JPH07273741A

JPH07273741A - Method and device for ofdm transmission and ofdm reception equipment

Info

Publication number: JPH07273741A
Application number: JP6087885A
Authority: JP
Inventors: Takashi Seki; 隆史関; Tatsuya Ishikawa; 石川　　達也
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-03-31
Filing date: 1994-03-31
Publication date: 1995-10-20
Anticipated expiration: 2019-03-31
Also published as: JP3514811B2

Abstract

PURPOSE:To suppress the degradation of a demodulated symbol due to multipath. CONSTITUTION:A null symbol is transmitted in the first time slot of a transmission frame, and a reference symbol is transmitted in the second time slot, and the reference symbol is transmitted in the third time slot. Information symbols are transmitted in fourth and following time slots. Waveforms of two adjacent reference symbols are made continuous to equivalently extend the guard period, thus suppressing the influence of inter-code interference due to multipath.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】［発明の目的］[Object of the Invention]

【産業上の利用分野】本発明は、等化性能を向上させる
ようにしたＯＦＤＭ伝送方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯ
ＦＤＭ受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an OFDM transmission method, an OFDM transmission device, and an O transmission method for improving equalization performance.
The present invention relates to an FDM receiver.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、映像信号又は音声信号の伝送にお
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ［or
thogonal frequency divisionmultiplex ］という）変
調の採用が検討されている。更に、ＯＦＤＭを用いたデ
ィジタルテレビジョン（ＴＶ）放送も研究されている。
このＯＦＤＭについては、文献「ＯＦＤＭを用いた移動
体ディジタル音声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ１９９
３年５月）等に詳述されている。2. Description of the Related Art In recent years, in the transmission of video signals or audio signals, digital modulation of high quality and high wave number utilization efficiency has been developed. Particularly in mobile communication, orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM [or
thogonal frequency division multiplex] modulation is being considered. Furthermore, digital television (TV) broadcasting using OFDM has also been studied.
Regarding this OFDM, refer to the document "Mobile Digital Audio Broadcasting Using OFDM" (issued by NHK, VIEW 199).
May 3) and the like.

【０００３】ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータを互い
に直交する多数（約２５６乃至１０２４）の搬送波（以
下、サブキャリアという）に分散し、夫々変調する方式
である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響を受けにくい
という特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に
妨害を与えにくいという利点も有する。OFDM is a system in which transmission digital data is dispersed into a large number (about 256 to 1024) of carriers (hereinafter referred to as subcarriers) orthogonal to each other and modulated. In addition to the characteristics that OFDM is less susceptible to multipath interference, OFDM has the advantages of high frequency utilization efficiency and being less prone to interference.

【０００４】ＯＦＤＭの各サブキャリアはＱＰＳＫ又は
多値ＱＡＭ等のシンボルデータによって変調される。こ
の変調は逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）回路に
より行われ、各サブキャリアに夫々対するＮ個のシンボ
ルデータをＩＦＦＴ演算することでＯＦＤＭ被変調波の
１シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルともいう）が作成
される。Each subcarrier of OFDM is modulated by symbol data such as QPSK or multilevel QAM. This modulation is performed by an inverse fast Fourier transform (hereinafter, IFFT) circuit, and one symbol (hereinafter, also referred to as an OFDM symbol) of the OFDM modulated wave is obtained by performing an IFFT operation on N pieces of symbol data for each subcarrier. Created.

【０００５】ＯＦＤＭシンボルを伝送する場合には、受
信側における誤り訂正を考慮して、複数のＯＦＤＭシン
ボルによって伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝
送路特性補正用の基準となるＯＦＤＭシンボル（以下、
基準シンボルという）を挿入して伝送する。When transmitting an OFDM symbol, a transmission frame is composed of a plurality of OFDM symbols in consideration of error correction on the receiving side, and an OFDM symbol (hereinafter referred to as an OFDM symbol) which is a reference for channel characteristic correction in frame units.
(Reference symbol) is inserted and transmitted.

【０００６】図８はこのフレーム単位の伝送方式を説明
するための説明図であり、「Le Floch et al, "Digital
Sound Broadcasting to Mobile Receivers", IEEE Tra
nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p
p.493-530 1989.」に記載されたものである。FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining the frame-by-frame transmission method, which is described in "Le Floch et al," Digital.
Sound Broadcasting to Mobile Receivers ", IEEE Tra
nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p
p.493-530 1989. ”.

【０００７】図８に示すように、ＯＦＤＭの伝送フレー
ムは周波数方向（キャリア単位）及び時間方向（ＯＦＤ
Ｍシンボル単位）の組みのデータによって構成される。
フレームの各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示し
ている。１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数は４４８
であり、１フレームのＯＦＤＭシンボル数は３００であ
る。なお、サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路の
ポイント数によって決定される。図８では、１フレーム
は周波数方向に４４８個で、時間方向に３００個のデー
タによって構成される。As shown in FIG. 8, an OFDM transmission frame has a frequency direction (carrier unit) and a time direction (OFD).
It is composed of a set of data of M symbol units.
Each time slot of the frame represents each OFDM symbol. The number of subcarriers in one OFDM symbol is 448
And the number of OFDM symbols in one frame is 300. The number of subcarriers is determined by the number of points of the IFFT circuit used. In FIG. 8, one frame includes 448 pieces in the frequency direction and 300 pieces of data in the time direction.

【０００８】フレームの１番目の時間スロットのＯＦＤ
Ｍシンボルは受信同期用のヌルシンボルであり、４４８
個の全サブキャリアが振幅０のシンボルデータによって
変調されて作成される。２番目の時間スロットは各サブ
キャリアの位相基準となる基準シンボルであり、３番目
の時間スロットのＯＦＤＭシンボルは伝送制御用の固定
データである。４番目以降の時間スロットのＯＦＤＭシ
ンボル（情報シンボル）によって情報シンボルデータが
伝送される。OFD of the first time slot of the frame
The M symbol is a null symbol for reception synchronization and is 448
All sub-carriers are generated by modulation with symbol data having an amplitude of 0. The second time slot is a reference symbol that serves as a phase reference for each subcarrier, and the OFDM symbol of the third time slot is fixed data for transmission control. Information symbol data is transmitted by the OFDM symbols (information symbols) in the fourth and subsequent time slots.

【０００９】なお、情報シンボルデータについては周波
数方向及び時間方向でインターリーブを行うことがあ
る。インターリーブによって、特定の周波数スロット及
び時間スロットが妨害を受けた場合でも連続的なデータ
の誤りを防止することができ、受信側における誤り訂正
により、データを復元することができる可能性が高くな
る。Information symbol data may be interleaved in the frequency direction and the time direction. The interleaving can prevent continuous data error even when a specific frequency slot and time slot are disturbed, and increase the possibility that the data can be restored by error correction on the receiving side.

【００１０】次に、ＯＦＤＭの等化技術について説明す
る。Next, the OFDM equalization technique will be described.

【００１１】ＯＦＤＭ伝送においては、マルチパスによ
る符号間干渉を防止するためにガード期間が設けられて
いる。図９はＯＦＤＭ信号のガード期間を説明するため
の説明図である。図９においては、説明を簡略化するた
めに１つのサブキャリアによるＯＦＤＭ信号を示してあ
る。In OFDM transmission, a guard period is provided to prevent intersymbol interference due to multipath. FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining the guard period of the OFDM signal. In FIG. 9, an OFDM signal with one subcarrier is shown for simplification of description.

【００１２】図９に示すように、ＯＦＤＭの１シンボル
の信号は、ガード期間と有効シンボル期間とによって構
成される。ガード期間は有効シンボル期間の後半の信号
が巡回的に複写されて形成される。マルチパス干渉の遅
延時間がガード期間以内である場合には、復調時におい
て有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延
した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することがで
きる。As shown in FIG. 9, a signal of one symbol of OFDM is composed of a guard period and an effective symbol period. The guard period is formed by cyclically copying the signal in the latter half of the effective symbol period. When the delay time of the multipath interference is within the guard period, by demodulating only the signal in the effective symbol period at the time of demodulation, it is possible to prevent intersymbol interference due to delayed adjacent symbols.

【００１３】図１０はこのようなガード期間による等化
を説明するための説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining equalization by such a guard period.

【００１４】いま、図１０（ａ）に示すＯＦＤＭシンボ
ルの直接波の信号波形に対して、マルチパス干渉波の信
号波形の遅延時間が図１０（ｂ）に示すようにガード期
間内であるものとする。受信側では図１０（ａ）のＯＦ
ＤＭシンボルと図１０（ｂ）の干渉波との和信号が得ら
れる（図１０（ｃ））。この場合には、干渉波の遅延時
間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間にお
ける受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周
波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、図１
０（ａ）のＯＦＤＭシンボルが例えば図１１のシンボル
データＳ0 によって変調されたものである場合には、受
信信号を復調すると、例えば図１１のシンボルデータＳ
1 が得られることを示している。Now, with respect to the signal waveform of the direct wave of the OFDM symbol shown in FIG. 10 (a), the delay time of the signal waveform of the multipath interference wave is within the guard period as shown in FIG. 10 (b). And On the receiving side, OF of FIG.
A sum signal of the DM symbol and the interference wave of FIG. 10B is obtained (FIG. 10C). In this case, since the delay time of the interference wave is within the guard period, the received signal (sum signal) in the effective symbol period has a phase and amplitude changed at the same frequency as the OFDM symbol. That is, FIG.
If the OFDM symbol of 0 (a) is modulated by the symbol data S0 of FIG. 11, for example, when the received signal is demodulated, the symbol data S of FIG.
It shows that 1 is obtained.

【００１５】即ち、予め位相及び振幅が既知の基準シン
ボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデー
タとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺する
ように、復調シンボルデータを補正することにより、マ
ルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能とな
る。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に
相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定
されている。なお、サブキャリア毎に補正のための係数
を切換えることにより、オフセットの補正は１個の複素
乗算器によって実現することができる。That is, demodulation of a reference symbol whose phase and amplitude are known in advance, and correction of the demodulated symbol data so as to cancel out a change (offset) in phase and amplitude between the original symbol data and the demodulated symbol data. This enables data transmission that is not affected by multipath interference. Since the influence of multipath interference differs for each subcarrier, the reference symbol is set for each subcarrier. The offset correction can be realized by one complex multiplier by switching the coefficient for correction for each subcarrier.

【００１６】しかし、受信状態によっては遅延時間がガ
ード期間を越えるようなマルチパスが存在することが考
えられる。マルチパスの遅延時間がガード期間を越える
と、基準シンボルを用いても復調シンボルを等化するこ
とができない。図１２はこの問題点を説明するための説
明図である。However, it is possible that there is a multipath in which the delay time exceeds the guard period depending on the reception state. If the delay time of the multipath exceeds the guard period, the demodulated symbol cannot be equalized even if the reference symbol is used. FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining this problem.

【００１７】図１２（ａ），（ｂ）に示すように、マル
チパス干渉波の遅延時間がガード期間を越えると、所定
のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間に隣接した前Ｏ
ＦＤＭシンボルの後半の部分がマルチパスとして加えら
れ、復調出力に符号間干渉がが生じる。従って、基準シ
ンボルを用いてもマルチパスを完全に除去することはで
きない。更に、マルチパスの遅延時間がガード期間を越
えた場合には、等化用の基準シンボルも符号間干渉によ
って劣化することから、等化後の復調シンボルの劣化が
大きくなってしまう。基準シンボルは１フレームに１回
しか伝送されないので、基準シンボルが妨害を受けた場
合には復調信号が極めて劣化してしまうという問題があ
った。As shown in FIGS. 12 (a) and 12 (b), when the delay time of the multipath interference wave exceeds the guard period, the previous O adjacent to the effective symbol period of a predetermined OFDM symbol is detected.
The latter half of the FDM symbol is added as a multipath, causing intersymbol interference in the demodulation output. Therefore, even if the reference symbol is used, the multipath cannot be completely removed. Further, when the delay time of the multipath exceeds the guard period, the reference symbol for equalization is also deteriorated due to intersymbol interference, so that the demodulated symbol after equalization is greatly deteriorated. Since the reference symbol is transmitted only once per frame, there is a problem that the demodulated signal is extremely deteriorated when the reference symbol is disturbed.

【００１８】なお、ガード期間を長く設定することによ
り等化範囲を拡大することができるが、伝送レートが低
下してしまうという欠点がある。なお、図１２の例で
は、１シンボル期間を８０μ秒とすると、ガード期間は
１６μ秒に設定されている。Although the equalization range can be expanded by setting the guard period long, there is a drawback that the transmission rate is lowered. Note that in the example of FIG. 12, when one symbol period is 80 μsec, the guard period is set to 16 μsec.

【００１９】[0019]

【発明が解決しようとする課題】このように、従来、ガ
ード期間を越える遅延時間のマルチパスが発生した場合
には、復調信号の劣化が著しいという問題点があった。As described above, conventionally, when multipath with a delay time exceeding the guard period occurs, there is a problem that the demodulated signal is significantly deteriorated.

【００２０】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、ＯＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以
上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後
の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた
場合の悪影響を抑制することができるＯＦＤＭ伝送方法
を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above problems, and by transmitting two or more reference symbols continuously in an OFDM transmission frame, deterioration of demodulated symbols after equalization and reference symbols are performed. It is an object of the present invention to provide an OFDM transmission method capable of suppressing an adverse effect when an interference is received.

【００２１】また、本発明は、ＯＦＤＭの伝送フレーム
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ送信装置を提供することを目的とする。Further, the present invention suppresses the deterioration of demodulated symbols after equalization and the adverse effects when the reference symbols are disturbed by transmitting the reference symbols continuously in two or more symbols in the OFDM transmission frame. It is an object of the present invention to provide an OFDM transmitter that can perform the above.

【００２２】また、本発明は、ＯＦＤＭの伝送フレーム
中に２シンボル以上連続して基準シンボルを伝送するこ
とにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボ
ルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができる
ＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。Further, according to the present invention, by transmitting the reference symbol continuously in two or more symbols in the OFDM transmission frame, the deterioration of the demodulated symbol after the equalization and the adverse effect when the reference symbol is disturbed are suppressed. It is an object of the present invention to provide an OFDM receiver capable of performing the above.

【００２３】［発明の構成］[Constitution of Invention]

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ＯＦＤＭ伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交
周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正
用の基準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル
以上連続させて伝送するものであり、本発明の請求項４
に係るＯＦＤＭ伝送方法は、複数のサブキャリアを用い
た直交周波数分割多重変調によって作成される伝送路特
性補正用の基準シンボルを、隣接するシンボル間で波形
を連続させながら、１伝送フレーム中で２基準シンボル
以上連続させて伝送する手順と、伝送された１伝送フレ
ームのうち最後に伝送された基準シンボルを用いて等化
を行う等化手順とを具備したものであり、本発明の請求
項６に係るＯＦＤＭ送信装置は、２以上の基準データ及
び情報シンボルデータが入力され、前記基準データを連
続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列を行
う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数
のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することによ
り、連続した基準シンボルと情報シンボルとによって構
成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備した
ものであり、本発明の請求項８に係るＯＦＤＭ送信装置
は、２以上の基準データ及び情報シンボルデータが入力
され、前記基準データを連続させて伝送フレームを構成
するようにデータ配列を行う配列手段と、この配列手段
からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数
分割多重変調することにより、連続した基準シンボルと
情報シンボルとによって構成される伝送フレームを作成
する変調手段と、この変調手段の変調出力にガード期間
を付加して各基準シンボルを有効シンボル期間とガード
期間とによって構成するガード期間付加手段と、前記基
準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シンボル
期間及びガード期間に基づいて前記各基準データを設定
することにより、前記連続した基準シンボルの波形を連
続させる入力手段とを具備したものであり、本発明の請
求項９に係るＯＦＤＭ受信装置は、２以上の基準データ
及び情報シンボルデータに対する複数のサブキャリアを
用いた直交周波数分割多重変調によって、情報シンボル
と１伝送フレーム中に２以上連続した基準シンボルとを
有する伝送フレームが作成されて伝送され、この伝送フ
レームを直交周波数分割多重復調して前記情報シンボル
データ及び基準データを得る復調手段と、この復調手段
の復調出力のうち最後に伝送された基準シンボルに対す
る復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相
ずれを検出する検出手段と、この検出手段の検出結果に
基づいて前記情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを
補正する補正手段とを具備したものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided an OFDM transmission method, wherein one transmission frame is a reference symbol for correcting a transmission path characteristic created by orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers. Among them, two or more reference symbols are transmitted continuously, and the present invention is characterized in that:
In the OFDM transmission method according to the second aspect, a reference symbol for correcting a transmission path characteristic, which is created by orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers, has 2 waveforms in one transmission frame while a waveform is continuous between adjacent symbols. The present invention further comprises a procedure of continuously transmitting reference symbols or more and an equalization procedure of performing equalization by using the last transmitted reference symbol of one transmitted transmission frame. The OFDM transmitter according to the present invention receives two or more pieces of reference data and information symbol data, arranges means for arranging data so as to form a transmission frame by concatenating the reference data, and a plurality of data arranged by the arrangement means. By orthogonally frequency-division-multiplexing the subcarriers of, the transmission frame composed of consecutive reference symbols and information symbols is transmitted. The OFDM transmitting apparatus according to claim 8 of the present invention is provided with two or more reference data and information symbol data, and the reference data is continuous to form a transmission frame. Arrangement means for arranging data as configured, and orthogonal frequency division multiplex modulation of a plurality of subcarriers by the data from this arrangement means to create a transmission frame composed of continuous reference symbols and information symbols. Modulating means, guard period adding means for adding a guard period to the modulation output of the modulating means to form each reference symbol by an effective symbol period and a guard period, each subcarrier frequency of the reference symbol, and the effective symbol period. And by setting each of the reference data based on the guard period, the continuous reference The OFDM receiver according to claim 9 of the present invention is an orthogonal frequency division multiplex using a plurality of subcarriers for two or more reference data and information symbol data. By modulation, a transmission frame having information symbols and two or more consecutive reference symbols in one transmission frame is created and transmitted, and the transmission frame is subjected to orthogonal frequency division multiplexing demodulation to obtain the information symbol data and the reference data. Means, detection means for detecting the amplitude and phase shift of each of the subcarriers using the demodulation output for the last transmitted reference symbol of the demodulation output of the demodulation means, and the detection means based on the detection result of the detection means. A correction means for correcting the amplitude and phase shift of the information symbol data is provided.

【００２４】[0024]

【作用】本発明の請求項１において、伝送路特性補正用
の基準シンボルは１伝送フレーム中で２以上連続して伝
送される。これにより、基準シンボルについては等化性
能を高くして、マルチパスの影響による復調シンボルの
劣化を抑制する。In the first aspect of the present invention, the reference symbol for correcting the transmission path characteristic is continuously transmitted in two or more in one transmission frame. As a result, the equalization performance of the reference symbol is improved and the deterioration of the demodulation symbol due to the influence of multipath is suppressed.

【００２５】本発明の請求項４においては、隣接する基
準シンボル間で波形を連続させながら、１伝送フレーム
中で２以上の基準シンボルを連続させて伝送する。等化
手順においては、最後に伝送された基準シンボルを用い
て等化が行われる。基準シンボルの波形が連続している
ので、遅延時間が長いマルチパスが発生した場合でも、
最後に伝送された基準シンボルについては確実な等化が
可能であり、復調シンボルの劣化が抑制される。According to the fourth aspect of the present invention, two or more reference symbols are continuously transmitted in one transmission frame while the waveform is continuous between adjacent reference symbols. In the equalization procedure, equalization is performed using the last transmitted reference symbol. Since the waveform of the reference symbol is continuous, even if multipath with a long delay time occurs,
The reference symbol transmitted last can be surely equalized, and the deterioration of the demodulated symbol can be suppressed.

【００２６】本発明の請求項６においては、配列手段に
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成される。変調手段は配列手段の出力を直交周波数分
割多重変調する。これにより、伝送フレーム中に基準シ
ンボルが連続する。According to a sixth aspect of the present invention, a transmission frame is formed by arranging two or more pieces of reference data by the arranging means. The modulation means performs orthogonal frequency division multiplexing modulation on the output of the arrangement means. As a result, the reference symbols continue in the transmission frame.

【００２７】本発明の請求項８においては、配列手段に
よって２以上の基準データを連続させて伝送フレームが
構成され、変調手段によって直交周波数分割多重変調さ
れる。この変調手段の変調出力にはガード期間付加手段
によってガード期間が付加される。入力手段は、基準シ
ンボルの各サブキャリア周波数、有効シンボル期間及び
ガード期間に基づいて各基準データを設定しており、隣
接した基準シンボル間の波形を連続させる。In the eighth aspect of the present invention, a transmission frame is formed by arranging two or more pieces of reference data continuously by the arranging means, and orthogonal frequency division multiplexing modulation is performed by the modulating means. A guard period is added to the modulated output of the modulating means by the guard period adding means. The input means sets each reference data based on each subcarrier frequency of the reference symbol, the effective symbol period and the guard period, and makes the waveform between the adjacent reference symbols continuous.

【００２８】本発明の請求項９において、復調手段は、
波形が連続した２以上の基準シンボルを有する伝送フレ
ームを直交周波数分割多重復調する。検出手段は復調出
力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出
力を用いて各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出す
る。補正手段は検出結果を用いて情報シンボルデータの
振幅及び位相ずれを補正する。マルチパスの遅延時間が
長い場合でも、最後に伝送された基準シンボルはマルチ
パスの影響を受けにくい。これにより、復調シンボルの
劣化が抑制される。In claim 9 of the present invention, the demodulation means is
A transmission frame having two or more reference symbols having continuous waveforms is subjected to orthogonal frequency division multiplexing demodulation. The detection means detects the amplitude and phase shift of each subcarrier using the demodulation output for the reference symbol transmitted last among the demodulation outputs. The correction means corrects the amplitude and phase shift of the information symbol data using the detection result. Even if the delay time of multipath is long, the reference symbol transmitted last is not easily affected by multipath. This suppresses the deterioration of demodulated symbols.

【００２９】[0029]

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一
実施例を示す説明図である。なお、図１では、１乃至Ｍ
の各時間スロットは各ＯＦＤＭシンボルを示している。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is an explanatory diagram showing an embodiment of an OFDM transmission method according to the present invention. In FIG. 1, 1 to M
, Each time slot represents each OFDM symbol.

【００３０】１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数はＮ
である。ＯＦＤＭの伝送フレームはＭ個のＯＦＤＭシン
ボルによって構成される。即ち、１伝送フレームは、周
波数方向にＮ個で時間方向にＭ個のデータによって構成
される。The number of subcarriers in one OFDM symbol is N
Is. An OFDM transmission frame is composed of M OFDM symbols. That is, one transmission frame is composed of N pieces of data in the frequency direction and M pieces of data in the time direction.

【００３１】図１に示すように、伝送フレームの先頭の
時間スロットは受信同期用のヌルシンボルであり、全サ
ブキャリアに振幅０のシンボルデータが割当てられる。
本実施例においては、第２及び第３番目の時間スロット
は、各サブキャリアの等化基準信号として基準シンボル
Ａ、基準シンボルＢが割当てられている。４番目の時間
スロット以降は情報シンボルが割当てられている。As shown in FIG. 1, the time slot at the beginning of the transmission frame is a null symbol for reception synchronization, and symbol data of amplitude 0 is assigned to all subcarriers.
In this embodiment, reference symbols A and B are assigned to the second and third time slots as equalization reference signals for each subcarrier. Information symbols are assigned after the fourth time slot.

【００３２】図２は図１中の基準シンボルＡ，Ｂの具体
的な伝送方法を示す説明図である。なお、図２では、説
明を簡略化するために、１つのサブキャリアのみの波形
を示している。FIG. 2 is an explanatory diagram showing a concrete transmission method of the reference symbols A and B in FIG. In addition, in FIG. 2, a waveform of only one subcarrier is shown to simplify the description.

【００３３】基準シンボルＡはガード期間Ｇ1 及び有効
シンボル期間Ｒ1 を有している。ガード期間Ｇ1 は有効
シンボル期間Ｒ1 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。また、基準シンボルＢはガード期間Ｇ2 及び有効
シンボル期間Ｒ2 を有している。ガード期間Ｇ2 は有効
シンボル期間Ｒ2 の後半部分の波形が複写されたもので
ある。本実施例においては、図２に示すように、基準シ
ンボルＡの終端の波形に基準シンボルＢの波形が連続す
るように、有効シンボル期間Ｒ1 、Ｒ2 の波形の振幅及
び位相を設定するようになっている。これにより、これ
らの２つの基準シンボルＡ，Ｂは、等価的にガード期間
が長くなった１つの基準シンボルとみなすことができ
る。The reference symbol A has a guard period G1 and an effective symbol period R1. The guard period G1 is a copy of the waveform of the latter half of the effective symbol period R1. The reference symbol B has a guard period G2 and an effective symbol period R2. The guard period G2 is a copy of the waveform of the latter half of the effective symbol period R2. In this embodiment, as shown in FIG. 2, the amplitude and phase of the waveforms of the effective symbol periods R1 and R2 are set so that the waveform of the reference symbol B is continuous with the waveform of the end of the reference symbol A. ing. As a result, these two reference symbols A and B can be equivalently regarded as one reference symbol having a longer guard period.

【００３４】ところで、各サブキャリアは直交条件を満
足しているので、各サブキャリアの波数は有効シンボル
期間において整数となる。例えば、図２に示すサブキャ
リアは、有効シンボル期間の波数が２であることが示さ
れている。従って、基準シンボルＢを基準シンボルＡに
連続させるためには、ガード期間の長さに対応する位相
だけ基準シンボルＡ，Ｂの開始位相をずらせばよい。例
えば、図２では、ガード期間Ｇ1 ，Ｇ2 の長さが有効シ
ンボル期間Ｒ1 ，Ｒ2 の１／４であるので、基準シンボ
ルＡ，Ｂの相互の開始位相を１８０度ずらせばよい。By the way, since each subcarrier satisfies the orthogonal condition, the wavenumber of each subcarrier becomes an integer in the effective symbol period. For example, the subcarrier shown in FIG. 2 is shown to have a wave number of 2 in the effective symbol period. Therefore, in order to make the reference symbol B continuous with the reference symbol A, it is sufficient to shift the start phases of the reference symbols A and B by the phase corresponding to the length of the guard period. For example, in FIG. 2, since the lengths of the guard periods G1 and G2 are ¼ of the effective symbol periods R1 and R2, the mutual start phases of the reference symbols A and B may be shifted by 180 degrees.

【００３５】いま、図３に示すように、ＯＦＤＭシンボ
ルのＮ本のサブキャリアのキャリア番号ｋを周波数順に
−Ｎ／２〜０〜（Ｎ／２）−１とする。また、有効シン
ボル期間の長さを１とした場合におけるガード期間の長
さをｘとする。そうすると、ｋ番目のサブキャリアにお
けるガード期間分の位相差Δθk は下記（１）式によっ
て表わされる。Now, as shown in FIG. 3, the carrier numbers k of N subcarriers of an OFDM symbol are set to -N / 2 to 0 to (N / 2) -1 in the order of frequencies. Further, when the length of the effective symbol period is 1, the length of the guard period is x. Then, the phase difference Δθk for the guard period in the kth subcarrier is expressed by the following equation (1).

【００３６】 Δθk ＝ｘ・ｋ・２π …（１）ｋ番目のキャリアにおける基準シンボルＡ，Ｂの位相を
夫々θ1k，θ2kとすると、２つの基準シンボルＡ，Ｂを
連続させるためには、下記（２）式を満足する必要があ
る。Δθk = x · k · 2π (1) If the phases of the reference symbols A and B in the kth carrier are θ1k and θ2k, respectively, in order to make the two reference symbols A and B continuous, the following ( It is necessary to satisfy the formula (2).

【００３７】θ1k＝θ2k−Δθk ＝θ2k−ｘ・ｋ・２π …（２）なお、基準シンボルＡ，Ｂの振幅は等しくする。Θ1k = θ2k−Δθk = θ2k−x · k · 2π (2) The reference symbols A and B have the same amplitude.

【００３８】例えば、図４では、有効シンボル期間の波
数が１のサブキャリアについて示してある。即ち、ｋ＝
１である。また、ガード期間の間隔は有効シンボル期間
の１／４に設定されている。従って、これらの条件を上
記（２）式に代入すると、下記（３）式が得られる。For example, FIG. 4 shows a subcarrier having a wave number of 1 in the effective symbol period. That is, k =
It is 1. The interval of the guard period is set to 1/4 of the effective symbol period. Therefore, by substituting these conditions into the above equation (2), the following equation (3) is obtained.

【００３９】θ1k＝θ2k−１／４・１・２π ＝θ2k−π／２ …（３）この（３）式から明らかなように、この場合には、基準
シンボルＢの位相を基準シンボルＡよりも９０度だけ進
めればよい（図４参照）。Θ1k = θ2k−1 / 4 · 1 · 2π = θ2k−π / 2 (3) As is apparent from the equation (3), in this case, the phase of the reference symbol B is smaller than that of the reference symbol A. Also needs to be advanced by 90 degrees (see FIG. 4).

【００４０】次に、本実施例のＯＦＤＭ伝送方法の作用
について説明する。Next, the operation of the OFDM transmission method of this embodiment will be described.

【００４１】１ＯＦＤＭシンボルはＮ本のサブキャリア
を有している。各サブキャリアは例えば０シンボルデー
タ、所定の基準データ又は情報シンボルデータによって
変調される。Ｍ個のＯＦＤＭシンボルによって伝送フレ
ームを構成する。０シンボルデータで変調されたＯＦＤ
Ｍシンボル（ヌルシンボル）は伝送フレームの先頭の時
間スロットにおいて伝送される。各時間スロットはガー
ド期間及び有効シンボル期間によって構成されており、
ガード期間の波形は有効シンボル期間の後半の波形が複
写されたものである。One OFDM symbol has N subcarriers. Each subcarrier is modulated by, for example, 0 symbol data, predetermined reference data or information symbol data. A transmission frame is composed of M OFDM symbols. OFD modulated with 0 symbol data
M symbols (null symbols) are transmitted in the first time slot of the transmission frame. Each time slot is composed of a guard period and an effective symbol period,
The waveform of the guard period is a copy of the waveform of the latter half of the effective symbol period.

【００４２】次の２番目の時間スロットでは、サブキャ
リアが所定の基準データによって変調された基準シンボ
ルＡが伝送される。次の３番目の時間スロットにおいて
は、基準シンボルＢが伝送される。基準シンボルＢの位
相は基準シンボルＡの位相に対して上記（３）式を満足
する。これにより、各サブキャリア毎に、基準シンボル
Ａのガード期間Ｇ1 及び有効シンボル期間Ｒ1 の波形に
連続して基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シン
ボル期間Ｒ2 の波形が伝送される。即ち、基準シンボル
Ｂのガード期間が等価的にガード期間Ｇ1 ＋有効シンボ
ル期間Ｒ1 ＋ガード期間Ｇ2 だけ長くなったことに相当
する。４乃至Ｍ番目の時間スロットでは、情報シンボル
データによって変調された情報シンボルが伝送される。In the next second time slot, the reference symbol A in which the subcarrier is modulated with predetermined reference data is transmitted. In the next third time slot, the reference symbol B is transmitted. The phase of the reference symbol B satisfies the above equation (3) with respect to the phase of the reference symbol A. As a result, for each subcarrier, the waveforms of the guard period G2 and the effective symbol period R2 of the reference symbol B are transmitted continuously to the waveforms of the guard period G1 and the effective symbol period R1 of the reference symbol A. That is, the guard period of the reference symbol B is equivalently lengthened by the guard period G1 + effective symbol period R1 + guard period G2. In the 4th to Mth time slots, information symbols modulated by the information symbol data are transmitted.

【００４３】いま、マルチパス干渉波の遅延時間がガー
ド期間よりも長いものとする。しかし、この場合でも、
遅延時間がガード期間Ｇ1 ＋有効シンボル期間Ｒ1 ＋ガ
ード期間Ｇ2 よりも短い場合には、基準シンボルＢの有
効シンボル期間Ｒ2 におけるマルチパス干渉波は、有効
シンボル期間Ｒ2 と同一波形となる。従って、この場合
の受信波は、基準シンボルＢと同一周波数で位相及び振
幅が変化したものとなる。基準シンボルＢの位相及び振
幅は既知であるので、復調信号を変化分だけ補正するこ
とによって、マルチパスの影響を受けない基準データを
再生することができる。Now, it is assumed that the delay time of the multipath interference wave is longer than the guard period. But even in this case,
When the delay time is shorter than the guard period G1 + effective symbol period R1 + guard period G2, the multipath interference wave in the effective symbol period R2 of the reference symbol B has the same waveform as the effective symbol period R2. Therefore, the received wave in this case has the same frequency as the reference symbol B but the phase and amplitude are changed. Since the phase and amplitude of the reference symbol B are known, the reference data not affected by multipath can be reproduced by correcting the demodulated signal by the change.

【００４４】次に、復調した基準データを用いて、情報
シンボルの復調シンボルを各サブキャリア毎に等化す
る。基準信号がマルチパスの影響を受けていないので、
復調シンボルの劣化を抑制することができる。Next, the demodulated reference data is used to equalize the demodulated symbols of the information symbols for each subcarrier. Since the reference signal is not affected by multipath,
It is possible to suppress deterioration of demodulation symbols.

【００４５】このように、本実施例においては、連続し
た２つの時間スロットにおいて基準シンボルを伝送する
と共に、これらの基準シンボルの位相及び振幅を調整す
ることにより、２つの基準シンボルが連続するように設
定しており、等価的にガード期間を十分に延長すること
ができる。このため、基準シンボルについてはマルチパ
スの影響を受けない復調が可能であり、マルチパスによ
る復調シンボルの劣化を抑制することができる。As described above, in this embodiment, the reference symbols are transmitted in two consecutive time slots, and the phases and amplitudes of these reference symbols are adjusted so that the two reference symbols are consecutive. Since it is set, the guard period can be extended sufficiently equivalently. Therefore, the reference symbol can be demodulated without being affected by the multipath, and the deterioration of the demodulated symbol due to the multipath can be suppressed.

【００４６】なお、基準シンボルＡのガード期間として
基準シンボルＢのガード期間Ｇ2 及び有効シンボル期間
Ｒ2 を用いることができるので、前ゴーストにも対応す
ることができるという利点もある。Since the guard period G2 and the effective symbol period R2 of the reference symbol B can be used as the guard period of the reference symbol A, there is also an advantage that the preceding ghost can be dealt with.

【００４７】図５は本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一
実施例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM transmitter according to the present invention.

【００４８】入力端子１を介して入力された２ビットの
情報データはＳ／Ｐ変換回路２に与えられる。Ｓ／Ｐ変
換回路２はシリアルデータをパラレルデータに変換して
シンボルマッピング回路３に与える。シンボルマッピン
グ回路３は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等によっ
て、情報データを情報シンボルデータ（Ｉデータ，Ｑデ
ータ）に変換する。シンボルマッピング回路３からの情
報シンボルデータはマルチプレクス回路４に与えられ
る。The 2-bit information data input via the input terminal 1 is applied to the S / P conversion circuit 2. The S / P conversion circuit 2 converts serial data into parallel data and gives it to the symbol mapping circuit 3. The symbol mapping circuit 3 converts information data into information symbol data (I data, Q data) by, for example, PSK modulation or QAM modulation. The information symbol data from the symbol mapping circuit 3 is given to the multiplex circuit 4.

【００４９】マルチプレクス回路４にはＲＯＭ５，６，
７の出力も与えられるようになっている。ＲＯＭ５，
６，７には夫々０シンボルデータ、基準データＡ及び基
準データＢが格納されている。なお、基準データＡ，Ｂ
はこれらの基準データＡ，Ｂに基づいて作成されたＯＦ
ＤＭシンボル（基準シンボルＡ，Ｂ）の波形が連続する
ように、値が設定されている。マルチプレクス回路４は
シンボルマッピング回路３の出力及びＲＯＭ５乃至７の
出力を伝送フレームの各時間スロットに対応して選択し
てインターリーブ回路８に出力する。インターリーブ回
路８は、入力されたデータをインターリーブさせてＩＦ
ＦＴ回路９に出力する。The multiplex circuit 4 includes ROMs 5, 6,
The output of 7 is also given. ROM5
0 and 6 symbol data, reference data A and reference data B are stored in 6 and 7, respectively. The reference data A, B
Is an OF created based on these reference data A and B
The values are set so that the waveforms of the DM symbols (reference symbols A and B) are continuous. The multiplex circuit 4 selects the output of the symbol mapping circuit 3 and the outputs of the ROMs 5 to 7 corresponding to each time slot of the transmission frame, and outputs it to the interleave circuit 8. The interleave circuit 8 interleaves the input data and outputs the IF data.
Output to the FT circuit 9.

【００５０】ＩＦＦＴ回路９は入力されたＮ個のデータ
を用いてＩＦＦＴ処理することにより、ＯＦＤＭ被変調
波（ＯＦＤＭシンボル）を作成してガード期間付加回路
10に出力する。The IFFT circuit 9 performs an IFFT process using the input N pieces of data to create an OFDM modulated wave (OFDM symbol) and to add a guard period adding circuit.
Output to 10.

【００５１】ガード期間付加回路10はマルチパスの影響
を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付
加し、Ｉ軸，Ｑ軸の信号を夫々Ｄ／Ａ変換器11，12に出
力する。Ｄ／Ａ変換器11，12は入力されたディジタル信
号をアナログ信号に変換してローパスフィルタ（以下、
ＬＰＦという）13，14に出力する。ＬＰＦ13，14は夫々
入力信号出力の高調波成分を除去して直交変調回路15の
乗算器18，19に出力する。The guard period adding circuit 10 adds a guard period to the OFDM modulated wave in order to reduce the influence of multipath and outputs I-axis and Q-axis signals to the D / A converters 11 and 12, respectively. . The D / A converters 11 and 12 convert the input digital signal into an analog signal and use a low pass filter (hereinafter,
It is output to LPF) 13,14. The LPFs 13 and 14 remove the harmonic components of the input signal output and output them to the multipliers 18 and 19 of the quadrature modulation circuit 15, respectively.

【００５２】直交変調回路15は、局部発振器16、移相器
17、乗算器18、19及び加算器20によって構成されてい
る。局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生して移
相器17に出力すると共に、乗算器18に同相軸キャリアと
して出力する。移相器17は局部発振器16の発振出力を９
０度移相させて直交軸キャリアを作成して乗算器19に出
力する。乗算器18はＬＰＦ13の出力と同相軸キャリアと
の乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力す
る。乗算器19はＬＰＦ14の出力と直交軸キャリアとの乗
算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。
加算器20は乗算器18，19の出力を加算して、直交変調出
力を周波数変換回路21に出力する。The quadrature modulation circuit 15 includes a local oscillator 16 and a phase shifter.
It is composed of 17, a multiplier 18, 19 and an adder 20. The local oscillator 16 generates a carrier of a predetermined frequency and outputs it to the phase shifter 17 and also to the multiplier 18 as an in-phase axis carrier. The phase shifter 17 outputs the oscillation output of the local oscillator 16 to 9
The phase is shifted by 0 degree to create an orthogonal axis carrier and output to the multiplier 19. The multiplier 18 multiplies the output of the LPF 13 by the in-phase axis carrier to obtain the in-phase axis modulation output and outputs it to the adder 20. The multiplier 19 obtains a quadrature axis modulation output by multiplying the output of the LPF 14 and the quadrature axis carrier, and outputs it to the adder 20.
The adder 20 adds the outputs of the multipliers 18 and 19 and outputs the quadrature modulation output to the frequency conversion circuit 21.

【００５３】周波数変換回路21はバンドパスフィルタ
（以下、ＢＰＦという）22、増幅器23、乗算器24、局部
発振器25及びＢＰＦ26によって構成されている。直交変
調出力はＢＰＦ22に与えられ、ＢＰＦ22は直交変調出力
を帯域制限して増幅器23を介して乗算器24に与える。局
部発振器22は中間周波数帯に周波数変換するための所定
周波数の局部発振出力を乗算器24に与える。乗算器24は
増幅器23の出力と局部発振出力との乗算によってＯＦＤ
Ｍ被変調波の直交変調出力を高周波数帯に変換してＢＰ
Ｆ26に出力する。ＢＰＦ26は乗算器24の出力を帯域制限
してＲＦ信号として出力する。The frequency conversion circuit 21 is composed of a bandpass filter (hereinafter referred to as BPF) 22, an amplifier 23, a multiplier 24, a local oscillator 25 and a BPF 26. The quadrature modulation output is given to the BPF 22, and the BPF 22 band-limits the quadrature modulation output and gives it to the multiplier 24 via the amplifier 23. The local oscillator 22 gives a multiplier 24 a local oscillation output of a predetermined frequency for frequency conversion into an intermediate frequency band. The multiplier 24 calculates the OFD by multiplying the output of the amplifier 23 and the local oscillation output.
Converts the quadrature modulation output of M modulated wave to high frequency band
Output to F26. The BPF 26 band-limits the output of the multiplier 24 and outputs it as an RF signal.

【００５４】なお、入力端子27を介してタイミング回路
28にクロックが供給されるようになっている。タイミン
グ回路28は、入力されたクロックに基づいて、所定周波
数のクロックを発生すると共に、各種タイミング信号を
発生して各回路に供給する。A timing circuit is provided via the input terminal 27.
The clock is supplied to 28. The timing circuit 28 generates a clock of a predetermined frequency based on the input clock and also generates various timing signals and supplies them to each circuit.

【００５５】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。Next, the operation of the embodiment thus constructed will be described.

【００５６】入力端子１を介して入力された情報データ
はＳ／Ｐ変換器２によってパラレルデータに変換された
後、シンボルマッピング回路３によってＩデータ及びＱ
データから成る情報シンボルデータに変換される。シン
ボルマッピング回路３からの情報シンボルデータはマル
チプレクス回路４に供給される。マルチプレクス回路４
にはＲＯＭ５，６，７から夫々０シンボルデータ、基準
データＡ及び基準データＢも入力されており、マルチプ
レクス回路４は、図１の伝送フレームの各時間スロット
に対応させて情報シンボルデータ、０シンボルデータ及
び基準データＡ，Ｂを切換えてインターリーブ回路８に
与える。インターリーブ回路８は入力されたデータをイ
ンターリーブした後ＩＦＦＴ回路９に出力する。The information data input through the input terminal 1 is converted into parallel data by the S / P converter 2, and then I data and Q data are converted by the symbol mapping circuit 3.
It is converted into information symbol data consisting of data. The information symbol data from the symbol mapping circuit 3 is supplied to the multiplex circuit 4. Multiplex circuit 4
0 symbol data, reference data A, and reference data B are input from the ROMs 5, 6, and 7, respectively, and the multiplex circuit 4 corresponds to the information symbol data, 0, corresponding to each time slot of the transmission frame in FIG. The symbol data and the reference data A and B are switched and given to the interleave circuit 8. The interleave circuit 8 interleaves the input data and outputs it to the IFFT circuit 9.

【００５７】なお、入力端子27にはクロックが入力され
ており、タイミング回路28はこのクロックに基づいて所
定周波数のクロック及び各種タイミング信号を発生して
各回路に供給している。A clock is input to the input terminal 27, and the timing circuit 28 generates a clock of a predetermined frequency and various timing signals based on this clock and supplies them to each circuit.

【００５８】ＩＦＦＴ回路９は、入力されたＮ個のシン
ボルを用いてＩＦＦＴ演算を行う。これにより、Ｎ個の
シンボルに対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被
変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路10
に出力される。The IFFT circuit 9 performs an IFFT operation using the input N symbols. Thereby, OFDM modulation is performed on N symbols, and the real part Re and imaginary part Im of the OFDM modulated wave are added to the guard period adding circuit 10.
Is output to.

【００５９】マルチプレクス回路４がＲＯＭ５を選択す
ることにより、ＩＦＦＴ回路９からはヌルシンボルが出
力される。また、マルチプレクス回路４がＲＯＭ６，７
を選択することにより、夫々基準シンボルＡ，ＢがＩＦ
ＦＴ回路９から出力される。同様に、マルチプレクス回
路４がシンボルマッピング回路３の出力を選択すること
により、情報シンボルが得られる。マルチプレクス回路
４が図１の伝送フレームの時間スロットに対応して選択
を行うことにより、ＩＦＦＴ回路９からは図１に示す伝
送フレームが出力される。When the multiplexing circuit 4 selects the ROM 5, the IFFT circuit 9 outputs a null symbol. Further, the multiplex circuit 4 includes ROMs 6 and 7
, The reference symbols A and B respectively become IF
It is output from the FT circuit 9. Similarly, the multiplexing circuit 4 selects the output of the symbol mapping circuit 3 to obtain an information symbol. The multiplex circuit 4 makes a selection corresponding to the time slot of the transmission frame shown in FIG. 1, whereby the transmission frame shown in FIG. 1 is output from the IFFT circuit 9.

【００６０】ガード期間付加回路10は入力されたＯＦＤ
Ｍ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの
影響を低減するためのガード期間を付加して、Ｄ／Ａ変
換器11，12に出力する。基準データＡ，Ｂは、サブキャ
リア周波数及びガード期間の長さに基づいて設定されて
おり、基準シンボルＡのガード期間及び有効シンボル期
間の波形に連続して基準シンボルＢのガード期間及び有
功シンボル期間の波形が続く。The guard period adding circuit 10 receives the input OFD.
A guard period for reducing the influence of multipath is added to the real part Re and the imaginary part Im of the M modulated wave, respectively, and output to the D / A converters 11 and 12. The reference data A and B are set on the basis of the subcarrier frequency and the length of the guard period, and the guard period and the effective symbol period of the reference symbol B are continuously formed in the waveforms of the guard period and the effective symbol period of the reference symbol A. Waveform continues.

【００６１】Ｄ／Ａ変換器11，12は入力された信号をア
ナログ信号に変換して夫々ＬＰＦ13，14に与え、ＬＰＦ
13，14はＯＦＤＭシンボルを帯域制限して夫々直交変調
回路15の乗算器18、19に出力する。局部発振器16は所定
周波数のキャリアを発生しており、移相器17はこのキャ
リアを９０度移相させる。局部発振器16からの発振出力
は同相軸キャリアとして乗算器18に供給され、乗算器18
は同相軸キャリアとＬＰＦ13の出力との乗算によって同
相軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗算器19は移
相器17からの直交軸キャリアとＬＰＦ14の出力との乗算
によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。乗
算器18、19の出力は加算器20によって加算されて直交変
調出力が得られる。The D / A converters 11 and 12 convert the input signals into analog signals and give them to the LPFs 13 and 14, respectively, and
13 and 14 band-limit the OFDM symbols and output them to the multipliers 18 and 19 of the orthogonal modulation circuit 15, respectively. The local oscillator 16 generates a carrier having a predetermined frequency, and the phase shifter 17 shifts this carrier by 90 degrees. The oscillation output from the local oscillator 16 is supplied to the multiplier 18 as an in-phase axis carrier, and the multiplier 18
Produces an in-phase axis modulation output by multiplying the in-phase axis carrier by the output of the LPF 13, and outputs it to the adder 20. The multiplier 19 obtains a quadrature axis modulation output by multiplying the quadrature axis carrier from the phase shifter 17 and the output of the LPF 14, and outputs it to the adder 20. The outputs of the multipliers 18 and 19 are added by the adder 20 to obtain a quadrature modulation output.

【００６２】直交変調回路15の直交変調出力は、周波数
変換回路21のＢＰＦ22によって帯域制限された後、増幅
器23によって増幅されて乗算器24に与えられる。乗算器
24には局部発振器25から局部発振出力が与えられてお
り、乗算器24は直交変調出力を高周波数（ＲＦ）帯の信
号に周波数変換する。乗算器24の出力はＢＰＦ26によっ
て帯域制限されてＲＦ信号として出力される。The quadrature modulation output of the quadrature modulation circuit 15 is band-limited by the BPF 22 of the frequency conversion circuit 21, and then amplified by the amplifier 23 and given to the multiplier 24. Multiplier
A local oscillation output is given from a local oscillator 25 to 24, and a multiplier 24 frequency-converts the quadrature modulation output into a high frequency (RF) band signal. The output of the multiplier 24 is band-limited by the BPF 26 and output as an RF signal.

【００６３】このように、本実施例においては、伝送フ
レームを構成する場合に、２番目の時間スロットで基準
シンボルＡを伝送し、次いで３番目の時間スロットで基
準シンボルＢを伝送するようにしている。基準シンボル
Ａ，Ｂの各サブキャリアを変調する基準データＡ，Ｂ
は、各サブキャリア周波数及びガード期間付加回路10に
よるガード期間の長さに基づいて設定されており、基準
シンボルＡ，Ｂは各サブキャリア毎に波形が連続する。As described above, in this embodiment, when the transmission frame is formed, the reference symbol A is transmitted in the second time slot, and then the reference symbol B is transmitted in the third time slot. There is. Reference data A and B for modulating each subcarrier of reference symbols A and B
Is set based on each subcarrier frequency and the length of the guard period by the guard period adding circuit 10, and the reference symbols A and B have continuous waveforms for each subcarrier.

【００６４】図６は本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一
実施例を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM receiver according to the present invention.

【００６５】入力端子31にはＮ本のサブキャリアを有す
るＯＦＤＭ被変調波（ＯＦＤＭシンボル）が伝送フレー
ム単位で入力される。伝送フレームの先頭の時間スロッ
トではヌルシンボルが伝送され、２番目の時間スロット
では基準シンボルＡが伝送され、３番目の時間スロット
では基準シンボルＢが伝送される。４乃至Ｍ番目の時間
スロットにおいて情報シンボルが伝送されるようになっ
ている。また、基準シンボルＡ，Ｂは連続した波形とな
っている。これらのＯＦＤＭシンボルは、所定のキャリ
ア周波数で直交変調された後にＲＦ帯に周波数変換され
て入力されるようになっている。An OFDM modulated wave (OFDM symbol) having N subcarriers is input to the input terminal 31 in transmission frame units. The null symbol is transmitted in the first time slot of the transmission frame, the reference symbol A is transmitted in the second time slot, and the reference symbol B is transmitted in the third time slot. Information symbols are transmitted in the 4th to Mth time slots. The reference symbols A and B have continuous waveforms. These OFDM symbols are quadrature-modulated with a predetermined carrier frequency and then frequency-converted into an RF band and input.

【００６６】このＲＦ帯のＯＦＤＭシンボルはＢＰＦ32
に供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して増幅
器33に出力する。増幅器33はＢＰＦ32の出力を増幅して
乗算器34に出力する。局部発振器35はＲＦ帯の信号を周
波数変換するための局部発振出力を乗算器34に出力す
る。乗算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算
によってＯＦＤＭ被変調波を所定の周波数に周波数変換
してＢＰＦ36に出力する。ＢＰＦ36はＯＦＤＭシンボル
の高調波成分を除去して利得可変増幅器37に出力する。This RF band OFDM symbol is BPF 32.
Is supplied to. The BPF 32 removes noise outside the band and outputs it to the amplifier 33. The amplifier 33 amplifies the output of the BPF 32 and outputs it to the multiplier 34. The local oscillator 35 outputs a local oscillation output for frequency-converting the RF band signal to the multiplier 34. The multiplier 34 frequency-converts the OFDM modulated wave into a predetermined frequency by multiplying the output of the amplifier 33 and the local oscillation output, and outputs it to the BPF 36. The BPF 36 removes the harmonic component of the OFDM symbol and outputs it to the variable gain amplifier 37.

【００６７】利得可変増幅器37は後述するエンベロープ
検出回路50に制御されて、ＢＰＦ36の出力を一定振幅に
変換して直交検波回路38に出力する。直交検波回路38は
乗算器39，40、局部発振器41及び移相器42によって構成
されている。局部発振器41は後述するキャリア再生回路
43に制御されて、所定周波数の再生キャリアを発生して
乗算器39及び移相器42に出力するようになっている。局
部発振器41の出力は同相軸キャリアとして乗算器39に供
給される。移相器42は局部発振出力を９０度移相して直
交軸キャリアを再生して乗算器40に与える。乗算器39は
可変利得増幅器37の出力に同相軸キャリアを乗算して同
相軸検波出力を得、乗算器40は可変利得増幅器37の出力
に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得る。乗
算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ44，45に与えられる。The variable gain amplifier 37 is controlled by an envelope detection circuit 50 described later to convert the output of the BPF 36 into a constant amplitude and output it to the quadrature detection circuit 38. The quadrature detection circuit 38 is composed of multipliers 39 and 40, a local oscillator 41 and a phase shifter 42. The local oscillator 41 is a carrier regeneration circuit described later.
Under the control of 43, a reproduction carrier having a predetermined frequency is generated and output to the multiplier 39 and the phase shifter 42. The output of the local oscillator 41 is supplied to the multiplier 39 as an in-phase axis carrier. The phase shifter 42 phase-shifts the local oscillation output by 90 degrees, reproduces the orthogonal axis carrier, and supplies it to the multiplier 40. The multiplier 39 multiplies the output of the variable gain amplifier 37 by the in-phase axis carrier to obtain the in-phase axis detection output, and the multiplier 40 multiplies the output of the variable gain amplifier 37 by the quadrature axis carrier to obtain the quadrature axis detection output. The outputs of the multipliers 39 and 40 are given to the LPFs 44 and 45, respectively.

【００６８】ＬＰＦ44，45は夫々乗算器39，40の直交検
波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒ
ｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限してＡ／Ｄ変換器46，47に
出力する。Ａ／Ｄ変換器46，47は夫々ＬＰＦ44，45の出
力をディジタル信号に変換してガード期間除去回路48に
出力する。ガード期間除去回路48はガード期間の信号を
除去してＦＦＴ回路49に出力する。ＦＦＴ回路49は、ガ
ード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処
理することによりＯＦＤＭ復調を行って、Ｎ本のサブキ
ャリアから０シンボルデータ、基準データＡ，Ｂ及び情
報シンボルデータのＩ，Ｑデータを得る。ＦＦＴ回路49
からのＩデータ及びＱデータは等化回路55に出力される
と共に、キャリア再生回路43にも出力される。The LPFs 44 and 45 are real parts R of the baseband OFDM modulated waves which are the quadrature detection outputs of the multipliers 39 and 40, respectively.
The band of e and the imaginary part Im is limited and output to the A / D converters 46 and 47. The A / D converters 46 and 47 respectively convert the outputs of the LPFs 44 and 45 into digital signals and output them to the guard period removing circuit 48. The guard period removing circuit 48 removes the signal in the guard period and outputs it to the FFT circuit 49. The FFT circuit 49 performs OFDM demodulation by performing FFT processing on the OFDM modulated wave from the guard period removal circuit 48, and outputs 0 symbol data, reference data A and B, and I of information symbol data from N subcarriers. Obtain Q data. FFT circuit 49
The I data and the Q data from are output to the equalization circuit 55 and also to the carrier reproduction circuit 43.

【００６９】キャリア再生回路43は復調されたＩデータ
及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直交検波
回路38の局部発振器41に出力する。これにより、局部発
振器41の発振出力に基づいてキャリア同期が得られるよ
うになっている。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、
同期再生回路51にも入力される。同期再生回路51はＡ／
Ｄ変換器46，47の出力からヌルシンボルを検出すること
によりフレーム同期及びシンボル同期のための信号を再
生してタイミング回路52に出力する。タイミング回路52
は入力された信号に基づいて、所定周波数のクロック及
び各回路へのタイミング信号を発生するようになってい
る。また、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力はエンベロープ検
出回路50にも与えられる。エンベロープ検出回路50はＡ
／Ｄ変換器46，47の出力のエンベロープを検出して可変
利得増幅器37の利得を調整して一定振幅が得られるよう
にしている。The carrier reproducing circuit 43 is given the demodulated I data and Q data, reproduces the carrier and outputs it to the local oscillator 41 of the quadrature detection circuit 38. As a result, carrier synchronization can be obtained based on the oscillation output of the local oscillator 41. The outputs of the A / D converters 46 and 47 are
It is also input to the synchronous reproduction circuit 51. Synchronous reproduction circuit 51 is A /
By detecting a null symbol from the outputs of the D converters 46 and 47, a signal for frame synchronization and symbol synchronization is reproduced and output to the timing circuit 52. Timing circuit 52
Generates a clock of a predetermined frequency and a timing signal to each circuit based on the input signal. The outputs of the A / D converters 46 and 47 are also given to the envelope detection circuit 50. The envelope detection circuit 50 is A
The envelopes of the outputs of the D / D converters 46 and 47 are detected and the gain of the variable gain amplifier 37 is adjusted so that a constant amplitude can be obtained.

【００７０】等化回路55は基準データ検出回路56、誤差
検出回路57、ＲＯＭ58、複素乗算器59、メモリ60及び平
均回路61によって構成されている。ＦＦＴ回路49の復調
出力は基準データ検出回路56に入力される。基準データ
検出回路56は復調シンボルから基準データＢを検出して
誤差検出回路57に出力する。誤差検出回路57にはＲＯＭ
58に格納されているデータも与えられる。ＲＯＭ58には
送信側の基準データＢと同一データが格納されており、
誤差検出回路57はマルチパス及び雑音によって発生した
各サブキャリアの振幅及び位相のずれによる復調基準デ
ータＢの振幅及び位相誤差を検出して平均回路61に出力
する。平均回路61は数フレームに亘って誤差検出回路57
の出力を平均化することにより、雑音による誤差分を除
去してＳ／Ｎを改善し、マルチパスによる誤差を誤差信
号としてメモリ60に出力する。メモリ60は誤差信号を各
サブキャリア毎に記憶し、記憶した誤差信号を複素乗算
器59に出力する。複素乗算器59はＦＦＴ回路49からの復
調シンボルとメモリ60からの誤差信号とを複素乗算する
ことにより、マルチパスによる誤差を補正してデインタ
ーリーブ回路62に出力する。The equalizing circuit 55 is composed of a reference data detecting circuit 56, an error detecting circuit 57, a ROM 58, a complex multiplier 59, a memory 60 and an averaging circuit 61. The demodulated output of the FFT circuit 49 is input to the reference data detection circuit 56. The reference data detection circuit 56 detects the reference data B from the demodulated symbol and outputs it to the error detection circuit 57. The error detection circuit 57 has a ROM
The data stored in 58 is also given. The ROM 58 stores the same data as the reference data B on the transmitting side,
The error detection circuit 57 detects the amplitude and phase error of the demodulation reference data B due to the deviation of the amplitude and phase of each subcarrier caused by multipath and noise, and outputs it to the averaging circuit 61. The averaging circuit 61 is an error detection circuit 57 for several frames.
By averaging the outputs of (1) and (2), errors due to noise are removed and S / N is improved, and errors due to multipath are output to the memory 60 as error signals. The memory 60 stores the error signal for each subcarrier, and outputs the stored error signal to the complex multiplier 59. The complex multiplier 59 corrects the error due to multipath by complex-multiplying the demodulated symbol from the FFT circuit 49 and the error signal from the memory 60, and outputs the corrected signal to the deinterleave circuit 62.

【００７１】デインターリーブ回路62は等化された復調
シンボルをデインターリーブしてデマルチプレクス回路
63に出力する。デマルチプレクス回路63は入力された復
調シンボルをデマルチプレクスして、情報シンボルデー
タをシンボルデマッピング回路64に出力する。シンボル
デマッピング回路64は情報シンボルデータを復調して情
報データをＰ／Ｓ変換器65に出力し、Ｐ／Ｓ変換器65は
入力されたパラレルデータを２ビットのシリアルデータ
に変換して出力するようになっている。The deinterleave circuit 62 deinterleaves the equalized demodulated symbols to demultiplex the circuit.
Output to 63. The demultiplexing circuit 63 demultiplexes the input demodulation symbols and outputs information symbol data to the symbol demapping circuit 64. The symbol demapping circuit 64 demodulates the information symbol data and outputs the information data to the P / S converter 65, and the P / S converter 65 converts the input parallel data into 2-bit serial data and outputs it. It is like this.

【００７２】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。Next, the operation of the embodiment thus constructed will be described.

【００７３】入力端子31を介して入力されたＲＦ信号は
ＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去され、増幅器33に
よって増幅された後乗算器34に供給される。乗算器34は
局部発振器35からの局部発振出力との乗算によって、Ｒ
Ｆ帯の信号を所定周波数に周波数変換してＢＰＦ36に出
力する。乗算器34の出力はＢＰＦ36によって高調波成分
が除去された後、可変利得増幅器37によって一定振幅に
制御されて直交検波回路38の乗算器39，40に与えられ
る。The RF signal input through the input terminal 31 has its out-of-band noise removed by the BPF 32, amplified by the amplifier 33, and then supplied to the multiplier 34. The multiplier 34 multiplies the local oscillation output from the local oscillator 35 to obtain R
The F band signal is frequency-converted to a predetermined frequency and output to the BPF 36. The output of the multiplier 34 is supplied to the multipliers 39 and 40 of the quadrature detection circuit 38 after the harmonic components are removed by the BPF 36 and the amplitude is controlled to a constant amplitude by the variable gain amplifier 37.

【００７４】乗算器39は局部発振器41からの同相軸再生
キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を得てＬＰＦ
44に出力し、乗算器40は移相器42からの直交軸再生キャ
リアとの乗算によって直交軸検波出力を得てＬＰＦ45に
出力する。こうして、直交検波回路38からベースバンド
のＯＦＤＭ被変調波が得られる。The multiplier 39 multiplies the in-phase axis reproduction carrier from the local oscillator 41 to obtain the in-phase axis detection output and obtains the LPF.
Then, the multiplier 40 obtains a quadrature axis detection output by multiplication with the quadrature axis reproduction carrier from the phase shifter 42 and outputs it to the LPF 45. In this way, the baseband OFDM modulated wave is obtained from the quadrature detection circuit 38.

【００７５】直交検波回路38からの同相検波軸出力及び
直交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ44、45によって帯域制限
された後、Ａ／Ｄ変換器46，47によってディジタル信号
に変換される。ディジタル信号に変換されたＯＦＤＭ被
変調波は、ガード期間除去回路48によってガード期間の
信号が除去されて、有効シンボル期間の信号のみがＦＦ
Ｔ回路49に与えられる。ＦＦＴ回路49はＯＦＤＭ被変調
波をＦＦＴ処理することにより、Ｎ個の復調シンボルを
得る。復調シンボルは等化回路55に与えられる。The in-phase detection axis output and the quadrature detection axis output from the quadrature detection circuit 38 are band-limited by the LPFs 44 and 45, respectively, and then converted into digital signals by the A / D converters 46 and 47. The OFDM modulated wave converted into the digital signal has the guard period removing circuit 48 remove the signal in the guard period, and only the signal in the effective symbol period is FF.
It is given to the T circuit 49. The FFT circuit 49 obtains N demodulated symbols by performing FFT processing on the OFDM modulated wave. The demodulation symbols are given to the equalization circuit 55.

【００７６】なお、Ａ／Ｄ変換器46，47の出力は、同期
再生回路51にも入力されており、同期再生回路51によっ
てフレーム同期及びシンボル同期のための信号が再生さ
れる。同期再生回路51の出力はタイミング回路52に供給
され、タイミング回路52は所定周波数のクロック及び各
回路へのタイミング信号を生成する。また、ＦＦＴ回路
49の出力はキャリア再生回路43にも与えられており、キ
ャリア再生回路43の出力に基づいて局部発振器41が局部
発振出力を出力することによりキャリア同期が得られ
る。The outputs of the A / D converters 46 and 47 are also input to the synchronous reproduction circuit 51, and the synchronous reproduction circuit 51 reproduces signals for frame synchronization and symbol synchronization. The output of the synchronous reproduction circuit 51 is supplied to the timing circuit 52, and the timing circuit 52 generates a clock having a predetermined frequency and a timing signal for each circuit. Also, the FFT circuit
The output of 49 is also given to the carrier reproduction circuit 43, and the local oscillator 41 outputs the local oscillation output based on the output of the carrier reproduction circuit 43, whereby carrier synchronization is obtained.

【００７７】ＦＦＴ回路49からの復調シンボルは等化回
路55の複素乗算器59及び基準データ検出回路56に与えら
れる。基準データ検出回路56によって復調シンボルのう
ちの基準データＢが検出されて誤差検出回路57に供給さ
れる。一方、誤差検出回路57にはＲＯＭ58に予め格納さ
れている基準データＢのデータも入力される。誤差検出
回路57は復調シンボルのうちの基準データＢについて、
マルチパスの影響による振幅及び位相のずれを示す誤差
信号（複素信号）を検出して平均回路61に出力する。平
均回路61によって誤差信号は数フレームに亘って平均化
され、これにより誤差信号のＳ／Ｎが改善されてメモリ
60に供給される。The demodulated symbols from the FFT circuit 49 are given to the complex multiplier 59 of the equalization circuit 55 and the reference data detection circuit 56. The reference data B of the demodulated symbol is detected by the reference data detection circuit 56 and supplied to the error detection circuit 57. On the other hand, the data of the reference data B stored in advance in the ROM 58 is also input to the error detection circuit 57. The error detection circuit 57 uses the reference data B of the demodulated symbol
An error signal (complex signal) indicating a shift in amplitude and phase due to the influence of multipath is detected and output to the averaging circuit 61. The error signal is averaged over several frames by the averaging circuit 61, which improves the S / N of the error signal and stores it in the memory.
Supplied to 60.

【００７８】メモリ60は各サブキャリア毎の誤差信号を
格納すると共に、複素乗算器59に出力する。複素乗算器
59はＦＦＴ回路49の出力と誤差信号とを複素乗算する。
これにより、復調シンボルはマルチパスによる誤差分だ
け位相が回転すると共に振幅が補正され、マルチパスの
影響を受けていない復調シンボルがデインターリーブ回
路62に出力される。The memory 60 stores the error signal for each subcarrier and outputs it to the complex multiplier 59. Complex multiplier
59 performs complex multiplication of the output of the FFT circuit 49 and the error signal.
As a result, the phase of the demodulated symbol is rotated by the error due to the multipath and the amplitude is corrected, and the demodulated symbol that is not affected by the multipath is output to the deinterleave circuit 62.

【００７９】送信側において、基準シンボルＡ，Ｂは連
続した波形となっているので、基準シンボルＢについて
は等価的にガード期間が長くなっており、基準データＢ
については略確実にマルチパスの影響を受けない復調デ
ータを得ることができる。On the transmitting side, since the reference symbols A and B have a continuous waveform, the guard period of the reference symbol B is equivalently long, and the reference data B
For, it is possible to almost certainly obtain demodulated data that is not affected by multipath.

【００８０】等化回路55からの復調シンボルは、デイン
ターリーブ回路62によってデインターリーブ処理され、
デマルチプレクス回路63によってデマルチプレクスされ
て、情報シンボルデータがシンボルデマッピング回路64
に入力される。情報シンボルデータは、シンボルデマッ
ピング回路64によって復調され、Ｐ／Ｓ変換器65によっ
て２ビットのシリアルデータに変換されて情報データと
して出力される。The demodulated symbols from the equalization circuit 55 are deinterleaved by the deinterleave circuit 62,
The information symbol data is demultiplexed by the demultiplexing circuit 63 and the information symbol data is demultiplexed by the symbol demapping circuit 64.
Entered in. The information symbol data is demodulated by the symbol demapping circuit 64, converted into 2-bit serial data by the P / S converter 65, and output as information data.

【００８１】このように、本実施例においては、ガード
期間が等価的に長くなった基準データＢを等化回路によ
って等化しており、基準データＢについては略確実な等
化を可能であることから、復調シンボルのマルチパスに
よる影響を抑制することができる。As described above, in the present embodiment, the reference data B whose guard period is equivalently lengthened is equalized by the equalizing circuit, and the reference data B can be approximately surely equalized. Therefore, it is possible to suppress the influence of the multipath of the demodulation symbol.

【００８２】図７は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。本実施例は等化回路のみが図６の実施例と異
なる。図７において図６と同一の構成要素には同一符号
を付して説明を省略する。FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. This embodiment differs from the embodiment of FIG. 6 only in the equalizing circuit. 7, the same components as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００８３】ＦＦＴ回路からの復調シンボルは複素乗算
器59に与えられると共に、基準データ検出回路70にも与
えられる。基準データ検出回路70は復調シンボルから基
準データＡ，Ｂを検出して誤差検出回路73及びパワー検
出回路71に出力する。本実施例においては、基準データ
Ｂを格納するＲＯＭ58の外に、基準データＡと同一デー
タを格納するＲＯＭ74も設けられている。誤差検出回路
73にはこれらのＲＯＭ58，74からの基準データＡ，Ｂが
与えられるようになっている。The demodulated symbols from the FFT circuit are given to the complex multiplier 59 and the reference data detection circuit 70 as well. The reference data detection circuit 70 detects the reference data A and B from the demodulated symbols and outputs them to the error detection circuit 73 and the power detection circuit 71. In this embodiment, in addition to the ROM 58 for storing the reference data B, the ROM 74 for storing the same data as the reference data A is also provided. Error detection circuit
Reference data A and B from these ROMs 58 and 74 are given to 73.

【００８４】パワー検出回路71は基準データ検出回路70
によって検出された基準データＡ，Ｂの全サブキャリア
のパワーを検出して合計を求める。これにより、パワー
検出回路71は、基準データＡ，Ｂが例えばインパルス雑
音により劣化していないかを検出する。パワー検出回路
71の出力は基準データ選択回路72に供給される。基準デ
ータ選択回路72は、パワーの検出結果を所定の基準値と
比較することにより、基準データＡ，Ｂのうちいずれの
基準データを用いて等化を行ったほうがよいかを判断
し、一方の基準データを選択するための選択信号を誤差
検出回路73に出力する。例えば、基準データ選択回路72
は、２つの基準データのいずれも妨害を受けていない場
合には基準データＢを選択し、２つの基準データの一方
が妨害を受けている場合には妨害を受けていない基準デ
ータを選択し、２つの基準データのいずれも妨害を受け
ている場合には、いずれの基準データも選択しない。The power detection circuit 71 is the reference data detection circuit 70.
The powers of all the subcarriers of the reference data A and B detected by are detected and the total is obtained. As a result, the power detection circuit 71 detects whether or not the reference data A and B are deteriorated by, for example, impulse noise. Power detection circuit
The output of 71 is supplied to the reference data selection circuit 72. The reference data selection circuit 72 compares the power detection result with a predetermined reference value to determine which of the reference data A and B should be used for equalization, and the one of the reference data A and B is used. A selection signal for selecting the reference data is output to the error detection circuit 73. For example, the reference data selection circuit 72
Selects the reference data B when neither of the two reference data is disturbed, and selects the unreferenced reference data when one of the two reference data is disturbed, If any of the two reference data is disturbed, neither reference data is selected.

【００８５】誤差検出回路73は選択信号によって指定さ
れた基準データをＲＯＭ58，74から読出し、基準データ
検出回路70からの基準データとの誤差を求めて平均回路
71に出力するようになっている。なお、基準データ選択
回路72によっていずれの基準データも選択されない場合
には、誤差検出回路73は前回の誤差検出結果を出力す
る。The error detection circuit 73 reads the reference data designated by the selection signal from the ROMs 58 and 74, obtains an error from the reference data from the reference data detection circuit 70, and calculates the averaging circuit.
It is designed to output to 71. When no reference data is selected by the reference data selection circuit 72, the error detection circuit 73 outputs the previous error detection result.

【００８６】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。Next, the operation of the embodiment thus constructed will be described.

【００８７】図６の実施例においては、遅延時間がガー
ド期間を越えるマルチパスが存在する場合においても基
準データを等化するために、基準データＢを誤差検出に
用いている。しかし、マルチパスの遅延時間がガード期
間以内である場合には、基準データＡを用いても同様の
効果を得ることができる。また、マルチパスの遅延時間
がガード期間を越えた場合に基準データＡを用いても、
ある程度の等化は可能である。この理由から、本実施例
においては、基準データＢが劣化を受けた場合、例え
ば、基準データＢがインパルス雑音等によって妨害を受
けた場合に、基準データＢに代えて基準データＡを用い
て等化を行うことを可能にしたものである。In the embodiment of FIG. 6, the reference data B is used for error detection in order to equalize the reference data even when there is a multipath in which the delay time exceeds the guard period. However, when the delay time of the multipath is within the guard period, the same effect can be obtained by using the reference data A. Further, even if the reference data A is used when the delay time of the multipath exceeds the guard period,
Some equalization is possible. For this reason, in the present embodiment, when the reference data B is deteriorated, for example, when the reference data B is disturbed by impulse noise or the like, the reference data A is used instead of the reference data B. It has been made possible to do so.

【００８８】基準データ検出回路70は、復調シンボルか
ら基準データＡ及び基準データＢを検出する。パワー検
出回路71は、基準データＡ，Ｂについて、全サブキャリ
アのパワーの合計を求める。パワー検出回路71のパワー
検出結果は、基準データ選択回路72に入力されて、所定
の基準値と比較される。The reference data detection circuit 70 detects the reference data A and the reference data B from the demodulated symbol. The power detection circuit 71 obtains the total power of all subcarriers for the reference data A and B. The power detection result of the power detection circuit 71 is input to the reference data selection circuit 72 and compared with a predetermined reference value.

【００８９】いま、基準データＢのパワー検出結果が基
準値よりも大きいものとする。この場合には、基準デー
タ選択回路72からは基準データＢを選択するための選択
信号が誤差検出回路73に出力され、誤差検出回路73は、
ＲＯＭ58から読出したデータと基準データ検出回路70が
検出した基準データＢとの誤差を求める。即ち、この場
合には、図６の実施例と同様の動作となる。Now, it is assumed that the power detection result of the reference data B is larger than the reference value. In this case, the reference data selection circuit 72 outputs a selection signal for selecting the reference data B to the error detection circuit 73, and the error detection circuit 73
An error between the data read from the ROM 58 and the reference data B detected by the reference data detection circuit 70 is calculated. That is, in this case, the operation is similar to that of the embodiment shown in FIG.

【００９０】一方、基準データＢのパワー検出結果が基
準値よりも小さく、基準データＡのパワー検出結果が基
準値よりも大きい場合には、基準データ選択回路72は基
準データＡを選択するための選択信号を出力する。これ
により、誤差検出回路73はＲＯＭ74のデータを読出し
て、基準データ検出回路70が検出した基準データＡとの
誤差を求める。On the other hand, when the power detection result of the reference data B is smaller than the reference value and the power detection result of the reference data A is larger than the reference value, the reference data selection circuit 72 selects the reference data A. Output a selection signal. As a result, the error detection circuit 73 reads the data in the ROM 74 and obtains the error from the reference data A detected by the reference data detection circuit 70.

【００９１】他の作用は図６の実施例と同様である。Other operations are similar to those of the embodiment shown in FIG.

【００９２】このように、本実施例においては、基準デ
ータＢがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合
に、基準データＡを用いて等化を行うようになってお
り、インパルス雑音等による誤差信号の誤検出によって
等化性能が劣化することを防止している。As described above, in this embodiment, when the reference data B is disturbed by impulse noise or the like, equalization is performed using the reference data A, and an error signal due to impulse noise or the like is used. It prevents the equalization performance from being deteriorated by the false detection of.

【００９３】なお、上記各実施例においては、基準シン
ボルを２シンボル連続して伝送する例を示したが、基準
シンボルを３シンボル以上連続して伝送してもよいこと
は明らかである。In each of the above embodiments, the reference symbols are continuously transmitted for two symbols, but it is obvious that the reference symbols may be continuously transmitted for three or more symbols.

【００９４】[0094]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭの伝送フレーム中に２シンボル以上連続して基準
シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボル
の劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を
抑制することができるという効果を有する。As described above, according to the present invention, O
By transmitting the reference symbols continuously in two or more symbols in the FDM transmission frame, it is possible to suppress deterioration of demodulated symbols after equalization and adverse effects when the reference symbols are disturbed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に係るＯＦＤＭ伝送方法の一実施例を示
す説明図。FIG. 1 is an explanatory diagram showing an embodiment of an OFDM transmission method according to the present invention.

【図２】実施例を説明するための説明図。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining an example.

【図３】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明す
るための説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining a condition for making two reference symbols continuous.

【図４】２つの基準シンボルを連続させる条件を説明す
るための説明図。FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining a condition for making two reference symbols continuous.

【図５】本発明に係るＯＦＤＭ送信装置の一実施例を示
すブロック図。FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM transmitter according to the present invention.

【図６】本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示
すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM receiver according to the present invention.

【図７】本発明の他の実施例を示すブロック図。FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.

【図８】従来のＯＦＤＭ伝送方法を説明するための説明
図。FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM transmission method.

【図９】ガード期間を説明するための説明図。FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining a guard period.

【図１０】等化を説明するための説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining equalization.

【図１１】等化を説明するための説明図。FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining equalization.

【図１２】従来例の問題点を説明するための説明図。FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining problems of the conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Ａ，Ｂ…基準シンボル A, B ... Standard symbol

Claims

【特許請求の範囲】[Claims]

【請求項１】複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連
続させて伝送することを特徴とするＯＦＤＭ伝送方法。1. An OFDM characterized in that two or more reference symbols for transmitting channel characteristic correction, which are created by orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers, are continuously transmitted in one transmission frame. Transmission method.

【請求項２】前記基準シンボルは、前記１伝送フレー
ム中の隣接する基準シンボル間で波形が連続することを
特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ伝送方法。2. The OFDM transmission method according to claim 1, wherein the reference symbol has a continuous waveform between adjacent reference symbols in the one transmission frame.

【請求項３】前記基準シンボルは、ガード期間と有効
シンボル期間とを有し、各サブキャリア周波数と有効シ
ンボル期間及びガード期間の長さとに基づいて各サブキ
ャリアの位相及び振幅を設定することにより前記１伝送
フレーム中の隣接する基準シンボル間で波形を連続させ
ることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ伝送方
法。3. The reference symbol has a guard period and an effective symbol period, and the phase and amplitude of each subcarrier are set based on each subcarrier frequency and the length of the effective symbol period and guard period. The OFDM transmission method according to claim 1, wherein the waveform is made continuous between adjacent reference symbols in the one transmission frame.

【請求項４】複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基
準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させな
がら、１伝送フレーム中で２基準シンボル以上連続させ
て伝送する手順と、伝送された１伝送フレームのうち最後に伝送された基準
シンボルを用いて等化を行う等化手順とを具備したこと
を特徴とするＯＦＤＭ伝送方法。4. A reference symbol for correcting a transmission path characteristic, which is created by orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers, has two reference symbols in one transmission frame while waveforms are continuous between adjacent symbols. An OFDM transmission method comprising: a procedure for continuously transmitting and an equalization procedure for performing equalization using a reference symbol transmitted last in one transmitted transmission frame.

【請求項５】前記等化手順に代えて、伝送された１伝
送フレームのうち最も劣化が小さい基準シンボルを用い
て等化を行う等化手順を用いることを特徴とする請求項
４に記載のＯＦＤＭ伝送方法。5. The equalization procedure according to claim 4, wherein instead of the equalization procedure, an equalization procedure is performed in which the reference symbol with the smallest deterioration in one transmitted transmission frame is used. OFDM transmission method.

【請求項６】２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレ
ームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数のサブキャリア
を直交周波数分割多重変調することにより、連続した基
準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フ
レームを作成する変調手段とを具備したことを特徴とす
るＯＦＤＭ送信装置。6. Arrangement means for inputting two or more pieces of reference data and information symbol data, and arranging the data so as to form a transmission frame by making the reference data continuous, and a plurality of sub-units by the data from the arrangement means. An OFDM transmitting apparatus comprising: a modulation unit that creates a transmission frame composed of continuous reference symbols and information symbols by performing orthogonal frequency division multiplexing modulation on a carrier.

【請求項７】前記２以上の基準データは、前記連続し
た基準シンボルの波形が連続するように設定されている
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ送信装置。7. The OFDM transmitter according to claim 6, wherein the two or more pieces of reference data are set so that the waveforms of the continuous reference symbols are continuous.

【請求項８】２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレ
ームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数のサブキャリア
を直交周波数分割多重変調することにより、連続した基
準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フ
レームを作成する変調手段と、この変調手段の変調出力にガード期間を付加して各基準
シンボルを有効シンボル期間とガード期間とによって構
成するガード期間付加手段と、前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シ
ンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データ
を設定することにより、前記連続した基準シンボルの波
形を連続させる入力手段とを具備したことを特徴とする
ＯＦＤＭ送信装置。8. Arrangement means for arranging two or more pieces of reference data and information symbol data, and arranging the data so that the reference data is continuous to form a transmission frame, and a plurality of sub-units are formed by the data from the arrangement means. Modulation means for creating a transmission frame composed of consecutive reference symbols and information symbols by performing orthogonal frequency division multiplexing modulation on a carrier, and a guard period is added to the modulation output of this modulation means to enable each reference symbol. Guard period adding means configured by a symbol period and a guard period, each subcarrier frequency of the reference symbol, by setting each of the reference data based on the effective symbol period and the guard period, of the continuous reference symbol OFDM transmission comprising input means for making waveforms continuous apparatus.

【請求項９】２以上の基準データ及び情報シンボルデ
ータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分
割多重変調によって、情報シンボルと１伝送フレーム中
に２以上連続した基準シンボルとを有する伝送フレーム
が作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数
分割多重復調して前記情報シンボルデータ及び基準デー
タを得る復調手段と、この復調手段の復調出力のうち最後に伝送された基準シ
ンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの
振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデ
ータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備し
たことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。9. A transmission frame having information symbols and two or more consecutive reference symbols in one transmission frame is created by orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers for two or more reference data and information symbol data. By using the demodulation means for obtaining the information symbol data and the reference data by orthogonal frequency division multiplexing demodulation of this transmission frame, and the demodulation output for the last transmitted reference symbol among the demodulation outputs of this demodulation means. OFDM reception comprising: a detection unit that detects the amplitude and phase shift of each subcarrier, and a correction unit that corrects the amplitude and phase shift of the information symbol data based on the detection result of this detection unit. apparatus.

【請求項１０】前記検出手段に代えて、前記復調手段
の復調出力のうち最も劣化が小さい基準シンボルに対す
る復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相
ずれを検出する検出手段を備えたことを特徴とする請求
項９に記載のＯＦＤＭ受信装置。10. The detecting means, instead of the detecting means, is provided with a detecting means for detecting an amplitude and a phase shift of each of the subcarriers by using a demodulation output for a reference symbol having the smallest deterioration among demodulation outputs of the demodulation means. The OFDM receiver according to claim 9, characterized in that.