JPH0727857A - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置Info
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- JPH0727857A JPH0727857A JP17316893A JP17316893A JPH0727857A JP H0727857 A JPH0727857 A JP H0727857A JP 17316893 A JP17316893 A JP 17316893A JP 17316893 A JP17316893 A JP 17316893A JP H0727857 A JPH0727857 A JP H0727857A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＨ信号を用いた場合に、搬送周波数に関係
なくサブパルス幅以上の観測時間で移動目標のドップラ
ー周波数を求めるレーダ装置を得る。 【構成】 ＦＨ信号を用いたレーダ装置において、受信
ＦＨ信号を、Ｍ個のバンドパスフィルタと移相器でサブ
パルス中間周波数近傍で弁別し、Ｍ個の位相検波器がそ
れぞれ各サブパルス中間周波数で位相検波したサブパル
ス複素ビデオ信号とする。周波数スペクトル分析器がこ
の周波数スペクトルを求める。その不要な移相量を除去
する条件を設定し、加算器がそれを加算し、離散フーリ
エ変換の形式となるように構成したので、サブパルス幅
以上の観測時間で移動目標のドップラー周波数を求める
ことができる。
なくサブパルス幅以上の観測時間で移動目標のドップラ
ー周波数を求めるレーダ装置を得る。 【構成】 ＦＨ信号を用いたレーダ装置において、受信
ＦＨ信号を、Ｍ個のバンドパスフィルタと移相器でサブ
パルス中間周波数近傍で弁別し、Ｍ個の位相検波器がそ
れぞれ各サブパルス中間周波数で位相検波したサブパル
ス複素ビデオ信号とする。周波数スペクトル分析器がこ
の周波数スペクトルを求める。その不要な移相量を除去
する条件を設定し、加算器がそれを加算し、離散フーリ
エ変換の形式となるように構成したので、サブパルス幅
以上の観測時間で移動目標のドップラー周波数を求める
ことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、送信信号にＦＨ信号
を用いたレーダの受信信号から、サブパルス以上の観測
時間でドップラー周波数を求め、航空機等移動目標の検
出能力を改善するレーダ装置に関するものである。
を用いたレーダの受信信号から、サブパルス以上の観測
時間でドップラー周波数を求め、航空機等移動目標の検
出能力を改善するレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は例えば“Ｇｕｙ Ｖ．Ｍｏｒｒｉ
ｓ；ＡＩＲＢＯＮＥ ＰＵＬＳＥＤＤＯＰＰＬＥＲ Ｒ
ＡＤＡＲ，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ（１９８８）”に
示されるパルスドップラーレーダ装置の基本構成図であ
り、１はアンテナ、２は安定した発振出力を供給する局
部発振器、３はアンテナからの無線周波数帯の受信信号
を局部発振器２によって中間周波数帯に周波数変換する
ミクサ、４はミクサ３出力を増幅する増幅器、５は送信
信号の位相を基準として発振するコヒーレント発振器、
６は増幅器４出力からコヒーレント発振器５によって位
相検波を行う位相検波器、７は位相検波器６出力をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、８ａ〜８ｃは使用する送信信
号によって決まる距離分解能を単位計測距離としてＡ／
Ｄ変換器７出力をＮ個の距離分解能毎に分離するＮ個の
距離ゲート、９ａ〜９ｃは各距離ゲート８ａ〜８ｃ出力
のドップラー周波数成分を求めるＮ個の周波数成分分析
器、１０ａ〜１０ｃは各周波数成分分析器９ａ〜９ｃ出
力毎に２乗検波を行う２乗検波器、１１ａ〜１１ｃは各
２乗検波器１０ａ〜１０ｃ出力毎にある一定のスレッシ
ョルドレベル以上の信号を目標として検出するＮ個の目
標検出器、１２は目標検出器１１ａ〜１１ｃより出力さ
れる情報を表示する指示器である。
ｓ；ＡＩＲＢＯＮＥ ＰＵＬＳＥＤＤＯＰＰＬＥＲ Ｒ
ＡＤＡＲ，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ（１９８８）”に
示されるパルスドップラーレーダ装置の基本構成図であ
り、１はアンテナ、２は安定した発振出力を供給する局
部発振器、３はアンテナからの無線周波数帯の受信信号
を局部発振器２によって中間周波数帯に周波数変換する
ミクサ、４はミクサ３出力を増幅する増幅器、５は送信
信号の位相を基準として発振するコヒーレント発振器、
６は増幅器４出力からコヒーレント発振器５によって位
相検波を行う位相検波器、７は位相検波器６出力をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、８ａ〜８ｃは使用する送信信
号によって決まる距離分解能を単位計測距離としてＡ／
Ｄ変換器７出力をＮ個の距離分解能毎に分離するＮ個の
距離ゲート、９ａ〜９ｃは各距離ゲート８ａ〜８ｃ出力
のドップラー周波数成分を求めるＮ個の周波数成分分析
器、１０ａ〜１０ｃは各周波数成分分析器９ａ〜９ｃ出
力毎に２乗検波を行う２乗検波器、１１ａ〜１１ｃは各
２乗検波器１０ａ〜１０ｃ出力毎にある一定のスレッシ
ョルドレベル以上の信号を目標として検出するＮ個の目
標検出器、１２は目標検出器１１ａ〜１１ｃより出力さ
れる情報を表示する指示器である。
【０００３】次に動作について説明する。コヒーレント
に繰り返される単一搬送周波数のパルスを送信信号とし
て照射し、目標およびそのほかのもので反射した電波を
アンテナ１で受信する。受信されたパルスは、ミクサ３
で局部発振器２によって無線周波数帯から中間周波数に
変換され、増幅器４で増幅された後、位相検波器６でコ
ヒーレント発振器５を用いて位相検波され複素ビデオ信
号となる。位相検波器６出力はＡ／Ｄ変換器７でディジ
タル複素ビデオ信号に変換される。
に繰り返される単一搬送周波数のパルスを送信信号とし
て照射し、目標およびそのほかのもので反射した電波を
アンテナ１で受信する。受信されたパルスは、ミクサ３
で局部発振器２によって無線周波数帯から中間周波数に
変換され、増幅器４で増幅された後、位相検波器６でコ
ヒーレント発振器５を用いて位相検波され複素ビデオ信
号となる。位相検波器６出力はＡ／Ｄ変換器７でディジ
タル複素ビデオ信号に変換される。
【０００４】距離ゲート８ａ〜８ｃはこのディジタル複
素ビデオ信号を使用する送信信号によって決まる距離分
解能を単位計測距離としてＮ個の距離分解能毎に分配
し、周波数成分分析器９ａ〜９ｃは各距離ゲート８ａ〜
８ｃ出力毎にＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａ
ｎｓｆｏｒｍ）やＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行い観測信号を時間領
域から周波数領域に変換することによりパルス繰り返し
周期で観測される目標のドップラー周波数を求め航空機
等の移動目標信号とそれ以外の不要信号を分離する。２
乗検波器１０ａ〜１０ｃでは周波数成分分析器９ａ〜９
ｃ各出力を２乗検波し、目標検出器１１ａ〜１１ｃは各
２乗検波器１０ａ〜１０ｃ出力毎にある一定のスレッシ
ョルドレベル以上の信号を目標として検出し、指示器１
１はその目標の距離、速度などの情報を表示する。
素ビデオ信号を使用する送信信号によって決まる距離分
解能を単位計測距離としてＮ個の距離分解能毎に分配
し、周波数成分分析器９ａ〜９ｃは各距離ゲート８ａ〜
８ｃ出力毎にＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａ
ｎｓｆｏｒｍ）やＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行い観測信号を時間領
域から周波数領域に変換することによりパルス繰り返し
周期で観測される目標のドップラー周波数を求め航空機
等の移動目標信号とそれ以外の不要信号を分離する。２
乗検波器１０ａ〜１０ｃでは周波数成分分析器９ａ〜９
ｃ各出力を２乗検波し、目標検出器１１ａ〜１１ｃは各
２乗検波器１０ａ〜１０ｃ出力毎にある一定のスレッシ
ョルドレベル以上の信号を目標として検出し、指示器１
１はその目標の距離、速度などの情報を表示する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】レーダにおいて、送信
波に周波数変調を施してスペクトル拡散を行ない、尖頭
送信電力および単位帯域当たりの送信電力を低減するこ
とによって、近接する複数のレーダ間の相互干渉を軽減
できるのでＦＨ信号が使用される。その場合時間によっ
て搬送周波数が変わるため、目標のドップラー周波数を
サブパルス幅以上の観測時間で求めることは難しく、複
数の目標信号間での干渉、信号とクラッタの干渉等のク
ロスタームが発生するという問題点があった。
波に周波数変調を施してスペクトル拡散を行ない、尖頭
送信電力および単位帯域当たりの送信電力を低減するこ
とによって、近接する複数のレーダ間の相互干渉を軽減
できるのでＦＨ信号が使用される。その場合時間によっ
て搬送周波数が変わるため、目標のドップラー周波数を
サブパルス幅以上の観測時間で求めることは難しく、複
数の目標信号間での干渉、信号とクラッタの干渉等のク
ロスタームが発生するという問題点があった。
【０００６】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、各サブパルス複素ビデオ信号の
周波数スペクトルに注目し、測定条件を設定して不要な
位相量を除去、あるいは補償することにより、サブパル
ス幅以上の観測時間で目標のドップラー周波数を求め、
移動目標の検出能力を改善するレーダ装置を得ることを
目的とする。
ためになされたもので、各サブパルス複素ビデオ信号の
周波数スペクトルに注目し、測定条件を設定して不要な
位相量を除去、あるいは補償することにより、サブパル
ス幅以上の観測時間で目標のドップラー周波数を求め、
移動目標の検出能力を改善するレーダ装置を得ることを
目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項第１項の発明に係
るレーダ装置は、使用する搬送波の周波数がＭ個であ
り、中間周波数に変換された受信ＦＨ信号を入力としそ
れぞれの通過中心周波数がサブパルス中間周波数である
Ｍ個のバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの
各出力毎に遅延移相量を補償するＭ個の第１の移相器
と、該第１の移相器の各出力毎にそれぞれ各サブパルス
中間周波数で位相検波しサブパルス複素ビデオ信号を出
力するＭ個の位相検波器と、該位相検波器の各出力毎に
Ａ／Ｄ変換を行うＭ個のＡ／Ｄ変換器と、使用する送信
信号によって決まる距離分解能を単位計測距離として、
該Ａ／Ｄ変換器の各出力毎にＮ個の距離分解能毎に分離
するＮ個の距離ゲートと、該距離ゲートの各出力より各
サブパルス複素ビデオ信号毎に周波数スペクトルを求め
るＭ×Ｎ個の周波数スペクトル分析器と、同一上記距離
ゲートを通過したＭ個の上記周波数スペクトル分析器出
力を加算するＮ個の加算器と、該加算器各出力を２乗検
波するＮ個の２乗検波器を設け、使用するＭ個の搬送波
の周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）、観測距離をＲ、電磁
波の速度をＣとしたとき、 ２ｆi Ｒ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いるものである。
るレーダ装置は、使用する搬送波の周波数がＭ個であ
り、中間周波数に変換された受信ＦＨ信号を入力としそ
れぞれの通過中心周波数がサブパルス中間周波数である
Ｍ個のバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの
各出力毎に遅延移相量を補償するＭ個の第１の移相器
と、該第１の移相器の各出力毎にそれぞれ各サブパルス
中間周波数で位相検波しサブパルス複素ビデオ信号を出
力するＭ個の位相検波器と、該位相検波器の各出力毎に
Ａ／Ｄ変換を行うＭ個のＡ／Ｄ変換器と、使用する送信
信号によって決まる距離分解能を単位計測距離として、
該Ａ／Ｄ変換器の各出力毎にＮ個の距離分解能毎に分離
するＮ個の距離ゲートと、該距離ゲートの各出力より各
サブパルス複素ビデオ信号毎に周波数スペクトルを求め
るＭ×Ｎ個の周波数スペクトル分析器と、同一上記距離
ゲートを通過したＭ個の上記周波数スペクトル分析器出
力を加算するＮ個の加算器と、該加算器各出力を２乗検
波するＮ個の２乗検波器を設け、使用するＭ個の搬送波
の周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）、観測距離をＲ、電磁
波の速度をＣとしたとき、 ２ｆi Ｒ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いるものである。
【０００８】請求項第２項の発明に係るレーダ装置は、
上記周波数スペクトル分析器の出力端に、該周波数スペ
クトル分析器の各出力毎に位相を補償するＭ×Ｎ個の第
２の移相器と、上記加算器出力端に、上記加算器の出力
を入力し上記第２の移相器を制御するＮ個の位相制御器
を設けたものである。
上記周波数スペクトル分析器の出力端に、該周波数スペ
クトル分析器の各出力毎に位相を補償するＭ×Ｎ個の第
２の移相器と、上記加算器出力端に、上記加算器の出力
を入力し上記第２の移相器を制御するＮ個の位相制御器
を設けたものである。
【０００９】請求項第３項の発明に係るレーダ装置は、
上記２乗検波器の出力端に、上記２乗検波器の各出力毎
に観測回数だけ積分するＮ個の積分器を設けたものであ
る。
上記２乗検波器の出力端に、上記２乗検波器の各出力毎
に観測回数だけ積分するＮ個の積分器を設けたものであ
る。
【００１０】請求項第４項の発明に係るレーダ装置は、
上記積分器の出力端に、上記積分器の各出力毎にある一
定のスレッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目
標として検出するＮ個の目標検出器を設けたものであ
る。
上記積分器の出力端に、上記積分器の各出力毎にある一
定のスレッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目
標として検出するＮ個の目標検出器を設けたものであ
る。
【００１１】請求項第５項の発明に係るレーダ装置は、
上記距離ゲート出力端の上記Ｍ×Ｎ個の周波数スペクト
ル分析器のかわりに、上記距離ゲートの出力を一時的に
記録するＮ個のメモリと、該メモリに記録されたデータ
の周波数スペクトルを高速に求めるＮ個のＦＦＴ演算器
を設けたものである。
上記距離ゲート出力端の上記Ｍ×Ｎ個の周波数スペクト
ル分析器のかわりに、上記距離ゲートの出力を一時的に
記録するＮ個のメモリと、該メモリに記録されたデータ
の周波数スペクトルを高速に求めるＮ個のＦＦＴ演算器
を設けたものである。
【００１２】請求項第６項の発明に係るレーダ装置は、
上記バンドパスフィルタ出力端の移相器を取り除き、上
記Ａ／Ｄ変換器出力端に、上記Ａ／Ｄ変換器出力から上
記バンドパスフィルタの遅延移相量を補償するＭ個のデ
ィジタル移相器を設けたものである。
上記バンドパスフィルタ出力端の移相器を取り除き、上
記Ａ／Ｄ変換器出力端に、上記Ａ／Ｄ変換器出力から上
記バンドパスフィルタの遅延移相量を補償するＭ個のデ
ィジタル移相器を設けたものである。
【００１３】請求項第７項の発明に係るレーダ装置は、
上記設定条件で使用する周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）
からｆij（ｉ＝１〜Ｍ，ｊ＝１〜Ｊ）に変え、観測距離
Ｒを観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜Ｊ）に変えたときに、 ２ｆijＲj ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いるものである。
上記設定条件で使用する周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）
からｆij（ｉ＝１〜Ｍ，ｊ＝１〜Ｊ）に変え、観測距離
Ｒを観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜Ｊ）に変えたときに、 ２ｆijＲj ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いるものである。
【００１４】
【作用】請求項第１項のレーダ装置においては、使用す
る搬送波の周波数がＭ個であり、各サブパルス中間周波
数を通過中心周波数に持つＭ個のバンドパスフィルタ
と、バンドパスフィルタの各出力毎に遅延移相量を補償
するＭ個の第１の移相器により、中間周波数に変換され
た受信ＦＨ信号を各サブパルス中間周波数近傍毎の受信
信号に弁別する。この各サブパルス中間周波数近傍毎の
受信信号はＭ個の位相検波器が各サブパルス中間周波数
で位相検波しそれぞれサブパルス複素ビデオ信号とし、
Ｍ個のＡ／Ｄ変換器が位相検波器の各出力毎にＡ／Ｄ変
換を行いディジタルサブパルス複素ビデオ信号とする。
Ｎ個の距離ゲートは使用する送信信号によって決まる距
離分解能を単位計測距離としてＡ／Ｄ変換器の各出力毎
にＮ個の距離分解能毎に分離し、Ｍ×Ｎ個の周波数スペ
クトル分析器が距離ゲート各出力の周波数スペクトルを
求める。この際に使用するＭ個の搬送波の周波数列をｆ
i （ｉ＝１〜Ｍ）、観測距離をＲ、電磁波の速度をＣと
したとき、 ２ｆi Ｒ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を設けることで、各ディジタル複素ビデオ信
号の周波数スペクトルがもつ位相量の一部が除去され、
Ｎ個の加算器が同一上記距離ゲートを通過したＭ個の周
波数スペクトル分析器出力を加算し、Ｎ個の２乗検波器
が加算器各出力を２乗検波することにより、サブパルス
幅以上の観測時間でドップラー周波数成分を求める。
る搬送波の周波数がＭ個であり、各サブパルス中間周波
数を通過中心周波数に持つＭ個のバンドパスフィルタ
と、バンドパスフィルタの各出力毎に遅延移相量を補償
するＭ個の第１の移相器により、中間周波数に変換され
た受信ＦＨ信号を各サブパルス中間周波数近傍毎の受信
信号に弁別する。この各サブパルス中間周波数近傍毎の
受信信号はＭ個の位相検波器が各サブパルス中間周波数
で位相検波しそれぞれサブパルス複素ビデオ信号とし、
Ｍ個のＡ／Ｄ変換器が位相検波器の各出力毎にＡ／Ｄ変
換を行いディジタルサブパルス複素ビデオ信号とする。
Ｎ個の距離ゲートは使用する送信信号によって決まる距
離分解能を単位計測距離としてＡ／Ｄ変換器の各出力毎
にＮ個の距離分解能毎に分離し、Ｍ×Ｎ個の周波数スペ
クトル分析器が距離ゲート各出力の周波数スペクトルを
求める。この際に使用するＭ個の搬送波の周波数列をｆ
i （ｉ＝１〜Ｍ）、観測距離をＲ、電磁波の速度をＣと
したとき、 ２ｆi Ｒ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を設けることで、各ディジタル複素ビデオ信
号の周波数スペクトルがもつ位相量の一部が除去され、
Ｎ個の加算器が同一上記距離ゲートを通過したＭ個の周
波数スペクトル分析器出力を加算し、Ｎ個の２乗検波器
が加算器各出力を２乗検波することにより、サブパルス
幅以上の観測時間でドップラー周波数成分を求める。
【００１５】請求項第２項のレーダ装置においては、Ｎ
個の位相制御器がそれぞれ加算器の出力を入力しＭ個の
第２の移相器を制御し、Ｍ×Ｎ個の第２の移相器が周波
数スペクトル分析器の各出力位相を補償し、観測距離か
らずれた距離にある目標を観測する。その他の作用は請
求項第１項のレーダ装置と同様。
個の位相制御器がそれぞれ加算器の出力を入力しＭ個の
第２の移相器を制御し、Ｍ×Ｎ個の第２の移相器が周波
数スペクトル分析器の各出力位相を補償し、観測距離か
らずれた距離にある目標を観測する。その他の作用は請
求項第１項のレーダ装置と同様。
【００１６】請求項第３項のレーダ装置においては、Ｎ
個の積分器がそれぞれ２乗検波器の出力を観測回数だけ
積分する。その他の作用は請求項第２項のレーダ装置と
同様。
個の積分器がそれぞれ２乗検波器の出力を観測回数だけ
積分する。その他の作用は請求項第２項のレーダ装置と
同様。
【００１７】請求項第４項のレーダ装置においては、Ｎ
個の目標検出器がそれぞれ積分器の出力とある一定のス
レッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目標とし
て検出する。その他の作用は請求項第３項のレーダ装置
と同様。
個の目標検出器がそれぞれ積分器の出力とある一定のス
レッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目標とし
て検出する。その他の作用は請求項第３項のレーダ装置
と同様。
【００１８】請求項第５項のレーダ装置においては、Ｎ
個のメモリが距離ゲートの出力を一時的に記録し、Ｎ個
のＦＦＴ演算器がそれぞれのメモリに記録されたデータ
の周波数スペクトルを高速に求める。その他の作用は請
求項第４項のレーダ装置と同様。
個のメモリが距離ゲートの出力を一時的に記録し、Ｎ個
のＦＦＴ演算器がそれぞれのメモリに記録されたデータ
の周波数スペクトルを高速に求める。その他の作用は請
求項第４項のレーダ装置と同様。
【００１９】請求項第６項のレーダ装置においては、Ｍ
個のディジタル移相器がＡ／Ｄ変換器出力からバンドパ
スフィルタの遅延移相量を補償する。その他の作用は請
求項第５項のレーダ装置と同様。
個のディジタル移相器がＡ／Ｄ変換器出力からバンドパ
スフィルタの遅延移相量を補償する。その他の作用は請
求項第５項のレーダ装置と同様。
【００２０】請求項第７項のレーダ装置においては、上
記設定条件で使用する周波数列がｆij（ｉ＝１〜Ｍ，ｊ
＝１〜Ｊ）に変わることで観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜
Ｊ）になり、観測距離がＪ倍になる。その他の作用は請
求項第６項のレーダ装置と同様。
記設定条件で使用する周波数列がｆij（ｉ＝１〜Ｍ，ｊ
＝１〜Ｊ）に変わることで観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜
Ｊ）になり、観測距離がＪ倍になる。その他の作用は請
求項第６項のレーダ装置と同様。
【００２１】
実施例１ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。図１
において、１〜４は上記従来例と同一のものである。１
３ａ〜１３ｃは中間周波数に変換された受信ＦＨ信号を
入力としそれぞれの通過中心周波数がサブパルス中間周
波数であるＭ個のバンドパスフィルタ、１４ａ〜１４ｃ
はバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの各出力毎に遅延
移相量を補償するＭ個の第１の移相器、６ａ〜６ｃは第
１の移相器１４ａ〜１４ｃの各出力毎に各サブパルス中
間周波数で発振しているコヒーレント発振器５ａ〜５ｃ
で位相検波しサブパルス複素ビデオ信号を出力するＭ個
の位相検波器、７ａ〜７ｃは位相検波器６ａ〜６ｃの各
出力毎にＡ／Ｄ変換を行うＭ個のＡ／Ｄ変換器、８ａ〜
８ｃは使用する送信信号によって決まる距離分解能を単
位計測距離として、Ａ／Ｄ変換器７ａ〜７ｃの各出力毎
にＮ個の距離分解能毎に分離するＮ個の距離ゲート、１
５ａ〜１５ｉは距離ゲート８ａ〜８ｃの各出力より各サ
ブパルス複素ビデオ信号毎に周波数スペクトルを求める
Ｍ×Ｎ個の周波数スペクトル分析器、１６ａ〜１６ｃは
同一距離ゲート８ａ〜８ｃを通過したＭ個の周波数スペ
クトル分析器１５ａ〜１５ｉ出力を加算するＮ個の加算
器、１０ａ〜１０ｃは加算器１６ａ〜１６ｃ各出力を２
乗検波するＮ個の２乗検波器、１２は２乗検波器１０ａ
〜１０ｃの各出力を表示する指示器である。
において、１〜４は上記従来例と同一のものである。１
３ａ〜１３ｃは中間周波数に変換された受信ＦＨ信号を
入力としそれぞれの通過中心周波数がサブパルス中間周
波数であるＭ個のバンドパスフィルタ、１４ａ〜１４ｃ
はバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの各出力毎に遅延
移相量を補償するＭ個の第１の移相器、６ａ〜６ｃは第
１の移相器１４ａ〜１４ｃの各出力毎に各サブパルス中
間周波数で発振しているコヒーレント発振器５ａ〜５ｃ
で位相検波しサブパルス複素ビデオ信号を出力するＭ個
の位相検波器、７ａ〜７ｃは位相検波器６ａ〜６ｃの各
出力毎にＡ／Ｄ変換を行うＭ個のＡ／Ｄ変換器、８ａ〜
８ｃは使用する送信信号によって決まる距離分解能を単
位計測距離として、Ａ／Ｄ変換器７ａ〜７ｃの各出力毎
にＮ個の距離分解能毎に分離するＮ個の距離ゲート、１
５ａ〜１５ｉは距離ゲート８ａ〜８ｃの各出力より各サ
ブパルス複素ビデオ信号毎に周波数スペクトルを求める
Ｍ×Ｎ個の周波数スペクトル分析器、１６ａ〜１６ｃは
同一距離ゲート８ａ〜８ｃを通過したＭ個の周波数スペ
クトル分析器１５ａ〜１５ｉ出力を加算するＮ個の加算
器、１０ａ〜１０ｃは加算器１６ａ〜１６ｃ各出力を２
乗検波するＮ個の２乗検波器、１２は２乗検波器１０ａ
〜１０ｃの各出力を表示する指示器である。
【００２２】次に動作について説明する。図２にＦＨ信
号を用いた送信信号の一例を示す。このＦＨ信号はサブ
パルス幅τで、式（１）で示されるＭ個の搬送周波数ｆ
1 ，ｆ2 ，…，ｆM が一定の周期Ｔで繰り返しており、
観測時間Ｔ0 が式（２）であらわされるとする。ただ
し、周期Ｔ毎のＭ個の搬送波はそれぞれコヒーレントと
する。
号を用いた送信信号の一例を示す。このＦＨ信号はサブ
パルス幅τで、式（１）で示されるＭ個の搬送周波数ｆ
1 ，ｆ2 ，…，ｆM が一定の周期Ｔで繰り返しており、
観測時間Ｔ0 が式（２）であらわされるとする。ただ
し、周期Ｔ毎のＭ個の搬送波はそれぞれコヒーレントと
する。
【００２３】
【数１】
【００２４】速度がｖ（レーダ側に向かう場合を正とす
る）、Ｍ個の搬送波に対する反射特性が一定で、観測距
離Ｒに存在する移動目標に対し送信信号を照射したと
き、移動目標で反射した電波はアンテナ１で受信され、
局部発振器２によりミクサ３で無線周波数帯から中間周
波数に変換され、増幅器４で増幅され受信ＦＨ信号とな
る。
る）、Ｍ個の搬送波に対する反射特性が一定で、観測距
離Ｒに存在する移動目標に対し送信信号を照射したと
き、移動目標で反射した電波はアンテナ１で受信され、
局部発振器２によりミクサ３で無線周波数帯から中間周
波数に変換され、増幅器４で増幅され受信ＦＨ信号とな
る。
【００２５】この受信ＦＨ信号は、通過中心周波数が各
サブパルス中間周波数であるバンドパスフィルタ１０ａ
〜１０ｃにより、各サブパルス中間周波数近傍毎の受信
信号に弁別される。このバンドパスフィルタは、アナロ
グまたはディジタルフィルタで構成され、通過帯域幅は
Δｆ以下となる。
サブパルス中間周波数であるバンドパスフィルタ１０ａ
〜１０ｃにより、各サブパルス中間周波数近傍毎の受信
信号に弁別される。このバンドパスフィルタは、アナロ
グまたはディジタルフィルタで構成され、通過帯域幅は
Δｆ以下となる。
【００２６】第１の移相器１４ａ〜１４ｃは、各バンド
パスフィルタ１３ａ〜１３ｃ出力から各バンドパスフィ
ルタ１３ａ〜１３ｃで生じる固有の遅延位相量を補償す
る。
パスフィルタ１３ａ〜１３ｃ出力から各バンドパスフィ
ルタ１３ａ〜１３ｃで生じる固有の遅延位相量を補償す
る。
【００２７】次に、位相検波器６ａ〜６ｃはそれぞれ第
１の移相器１４ａ〜１４ｃの出力を、各サブパルス中間
周波数で発振しているコヒーレント発振器５ａ〜５ｃで
位相検波し、サブパルス複素ビデオ信号として出力す
る。
１の移相器１４ａ〜１４ｃの出力を、各サブパルス中間
周波数で発振しているコヒーレント発振器５ａ〜５ｃで
位相検波し、サブパルス複素ビデオ信号として出力す
る。
【００２８】位相検波器６ａ〜６ｃ出力の各サブパルス
複素ビデオ信号は、それぞれ上記従来例と同様に、Ａ／
Ｄ変換器７ａ〜７ｃでＡ／Ｄ変換され、距離ゲート８ａ
〜８ｃで距離分解能を単位計測距離としてＡ／Ｄ変換器
７ａ〜７ｃの各出力毎にＮ個の距離分解能毎に分離され
る。
複素ビデオ信号は、それぞれ上記従来例と同様に、Ａ／
Ｄ変換器７ａ〜７ｃでＡ／Ｄ変換され、距離ゲート８ａ
〜８ｃで距離分解能を単位計測距離としてＡ／Ｄ変換器
７ａ〜７ｃの各出力毎にＮ個の距離分解能毎に分離され
る。
【００２９】周波数スペクトル分析器１５ａ〜１５ｉは
距離ゲート８ａ〜８ｃのＭ×Ｎ個各出力それぞれの周波
数スペクトルを求める。このとき、各搬送波のドップラ
ー周波数を式（３）とすると、各サブパルス複素ビデオ
信号の周波数スペクトラムＳi （ｆ）（ｉ＝１，２，
…，Ｍ）は式（４）で現される。
距離ゲート８ａ〜８ｃのＭ×Ｎ個各出力それぞれの周波
数スペクトルを求める。このとき、各搬送波のドップラ
ー周波数を式（３）とすると、各サブパルス複素ビデオ
信号の周波数スペクトラムＳi （ｆ）（ｉ＝１，２，
…，Ｍ）は式（４）で現される。
【００３０】
【数２】
【００３１】ここで、搬送周波数および観測距離に式
（５）の設定条件を与えると、各サブパルス複素ビデオ
信号の周波数スペクトラムＳi （ｆ）（ｉ＝１，２，
…，Ｍ）は式（６）で現される。
（５）の設定条件を与えると、各サブパルス複素ビデオ
信号の周波数スペクトラムＳi （ｆ）（ｉ＝１，２，
…，Ｍ）は式（６）で現される。
【００３２】
【数３】
【００３３】加算器１６ａ〜１６ｃはこの同一距離ゲー
ト８ａ〜８ｃを通過したＭ個の周波数スペクトル分析器
１５ａ〜１５ｉ出力を加算する。この演算は式（７）で
表わされ、搬送波の周波数に関して離散フーリエ変換を
行う形式となり、複数の搬送波から、つまりサブパルス
幅以上の観測時間でドップラー周波数スペクトルが求め
られる。
ト８ａ〜８ｃを通過したＭ個の周波数スペクトル分析器
１５ａ〜１５ｉ出力を加算する。この演算は式（７）で
表わされ、搬送波の周波数に関して離散フーリエ変換を
行う形式となり、複数の搬送波から、つまりサブパルス
幅以上の観測時間でドップラー周波数スペクトルが求め
られる。
【００３４】
【数４】
【００３５】２乗検波器１０ａ〜１０ｃは、加算器１６
ａ〜１６ｃ各出力の２乗検波することでドップラー周波
数スペクトルの絶対値を求め、指示器１２はその結果を
出力する。
ａ〜１６ｃ各出力の２乗検波することでドップラー周波
数スペクトルの絶対値を求め、指示器１２はその結果を
出力する。
【００３６】実施例２ 以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図
３において、１〜８，１０，１２〜１６は上記実施例１
と同一のものである。１７ａ〜１７ｉは周波数スペクト
ル分析器１５ａ〜１５ｉの各出力毎に位相を補償するＭ
×Ｎ個の第２の移相器、１８ａ〜１８ｃは加算器１６ａ
〜１６ｃの出力を入力し第２の移相器１７ａ〜１７ｃを
制御するＮ個の位相制御器である。
３において、１〜８，１０，１２〜１６は上記実施例１
と同一のものである。１７ａ〜１７ｉは周波数スペクト
ル分析器１５ａ〜１５ｉの各出力毎に位相を補償するＭ
×Ｎ個の第２の移相器、１８ａ〜１８ｃは加算器１６ａ
〜１６ｃの出力を入力し第２の移相器１７ａ〜１７ｃを
制御するＮ個の位相制御器である。
【００３７】次に動作について説明する。上記実施例１
と同様の動作が行われている場合に、移動目標が観測距
離Ｒからわずかにずれた距離Ｒ＋ΔＲに存在すると、式
（４）で表わされる周波数スペクトル分析器１５ａ〜１
５ｉの各出力である各サブパルス複素ビデオ信号の周波
数スペクトルは、式（９）となる。ここで式（５）の設
定条件が与えられると、周波数スペクトルは式（１０）
となる。
と同様の動作が行われている場合に、移動目標が観測距
離Ｒからわずかにずれた距離Ｒ＋ΔＲに存在すると、式
（４）で表わされる周波数スペクトル分析器１５ａ〜１
５ｉの各出力である各サブパルス複素ビデオ信号の周波
数スペクトルは、式（９）となる。ここで式（５）の設
定条件が与えられると、周波数スペクトルは式（１０）
となる。
【００３８】
【数５】
【００３９】位相制御器１８ａ〜１８ｃは第２の移相器
１７ａ〜１７ｉの位相を制御することで、式（１０）の
ΔＲについての位相項を除去する。この位相制御器１８
ａ〜１８ｃの動作例を図４のフローチャートを用いて説
明する。まず、ＳＴ１で位相制御器が移相器の位相量を
増加させる。次にＳＴ２で加算器出力を観察し、ピーク
値となるドップラー周波数での位相を式（６）の位相項
と比較し、位相差が小さくなればＳＴ１へ、大きくなれ
ばＳＴ３へ進む。ＳＴ３では位相制御器が移相器の位相
量を減少させる。そして、ＳＴ４では再び加算器出力を
ＳＴ２と同様に観察し、位相差が小さくなればＳＴ３
へ、大きくなれば動作を終了する。以上の動作におい
て、移相器の位相量の変化の刻みは移相器の能力および
測定精度により決定される。
１７ａ〜１７ｉの位相を制御することで、式（１０）の
ΔＲについての位相項を除去する。この位相制御器１８
ａ〜１８ｃの動作例を図４のフローチャートを用いて説
明する。まず、ＳＴ１で位相制御器が移相器の位相量を
増加させる。次にＳＴ２で加算器出力を観察し、ピーク
値となるドップラー周波数での位相を式（６）の位相項
と比較し、位相差が小さくなればＳＴ１へ、大きくなれ
ばＳＴ３へ進む。ＳＴ３では位相制御器が移相器の位相
量を減少させる。そして、ＳＴ４では再び加算器出力を
ＳＴ２と同様に観察し、位相差が小さくなればＳＴ３
へ、大きくなれば動作を終了する。以上の動作におい
て、移相器の位相量の変化の刻みは移相器の能力および
測定精度により決定される。
【００４０】実施例３ 以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図
５において、１〜８，１０，１２〜１８は上記実施例２
と同一のものである。１９ａ〜１９ｃは２乗検波器１０
ａ〜１０ｃの各出力毎に観測回数だけ積分するＮ個の積
分器である。
５において、１〜８，１０，１２〜１８は上記実施例２
と同一のものである。１９ａ〜１９ｃは２乗検波器１０
ａ〜１０ｃの各出力毎に観測回数だけ積分するＮ個の積
分器である。
【００４１】次に動作について説明する。上記実施例２
と同様な動作が複数の観測に渡って行われた場合に、積
分器１９ａ〜１９ｃは観測回数分だけ得られる２乗検波
器１０ａ〜１０ｃの各出力を積分することにより、雑音
のばらつきを減少させ信号対雑音電力比を向上する。
と同様な動作が複数の観測に渡って行われた場合に、積
分器１９ａ〜１９ｃは観測回数分だけ得られる２乗検波
器１０ａ〜１０ｃの各出力を積分することにより、雑音
のばらつきを減少させ信号対雑音電力比を向上する。
【００４２】実施例４ 以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図
６において、１〜８，１０，１２〜１９は上記実施例３
と同一のものである。１１ａ〜１１ｃは積分器１９ａ〜
１９ｃの各出力毎にある一定のスレッショルドレベルと
比較しそれ以上の信号を目標として検出するＮ個の目標
検出器である。
６において、１〜８，１０，１２〜１９は上記実施例３
と同一のものである。１１ａ〜１１ｃは積分器１９ａ〜
１９ｃの各出力毎にある一定のスレッショルドレベルと
比較しそれ以上の信号を目標として検出するＮ個の目標
検出器である。
【００４３】次に動作について説明する。上記実施例３
と同様な動作が行われた場合、目標検出器１１ａ〜１１
ｃは積分器１９ａ〜１９ｃの各出力毎にある一定のスレ
ッショルドレベル、例えば対象とする点の周囲の平均値
と比較しそれ以上の出力の点を目標として検出すること
により、誤警報を一定にする。
と同様な動作が行われた場合、目標検出器１１ａ〜１１
ｃは積分器１９ａ〜１９ｃの各出力毎にある一定のスレ
ッショルドレベル、例えば対象とする点の周囲の平均値
と比較しそれ以上の出力の点を目標として検出すること
により、誤警報を一定にする。
【００４４】実施例５ 以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図
７において、１〜８，１０〜１９は上記実施例４と同一
のものである。２０ａ〜２０ｃは距離ゲート８ａ〜８ｃ
の出力を一時的に記録するＮ個のメモリ、２１ａ〜２１
ｃはメモリ２０ａ〜２０ｃに記録されたデータの周波数
スペクトルを高速に求めるＮ個のＦＦＴ演算器である。
７において、１〜８，１０〜１９は上記実施例４と同一
のものである。２０ａ〜２０ｃは距離ゲート８ａ〜８ｃ
の出力を一時的に記録するＮ個のメモリ、２１ａ〜２１
ｃはメモリ２０ａ〜２０ｃに記録されたデータの周波数
スペクトルを高速に求めるＮ個のＦＦＴ演算器である。
【００４５】次に動作について説明する。上記実施例４
と同様な動作が行われた場合、メモリ２０ａ〜２０ｃは
距離ゲート８ａ〜８ｃの出力を一時的に記録する。この
メモリは、並列にＭ系統ありそれぞれが各サブパルス複
素ビデオ信号のデータを記録する。
と同様な動作が行われた場合、メモリ２０ａ〜２０ｃは
距離ゲート８ａ〜８ｃの出力を一時的に記録する。この
メモリは、並列にＭ系統ありそれぞれが各サブパルス複
素ビデオ信号のデータを記録する。
【００４６】ＦＦＴ演算器２１ａ〜２１ｃは専用のプロ
セッサによって構成され、メモリ２０ａ〜２０ｃに記録
されたデータの周波数スペクトルをＦＦＴによって高速
に求める。
セッサによって構成され、メモリ２０ａ〜２０ｃに記録
されたデータの周波数スペクトルをＦＦＴによって高速
に求める。
【００４７】実施例６ 以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図
８において、１〜８，１０〜２１は上記実施例５と同一
のものである。２２ａ〜２２ｃはＡ／Ｄ変換器７ａ〜７
ｃ出力からバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの遅延移
相量を補償するＭ個のディジタル移相器である。
８において、１〜８，１０〜２１は上記実施例５と同一
のものである。２２ａ〜２２ｃはＡ／Ｄ変換器７ａ〜７
ｃ出力からバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの遅延移
相量を補償するＭ個のディジタル移相器である。
【００４８】次に動作について説明する。上記実施例５
と同様に受信ＦＨ信号は、バンドパスフィルタ１３ａ〜
１３ｃにより各サブパルス中間周波数近傍毎に弁別が行
われ、位相検波器６ａ〜６ｃで各サブパルス中間周波数
で位相検波され、Ａ／Ｄ変換器７ａ〜７ｃによりＡ／Ｄ
変換が行われた後に、ディジタル移相器２２ａ〜２２ｃ
がバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの遅延移相量を補
償する。
と同様に受信ＦＨ信号は、バンドパスフィルタ１３ａ〜
１３ｃにより各サブパルス中間周波数近傍毎に弁別が行
われ、位相検波器６ａ〜６ｃで各サブパルス中間周波数
で位相検波され、Ａ／Ｄ変換器７ａ〜７ｃによりＡ／Ｄ
変換が行われた後に、ディジタル移相器２２ａ〜２２ｃ
がバンドパスフィルタ１３ａ〜１３ｃの遅延移相量を補
償する。
【００４９】実施例７ 以下、この発明の他の実施例を動作について説明する。
上記実施例６と同様な動作が行われている場合に、使用
する周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）からｆij（ｉ＝１〜
Ｍ，ｊ＝１〜Ｊ）とすると、式（５）を満足する観測距
離はＲから観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜Ｊ）となり、観測
可能な距離がＪ倍になる。
上記実施例６と同様な動作が行われている場合に、使用
する周波数列をｆi （ｉ＝１〜Ｍ）からｆij（ｉ＝１〜
Ｍ，ｊ＝１〜Ｊ）とすると、式（５）を満足する観測距
離はＲから観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜Ｊ）となり、観測
可能な距離がＪ倍になる。
【００５０】
【発明の効果】請求項第１項の発明によれば、ＦＨ信号
を用いたレーダ装置において、レーダ受信信号の不要な
移相量を除去する設定条件を設け、各サブパルス複素ビ
デオ信号の周波数スペクトルを求めそれを加算し、離散
フーリエ変換の形式となるように構成したので、サブパ
ルス幅以上の観測時間で移動目標のドップラー周波数を
求めることができる。
を用いたレーダ装置において、レーダ受信信号の不要な
移相量を除去する設定条件を設け、各サブパルス複素ビ
デオ信号の周波数スペクトルを求めそれを加算し、離散
フーリエ変換の形式となるように構成したので、サブパ
ルス幅以上の観測時間で移動目標のドップラー周波数を
求めることができる。
【００５１】請求項第２項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、観測距離からわずかにずれ
た距離に存在する移動目標において生じる不要な位相項
を補償するよう構成したので、観測距離からわずかにず
れた距離に存在する移動目標のドップラー周波数を求め
ることができる。
用いたレーダ装置において、観測距離からわずかにずれ
た距離に存在する移動目標において生じる不要な位相項
を補償するよう構成したので、観測距離からわずかにず
れた距離に存在する移動目標のドップラー周波数を求め
ることができる。
【００５２】請求項第３項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、出力信号を観測回数分だけ
積分するよう構成したので、雑音のばらつきを減少させ
信号対雑音電力比を向上できる。
用いたレーダ装置において、出力信号を観測回数分だけ
積分するよう構成したので、雑音のばらつきを減少させ
信号対雑音電力比を向上できる。
【００５３】請求項第４項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、出力信号をある一定のスレ
ッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目標として
検出するよう構成したので、誤警報を一定にできる。
用いたレーダ装置において、出力信号をある一定のスレ
ッショルドレベルと比較しそれ以上の信号を目標として
検出するよう構成したので、誤警報を一定にできる。
【００５４】請求項第５項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、周波数スペクトルの分析を
メモリとＦＦＴ演算器を用いて求めるよう構成したの
で、構成が簡単になる。
用いたレーダ装置において、周波数スペクトルの分析を
メモリとＦＦＴ演算器を用いて求めるよう構成したの
で、構成が簡単になる。
【００５５】請求項第６項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、バンドパスフィルタの遅延
移相量をＡ／Ｄ変換後に補償するよう構成したので、補
償の際の誤差を量子化誤差内に押さえられる。
用いたレーダ装置において、バンドパスフィルタの遅延
移相量をＡ／Ｄ変換後に補償するよう構成したので、補
償の際の誤差を量子化誤差内に押さえられる。
【００５６】請求項第７項の発明によれば、ＦＨ信号を
用いたレーダ装置において、複数の観測距離に対応でき
るよう条件を設定したので、観測可能な距離が増加す
る。
用いたレーダ装置において、複数の観測距離に対応でき
るよう条件を設定したので、観測可能な距離が増加す
る。
【図１】この発明の実施例１を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図２】ＦＨ送信信号の一例を示す図である。
【図３】この発明の実施例２を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図４】この発明の実施例２で用いる位相制御器の動作
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
【図５】この発明の実施例３を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図６】この発明の実施例４を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図７】この発明の実施例５を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図８】この発明の実施例６を示すレーダ装置の構成図
である。
である。
【図９】従来のパルスドップラーレーダ装置の基本構成
図である。
図である。
１ アンテナ ２ 局部発振器 ３ ミクサ ４ 増幅器 ５ コヒーレント発振器 ６ 位相検波器 ７ Ａ／Ｄ変換器 ８ 距離ゲート ９ 周波数成分分析器 １０ ２乗検波器 １１ 目標検出器 １２ 指示器 １３ バンドパスフィルタ １４ 第１の移相器 １５ 周波数スペクトル分析器 １６ 加算器 １７ 第２の移相器 １８ 位相制御器 １９ 積分器 ２０ メモリ ２１ ＦＦＴ演算器 ２２ ディジタル移相器
Claims (7)
- 【請求項１】搬送波の周波数が１つのパルス内で一定の
時間のサブパルス幅毎に変化するＦＨ（Ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）信号を空間へ送信しその反射信
号を受信するレーダ装置において、 使用する搬送波の周波数がＭ個であり、 サブパルス幅の各搬送波から変換される各中間周波数で
あるサブパルス中間周波数が通過中心周波数でありサブ
パルス中間周波数に変換された受信ＦＨ信号を入力とす
るＭ個のバンドパスフィルタと、 該バンドパスフィルタの各出力毎に遅延移相量を補償す
るＭ個の第１の移相器と、 該第１の移相器の各出力毎に各サブパルス中間周波数で
位相検波しサブパルス幅の各搬送波の複素ビデオ信号で
あるサブパルス複素ビデオ信号を出力するＭ個の位相検
波器と、 該位相検波器の各出力毎にアナログ／ディジタル変換を
行うＭ個のＡ／Ｄ変換器と、 使用する送信信号によって決まる距離分解能を単位計測
距離として、該Ａ／Ｄ変換器の各出力毎にＮ個の距離分
解能毎に分離するＮ個の距離ゲートと、 該距離ゲートの各出力より各サブパルス複素ビデオ信号
毎に周波数スペクトルを求めるＭ×Ｎ個の周波数スペク
トル分析器と、 同一上記距離ゲートを通過したＭ個の上記周波数スペク
トル分析器出力を加算するＮ個の加算器と、 該加算器各出力を２乗検波するＮ個の２乗検波器で構成
され、 使用するＭ個の搬送波の周波数列をｆi （ｉ＝１〜
Ｍ）、観測距離をＲ、電磁波の速度をＣとしたとき、 ２ｆi Ｒ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項２】 上記周波数スペクトル分析器の出力端
に、 上記周波数スペクトル分析器の各出力毎に位相を補償す
るＭ×Ｎ個の第２の移相器と、 上記加算器出力端に、上記加算器の出力を入力し上記第
２の移相器を制御するＮ個の位相制御器を付加したこと
を特徴とする請求項第１項記載のレーダ装置。 - 【請求項３】 上記加算器の出力端に、 上記２乗検波器の各出力毎を観測回数だけ積分するＮ個
の積分器を付加したことを特徴とする請求項第１項又は
第２項記載のレーダ装置。 - 【請求項４】 上記積分器の出力端に、 上記積分器の各出力毎にある一定のスレッショルドレベ
ルと比較しそれ以上の信号を目標として検出するＮ個の
目標検出器を付加したことを特徴とする請求項第１項な
いし第３項のいずれか１項に記載のレーダ装置。 - 【請求項５】 上記距離ゲート出力端の上記Ｍ×Ｎ個の
周波数スペクトル分析器を、上記距離ゲートの出力を一
時的に記録するＮ個のメモリと、 該メモリに記録されたデータの周波数スペクトルを高速
に求めるＮ個のＦＦＴ演算器に置き換えたことを特徴と
する請求項第１項ないし第４項のいずれか１項に記載の
レーダ装置。 - 【請求項６】 上記バンドパスフィルタ出力端の第１の
移相器を取り除き、上記Ａ／Ｄ変換器出力端に上記Ａ／
Ｄ変換器出力から上記バンドパスフィルタの遅延移相量
を補償するＭ個のディジタル移相器を付加したことを特
徴とする請求項第１項ないし第５項のいずれか１項に記
載のレーダ装置。 - 【請求項７】 上記設定条件で使用する周波数列をｆi
（ｉ＝１〜Ｍ）からｆij（ｉ＝１〜Ｍ，ｊ＝１〜Ｊ）に
変え、観測距離Ｒを観測距離列Ｒj （ｊ＝１〜Ｊ）に変
えたときに、 ２ｆijＲj ＝ｎＣ（ｎは整数） の設定条件を用いることを特徴とする請求項第１項ない
し第６項のいずれか１項に記載のレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17316893A JPH0727857A (ja) | 1993-07-13 | 1993-07-13 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17316893A JPH0727857A (ja) | 1993-07-13 | 1993-07-13 | レーダ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0727857A true JPH0727857A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15955365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17316893A Pending JPH0727857A (ja) | 1993-07-13 | 1993-07-13 | レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0727857A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000275327A (ja) * | 1999-03-23 | 2000-10-06 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| KR100643939B1 (ko) * | 2005-08-29 | 2006-11-10 | 넥스원퓨처 주식회사 | 레이더 장치 및 레이더의 거리측정 방법 |
| KR100643940B1 (ko) * | 2005-08-29 | 2006-11-10 | 넥스원퓨처 주식회사 | 레이더 시스템의 거리 분해능 향상 방법 |
| JP2012070099A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Toshiba Corp | 電波受信装置及び信号分析方法 |
| CN111157978A (zh) * | 2018-11-08 | 2020-05-15 | 立积电子股份有限公司 | 超宽带雷达收发器及其运作方法 |
-
1993
- 1993-07-13 JP JP17316893A patent/JPH0727857A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000275327A (ja) * | 1999-03-23 | 2000-10-06 | Toshiba Corp | 受信装置 |
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