JPH07245947A - スイッチング電源装置およびこれを備えた電子機器 - Google Patents
スイッチング電源装置およびこれを備えた電子機器Info
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- JPH07245947A JPH07245947A JP6052628A JP5262894A JPH07245947A JP H07245947 A JPH07245947 A JP H07245947A JP 6052628 A JP6052628 A JP 6052628A JP 5262894 A JP5262894 A JP 5262894A JP H07245947 A JPH07245947 A JP H07245947A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電圧が広範囲にわたって変化する場合で
も、エネルギ損失が小さく効率の高いスイッチング電源
装置を提供する。 【構成】 トランジスタ40を順バイアスする高抵抗2
50と、帰還巻線53の出力を微分してスイッチング素
子に正帰還する微分手段41、42と、出力巻線52の
出力を整流平滑化する整流平滑化手段70と、整流平滑
化された出力を代表する出力代表信号97を発生する手
段と、帰還巻線53の出力を平均値に整流平滑化する平
均値整流平滑化手段35、37、39と、平均値に整流
平滑化された出力を供給されて駆動パルスを発生する駆
動パルス発生手段300とを設け、駆動パルス発生手段
300は出力代表信号97に基づいて駆動パルスのパル
ス幅を負帰還的に制御する。
も、エネルギ損失が小さく効率の高いスイッチング電源
装置を提供する。 【構成】 トランジスタ40を順バイアスする高抵抗2
50と、帰還巻線53の出力を微分してスイッチング素
子に正帰還する微分手段41、42と、出力巻線52の
出力を整流平滑化する整流平滑化手段70と、整流平滑
化された出力を代表する出力代表信号97を発生する手
段と、帰還巻線53の出力を平均値に整流平滑化する平
均値整流平滑化手段35、37、39と、平均値に整流
平滑化された出力を供給されて駆動パルスを発生する駆
動パルス発生手段300とを設け、駆動パルス発生手段
300は出力代表信号97に基づいて駆動パルスのパル
ス幅を負帰還的に制御する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
係り、特に、トランスの入力巻線およびスイッチング素
子を直流電圧間に直列接続し、当該スイッチング素子を
オン・オフすることにより、トランスの出力巻線から所
望の出力を得るようにした絶縁型のスイッチング電源装
置に関する。
係り、特に、トランスの入力巻線およびスイッチング素
子を直流電圧間に直列接続し、当該スイッチング素子を
オン・オフすることにより、トランスの出力巻線から所
望の出力を得るようにした絶縁型のスイッチング電源装
置に関する。
【0002】
【従来の技術】ビデオカメラなどの携帯用電子機器の充
電装置や、より大形の電子機器の待機時における補助電
源として、交流の100V〜240Vで動作し得る、入
出力絶縁形のスイッチング電源装置の需要がある。
電装置や、より大形の電子機器の待機時における補助電
源として、交流の100V〜240Vで動作し得る、入
出力絶縁形のスイッチング電源装置の需要がある。
【0003】図5は、従来の入出力絶縁形スイッチング
電源装置の回路構成を示した図であり、交流電圧を直流
電圧に変換する電圧入力部10と、入力巻線51、出力
巻線52、および帰還巻線53を有する高周波トランス
50と、入力巻線51と直列接続されたトランジスタ4
0と、トランジスタ40に駆動パルスを出力する駆動パ
ルス発生部30と、電圧出力部70とから構成され、電
圧入力部10と電圧出力部70の負荷100との間は、
トランス50およびフォトカプラ45によって絶縁され
ている。
電源装置の回路構成を示した図であり、交流電圧を直流
電圧に変換する電圧入力部10と、入力巻線51、出力
巻線52、および帰還巻線53を有する高周波トランス
50と、入力巻線51と直列接続されたトランジスタ4
0と、トランジスタ40に駆動パルスを出力する駆動パ
ルス発生部30と、電圧出力部70とから構成され、電
圧入力部10と電圧出力部70の負荷100との間は、
トランス50およびフォトカプラ45によって絶縁され
ている。
【0004】このような構成において、電圧入力部10
に商用の交流電源13が接続されると、この入力電圧は
入力スイッチ11、ヒューズ12を介して全波整流回路
20へ送られて整流された後、平滑キャパシタ23で平
滑化される。このようにしてスイッチング電源装置の入
力側ライン21,22間に直流の高電圧が発生すると、
起動用抵抗25を介して駆動パルス発生部30のスイッ
チング駆動用パルス発生回路(以下、IC31と表現す
る場合もある)に電力が供給され、IC31の出力端子
38には駆動パルス電圧が発生する。この結果、主スイ
ッチングトランジスタ40がオン/オフ制御され、トラ
ンス50の入力巻線51を介して出力巻線52、帰還巻
線53にもパルス電圧が発生する。
に商用の交流電源13が接続されると、この入力電圧は
入力スイッチ11、ヒューズ12を介して全波整流回路
20へ送られて整流された後、平滑キャパシタ23で平
滑化される。このようにしてスイッチング電源装置の入
力側ライン21,22間に直流の高電圧が発生すると、
起動用抵抗25を介して駆動パルス発生部30のスイッ
チング駆動用パルス発生回路(以下、IC31と表現す
る場合もある)に電力が供給され、IC31の出力端子
38には駆動パルス電圧が発生する。この結果、主スイ
ッチングトランジスタ40がオン/オフ制御され、トラ
ンス50の入力巻線51を介して出力巻線52、帰還巻
線53にもパルス電圧が発生する。
【0005】帰還巻線53に発生した電圧は、ダイオー
ド35、限流抵抗34、および平滑キャパシタ39によ
りピーク整流されてIC31に供給され、また起動用抵
抗25により生じた電圧もIC31に並列に供給される
ので、以後は、定常的にIC31に電源電圧VDDが供給
されることになる。
ド35、限流抵抗34、および平滑キャパシタ39によ
りピーク整流されてIC31に供給され、また起動用抵
抗25により生じた電圧もIC31に並列に供給される
ので、以後は、定常的にIC31に電源電圧VDDが供給
されることになる。
【0006】一方、電圧出力部70は云わゆるフライバ
ック出力構成となっており、出力巻線52に発生した出
力電圧VOUT は、整流ダイオード71および大容量の平
滑キャパシタ72によって平滑化された後、出力端子9
1、92を介して負荷へ供給される。また、出力端子9
1、92間には負帰還制御部90が設けられており、こ
こでは抵抗75,76によって分圧された電圧でレギュ
レータ73が制御される。この結果、出力電圧VOUT に
応答した出力代表信号97がフォトカプラ45を介して
IC31へ供給され、IC31では、前記分圧電圧が予
定値となるように、その出力パルス幅が負帰還的に制御
される。
ック出力構成となっており、出力巻線52に発生した出
力電圧VOUT は、整流ダイオード71および大容量の平
滑キャパシタ72によって平滑化された後、出力端子9
1、92を介して負荷へ供給される。また、出力端子9
1、92間には負帰還制御部90が設けられており、こ
こでは抵抗75,76によって分圧された電圧でレギュ
レータ73が制御される。この結果、出力電圧VOUT に
応答した出力代表信号97がフォトカプラ45を介して
IC31へ供給され、IC31では、前記分圧電圧が予
定値となるように、その出力パルス幅が負帰還的に制御
される。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】近年、パーソナルコン
ピュータやワークステーション等のOA機器端末が急速
に普及している。これらのOA機器では、通電期間に占
める実際の使用期間(例えば、CRT表示装置による実
表示時間)が短く、エネルギの浪費が多いことを鑑み、
1993年の6月、米国EPAから省エネルギに関する
基準が発令された。その内容は、OA機器にスタンバイ
(待機)状態を設け、その時の全消費電力を30W以下
にしたものは、省エネルギ機器と認めて優先的に調達す
るというものである。その後、スウェーデンにおいても
同様の基準が発令され、ここでは目標値として8Wが示
されている。
ピュータやワークステーション等のOA機器端末が急速
に普及している。これらのOA機器では、通電期間に占
める実際の使用期間(例えば、CRT表示装置による実
表示時間)が短く、エネルギの浪費が多いことを鑑み、
1993年の6月、米国EPAから省エネルギに関する
基準が発令された。その内容は、OA機器にスタンバイ
(待機)状態を設け、その時の全消費電力を30W以下
にしたものは、省エネルギ機器と認めて優先的に調達す
るというものである。その後、スウェーデンにおいても
同様の基準が発令され、ここでは目標値として8Wが示
されている。
【0008】ここで、上記した従来技術では、駆動パル
ス発生回路31への給電が、起動時には抵抗25を介し
て行われ、定常時にはピーク整流回路(図5の符号3
4、35、39、46)を介して行われる。
ス発生回路31への給電が、起動時には抵抗25を介し
て行われ、定常時にはピーク整流回路(図5の符号3
4、35、39、46)を介して行われる。
【0009】このような構成では、広範囲な入力電圧
(例えば、70V〜350V)VINに対して駆動パルス
発生回路31の電源電圧VDDを一定に保とうとすると、
入力電圧VINが低い場合に合わせて各素子の抵抗値等が
設定されるため、入力電圧VINが高い場合には、各抵抗
やダイオード、あるいは帰還巻線53における損失が著
しく大きくなってしまい、上記した省エネルギの要求を
満足できないという問題があった。特に、入力交流電圧
が『100/220共用』といったスイッチング電源装
置では、その傾向が顕著であった。
(例えば、70V〜350V)VINに対して駆動パルス
発生回路31の電源電圧VDDを一定に保とうとすると、
入力電圧VINが低い場合に合わせて各素子の抵抗値等が
設定されるため、入力電圧VINが高い場合には、各抵抗
やダイオード、あるいは帰還巻線53における損失が著
しく大きくなってしまい、上記した省エネルギの要求を
満足できないという問題があった。特に、入力交流電圧
が『100/220共用』といったスイッチング電源装
置では、その傾向が顕著であった。
【0010】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点を解決し、入力電圧が広範囲にわたって変化する場合
でも、エネルギ損失が小さく効率の高いスイッチング電
源装置を提供することにある。
点を解決し、入力電圧が広範囲にわたって変化する場合
でも、エネルギ損失が小さく効率の高いスイッチング電
源装置を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明ではスイッチング電源装置において、以
下のような手段を講じた点に特徴がある。 (1) 入力巻線、出力巻線、および帰還巻線を有するトラ
ンスと、前記入力巻線と直列接続されたスイッチング素
子と、スイッチング素子の制御端子を直流電源に接続し
て順バイアスする高抵抗手段と、帰還巻線の出力を微分
してスイッチング素子の制御端子に正帰還することによ
り、帰還巻線およびスイッチング素子と共に振動回路を
構成する微分手段と、出力巻線の出力を整流平滑化して
負荷へ供給する整流平滑化手段と、前記整流平滑化され
た出力を代表する出力代表信号を発生する手段と、帰還
巻線の出力を平均値に整流平滑化する平均値整流平滑化
手段と、平均値に整流平滑化された出力を供給されて駆
動パルスを発生し、前記スイッチング素子をオン/オフ
させる駆動パルス発生手段とを具備し、前記駆動パルス
発生手段は、前記出力代表信号に基づいて駆動パルスの
パルス幅を負帰還的に制御するようにした点に特徴があ
る。
ために、本発明ではスイッチング電源装置において、以
下のような手段を講じた点に特徴がある。 (1) 入力巻線、出力巻線、および帰還巻線を有するトラ
ンスと、前記入力巻線と直列接続されたスイッチング素
子と、スイッチング素子の制御端子を直流電源に接続し
て順バイアスする高抵抗手段と、帰還巻線の出力を微分
してスイッチング素子の制御端子に正帰還することによ
り、帰還巻線およびスイッチング素子と共に振動回路を
構成する微分手段と、出力巻線の出力を整流平滑化して
負荷へ供給する整流平滑化手段と、前記整流平滑化され
た出力を代表する出力代表信号を発生する手段と、帰還
巻線の出力を平均値に整流平滑化する平均値整流平滑化
手段と、平均値に整流平滑化された出力を供給されて駆
動パルスを発生し、前記スイッチング素子をオン/オフ
させる駆動パルス発生手段とを具備し、前記駆動パルス
発生手段は、前記出力代表信号に基づいて駆動パルスの
パルス幅を負帰還的に制御するようにした点に特徴があ
る。
【0012】さらに、上記した目的を達成するために、
本発明ではスイッチング電源装置を備えた電子機器にお
いて、前記構成(1) に加えて更に以下のような手段を講
じた点に特徴がある。 (2) 前記整流平滑化された出力電圧を定電圧制御する手
段と、前記出力応答信号を外部信号に応じて切り換える
手段と、前記整流平滑化された出力電圧を負荷へ供給す
る第1の出力部と、前記定電圧制御された出力電圧を負
荷へ供給する第2の出力部と、前記第1の出力部を、実
動作時および待機時で異なった電圧が要求される第1の
負荷へ接続する手段と、前記第2の出力部を、実動作時
および待機時にかかわらず一定電圧が要求される第2の
負荷へ接続する手段と、実動作時および待機時に応じた
信号を、外部信号として前記切り換え手段に供給する手
段とを具備した点に特徴がある。
本発明ではスイッチング電源装置を備えた電子機器にお
いて、前記構成(1) に加えて更に以下のような手段を講
じた点に特徴がある。 (2) 前記整流平滑化された出力電圧を定電圧制御する手
段と、前記出力応答信号を外部信号に応じて切り換える
手段と、前記整流平滑化された出力電圧を負荷へ供給す
る第1の出力部と、前記定電圧制御された出力電圧を負
荷へ供給する第2の出力部と、前記第1の出力部を、実
動作時および待機時で異なった電圧が要求される第1の
負荷へ接続する手段と、前記第2の出力部を、実動作時
および待機時にかかわらず一定電圧が要求される第2の
負荷へ接続する手段と、実動作時および待機時に応じた
信号を、外部信号として前記切り換え手段に供給する手
段とを具備した点に特徴がある。
【0013】
【作用】上記した構成(1) によれば、起動時におけるス
イッチング素子のオン/オフ制御が、振動回路で発生し
たパルス信号により行われるので、駆動パルス発生手段
を付勢する必要がない。したがって、従来行われてい
た、抵抗を介しての駆動パルス発生手段への直接的な給
電が不要となり、当該抵抗によるエネルギ損失を無くす
ることができる。また、定常時には帰還巻線に誘起され
た電圧が平均値に整流平滑化されて供給されるので、従
来から行われていたピーク値整流にくらべて、入力電圧
変動に依存したエネルギ損失を小さくすることができ
る。
イッチング素子のオン/オフ制御が、振動回路で発生し
たパルス信号により行われるので、駆動パルス発生手段
を付勢する必要がない。したがって、従来行われてい
た、抵抗を介しての駆動パルス発生手段への直接的な給
電が不要となり、当該抵抗によるエネルギ損失を無くす
ることができる。また、定常時には帰還巻線に誘起され
た電圧が平均値に整流平滑化されて供給されるので、従
来から行われていたピーク値整流にくらべて、入力電圧
変動に依存したエネルギ損失を小さくすることができ
る。
【0014】上記した構成(2) によれば、同一の出力端
子から異なった電圧を出力させることができるので、待
機時には実動作時ほど高い電圧が要求されない負荷を当
該出力端子に接続し、待機時には必要最低限の電圧のみ
供給するようにすれば、機器休止時からの起動性能を実
質的に低下させることなく、待機時の消費電力を大幅に
低減することができる。
子から異なった電圧を出力させることができるので、待
機時には実動作時ほど高い電圧が要求されない負荷を当
該出力端子に接続し、待機時には必要最低限の電圧のみ
供給するようにすれば、機器休止時からの起動性能を実
質的に低下させることなく、待機時の消費電力を大幅に
低減することができる。
【0015】
【実施例】以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。図1は、本発明の第1実施例であるスイッチング電
源装置の回路図であり、前記と同一の符号は同一または
同等部分を表している。
る。図1は、本発明の第1実施例であるスイッチング電
源装置の回路図であり、前記と同一の符号は同一または
同等部分を表している。
【0016】入力側では、高周波出力トランス50の入
力巻線51がトランジスタ40と直列に接続されてい
る。トランジスタ40のベース電極は、高抵抗250を
介して1次側ライン21に接続されると共に、キャパシ
タ41および抵抗42から構成されたCR(微分)回路
を介して帰還巻線53の一端と接続され、またダイオー
ド43を介して帰還巻線53の他端と接続されている。
さらに、トランジスタ40のベース電極は、帰還巻線5
3から電力を供給されて駆動パルスを出力する駆動パル
ス発生部300の出力部38と接続されている。帰還巻
線53の極性は、トランジスタ40に対して正帰還電圧
となるように、入力巻線51と同極性になっている。
力巻線51がトランジスタ40と直列に接続されてい
る。トランジスタ40のベース電極は、高抵抗250を
介して1次側ライン21に接続されると共に、キャパシ
タ41および抵抗42から構成されたCR(微分)回路
を介して帰還巻線53の一端と接続され、またダイオー
ド43を介して帰還巻線53の他端と接続されている。
さらに、トランジスタ40のベース電極は、帰還巻線5
3から電力を供給されて駆動パルスを出力する駆動パル
ス発生部300の出力部38と接続されている。帰還巻
線53の極性は、トランジスタ40に対して正帰還電圧
となるように、入力巻線51と同極性になっている。
【0017】駆動パルス発生部300は、抵抗32およ
びキャパシタ33により設定される周期の駆動パルス信
号を発生する駆動用パルス発生回路(IC)31と、帰
還巻線53に発生したパルス電圧のデューティ比に比例
した平均値電圧をIC31へ給電するための、ダイオー
ド35,36、平滑チョーク37、および平滑キャパシ
タ39等から成る平均値整流平滑回路とにより構成され
ている。
びキャパシタ33により設定される周期の駆動パルス信
号を発生する駆動用パルス発生回路(IC)31と、帰
還巻線53に発生したパルス電圧のデューティ比に比例
した平均値電圧をIC31へ給電するための、ダイオー
ド35,36、平滑チョーク37、および平滑キャパシ
タ39等から成る平均値整流平滑回路とにより構成され
ている。
【0018】このような構成において、スイッチング電
源装置の出力容量を数Wないしは10W程度とすると、
起動用の高抵抗250の抵抗値は、例えば1MΩ程度に
設定する。この抵抗値とCR回路のキャパシタ41との
積は、後に図2(c) に関して説明する自励振動のオフ周
期Toff に比例する。同様に、キャパシタ41と抵抗4
2との積は自励振動のオン期間Tonに比例する。自励振
動周期は、駆動用パルス発生回路31の発振周期よりも
長く、またオンのデューティ比はIC31の実用デュー
ティ比の最小に近い値に選ぶことが望ましい。
源装置の出力容量を数Wないしは10W程度とすると、
起動用の高抵抗250の抵抗値は、例えば1MΩ程度に
設定する。この抵抗値とCR回路のキャパシタ41との
積は、後に図2(c) に関して説明する自励振動のオフ周
期Toff に比例する。同様に、キャパシタ41と抵抗4
2との積は自励振動のオン期間Tonに比例する。自励振
動周期は、駆動用パルス発生回路31の発振周期よりも
長く、またオンのデューティ比はIC31の実用デュー
ティ比の最小に近い値に選ぶことが望ましい。
【0019】図2は、図1の主要部の動作タイミングを
示した動作チャートであり、同図(a) はライン21、2
2間に発生する100V〜240Vの中低高電源電圧V
INを示し、同図(b) は入力スイッチ11の動作状態を示
し、同図(c) はトランジスタ40のコレクタ電圧Vc を
示し、同図(d) はIC31から出力される駆動パルスP
aの出力波形を示し、同図(e) はIC31に供給される
電源電圧VDDを示している。また、同図(b) に示した符
号Fは自励振動(起動)期間、符号G1〜G3は、それ
ぞれ入力電圧VINの中、低、高期間を示している。
示した動作チャートであり、同図(a) はライン21、2
2間に発生する100V〜240Vの中低高電源電圧V
INを示し、同図(b) は入力スイッチ11の動作状態を示
し、同図(c) はトランジスタ40のコレクタ電圧Vc を
示し、同図(d) はIC31から出力される駆動パルスP
aの出力波形を示し、同図(e) はIC31に供給される
電源電圧VDDを示している。また、同図(b) に示した符
号Fは自励振動(起動)期間、符号G1〜G3は、それ
ぞれ入力電圧VINの中、低、高期間を示している。
【0020】図1において、電圧入力部10の入力スイ
ッチ11を閉じると、電源13の電圧は、整流回路20
および平滑キャパシタ23により直流の高電圧に変換さ
れて端子21,22間に印加される。このとき、トラン
ジスタ40のベースには、高抵抗250を介して電流I
B が流れるのでトランジスタ40はオン状態となる。し
たがって、高周波出力トランス50の入力巻線51には
直流電圧が印加され、同時に帰還巻線53にも同極性の
電圧が誘起される。
ッチ11を閉じると、電源13の電圧は、整流回路20
および平滑キャパシタ23により直流の高電圧に変換さ
れて端子21,22間に印加される。このとき、トラン
ジスタ40のベースには、高抵抗250を介して電流I
B が流れるのでトランジスタ40はオン状態となる。し
たがって、高周波出力トランス50の入力巻線51には
直流電圧が印加され、同時に帰還巻線53にも同極性の
電圧が誘起される。
【0021】帰還巻線53に発生した電圧は、キャパシ
タ41、抵抗42の微分回路を介してトランジスタ40
のベースに正帰還的に印加されるため、トランジスタ4
0は急速かつ深く、予定の時定数の期間だけオン状態と
なる。この時定数の期間を過ぎると、トランジスタ40
の順ベースバイアスは浅くなってコレクタ電流は減少す
る。この結果、トランス50の磁束も減少して帰還巻線
53には負極性の電圧が発生する。この電圧は前記微分
回路を介してトランジスタ40のベースに加えられるの
で、ベースが逆バイアスされてトランジスタ40は急速
にオフ状態となる。
タ41、抵抗42の微分回路を介してトランジスタ40
のベースに正帰還的に印加されるため、トランジスタ4
0は急速かつ深く、予定の時定数の期間だけオン状態と
なる。この時定数の期間を過ぎると、トランジスタ40
の順ベースバイアスは浅くなってコレクタ電流は減少す
る。この結果、トランス50の磁束も減少して帰還巻線
53には負極性の電圧が発生する。この電圧は前記微分
回路を介してトランジスタ40のベースに加えられるの
で、ベースが逆バイアスされてトランジスタ40は急速
にオフ状態となる。
【0022】このオフ期間は、高抵抗250を介して流
れる電流IB によってキャパシタ41が順バイアスに充
電されるまで続き、以後、再びオン/オフを繰り返して
自励振動する。以上の自励振動期間の各動作は図2の自
励振動期間Fに相当する。
れる電流IB によってキャパシタ41が順バイアスに充
電されるまで続き、以後、再びオン/オフを繰り返して
自励振動する。以上の自励振動期間の各動作は図2の自
励振動期間Fに相当する。
【0023】自励振動期間Fでは、帰還巻線53の一端
に発生するパルス出力のデューティ比が小さいために、
IC31へ供給される電源電圧VDDも低くなる。IC3
1では、一般的に誤動作防止の観点から、電源電圧VDD
が低い間は各機能がロックされた状態に保たれるため消
費電力は小さい。したがって、図2(e) に示したよう
に、IC31の端子電圧VDDはごく緩やかではあるが確
実に上昇する。
に発生するパルス出力のデューティ比が小さいために、
IC31へ供給される電源電圧VDDも低くなる。IC3
1では、一般的に誤動作防止の観点から、電源電圧VDD
が低い間は各機能がロックされた状態に保たれるため消
費電力は小さい。したがって、図2(e) に示したよう
に、IC31の端子電圧VDDはごく緩やかではあるが確
実に上昇する。
【0024】次いで、この電源電圧VDDがIC31の活
性しきい値電圧Vt に達すると、図2(d) に示したよう
に、IC31は出力端子38に幅広の出力パルスPaを
発生してトランジスタ40を駆動する。従って、帰還巻
線53の一端に発生する出力パルス幅も増大してIC3
1の電源電圧VDDも増加し、正帰還作用で急速に立ち上
る。次いで、電源電圧VDDは出力電圧VOUT の負帰還パ
ルス幅制御動作により一定値に達し、維持される。この
期間は図2の期間Gで示される。
性しきい値電圧Vt に達すると、図2(d) に示したよう
に、IC31は出力端子38に幅広の出力パルスPaを
発生してトランジスタ40を駆動する。従って、帰還巻
線53の一端に発生する出力パルス幅も増大してIC3
1の電源電圧VDDも増加し、正帰還作用で急速に立ち上
る。次いで、電源電圧VDDは出力電圧VOUT の負帰還パ
ルス幅制御動作により一定値に達し、維持される。この
期間は図2の期間Gで示される。
【0025】本実施例によれば、起動時におけるトラン
ジスタ40のオン/オフ制御が、帰還巻線53および微
分回路(41、42)を含む振動回路で発生したパルス
信号により行われるので、起動時には駆動用パルス発生
回路31を付勢する必要がない。したがって、従来は必
要であった、抵抗(図5の符号25)を介した駆動用パ
ルス発生回路31への電力供給が不要となるので、当該
抵抗でのエネルギ損失を無くすることが可能になる。
ジスタ40のオン/オフ制御が、帰還巻線53および微
分回路(41、42)を含む振動回路で発生したパルス
信号により行われるので、起動時には駆動用パルス発生
回路31を付勢する必要がない。したがって、従来は必
要であった、抵抗(図5の符号25)を介した駆動用パ
ルス発生回路31への電力供給が不要となるので、当該
抵抗でのエネルギ損失を無くすることが可能になる。
【0026】また、定常時に駆動用パルス発生回路31
へ供給する電源電圧VDDは、帰還巻線53に発生したパ
ルス電圧を整流・平滑化し、平均化された直流として与
えているため、入力電源電圧VINが期間G1〜G3で示
した如く大幅に変化しても、出力電圧Vout と同様にデ
ューティ比に応じた一定値に制御される。したがって、
電源電圧VDDの負荷変動の影響分を無視すればほぼ一定
値に保たれ、入力電圧変動による損失が防止される。
へ供給する電源電圧VDDは、帰還巻線53に発生したパ
ルス電圧を整流・平滑化し、平均化された直流として与
えているため、入力電源電圧VINが期間G1〜G3で示
した如く大幅に変化しても、出力電圧Vout と同様にデ
ューティ比に応じた一定値に制御される。したがって、
電源電圧VDDの負荷変動の影響分を無視すればほぼ一定
値に保たれ、入力電圧変動による損失が防止される。
【0027】図3は、本発明の第2実施例であるスイッ
チング電源装置の回路構成を示した図であり、前記と同
一の符号は同一または同等部分を表している。
チング電源装置の回路構成を示した図であり、前記と同
一の符号は同一または同等部分を表している。
【0028】本実施例では、高周波出力トランス50の
帰還巻線53を、起動時の自励発振のための正帰用帰還
巻線53aと、駆動用パルス発生回路31への電圧供給
用帰還巻線53bとに2分割した点に特徴がある。起動
時および低電圧制御時の基本動作は前記第1実施例とほ
ぼ同様なので、その動作説明は省略するが、本実施例で
は、帰還巻線53bが出力巻線52と同様のフライバッ
ク出力極性となっているため、以下のような効果、
が得られる。 出力電圧の制御精度が改善される。 駆動回路の平滑リアクトル(図1の37)が省略し得
る。
帰還巻線53を、起動時の自励発振のための正帰用帰還
巻線53aと、駆動用パルス発生回路31への電圧供給
用帰還巻線53bとに2分割した点に特徴がある。起動
時および低電圧制御時の基本動作は前記第1実施例とほ
ぼ同様なので、その動作説明は省略するが、本実施例で
は、帰還巻線53bが出力巻線52と同様のフライバッ
ク出力極性となっているため、以下のような効果、
が得られる。 出力電圧の制御精度が改善される。 駆動回路の平滑リアクトル(図1の37)が省略し得
る。
【0029】ところで、上記した本発明のスイッチング
電源装置のごとく、広い入力電圧範囲で低損失な小容量
出力電源は、電子装置の不使用時の省エネルギ化を図る
ための補助電源装置としての応用に有効であり、その一
つにワークステーション用CRTモニタ装置がある。
電源装置のごとく、広い入力電圧範囲で低損失な小容量
出力電源は、電子装置の不使用時の省エネルギ化を図る
ための補助電源装置としての応用に有効であり、その一
つにワークステーション用CRTモニタ装置がある。
【0030】ワークステーション等では、一日の通電時
間中における実動作時間の比率が低いことを鑑み、実動
作時以外の期間を待期時とし、待期時の動作電力を低減
する要求がある。待期時でも補助電源を用いて給電すべ
き対象は、メモリやインタフェースを含むマイクロコン
ピュータ、およびCRTブラウン管のヒータ等である。
このうちマイクロコンピュータ等の半導体装置には、実
動作時あるいは待期時にかかわらず一定の電圧(例え
ば、5V)を供給しておく必要があるが、ブラウン管の
ヒータに関しては、待期時には実動作時(例えば、6.
3V)よりも低い電圧(例えば、5V)を供給すれば十
分である。
間中における実動作時間の比率が低いことを鑑み、実動
作時以外の期間を待期時とし、待期時の動作電力を低減
する要求がある。待期時でも補助電源を用いて給電すべ
き対象は、メモリやインタフェースを含むマイクロコン
ピュータ、およびCRTブラウン管のヒータ等である。
このうちマイクロコンピュータ等の半導体装置には、実
動作時あるいは待期時にかかわらず一定の電圧(例え
ば、5V)を供給しておく必要があるが、ブラウン管の
ヒータに関しては、待期時には実動作時(例えば、6.
3V)よりも低い電圧(例えば、5V)を供給すれば十
分である。
【0031】そこで、以下に説明する本発明の第3実施
例では、補助電源として供給する電圧を、実動作時ある
いは待期時に応じて切り換えられる出力端子を別途に設
けるようにしている。
例では、補助電源として供給する電圧を、実動作時ある
いは待期時に応じて切り換えられる出力端子を別途に設
けるようにしている。
【0032】図4は、本発明の第3実施例であるスイッ
チング電源装置の回路構成を示した図であり、前記と同
一の符号は同一または同等部分を表している。本実施例
では、トランス50の入力側の構成は前記第1実施例と
同じであり、出力側の出力回路部の構成が前記実施例と
は異なっている。
チング電源装置の回路構成を示した図であり、前記と同
一の符号は同一または同等部分を表している。本実施例
では、トランス50の入力側の構成は前記第1実施例と
同じであり、出力側の出力回路部の構成が前記実施例と
は異なっている。
【0033】本実施例では、スイッチング制御される電
圧出力部70の、前記と同様の第1の出力端子92の他
に、当該電圧出力部70の出力を更に定電圧制御する直
列制御低電圧回路80、およびその出力である第2の出
力端子93を備えている。そして、第1の出力端子92
はCRTのヒータ部へ6.3Vを供給し、第2の出力端
子93はマイクロコンピュータへ5Vを供給する。通常
必要な電力は前者が3W余、後者は1Wないしそれ以下
である。
圧出力部70の、前記と同様の第1の出力端子92の他
に、当該電圧出力部70の出力を更に定電圧制御する直
列制御低電圧回路80、およびその出力である第2の出
力端子93を備えている。そして、第1の出力端子92
はCRTのヒータ部へ6.3Vを供給し、第2の出力端
子93はマイクロコンピュータへ5Vを供給する。通常
必要な電力は前者が3W余、後者は1Wないしそれ以下
である。
【0034】また、本実施例では電圧出力部70の端子
電圧検出用抵抗75,76,77が直列回路を構成し、
抵抗77は全体の約16%の比率になっている。抵抗7
7にはスイッチング用トランジスタ78が並列接続さ
れ、マイクロコンピュータ等(図示せず)からの制御信
号が入力される制御端子94が“H”レベルになると、
トランジスタ78が導通して抵抗77が短絡状態とな
る。したがって、第1の出力端子92の出力電圧は、制
御端子94が“H”であれば6.3V、“L”であれば
5.3Vの定電圧となる。
電圧検出用抵抗75,76,77が直列回路を構成し、
抵抗77は全体の約16%の比率になっている。抵抗7
7にはスイッチング用トランジスタ78が並列接続さ
れ、マイクロコンピュータ等(図示せず)からの制御信
号が入力される制御端子94が“H”レベルになると、
トランジスタ78が導通して抵抗77が短絡状態とな
る。したがって、第1の出力端子92の出力電圧は、制
御端子94が“H”であれば6.3V、“L”であれば
5.3Vの定電圧となる。
【0035】直列制御定電圧回路80のトランジスタ8
1はPNP構造を有し、通常のエミッタホロワ形定電圧
制御トランジスタと異なり、エミッタ入力、コレクタ出
力となるように接続されている。さらに、そのベースは
抵抗84を介して定電圧制御IC83に接続されてい
る。制御IC83の動作点は、分圧抵抗85,86によ
り5Vに設定されている。
1はPNP構造を有し、通常のエミッタホロワ形定電圧
制御トランジスタと異なり、エミッタ入力、コレクタ出
力となるように接続されている。さらに、そのベースは
抵抗84を介して定電圧制御IC83に接続されてい
る。制御IC83の動作点は、分圧抵抗85,86によ
り5Vに設定されている。
【0036】このような構成において、出力電圧確立後
の定常動作時(実動作時)では、制御端子94にはマイ
クロコンピュータからの状態判別信号として“H”の信
号が入っており、出力端子92からヒータへ供給される
電圧は6.3Vである。また、出力端子93からマイク
ロコンピュータへ供給される電圧は5Vである。
の定常動作時(実動作時)では、制御端子94にはマイ
クロコンピュータからの状態判別信号として“H”の信
号が入っており、出力端子92からヒータへ供給される
電圧は6.3Vである。また、出力端子93からマイク
ロコンピュータへ供給される電圧は5Vである。
【0037】次に、ワークステーション等(以下、電子
機器と表現する)が予定時間以上アクセスされないと、
マイクロコンピュータによって待機状態と判断され、端
子94へは“L”レベルの制御信号が供給される。この
結果、出力回路70における抵抗75,76間の分圧電
圧が下がり、出力端子92の電圧は5.3Vに低下す
る。この時、直列制御定圧回路80の入力側も5.3V
に低下するが、直列トランジスタ81はほぼ飽和状態ま
で制御されるため、出力端子93の出力電圧は5Vに維
持される。
機器と表現する)が予定時間以上アクセスされないと、
マイクロコンピュータによって待機状態と判断され、端
子94へは“L”レベルの制御信号が供給される。この
結果、出力回路70における抵抗75,76間の分圧電
圧が下がり、出力端子92の電圧は5.3Vに低下す
る。この時、直列制御定圧回路80の入力側も5.3V
に低下するが、直列トランジスタ81はほぼ飽和状態ま
で制御されるため、出力端子93の出力電圧は5Vに維
持される。
【0038】次に再び機器がアクセスされると、同様に
してその状態が検知され、端子94へは“H”レベルの
制御信号が供給される。この結果、出力端子92の電圧
は6.3Vに上昇するが、出力端子93の電圧は5Vで
変らない。
してその状態が検知され、端子94へは“H”レベルの
制御信号が供給される。この結果、出力端子92の電圧
は6.3Vに上昇するが、出力端子93の電圧は5Vで
変らない。
【0039】以上のように、ヒータへの供給電圧をダイ
ナミックに変化させることにより、機器待機時における
ヒータ電力の消費量を30%弱低減することができる。
この場合、ヒータの電圧回復時のヒータ温度の整定時間
は数秒以内で、かつ変化も小さいため、マン−マシン間
では実質的に起動時間として検知されない。同様に、ス
イッチング電源出力電圧のステップ状変更に伴なう若干
のオーバーシュート、アンダーシュートも、ヒータの熱
時定数により平滑化されるので影響がない。
ナミックに変化させることにより、機器待機時における
ヒータ電力の消費量を30%弱低減することができる。
この場合、ヒータの電圧回復時のヒータ温度の整定時間
は数秒以内で、かつ変化も小さいため、マン−マシン間
では実質的に起動時間として検知されない。同様に、ス
イッチング電源出力電圧のステップ状変更に伴なう若干
のオーバーシュート、アンダーシュートも、ヒータの熱
時定数により平滑化されるので影響がない。
【0040】また、図4のエミッタ入力形の直列制御定
電圧回路80は、僅かの入出力電圧差で動作でき、制御
速度も速いので、ヒータ電圧変更時にも全く影響されず
に定電圧を保ちうる。
電圧回路80は、僅かの入出力電圧差で動作でき、制御
速度も速いので、ヒータ電圧変更時にも全く影響されず
に定電圧を保ちうる。
【0041】本実施例によれば、待機時には実動作時ほ
ど高い電圧が要求されない負荷へは、待機時に必要な、
比較的低い電圧を供給することができるので、その入力
側の高効率な回路と相俟って、機器休止時からの起動性
能を実質的に低下させることなく、消費電力を大幅に低
減することができる。また、各出力が同一の出力巻線を
兼用することができるので経済的である。
ど高い電圧が要求されない負荷へは、待機時に必要な、
比較的低い電圧を供給することができるので、その入力
側の高効率な回路と相俟って、機器休止時からの起動性
能を実質的に低下させることなく、消費電力を大幅に低
減することができる。また、各出力が同一の出力巻線を
兼用することができるので経済的である。
【0042】以上、各実施例に基づいて本発明の構成、
動作を説明したが、本発明は実施例のみに限定されるも
のではなく、必要に応じて変形ができる。
動作を説明したが、本発明は実施例のみに限定されるも
のではなく、必要に応じて変形ができる。
【0043】例えば、主スイッチング素子としてパイポ
ーラトランジスタ40以外にFET、IGBT等を用い
ることができる。また、出力形式をフライバックからフ
ォワード形に変更することもできる。さらに、IC31
に誤動作防止のしきい値Vtが無くて起動時の動作電流
が大きい場合には、起動を確実にするために起動時の低
い電圧状態を検出して帰還巻線出力をピーク整流するス
イッチを併用すること等も可能である。
ーラトランジスタ40以外にFET、IGBT等を用い
ることができる。また、出力形式をフライバックからフ
ォワード形に変更することもできる。さらに、IC31
に誤動作防止のしきい値Vtが無くて起動時の動作電流
が大きい場合には、起動を確実にするために起動時の低
い電圧状態を検出して帰還巻線出力をピーク整流するス
イッチを併用すること等も可能である。
【0044】さらに、図4の出力回路の電力低減に関し
て、待機時のヒータ電圧をより大幅に低減するためには
ヒータ用出力の巻線を別に設けることが有用であり、必
要に応じた変形が可能である。さらに、対象となる負荷
はCRTのヒータに限定されるものではなく、例えば、
液晶表示装置などのバックライト用に用いられる熱陰極
型蛍光灯のヒータにも適用することができる。また、ヒ
ータを有しない冷陰極型蛍光灯であっても、印加電圧を
低下させて減光することにより消費量の低減が可能にな
る。なお、バックライト用蛍光灯に適用するのであれ
ば、その出力電圧をバックライトに適合する電圧とする
ことはもちろんである。
て、待機時のヒータ電圧をより大幅に低減するためには
ヒータ用出力の巻線を別に設けることが有用であり、必
要に応じた変形が可能である。さらに、対象となる負荷
はCRTのヒータに限定されるものではなく、例えば、
液晶表示装置などのバックライト用に用いられる熱陰極
型蛍光灯のヒータにも適用することができる。また、ヒ
ータを有しない冷陰極型蛍光灯であっても、印加電圧を
低下させて減光することにより消費量の低減が可能にな
る。なお、バックライト用蛍光灯に適用するのであれ
ば、その出力電圧をバックライトに適合する電圧とする
ことはもちろんである。
【0045】
【発明の効果】上記したように、本発明によれば、以下
のような効果が達成される。 (1) 起動時におけるスイッチング素子のオン/オフ制御
が、帰還巻線および微分回路を含む振動回路で発生した
パルス信号により行われるので、起動時に駆動パルス発
生回路を付勢する必要がない。したがって、従来行われ
ていた、抵抗を介しての駆動パルス発生手段への直接的
な給電が不要となり、当該抵抗によるエネルギ損失を無
くすることができる。
のような効果が達成される。 (1) 起動時におけるスイッチング素子のオン/オフ制御
が、帰還巻線および微分回路を含む振動回路で発生した
パルス信号により行われるので、起動時に駆動パルス発
生回路を付勢する必要がない。したがって、従来行われ
ていた、抵抗を介しての駆動パルス発生手段への直接的
な給電が不要となり、当該抵抗によるエネルギ損失を無
くすることができる。
【0046】また、定常時には帰還巻線に誘起されたパ
ルス電圧が平均値整流により平滑化されて供給されるの
で、従来から行われていたピーク値整流にくらべて、入
力電圧変動に依存したエネルギ損失を小さくすることが
できる。 (2) 待機時には実動作時ほど高い電圧が要求されない負
荷へは、待機時に必要な、比較的低い電圧のみを供給で
きるので、機器休止時からの起動性能を実質的に低下さ
せることなく、消費電力を大幅に低減することができ
る。
ルス電圧が平均値整流により平滑化されて供給されるの
で、従来から行われていたピーク値整流にくらべて、入
力電圧変動に依存したエネルギ損失を小さくすることが
できる。 (2) 待機時には実動作時ほど高い電圧が要求されない負
荷へは、待機時に必要な、比較的低い電圧のみを供給で
きるので、機器休止時からの起動性能を実質的に低下さ
せることなく、消費電力を大幅に低減することができ
る。
【図1】 本発明の第1実施例であるスイッチング電源
の回路図である。
の回路図である。
【図2】 図1の主要部の動作・信号波形を示した図で
ある。
ある。
【図3】 本発明の第2実施例であるスイッチング電源
の回路図である。
の回路図である。
【図4】 本発明の第3実施例であるスイッチング電源
の回路図である。
の回路図である。
【図5】 従来のスイッチング電源の回路図である。
10…電圧入力部、13…交流電源、20…全波整流回
路、23…平滑キャパシタ、25、250…起動用抵
抗、30、300…駆動パルス発生部、31…駆動用パ
ルス発生回路、37…平滑チョーク、39…平滑キャパ
シタ、40…トランジスタ、45…フォトカプラ、50
…高周波出力トランス、51…入力巻線、52…出力巻
線、53…帰還巻線、70…電圧出力部、100…負荷
路、23…平滑キャパシタ、25、250…起動用抵
抗、30、300…駆動パルス発生部、31…駆動用パ
ルス発生回路、37…平滑チョーク、39…平滑キャパ
シタ、40…トランジスタ、45…フォトカプラ、50
…高周波出力トランス、51…入力巻線、52…出力巻
線、53…帰還巻線、70…電圧出力部、100…負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 道券 知彦 茨城県日立市大みか町五丁目2番1号 株 式会社日立製作所大みか工場内
Claims (7)
- 【請求項1】 入力巻線、出力巻線、および帰還巻線を
有するトランスの前記入力巻線とスイッチング素子とを
直流電源に直列接続し、前記スイッチング素子をオン/
オフ制御して出力巻線より所望の出力を得るスイッチン
グ電源装置において、 スイッチング素子の制御端子を直流電源に接続して順バ
イアスする高抵抗手段と、 帰還巻線の出力を微分してスイッチング素子の制御端子
に正帰還することにより、帰還巻線およびスイッチング
素子と共に振動回路を構成する微分手段と、 出力巻線の出力を整流平滑化して負荷へ供給する整流平
滑化手段と、 前記整流平滑化された出力を代表する出力代表信号を発
生する手段と、 帰還巻線の出力を平均値に整流平滑化する平均値整流平
滑化手段と、 前記平均値に整流平滑化された出力を供給されて駆動パ
ルスを発生し、前記スイッチング素子をオン/オフさせ
る駆動パルス発生手段とを具備し、 前記駆動パルス発生手段は、前記出力代表信号に基づい
て駆動パルスのパルス幅を負帰還的に制御することを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 入力巻線、出力巻線、および帰還巻線を
有するトランスの前記入力巻線とスイッチング素子とを
直流電源に直列接続し、前記スイッチング素子のオン/
オフを繰り返して出力巻線より所望の出力を得るスイッ
チング電源装置において、 直流電源でスイッチング素子を順バイアスする高抵抗手
段と、 2分割された帰還巻線の一方の出力を微分してスイッチ
ング素子の入力端子に正帰還し、一方の帰還巻線および
スイッチング素子と共に振動回路を構成する微分手段
と、 出力巻線の出力を整流平滑化して負荷へ供給する整流平
滑化手段と、 前記整流平滑化された出力を代表する出力代表信号を発
生する手段と、 2分割された帰還巻線の他方の出力を、そのデューティ
ー比に応じた平均値に整流平滑化する平均値整流平滑化
手段と、 前記平均値に整流平滑化された出力を供給されて駆動パ
ルスを発生し、前記スイッチング素子をオン/オフさせ
る駆動パルス発生手段とを具備し、 前記駆動パルス発生手段は、前記出力代表信号に基づい
て駆動パルスのパルス幅を負帰還的に制御することを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項3】 前記整流平滑化された出力電圧を定電圧
制御する手段と、 前記出力代表信号を外部信号に応じて切り換える手段
と、 前記整流平滑化された出力電圧を第1の負荷へ供給する
第1の出力部と、 前記定電圧制御された出力電圧を第2の負荷へ供給する
第2の出力部とを具備したことを特徴とする請求項1ま
たは2に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項4】 入力巻線、出力巻線、および帰還巻線を
有するトランスの前記入力巻線とスイッチング素子とを
直流電源に直列接続し、前記スイッチング素子をオン/
オフ制御して出力巻線より所望の出力を得るスイッチン
グ電源装置において、 スイッチング素子の制御端子を順バイアスすることによ
り帰還巻線に誘起された電圧をスイッチング素子の制御
端子に正帰還し、帰還巻線およびスイッチング素子を含
む回路をブロッキング発振させる手段と、 前記ブロッキング発振により生じたパルス電圧を平均値
に整流平滑化する平均値整流平滑化手段と、 前記平均値に整流平滑化された出力を供給されて駆動パ
ルスを発生する駆動パルス発生手段とを具備し、 前記駆動パルス発生後は、前記スイッチング素子のオン
/オフ制御を当該駆動パルスにより行うことを特徴とす
るスイッチング電源装置。 - 【請求項5】 前記スイッチング素子は、バイポーラト
ランジスタ、電界効果型トランジスタ、およびIGBT
のいずれかであることを特徴とする請求項1ないし4の
いずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項6】 前記請求項3に記載したスイッチング電
源装置を備えた電子機器において、 前記第1の出力部を、実動作時および待機時のそれぞれ
で異なった電圧が要求される第1の負荷へ接続する手段
と、 前記第2の出力部を、実動作時および待機時にかかわら
ず一定電圧が要求される第2の負荷へ接続する手段と、 実動作時および待機時に応じた信号を、外部信号として
前記切り換え手段に供給する手段とを具備したことを特
徴とするスイッチング電源装置を備えた電子機器。 - 【請求項7】 前記実動作時および待機時で異なった電
圧が要求される負荷はCRT表示装置のヒータ部であ
り、前記実動作時および待機時にかかわらず一定電圧が
要求される負荷は半導体回路装置であることを特徴とす
る請求項6に記載のスイッチング電源装置を備えた電子
機器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6052628A JPH07245947A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | スイッチング電源装置およびこれを備えた電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6052628A JPH07245947A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | スイッチング電源装置およびこれを備えた電子機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07245947A true JPH07245947A (ja) | 1995-09-19 |
Family
ID=12920090
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6052628A Pending JPH07245947A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | スイッチング電源装置およびこれを備えた電子機器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07245947A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6563720B2 (en) | 2001-03-29 | 2003-05-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power supply device |
JP2007529187A (ja) * | 2002-09-26 | 2007-10-18 | アイティーティー マニュファクチュアリング エンタープライズィズ インコーポレイテッド | 変動負荷用電力変換 |
US7441711B2 (en) | 2002-04-26 | 2008-10-28 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor device and IC card |
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1994
- 1994-02-28 JP JP6052628A patent/JPH07245947A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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