロックの速度を合せるために、光パルス
多重回路を用いてクロックの速度を逓倍する方法を用い
ていたが、本方法では、装置の構成が複雑になるだけで
なく、光時分割多重回路の動作原理上、クロック周波数
が固定される。クロック周波数を可変にできる範囲は高
々５％程度であり、これ以上クロック周波数を変えよう
とすると多重後のクロックにジッタを生じてＰＬＬが機
能しなくなるという問題があった。さらに図１３の構成
では、多重数として、２k倍すなわち２、４、８、１６
…といった値しかとることができず、任意の整数倍の光
クロック逓倍は困難であるという問題もあった。By the way, the above-mentioned P
In the LL circuit, as a method of detecting the correlation between the signal light pulse and the clock light pulse, the speed of the clock is multiplied by using an optical pulse multiplexing circuit in order to match the clock speed with the bit rate nf 0 of the signal light pulse. Although the method is used, this method not only complicates the configuration of the device but also fixes the clock frequency due to the operating principle of the optical time division multiplexing circuit. The range in which the clock frequency can be made variable is at most about 5%, and if the clock frequency is further changed, there is a problem in that the PLL will not function due to jitter in the clock after multiplexing. Further, in the configuration of FIG. 13, the number of multiplexes is 2 k times, that is, 2, 4, 8, 16
However, there is a problem that it is difficult to multiply the optical clock by an arbitrary integral multiple.
【００１５】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは上記問題の解決さ
れた高速動作の可能な光クロック位相同期ループ回路を
実現することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to realize an optical clock phase locked loop circuit capable of high-speed operation in which the above problems are solved.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記問題点を
解決するため、信号光パルスとクロック光パルスの相関
を検出する方法として、従来技術のようにクロック光パ
ルスを時分割多重化するのではなく、時分割多重化しな
い短光クロックパルスと信号光パルスの相関信号を直接
検出する方法を用いて超高速の光ＰＬＬを実現するもの
である。In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a method for detecting the correlation between a signal light pulse and a clock light pulse by time-division-multiplexing the clock light pulse as in the prior art. Instead of this, an ultrahigh-speed optical PLL is realized by using a method of directly detecting a correlation signal of a short optical clock pulse and a signal optical pulse that are not time division multiplexed.
【００１７】より具体的には、請求項１に係る発明は、
信号光パルスと繰り返し周波数の第ｎ高調波成分（ｎは
自然数）を含むに十分な狭いパルス幅のクロック光パル
スとを合波する合波手段と、前記信号光パルスと前記ク
ロック光パルスとの強度の積を出力する非線形光学素子
と、該非線形光学素子の出力光信号から前記信号光パル
スと前記クロック光パルスとの相関成分のみを取り出す
光分波手段とから構成されることを特徴とする光相関検
出回路を要旨とする。More specifically, the invention according to claim 1 is
Combining means for combining the signal light pulse and a clock light pulse having a pulse width narrow enough to contain the nth harmonic component of the repetition frequency (n is a natural number); and the signal light pulse and the clock light pulse. It is characterized by comprising a non-linear optical element for outputting a product of intensities, and an optical demultiplexing means for taking out only a correlation component of the signal light pulse and the clock light pulse from an output optical signal of the non-linear optical element. The gist is the optical correlation detection circuit.
【００１８】請求項２に係る発明は、前記非線形光学素
子が進行波型半導体レーザ増幅器であることを特徴とす
る請求項１記載の光相関検出回路を要旨とする。The invention according to claim 2 provides the optical correlation detecting circuit according to claim 1, wherein the nonlinear optical element is a traveling wave type semiconductor laser amplifier.
【００１９】請求項３に係る発明は、前記信号光パルス
と前記クロック光パルスは各々互いにコヒーレント干渉
する波長の光であることを特徴とする請求項２記載の光
相関検出回路を要旨とする。The invention according to claim 3 provides the optical correlation detection circuit according to claim 2, wherein the signal light pulse and the clock light pulse are lights having wavelengths that coherently interfere with each other.
【００２０】請求項４に係る発明は、前記非線形光学素
子が光ファイバであり、前記信号光と前記クロック光は
前記光ファイバの零分散波長付近の波長を有することを
特徴とする請求項１記載の光相関検出回路を要旨とす
る。According to a fourth aspect of the present invention, the non-linear optical element is an optical fiber, and the signal light and the clock light have wavelengths near the zero dispersion wavelength of the optical fiber. The gist is the optical correlation detection circuit.
【００２１】請求項５に係る発明は、前記非線形光学素
子が非線形光学結晶であることを特徴とする請求項１記
載の光相関検出回路を要旨とする。The invention according to claim 5 provides the optical correlation detection circuit according to claim 1, characterized in that the nonlinear optical element is a nonlinear optical crystal.
【００２２】請求項６に係る発明は、前記合波手段とし
て、信号光パルスに対するものと前記クロック光パルス
に対応するものを各々別個に有し、前記非線形光学素子
が光ファイバであって、前記合波手段と前記光ファイバ
とを光学的に結合してループを構成することを特徴とす
る請求項１記載の光相関検出回路を要旨とする。According to a sixth aspect of the present invention, the multiplexing means has one for the signal light pulse and one for the clock light pulse separately, and the non-linear optical element is an optical fiber. The optical correlation detecting circuit according to claim 1, wherein the multiplexing means and the optical fiber are optically coupled to form a loop.
【００２３】請求項７に係る発明は、外部からの制御に
より発振周波数と位相が可変である第１の発振器と、交
流信号を出力する第２の発振器と、前記第１の発振器と
第２の発振器の出力信号周波数の和または差または和お
よび差を発生させる周波数混合手段と、該周波数混合手
段の出力信号によって駆動され、第ｎ高調波成分（ｎは
自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の光パルスを発生
させる光パルス発生器と、信号光パルスとクロック光パ
ルスの相関成分を出力する請求項１〜６のいずれか１の
請求項に記載の光相関検出回路と、該光相関検出回路の
出力光を電気信号に変換する受光回路と、該受光回路の
出力信号の位相と前記交流信号をｎ逓倍した信号の位相
とを比較し、両者の位相差が所定値となるよう前記第１
の発振器の位相を制御する手段とを有し、前記第１の発
振器の発振周波数が前記信号光パルスのビットレートの
１／ｎであることを特徴とする光クロック位相同期ルー
プ回路を要旨とする。According to a seventh aspect of the invention, a first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating the sum or difference or the sum and difference of the output signal frequencies of the oscillator, and a narrow pulse width driven by the output signal of the frequency mixing means and containing an nth harmonic component (n is a natural number) 7. An optical pulse generator for generating the optical pulse according to claim 1, an optical correlation detecting circuit according to any one of claims 1 to 6 for outputting a correlation component between a signal optical pulse and a clock optical pulse, and the optical correlation detection. The light receiving circuit for converting the output light of the circuit into an electric signal is compared with the phase of the output signal of the light receiving circuit and the phase of the signal obtained by multiplying the AC signal by n, and the phase difference between them is set to a predetermined value. 1
And a means for controlling the phase of the oscillator, wherein the oscillation frequency of the first oscillator is 1 / n of the bit rate of the signal light pulse. .
【００２４】請求項８に係る発明は、外部からの制御に
より発振周波数と位相が可変である第１の発振器と、交
流信号を出力する第２の発振器と、前記第１の発振器と
第２の発振器の出力信号周波数の和または差または和お
よび差を発生させる周波数混合手段と、該周波数混合手
段の出力信号によって駆動され、第ｎ高調波成分（ｎは
自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の光パルスを発生
させる光パルス発生器と、信号光パルスとクロック光パ
ルスの相関成分を出力する請求項１〜６のいずれか１の
請求項に記載の光相関検出回路と、該光相関検出回路の
出力光を電気信号に変換する受光回路と、該受光回路の
出力信号の周波数を１／ｎ倍した信号と前記交流信号と
の位相を比較し、両者の位相差が所定値となるよう前記
第１の発振器の位相を制御する手段とを有し、前記第１
の発振器の発振周波数が前記信号光パルスのビットレー
トの１／ｎであることを特徴とする光クロック位相同期
ループ回路を要旨とする。In the invention according to claim 8, a first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating the sum or difference or the sum and difference of the output signal frequencies of the oscillator, and a narrow pulse width driven by the output signal of the frequency mixing means and containing an nth harmonic component (n is a natural number) 7. An optical pulse generator for generating the optical pulse according to claim 1, an optical correlation detecting circuit according to any one of claims 1 to 6 for outputting a correlation component between a signal optical pulse and a clock optical pulse, and the optical correlation detection. The light receiving circuit for converting the output light of the circuit into an electric signal is compared with the phase of the AC signal and a signal obtained by multiplying the frequency of the output signal of the light receiving circuit by 1 / n, so that the phase difference between them becomes a predetermined value. The position of the first oscillator Controlling the and means, said first
The optical clock phase locked loop circuit is characterized in that the oscillation frequency of the oscillator is 1 / n of the bit rate of the signal light pulse.
【００２５】請求項９に係る発明は、外部からの制御に
より発振周波数と位相が可変である第１の発振器と、交
流信号を出力する第２の発振器と、前記第１の発振器と
第２の発振器の出力信号周波数の和または差または和お
よび差を発生させる周波数混合手段と、該周波数混合手
段の出力信号によって駆動され、第ｎ高調波成分（ｎは
自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の光パルスを発生
させる光パルス発生器と、信号光パルスとクロック光パ
ルスの相関成分を出力する請求項１〜６のいずれか１の
請求項に記載の光相関検出回路と、該光相関検出回路の
出力光を電気信号に変換する受光回路と、該受光回路の
出力信号の周波数をｍ／ｎ倍（ｍは有理数）した信号と
前記交流信号をｍ逓倍した信号との位相を比較し、両者
の位相差が所定値となるよう前記第１の発振器の位相を
制御する手段とを有し、前記第１の発振器の発振周波数
が前記信号光パルスのビットレートの１／ｎであること
を特徴とする光クロック位相同期ループ回路を要旨とす
る。According to a ninth aspect of the present invention, a first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating the sum or difference or the sum and difference of the output signal frequencies of the oscillator, and a narrow pulse width driven by the output signal of the frequency mixing means and containing an nth harmonic component (n is a natural number) 7. An optical pulse generator for generating the optical pulse according to claim 1, an optical correlation detecting circuit according to any one of claims 1 to 6 for outputting a correlation component between a signal optical pulse and a clock optical pulse, and the optical correlation detection. A light receiving circuit for converting the output light of the circuit into an electric signal is compared with a signal obtained by multiplying the frequency of the output signal of the light receiving circuit by m / n (m is a rational number) and a signal obtained by multiplying the AC signal by m. The phase difference between the two is a predetermined value And a means for controlling the phase of the first oscillator so that the oscillation frequency of the first oscillator is 1 / n of the bit rate of the signal light pulse. Circuit is the gist.
【００２６】[0026]
【作用】請求項１〜６に係る発明によれば、クロック光
パルスの高調波と信号光パルスとの相関信号を含んだ信
号が非線形光学素子から得られ、光分波手段により、こ
の信号から相関信号が検出される。請求項２に係る発明
によれば、進行波型半導体レーザ増幅器内において、ク
ロック光パルスによる利得変調またはクロック光パルス
および信号光パルスの４光波混合が生じ、両光パルスの
相関信号を含んだ出力が得られる。そして、光分波手段
によって、この出力信号から相関信号が検出される。請
求項３に係る発明によれば、進行波型半導体レーザ増幅
器内において信号光パルスとクロック光パルスが位相整
合して発生する４光子混合によって両者の相関に相当す
る成分が特定の波長において発生する。この波長の信号
が光分波手段によって検出される。請求項４に係る発明
によれば、光ファイバ内において信号光パルスとクロッ
ク光パルスの４光波混合が生じ、両者の相関に相当する
成分が特定の波長において発生する。請求項５に係る発
明によれば、非線形光学結晶中において和周波光発生現
象が生じ、クロック光パルスと信号光パルスの積に相当
する光が得られる。この光に含まれるクロック光パルス
と信号光パルスの相関信号が光分波手段によって検出さ
れる。請求項６に係る発明によれば、光ファイバによる
ループから、クロック光パルスと信号光パルスの積に相
当する信号が得られ、この信号内のクロック光パルスお
よび信号光パルスの相関信号が光分波手段によって検出
される。請求項７〜９に係る発明によれば、第１の発振
器と第２の発振器の出力を混合し、これら発振器の出力
信号の各周波数の和または差または和および差の信号を
発生させる。該混合信号により光パルス発生器を駆動し
て、高調波成分を含んだ十分狭いパルス幅のクロック光
パルスを発生させ、上記したいずれかの光相関検出回路
により信号光パルスとクロック光パルスの相関成分の光
を出力させる。そして、該出力光を電気信号へ変換し、
上記の交流信号との位相を比較して、両者の位相差が所
定値となるように第１の発振器の位相を制御して、光Ｐ
ＬＬの動作を行わせる。According to the inventions of claims 1 to 6, a signal containing a correlation signal between the harmonic of the clock light pulse and the signal light pulse is obtained from the non-linear optical element, and the signal is separated from this signal by the optical demultiplexing means. The correlation signal is detected. According to the invention of claim 2, in the traveling wave type semiconductor laser amplifier, gain modulation by a clock light pulse or 4-light wave mixing of a clock light pulse and a signal light pulse occurs, and an output including a correlation signal of both light pulses is produced. Is obtained. Then, the optical demultiplexing means detects the correlation signal from the output signal. According to the third aspect of the invention, a component corresponding to the correlation between the signal light pulse and the clock light pulse is generated at a specific wavelength by the four-photon mixing generated by the phase matching of the signal light pulse and the clock light pulse in the traveling wave semiconductor laser amplifier. . The signal of this wavelength is detected by the optical demultiplexing means. According to the invention of claim 4, four-wave mixing of the signal light pulse and the clock light pulse occurs in the optical fiber, and a component corresponding to the correlation between the two is generated at a specific wavelength. According to the invention of claim 5, a sum frequency light generation phenomenon occurs in the nonlinear optical crystal, and light corresponding to the product of the clock light pulse and the signal light pulse is obtained. The optical demultiplexing means detects the correlation signal of the clock light pulse and the signal light pulse contained in this light. According to the invention of claim 6, a signal corresponding to the product of the clock light pulse and the signal light pulse is obtained from the loop formed by the optical fiber, and the correlation signal of the clock light pulse and the signal light pulse in this signal is the optical component. Detected by wave means. According to the invention of claims 7 to 9, the outputs of the first oscillator and the second oscillator are mixed, and the sum or difference of the respective frequencies of the output signals of these oscillators or the sum and difference signals are generated. An optical pulse generator is driven by the mixed signal to generate a clock optical pulse having a sufficiently narrow pulse width containing a harmonic component, and the correlation between the signal optical pulse and the clock optical pulse is generated by any of the optical correlation detection circuits described above. Outputs the component light. Then, the output light is converted into an electric signal,
The phase of the first oscillator is controlled so that the phase difference between the AC signal and the AC signal is compared with each other so that the phase difference between them becomes a predetermined value.
The operation of LL is performed.
【００２７】[0027]
【実施例】以下、図面を参照し本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の第１実施例の構成を示す図であり、
１０１は信号光入力端子、１０２は光カップラ、１０３
は進行波型半導体レーザ増幅器、１０４は光学バンドパ
スフィルタ、１０５は受光回路、１０６は位相比較器、
１０７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１０８はマイクロ
波ミキサ、１０９は光パルス発生器、１１０は低周波発
振器、１１１は周波数逓倍器である。ここで、ＶＣＯ１
０７の発振周波数ｆ0は、信号光入力端子１０１から入
力する信号光のビットレートがｎｆ0（ｎは１以上の整
数）となるように設定されている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention,
101 is a signal light input terminal, 102 is an optical coupler, 103
Is a traveling wave type semiconductor laser amplifier, 104 is an optical bandpass filter, 105 is a light receiving circuit, 106 is a phase comparator,
107 is a voltage controlled oscillator (VCO), 108 is a microwave mixer, 109 is an optical pulse generator, 110 is a low frequency oscillator, and 111 is a frequency multiplier. Where VCO1
The oscillation frequency f 0 of 07 is set so that the bit rate of the signal light input from the signal light input terminal 101 is nf 0 (n is an integer of 1 or more).
【００２８】以下に本実施例の動作を説明する。ＶＣＯ
１０７の出力信号が、低周波発振器１１０およびマイク
ロ波ミキサ１０８によって周波数がシフトされ、光パル
ス発生器１０９を駆動し、繰り返し周波数がｆ0＋△ｆ
（またはｆ0−△ｆまたはｆ0±△ｆ）の光クロックパル
スを発生させる。本発明における光クロックパルスの波
形としては、正弦波状ではなくて、パルス幅が細く、高
調波成分を含んでいることが必要である。いま、発生す
る光パルス列の時間波形Ｐｃ（ｔ）がガウス状であると
すると、次のように表される。The operation of this embodiment will be described below. VCO
The output signal of 107 is frequency-shifted by the low-frequency oscillator 110 and the microwave mixer 108, drives the optical pulse generator 109, and the repetition frequency is f 0 + Δf.
An optical clock pulse of (or f 0 −Δf or f 0 ± Δf) is generated. The waveform of the optical clock pulse in the present invention is not required to be sinusoidal, and it is necessary that the pulse width is narrow and that it contains a harmonic component. Now, assuming that the time waveform Pc (t) of the generated optical pulse train is Gaussian, it is expressed as follows.
【００２９】 Ｐｃ（ｔ） ＝ΣＡｅｘｐ｛−α（ｔ＋ｋＴ）2｝ （６） ただし、上記式においてΣはｋ＝−∞〜＋∞についての
総和を意味する演算子である。また、Ａ、αは定数、Ｔ
＝１／（ｆ0＋△ｆ）である。このＰｃ（ｔ）をフーリ
エ級数に展開すると次のようになる Ｐｃ（ｔ） ＝Ａ １＋２Σｅｘｐ｛−（１ ／α）（ｎπ／Ｔ）2｝・ ｃｏｓ｛ｎ・２π（ｆ0＋△ｆ）ｔ｝ （７）Pc (t) = ΣAexp {−α (t + kT) 2 } (6) However, in the above formula, Σ is an operator that means a summation for k = −∞ to + ∞. A, α are constants, T
= 1 / (f 0 + Δf). When this Pc (t) is expanded into a Fourier series, it becomes as follows: Pc (t) = A 1 + 2Σexp {-(1 / α) (nπ / T) 2 } · cos {n · 2π (f 0 + Δf) t} (7)
【００３０】ただし、上記式（７）においてΣはｎ＝１
〜＋∞についての総和を意味する演算子である。ここ
で、（７）式を見ると、第２項には、ｎ倍高調波成分ｎ
（ｆ0＋△ｆ）が存在することがわかる。この第ｎ高調
波成分は、ｎが大きくなるにつれて係数が小さくなるた
め減少するが、パルス幅が狭い（αが小さい）ときに
は、係数が大きくなって第ｎ高調波を発生させることが
可能である。However, in the above equation (7), Σ is n = 1.
It is an operator that means the sum of + to ∞. Here, looking at equation (7), the second term shows that the n-th harmonic component n
It can be seen that (f 0 + Δf) exists. The n-th harmonic component decreases as the coefficient increases as n increases. However, when the pulse width is narrow (α is small), the coefficient increases and the n-th harmonic can be generated. .
【００３１】本実施例においては、この第ｎ高調波ｎ
（ｆ0＋△ｆ） と光信号成分の相関を検出してｎ△ｆ成
分を発生させるため、光時分割多重回路は不要となる。
高ピットレートの信号光に対して十分なレベルの相関信
号を発生させるためには、発生するクロックパルスのパ
ルス幅が狭い必要がある。現在超短光パルス光源とし
て、ゲインスイッチ半導体レーザや、モード同期レーザ
などを用いれば、５ｐｓ以下のパルス幅の光パルスを発
生させることは比較的容易であり、この光パルスを用い
れば、１００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光信号に対しても相関
検出を行うことが可能である。図２に光カップラ１０２
に入力される信号光およびクロックパルスのスペクト
ル、進行波型半導体レーザ増幅器１０３の出力光のスペ
クトルを例示する。In this embodiment, this nth harmonic wave n
Since the nΔf component is generated by detecting the correlation between (f 0 + Δf) and the optical signal component, the optical time division multiplexing circuit becomes unnecessary.
In order to generate a correlation signal with a sufficient level for signal light with a high pit rate, the pulse width of the generated clock pulse needs to be narrow. At present, it is relatively easy to generate an optical pulse having a pulse width of 5 ps or less by using a gain switch semiconductor laser or a mode-locked laser as an ultrashort optical pulse light source. Correlation detection can be performed for optical signals of s or more. The optical coupler 102 shown in FIG.
The spectrum of the signal light and the clock pulse input to the input terminal and the spectrum of the output light of the traveling wave type semiconductor laser amplifier 103 are illustrated.
【００３２】次に光相関検出手段である進行波型半導体
レーザ増幅器１０３の動作について説明する。図３は進
行波型半導体レーザ増幅器１０３に入射する信号光の波
長λｓｉｇおよびクロック光の波長λｃｌｋの関係を示
した図である。図３（ａ）は両者の波長が離れている場
合の信号光とクロック光の関係を示し、図３（ｂ）は両
者の波長がコヒーレントに干渉する程度に接近している
場合を示している。図３（ａ）の場合においては、進行
波型半導体レーザ増幅器１０３内において、クロック光
によって信号光の利得が変調されることによって両光間
の相関が検出される。本動作原理および実験結果の詳細
については、Ｓ.Ｋawanishi et al.,”10ＧＨz timing
extraction from randomly modulatedoptical pulses u
sing phase-locked loop with travelling-wave laser-
diode optical amplifier usingoptical gain modulati
on,”Ｅlectronics Ｌetters vol.28,pp.510-511,1992
に述べられている。図３（ｂ）の場合においては、両者
の波長λｓｉｇ、λｃｌｋがコヒーレントに干渉する程
度に接近している場合に、半導体レーザ内で信号光とク
ロック光が位相整合して発生する４光子混合によって両
者の相関に相当する成分が新たな波長λＦＷＭにおいて
発生する。ただし、１／λＦＷＭ＝２／λｓｉｇ−１／
λｃｌｋである。Next, the operation of the traveling wave type semiconductor laser amplifier 103 which is the optical correlation detecting means will be described. FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the wavelength λsig of the signal light and the wavelength λclk of the clock light that enter the traveling wave semiconductor laser amplifier 103. FIG. 3A shows the relationship between the signal light and the clock light when the wavelengths of the two are distant from each other, and FIG. 3B shows the case where the wavelengths of the two are close to each other such that they coherently interfere with each other. . In the case of FIG. 3A, in the traveling wave type semiconductor laser amplifier 103, the gain of the signal light is modulated by the clock light, and the correlation between the two lights is detected. For details of this operation principle and experimental results, see S. Kawawanishi et al., “10 GHz timing.
extraction from randomly modulated optical pulses u
sing phase-locked loop with traveling-wave laser-
diode optical amplifier using optical gain modulati
on, "Electronics Letters vol.28, pp.510-511,1992
Are described in. In the case of FIG. 3B, when the two wavelengths λsig and λclk are close enough to coherently interfere with each other, the four-photon mixing generated by the phase matching of the signal light and the clock light in the semiconductor laser is generated. A component corresponding to the correlation between the two is generated at the new wavelength λFWM. However, 1 / λFWM = 2 / λsig−1 /
λclk.
【００３３】本現象は、利得変調とは本質的に全く異な
る超高速の非線形光学現象であり、その詳細な説明につ
いては、石尾他、「光増幅器とその応用」（オーム社）
pp.69-72に述べられている。このようにして利得変調を
受けた信号光または４光波混合によって発生した光は、
両者の相関成分（ｎ△ｆ）を含んでいるため、この信号
光または４光波混合光を光学バンドパスフィルタ１０４
で取りだせば、あとは従来技術と同様に、受光回路１０
５で電気信号に変換してその中のｎ△ｆ成分については
位相比較器１０６によって基準信号をｎ逓倍したｎ△ｆ
信号と比較し、その出力をＶＣＯにフィードバックすれ
ばＰＬＬの動作が実現される。This phenomenon is an ultrahigh-speed nonlinear optical phenomenon which is essentially completely different from gain modulation. For a detailed explanation, see Ishio et al., "Optical amplifier and its application" (Ohm Co.).
pp.69-72. The signal light thus gain-modulated or the light generated by the four-wave mixing is
Since the correlation component (nΔf) of the both is included, the signal light or the four-wave mixed light is transmitted to the optical bandpass filter 104.
Then, the light receiving circuit 10
5 is converted into an electric signal, and the nΔf component therein is multiplied by n by the phase comparator 106 to obtain nΔf.
The operation of the PLL is realized by comparing the signal with the signal and feeding back the output to the VCO.
【００３４】また、位相比較器１０６の動作からして、
図４に示すような回路構成を用いてもよい。図４におい
て、受光回路１０５の出力周波数を分周回路１１２によ
ってｍ／ｎ倍（ｍは有理数）し、また、低周波発振器１
１０の出力をｍ倍することによって位相比較器１０６に
入力する両周波数をｍΔｆとして両者の位相を比較す
る。ここで、ｍ＝１の場合は周波数逓倍器１１１は不要
であり、ｍ＝ｎの場合は分周回路１１２は不要である。From the operation of the phase comparator 106,
A circuit configuration as shown in FIG. 4 may be used. In FIG. 4, the output frequency of the light receiving circuit 105 is multiplied by m / n (m is a rational number) by the frequency dividing circuit 112, and the low frequency oscillator 1
By multiplying the output of 10 by m, the two frequencies input to the phase comparator 106 are set to mΔf and the phases of both are compared. Here, when m = 1, the frequency multiplier 111 is unnecessary, and when m = n, the frequency dividing circuit 112 is unnecessary.
【００３５】図５は本発明の第２実施例を示す図であ
り、３０１は信号光入力端子、３０２は光カップラ、３
０３は光ファイバ、３０４は光学バンドパスフィルタ、
３０５は受光回路、３０６は位相比較器、３０７は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、３０８はマイクロ波ミキサ、３
０９は光パルス発生器、３１０は低周波発振器、３１１
は周波数逓倍器である。FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the present invention, in which 301 is a signal light input terminal, 302 is an optical coupler and 3
03 is an optical fiber, 304 is an optical bandpass filter,
305 is a light receiving circuit, 306 is a phase comparator, 307 is a voltage controlled oscillator (VCO), 308 is a microwave mixer, 3
09 is an optical pulse generator, 310 is a low frequency oscillator, 311
Is a frequency multiplier.
【００３６】本実施例においては、４光波混合を発生さ
せる媒質として光ファイバ３０３が用いられる。本実施
例の場合、光ファイバ３０３の零分散波長±１０ｎｍ内
に信号光およびクロック光の波長を設定することによっ
て位相整合条件を満足させることが可能であり、進行波
型半導体レーザ増幅器と同様に４光波混合光を発生させ
ることが可能であり、本構成によってもＰＬＬを実現す
ることができる。また、第１実施例に示したように、本
実施例についても、図６に示すような構成とすることも
できる。その動作は図４と同じであって、第１実施例で
説明した通りである。In this embodiment, the optical fiber 303 is used as a medium for generating four-wave mixing. In the case of the present embodiment, it is possible to satisfy the phase matching condition by setting the wavelengths of the signal light and the clock light within the zero-dispersion wavelength ± 10 nm of the optical fiber 303, and like the traveling wave type semiconductor laser amplifier. It is possible to generate the four-wave mixed light, and the PLL can be realized also by this configuration. Further, as shown in the first embodiment, the present embodiment can also be configured as shown in FIG. The operation is the same as in FIG. 4, and is as described in the first embodiment.
【００３７】図７は本発明の第３実施例を示す図であ
り、４０１は信号光入力端子、４０２は光カップラ、４
０３は非線形光学結晶、４０４は光学バンドパスフィル
タ、４０５は受光回路、４０６は位相比較器、４０７は
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４０８はマイクロ波ミキ
サ、４０９は光パルス発生器、４１０は低周波発振器、
４１１は周波数逓倍器である。FIG. 7 is a diagram showing a third embodiment of the present invention, in which 401 is a signal light input terminal, 402 is an optical coupler and 4
Reference numeral 03 is a nonlinear optical crystal, 404 is an optical bandpass filter, 405 is a light receiving circuit, 406 is a phase comparator, 407 is a voltage controlled oscillator (VCO), 408 is a microwave mixer, 409 is an optical pulse generator, and 410 is a low frequency. Oscillator,
Reference numeral 411 is a frequency multiplier.
【００３８】本実施例においては、光相関検出手段とし
て非線形光学結晶中の和周波光発生現象を利用する。和
周波光発生現象とは、光周波数ν１、ν２の２種類の光
を非線形光学結晶に入射したときに、入射した２つの光
の強度の積に比例した大きさで、両者の和の光周波数の
光を出力する現象である。その現象の詳細については、
高良、川西、山林、猿渡、「和周波光発生を用いた光サ
ンプリングによる超高速光波形測定法」、電子情報通信
学会論文誌Ｂ-1、vol.J75-B-1,pp.372-380,1992.に述べ
られている。本現象においては、発生する相関信号の光
周波数が（ν１＋ν２）となるため、例えば２つの光を
１．５５μｍと１．３μｍとすると、発生する和周波光
は０．７μｍとなる。第１、第２の実施例で述べた４光
波混合の場合は、入射する２光の波長は１０ｎｍ程度以
内に接近している必要があり、また出力光の波長も入射
光から１０ｎｍ程度以内の位置にあるのに対して、この
和周波光発生においては、結晶への光の入射角等の調整
によって例えば１．５５μｍと１．３μｍの光などのよ
うに４光波混合の場合よりも広い波長範囲で和周波光発
生を実現することができる。非線形光学結晶としては、
上に挙げた文献にも述べられているように、ＬiＩＯ3，
ＬiＮbＯ3，ＫＴＰ，ＫＮbＯ3 などの和周波光発生を実
現できるものであれば何でもよい。発生した和周波光
は、４光波混合光と全く同じ相関成分を有しているた
め、これを第１実施例、第２実施例と同様に電気信号に
変換してＶＣＯにフィードバックすればＰＬＬが実現で
きる。また、第１実施例に示したように、本実施例につ
いても、図８に示すような構成とすることもできる。そ
の動作は図４と同じであって、第１実施例で説明した通
りである。In this embodiment, the sum frequency light generation phenomenon in the nonlinear optical crystal is used as the optical correlation detecting means. The sum frequency light generation phenomenon is a magnitude proportional to the product of the intensities of two incident lights when two kinds of lights having optical frequencies ν1 and ν2 are incident on the nonlinear optical crystal. Is the phenomenon of outputting the light. For more information on that phenomenon,
Takara, Kawanishi, Yamabayashi, Saruwatari, "Ultrafast optical waveform measurement method by optical sampling using sum frequency light generation", IEICE Transactions B-1, vol.J75-B-1, pp.372-380 , 1992. In this phenomenon, since the optical frequency of the generated correlation signal is (ν1 + ν2), if the two lights are 1.55 μm and 1.3 μm, the sum frequency light generated is 0.7 μm. In the case of four-wave mixing described in the first and second embodiments, the wavelengths of the two incident lights must be close to each other within about 10 nm, and the wavelength of the output light is also within about 10 nm from the incident light. On the other hand, in this sum frequency light generation, the wavelength of light having a wider wavelength than that in the case of four-wave mixing such as 1.55 μm and 1.3 μm is adjusted by adjusting the incident angle of light to the crystal. Sum frequency light generation can be realized in a range. As a nonlinear optical crystal,
As mentioned in the above mentioned literature, LiIO3,
Any material such as LiNbO3, KTP, KNbO3 that can generate sum frequency light may be used. Since the generated sum frequency light has exactly the same correlation component as the four-wave mixed light, if this is converted into an electric signal and fed back to the VCO as in the first and second embodiments, the PLL becomes realizable. Further, as shown in the first embodiment, the present embodiment can also be configured as shown in FIG. The operation is the same as in FIG. 4, and is as described in the first embodiment.
【００３９】図９は、本発明の第４実施例を示す図であ
り、５０１は電圧制御発振器、５０２はミキサ、５０３
は光パルス発生器、５０４は光カップラ、５０５は光フ
ァイバ、５０６は光カップラ、５０７は光分波器、５０
８は信号光入力ポート、５０９は出力光ポート、５１０
は受光回路、５１１は低周波発振器、５１２は位相比較
器、５１３は周波数逓倍回路である。FIG. 9 is a diagram showing a fourth embodiment of the present invention, in which 501 is a voltage controlled oscillator, 502 is a mixer, and 503.
Is an optical pulse generator, 504 is an optical coupler, 505 is an optical fiber, 506 is an optical coupler, 507 is an optical demultiplexer, 50
8 is a signal light input port, 509 is an output light port, 510
Is a light receiving circuit, 511 is a low frequency oscillator, 512 is a phase comparator, and 513 is a frequency multiplication circuit.
【００４０】以下、本図にしたがって本実施例の動作を
説明する。まず、信号光パルス列が、入力端子５０８か
ら光カップラ５０６に入力される。光カップラ５０６
は、光強度の分岐比が１：１に設定されており、５０８
から入力した信号光は光カップラ５０６で２分され同一
経路を両向きに伝播したのち、同相でカップラに戻り、
入射ポート５０８から出射する。ここに、制御光パルス
が入射すると、制御光は光ファイバ５０５で構成された
ループを時計まわり方向のみに伝播するため、ループ中
を互いに逆まわりに伝播する信号光は、制御光による非
線形光学効果（光カー効果）によって受ける位相シフト
の量が互いに異なっているため、再びカップラに戻って
きたときには両者の位相のバランスが崩れ、信号光の一
部が位相差に応じて光カップラのもう一方のポートに出
射し、光分波器５０７を通して出力ポート５０９から出
力する。すなわち、光ファイバ５０５、光カップラ５０
４、５０６より構成されるループによって信号光パルス
と制御光パルスとの積の演算が行われることになる。The operation of this embodiment will be described below with reference to FIG. First, the signal light pulse train is input from the input terminal 508 to the optical coupler 506. Optical coupler 506
Has a light intensity branching ratio of 1: 1.
The signal light input from the optical coupler 506 is divided into two by the optical coupler 506, propagates in both directions along the same path, and then returns to the coupler in the same phase.
The light is emitted from the incident port 508. When the control light pulse is incident on the control light, the control light propagates in the clockwise direction in the loop formed by the optical fiber 505. Therefore, the signal lights propagating in opposite directions in the loop are non-linear optical effects due to the control light. Since the amounts of phase shifts received by the (optical Kerr effect) are different from each other, when returning to the coupler again, the phase balance between the two is lost, and a part of the signal light depends on the phase difference. The light is emitted to the port and output from the output port 509 through the optical demultiplexer 507. That is, the optical fiber 505 and the optical coupler 50
A loop composed of 4, 506 calculates the product of the signal light pulse and the control light pulse.
【００４１】この両者の光を、カップラ５０４、５０６
およびファイバ５０５よりなる光非線形ループミラーに
入射したときの出力光波形は両者の光強度の積で与えら
れる。このループミラーからの出力光には、実施例１と
同様に繰り返し周波数がｎ△ｆの成分が生じることにな
るから、実施例１と同様の動作原理によってＰＬＬ動作
が実現できる。本実施例においては、光相関検出手段と
して超高速の光カー効果を用いているため、超高速の光
ＰＬＬの実現が期待できる。また、第１実施例に示した
ように、本実施例についても、図１０に示すような構成
とすることもできる。動作は図４の場合と同じである。Both of these lights are coupled by the couplers 504 and 506.
The output light waveform when the light enters the optical nonlinear loop mirror composed of the fiber 505 and the fiber 505 is given by the product of both light intensities. In the output light from this loop mirror, a component having a repetitive frequency of nΔf is generated as in the first embodiment. Therefore, the PLL operation can be realized by the same operation principle as in the first embodiment. In this embodiment, since the super-high-speed optical Kerr effect is used as the optical correlation detecting means, it is expected that the super-high-speed optical PLL is realized. Further, as shown in the first embodiment, the present embodiment can also be configured as shown in FIG. The operation is the same as in the case of FIG.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、光
時分割多重しない短光パルス光クロックを用いて、信号
光とクロック光との間の相関信号を、超高速の４光波混
合や、和周波光発生および光カー効果を用いて検出する
ため、超高速光信号の繰り返し周波数の１／ｎに同期し
たクロックを発生させることができる。また、本ＰＬＬ
はランダム変調された光信号に同期したクロックおよび
その分周クロックを発生させることが可能であるため、
超高速光伝送や信号処理に用いれば効果が大きい。As described above, according to the present invention, a short optical pulse optical clock that does not perform optical time division multiplexing is used to generate a correlation signal between the signal light and the clock light with ultra-high speed four-wave mixing or Since the detection is performed using the sum frequency light generation and the optical Kerr effect, it is possible to generate a clock synchronized with 1 / n of the repetition frequency of the ultrafast optical signal. Also, this PLL
Since it is possible to generate a clock synchronized with a randomly modulated optical signal and its divided clock,
It is very effective when used for ultra-high-speed optical transmission and signal processing.
【図１】 本発明の第１実施例の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first exemplary embodiment of the present invention.
【図２】 同実施例において、光カップラ１０２に入力
される信号光およびクロックパルスのスペクトル、進行
波型半導体レーザ増幅器１０３の出力光のスペクトルを
例示する図である。FIG. 2 is a diagram exemplifying a spectrum of a signal light and a clock pulse input to an optical coupler 102 and a spectrum of an output light of a traveling wave type semiconductor laser amplifier 103 in the embodiment.
【図３】 同実施例における進行波型半導体レーザ増幅
器に入射する光信号と光クロックのスペクトルを示した
図で、（ａ）は波長が離れている場合、（ｂ）は両者の
光がコヒーレントに干渉する程度に波長が接近している
場合である。FIG. 3 is a diagram showing spectra of an optical signal and an optical clock incident on a traveling-wave type semiconductor laser amplifier in the same embodiment. (A) shows a case where the wavelengths are separated, and (b) shows a coherent light of both. This is the case when the wavelengths are close enough to interfere with each other.
【図４】 同実施例の他の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing another configuration of the same embodiment.
【図５】 本発明の第２実施例の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment of the present invention.
【図６】 同実施例の他の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing another configuration of the same embodiment.
【図７】 本発明の第３実施例の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.
【図８】 同実施例の他の構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing another configuration of the same embodiment.
【図９】 本発明の第４実施例の構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a fourth exemplary embodiment of the present invention.
【図１０】 同実施例の他の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing another configuration of the same embodiment.
【図１１】 従来の技術の構成を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a conventional technique.
【図１２】 光ファイバを用いた光クロックの２倍多重
回路の構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram of an optical clock double-multiplexing circuit using an optical fiber.
【図１３】 光導波路を用いた３段８多重光パルス多重
回路の構成図である。FIG. 13 is a configuration diagram of a 3-stage 8-multiplex optical pulse multiplexing circuit using an optical waveguide.
【図１４】 従来の技術の他の構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing another configuration of the conventional technique.
１０１……信号光入力端子、１０２……光カップラ、１
０３……進行波型半導体レーザ増幅器、１０４……光学
バンドパスフィルタ、１０５……受光回路、１０６……
位相比較器、１０７……ＶＣＯ、１０８……マイクロ波
ミキサ、１０９……光パルス発生器、１１０……低周波
発振器、１１１……周波数逓倍器、１１２，３１２，４
１２，５１５，６１３……分周回路。101 ... Signal light input terminal, 102 ... Optical coupler, 1
03 ... Traveling wave type semiconductor laser amplifier, 104 ... Optical bandpass filter, 105 ... Light receiving circuit, 106 ...
Phase comparator, 107 ... VCO, 108 ... Microwave mixer, 109 ... Optical pulse generator, 110 ... Low frequency oscillator, 111 ... Frequency multiplier, 112, 312, 4
12, 515, 613 ... Dividing circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/00 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｂ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical display location H04B 10/00 H04B 9/00 B
Claims (9)
調波成分（ｎは自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の
クロック光パルスとを合波する合波手段と、 前記信号光パルスと前記クロック光パルスとの強度の積
を出力する非線形光学素子と、 該非線形光学素子の出力光信号から前記信号光パルスと
前記クロック光パルスとの相関成分のみを取り出す光分
波手段とから構成されることを特徴とする光相関検出回
路。1. A combining means for combining a signal light pulse and a clock light pulse having a pulse width narrow enough to contain an nth harmonic component (n is a natural number) of a repetition frequency, said signal light pulse and said It is composed of a non-linear optical element that outputs the product of the intensities of the clock optical pulse and an optical demultiplexing means that extracts only the correlation component between the signal optical pulse and the clock optical pulse from the output optical signal of the non-linear optical element. An optical correlation detection circuit characterized by the above.
ーザ増幅器であることを特徴とする請求項１記載の光相
関検出回路。2. The optical correlation detecting circuit according to claim 1, wherein the nonlinear optical element is a traveling wave type semiconductor laser amplifier.
スは各々互いにコヒーレント干渉する波長の光であるこ
とを特徴とする請求項２記載の光相関検出回路。3. The optical correlation detection circuit according to claim 2, wherein the signal light pulse and the clock light pulse are lights having wavelengths that coherently interfere with each other.
り、 前記信号光と前記クロック光は前記光ファイバの零分散
波長付近の波長を有することを特徴とする請求項１記載
の光相関検出回路。4. The optical correlation detection circuit according to claim 1, wherein the nonlinear optical element is an optical fiber, and the signal light and the clock light have wavelengths near a zero dispersion wavelength of the optical fiber.
あることを特徴とする請求項１記載の光相関検出回路。5. The optical correlation detection circuit according to claim 1, wherein the nonlinear optical element is a nonlinear optical crystal.
するものと前記クロック光パルスに対応するものを各々
別個に有し、 前記非線形光学素子が光ファイバであって、 前記合波手段と前記光ファイバとを光学的に結合してル
ープを構成することを特徴とする請求項１記載の光相関
検出回路。6. The multiplexing means has one for the signal light pulse and one for the clock light pulse separately, and the non-linear optical element is an optical fiber. 2. The optical correlation detection circuit according to claim 1, wherein the loop is formed by optically coupling with a fiber.
が可変である第１の発振器と、 交流信号を出力する第２の発振器と、 前記第１の発振器と第２の発振器の出力信号周波数の和
または差または和および差を発生させる周波数混合手段
と、 該周波数混合手段の出力信号によって駆動され、第ｎ高
調波成分（ｎは自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の
光パルスを発生させる光パルス発生器と、 信号光パルスとクロック光パルスの相関成分を出力する
請求項１〜６のいずれか１の請求項に記載の光相関検出
回路と、 該光相関検出回路の出力光を電気信号に変換する受光回
路と、 該受光回路の出力信号の位相と前記交流信号をｎ逓倍し
た信号の位相とを比較し、両者の位相差が所定値となる
よう前記第１の発振器の位相を制御する手段とを有し、 前記第１の発振器の発振周波数が前記信号光パルスのビ
ットレートの１／ｎであることを特徴とする光クロック
位相同期ループ回路。7. A first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, and output signal frequencies of the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating a sum or difference or a sum and difference, and an optical pulse driven by an output signal of the frequency mixing means and having a pulse width narrow enough to contain an nth harmonic component (n is a natural number) An optical pulse generator, an optical correlation detection circuit according to any one of claims 1 to 6, which outputs a correlation component of a signal optical pulse and a clock optical pulse, and an output light of the optical correlation detection circuit. The light receiving circuit for converting into a signal is compared with the phase of the output signal of the light receiving circuit and the phase of the signal obtained by multiplying the AC signal by n, and the phase of the first oscillator is adjusted so that the phase difference between them becomes a predetermined value. With means to control An optical clock phase locked loop circuit, wherein the oscillation frequency of the first oscillator is 1 / n of the bit rate of the signal light pulse.
が可変である第１の発振器と、 交流信号を出力する第２の発振器と、 前記第１の発振器と第２の発振器の出力信号周波数の和
または差または和および差を発生させる周波数混合手段
と、 該周波数混合手段の出力信号によって駆動され、第ｎ高
調波成分（ｎは自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の
光パルスを発生させる光パルス発生器と、 信号光パルスとクロック光パルスの相関成分を出力する
請求項１〜６のいずれか１の請求項に記載の光相関検出
回路と、 該光相関検出回路の出力光を電気信号に変換する受光回
路と、 該受光回路の出力信号の周波数を１／ｎ倍した信号と前
記交流信号との位相を比較し、両者の位相差が所定値と
なるよう前記第１の発振器の位相を制御する手段とを有
し、 前記第１の発振器の発振周波数が前記信号光パルスのビ
ットレートの１／ｎであることを特徴とする光クロック
位相同期ループ回路。8. A first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, and output signal frequencies of the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating a sum or difference or a sum and difference, and an optical pulse driven by an output signal of the frequency mixing means and having a pulse width narrow enough to contain an nth harmonic component (n is a natural number) An optical pulse generator, an optical correlation detection circuit according to any one of claims 1 to 6, which outputs a correlation component of a signal optical pulse and a clock optical pulse, and an output light of the optical correlation detection circuit. The phase of the light receiving circuit for converting into a signal is compared with the phase of the AC signal and the signal obtained by multiplying the frequency of the output signal of the light receiving circuit by 1 / n, and the phase difference between the two is set to a predetermined value. Means to control the phase And an oscillation frequency of the first oscillator is 1 / n of a bit rate of the signal light pulse.
が可変である第１の発振器と、 交流信号を出力する第２の発振器と、 前記第１の発振器と第２の発振器の出力信号周波数の和
または差または和および差を発生させる周波数混合手段
と、 該周波数混合手段の出力信号によって駆動され、第ｎ高
調波成分（ｎは自然数）を含むに十分な狭いパルス幅の
光パルスを発生させる光パルス発生器と、 信号光パルスとクロック光パルスの相関成分を出力する
請求項１〜６のいずれか１の請求項に記載の光相関検出
回路と、 該光相関検出回路の出力光を電気信号に変換する受光回
路と、 該受光回路の出力信号の周波数をｍ／ｎ倍（ｍは有理
数）した信号と前記交流信号をｍ逓倍した信号との位相
を比較し、両者の位相差が所定値となるよう前記第１の
発振器の位相を制御する手段とを有し、 前記第１の発振器の発振周波数が前記信号光パルスのビ
ットレートの１／ｎであることを特徴とする光クロック
位相同期ループ回路。9. A first oscillator whose oscillation frequency and phase are variable by external control, a second oscillator which outputs an AC signal, and output signal frequencies of the first oscillator and the second oscillator. Frequency mixing means for generating a sum or difference or a sum and difference, and an optical pulse driven by an output signal of the frequency mixing means and having a pulse width narrow enough to contain an nth harmonic component (n is a natural number) An optical pulse generator, an optical correlation detection circuit according to any one of claims 1 to 6, which outputs a correlation component of a signal optical pulse and a clock optical pulse, and an output light of the optical correlation detection circuit. A light receiving circuit for converting into a signal is compared with a signal obtained by multiplying a frequency of an output signal of the light receiving circuit by m / n (m is a rational number) and a signal obtained by multiplying the AC signal by m, and a phase difference between the two is determined. The first to become the value And a means for controlling the phase of the oscillator, wherein the oscillation frequency of the first oscillator is 1 / n of the bit rate of the signal light pulse.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03414795A JP3314797B2 (en) | 1994-02-23 | 1995-02-22 | Optical correlation detection circuit and optical clock phase locked loop circuit |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2575194 | 1994-02-23 | ||
| JP6-25751 | 1994-02-23 | ||
| JP03414795A JP3314797B2 (en) | 1994-02-23 | 1995-02-22 | Optical correlation detection circuit and optical clock phase locked loop circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07287264A true JPH07287264A (en) | 1995-10-31 |
| JP3314797B2 JP3314797B2 (en) | 2002-08-12 |
Family
ID=26363436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03414795A Expired - Fee Related JP3314797B2 (en) | 1994-02-23 | 1995-02-22 | Optical correlation detection circuit and optical clock phase locked loop circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3314797B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1318627A3 (en) * | 2001-12-04 | 2003-10-22 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Optical clock phase-locked loop circuit |
| JP2004006943A (en) * | 1995-12-13 | 2004-01-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical amplifier |
| WO2005083502A1 (en) * | 2004-02-27 | 2005-09-09 | Nec Corporation | Optical clock extracting device and method |
-
1995
- 1995-02-22 JP JP03414795A patent/JP3314797B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004006943A (en) * | 1995-12-13 | 2004-01-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical amplifier |
| EP1318627A3 (en) * | 2001-12-04 | 2003-10-22 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Optical clock phase-locked loop circuit |
| US7151897B2 (en) | 2001-12-04 | 2006-12-19 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Optical clock phase-locked loop circuit |
| WO2005083502A1 (en) * | 2004-02-27 | 2005-09-09 | Nec Corporation | Optical clock extracting device and method |
| JPWO2005083502A1 (en) * | 2004-02-27 | 2007-11-22 | 日本電気株式会社 | Optical clock extraction apparatus and method |
| JP4807514B2 (en) * | 2004-02-27 | 2011-11-02 | 日本電気株式会社 | Optical clock extraction apparatus and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3314797B2 (en) | 2002-08-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5706113A (en) | Phase lock loop circuit using optical correlation detection | |
| US7085499B2 (en) | Agile RF-lightwave waveform synthesis and an optical multi-tone amplitude modulator | |
| US5457559A (en) | Apparatus for extracting an optical clock and apparatus for demultiplexing a time-division multiplexed signal | |
| CN108712213B (en) | Microwave three/two divided-frequency method and device based on optoelectronic oscillation loop | |
| US7555223B2 (en) | UWB signal generator using optical FSK modulator | |
| CN106877938A (en) | The device and method of full photogenerated frequency multiplication triangular wave | |
| JP3939541B2 (en) | Optical clock phase locked loop circuit | |
| JP2985804B2 (en) | Optical PLL circuit | |
| JP3386090B2 (en) | Optical clock phase locked loop circuit | |
| JP3314797B2 (en) | Optical correlation detection circuit and optical clock phase locked loop circuit | |
| JP2012100128A (en) | Demodulation method for coherent light time division multiplex signals | |
| JP3803748B2 (en) | Optical millimeter wave or submillimeter wave generator | |
| Wang et al. | Effective optical clock recovery and simultaneous fourfold demultiplexing of OTDM signal using an optoelectonic oscillator | |
| Phillips et al. | Simultaneous demultiplexing and clock recovery using a single electroabsorption modulator in a novel bi-directional configuration | |
| CN116346236B (en) | Optical pulse frequency division method and device | |
| JPH09321700A (en) | Method and device for generating electromagnetic wave | |
| JP3412776B2 (en) | Optical time division separation circuit | |
| JP4392162B2 (en) | Optical down converter | |
| Bilenca et al. | All-optical processing by fiber delay and four-wave mixing of high-bit-rate nonreturn-to-zero signals for timing extraction by optical injection locking | |
| JPH07193534A (en) | Optical phase locked loop circuit | |
| JPH08220494A (en) | Polarization independent light phase locked loop circuit | |
| JP2560648B2 (en) | Clock light generator | |
| Agis et al. | Sub-clock extraction of optical signals at high rates using an opto-electronic phase-locked loop based on three-wave mixing in periodically-poled lithium niobate | |
| CN117111338A (en) | Coherent double-optical-frequency comb generating device | |
| JPH0669580A (en) | Frequency demultiplication synchronous signal generating equipment of optical pluse laser |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090607 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090607 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100607 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100607 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110607 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120607 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130607 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |