JPH07245874A - Overcurrent protective circuit of switching power supply - Google Patents
Overcurrent protective circuit of switching power supplyInfo
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- JPH07245874A JPH07245874A JP3820194A JP3820194A JPH07245874A JP H07245874 A JPH07245874 A JP H07245874A JP 3820194 A JP3820194 A JP 3820194A JP 3820194 A JP3820194 A JP 3820194A JP H07245874 A JPH07245874 A JP H07245874A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング電源の
過電流保護回路に関し、さらに詳しくは、スイッチング
電源の一次側電流が所定の値より大きくなった時に瞬時
に一次側スイッチング素子をオフするスイッチング電源
の過電流保護回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an overcurrent protection circuit for a switching power supply, and more particularly to a switching power supply which instantly turns off the primary side switching element when the primary current of the switching power supply exceeds a predetermined value. The present invention relates to an overcurrent protection circuit.
【0002】[0002]
【従来の技術】図3は、従来のスイッチング電源の過電
流保護回路の一例を示す回路図である。スイッチング電
源は、PWM信号をオア回路ORおよびノット回路NT
を介してNPNトランジスタQ2のベースに加え、ま
た、PWM信号をオア回路ORを介してNPNトランジ
スタQ3のベースに加え、これらNPNトランジスタQ
2,Q3を相補的にオン・オフしてゲート信号を作り、
そのゲート信号により一次側スイッチングトランジスタ
Q1をオン・オフして変圧器Tの一次側電流Idを断続
的に流し、変圧器Tの2次側に所望の電圧を誘起させて
いる。スイッチング電源の過電流保護回路300は、一
次側電流Idを検出する抵抗R1と、抵抗R2,抵抗R
3,コンデンサC1で構成されるローパスフィルタと、
検出した一次側電流Idが所定の上限レベルを越えたか
否かを判定するコンパレータCMと、コンパレータCM
の出力を保持するフリップフロップ回路FFとから構成
されている。2. Description of the Related Art FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional overcurrent protection circuit for a switching power supply. The switching power supply sends a PWM signal to an OR circuit OR and a knot circuit NT.
To the base of the NPN transistor Q2, and the PWM signal to the base of the NPN transistor Q3 via the OR circuit OR.
2 and Q3 are complementarily turned on / off to create a gate signal,
The gate signal turns on / off the primary side switching transistor Q1 to intermittently flow the primary side current Id of the transformer T to induce a desired voltage on the secondary side of the transformer T. The overcurrent protection circuit 300 of the switching power supply includes a resistor R1 for detecting the primary side current Id, a resistor R2, and a resistor R2.
3, a low-pass filter composed of a capacitor C1, and
A comparator CM for determining whether the detected primary-side current Id exceeds a predetermined upper limit level, and a comparator CM
And a flip-flop circuit FF for holding the output of the.
【0003】なお、オア回路OR,ノット回路NT,N
PNトランジスタQ2,NPNトランジスタQ3,コン
パレータCMおよびフリップフロップ回路FFは、1つ
のスイッチング制御用集積回路ICに内蔵されている。An OR circuit OR and a knot circuit NT, N
The PN transistor Q2, the NPN transistor Q3, the comparator CM and the flip-flop circuit FF are built in one switching control integrated circuit IC.
【0004】図4は、上記過電流保護回路300の動作
を説明する波形図である。オア回路ORには、フリップ
フロップ回路FFの出力Qと,PWM信号と,過電圧保
護信号が入力されている。時刻t1より前は、一次側電
流Idが上限レベル以下なので、後述するようにフリッ
プフロップ回路FFの出力Qは“L”である。また、過
電圧保護信号は、この発明に直接関係しないため、
“L”であるとする。このとき、PWM信号の“H”
“L”がそのままオア回路ORの出力となる。そこで、
PWM信号が実質的にそのままゲート信号になる。ゲー
ト信号の“L”の期間は、一次側スイッチングトランジ
スタQ1はオフであり、一次側電流Idは“0”であ
る。ゲート信号の“H”の期間は一次側スイッチングト
ランジスタQ1はオンであり、一次側電流Idが流れ
る。この一次側電流Idは、上限レベル以下であるか
ら、コンパレータCMからフリップフロップ回路FFの
SET(セット)端子に“L”が入力される。一方、フ
リップフロップ回路FFのRST(リセット)端子に
は、PWM信号が入力され、そのPWM信号の“H”に
よりフリップフロップ回路FFはリセットされ、上述の
ようにフリップフロップ回路FFの出力Qは“L”であ
る。FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the overcurrent protection circuit 300. The output Q of the flip-flop circuit FF, the PWM signal, and the overvoltage protection signal are input to the OR circuit OR. Before the time t1, the primary side current Id is equal to or lower than the upper limit level, so that the output Q of the flip-flop circuit FF is "L" as described later. Also, since the overvoltage protection signal is not directly related to the present invention,
It is assumed to be "L". At this time, the PWM signal "H"
"L" is directly output from the OR circuit OR. Therefore,
The PWM signal becomes a gate signal substantially as it is. During the "L" period of the gate signal, the primary side switching transistor Q1 is off and the primary side current Id is "0". During the "H" period of the gate signal, the primary side switching transistor Q1 is on, and the primary side current Id flows. Since the primary current Id is below the upper limit level, "L" is input from the comparator CM to the SET (set) terminal of the flip-flop circuit FF. On the other hand, the PWM signal is input to the RST (reset) terminal of the flip-flop circuit FF, the flip-flop circuit FF is reset by the "H" of the PWM signal, and the output Q of the flip-flop circuit FF is "H" as described above. L ".
【0005】時刻t1になると、一次側電流Idが上限
レベルを越える。すると、コンパレータCMからフリッ
プフロップ回路FFのSET端子に“H”が入力され
る。一方、フリップフロップ回路FFのRST端子に
は、PWM信号の“L”が入力されている。そこで、フ
リップフロップ回路FFはセットされ、出力Qが“H”
になる。すると、オア回路ORの出力は“H”となり、
ゲート信号は“L”となる。そこで、時刻t3に、一次
側スイッチングトランジスタQ1はオフになり、一次側
電流Idは“0”になる。すなわち、一次側電流Idが
遮断され、過電流保護が働いたことになる。At time t1, the primary current Id exceeds the upper limit level. Then, "H" is input from the comparator CM to the SET terminal of the flip-flop circuit FF. On the other hand, the PWM signal “L” is input to the RST terminal of the flip-flop circuit FF. Therefore, the flip-flop circuit FF is set and the output Q is "H".
become. Then, the output of the OR circuit OR becomes "H",
The gate signal becomes "L". Therefore, at time t3, the primary side switching transistor Q1 is turned off and the primary side current Id becomes "0". That is, the primary current Id is cut off, and the overcurrent protection is activated.
【0006】一次側電流Idが“0”になると、コンパ
レータCMからフリップフロップ回路FFのSET端子
に“L”が入力されるが、PWM信号が“L”の間はフ
リップフロップ回路FFのRST端子に“L”が入力さ
れており、フリップフロップ回路FFの出力Qは“H”
のままである。従って、一次側電流Idは遮断されたま
まとなる。When the primary side current Id becomes "0", "L" is input from the comparator CM to the SET terminal of the flip-flop circuit FF, but while the PWM signal is "L", the RST terminal of the flip-flop circuit FF. "L" is input to the output, and the output Q of the flip-flop circuit FF is "H".
It remains. Therefore, the primary-side current Id remains blocked.
【0007】時刻t4になり、PWM信号が“H”にな
ると、フリップフロップ回路FFのRST端子に“H”
が入力され、フリップフロップ回路FFの出力Qは
“L”に戻る。従って、通常の状態に復帰する。At time t4, when the PWM signal becomes "H", "H" is applied to the RST terminal of the flip-flop circuit FF.
Is input, and the output Q of the flip-flop circuit FF returns to "L". Therefore, the normal state is restored.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記従来のスイッチン
グ電源の過電流保護回路300では、ラッチ機能を持た
せてハンチング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の
状態に復帰させる所謂パルスバイパルス過電流検出保護
が可能である。しかし、抵抗R2,抵抗R3,コンデン
サC1で構成されるローパスフィルタでの遅れ時間と、
コンパレータでの遅れ時間と、フリップフロップ回路F
Fでの遅れ時間と、オア回路ORおよびノット回路NT
での遅れ時間と、NPNトランジスタQ2およびNPN
トランジスタQ3での遅れ時間とが全て直列に加わるた
めに、過電流検出時刻t1から1次側電流遮断時刻t3
までの時間が比較的長い時間(数100ns)になる問
題点がある。そこで、この発明の目的は、上記パルスバ
イパルス過電流検出保護が可能であると共に、過電流検
出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較的短い
時間(数10ns)にすることが出来るスイッチング電
源の過電流保護回路を提供することにある。In the conventional overcurrent protection circuit 300 for a switching power supply, a so-called pulse-by-pulse overcurrent which has a latch function to prevent a hunting phenomenon and to return to a normal state at each operating frequency is provided. Detection protection is possible. However, the delay time in the low-pass filter composed of the resistor R2, the resistor R3, and the capacitor C1,
The delay time in the comparator and the flip-flop circuit F
Delay time at F, OR circuit OR and knot circuit NT
Delay time at NPN transistor Q2 and NPN
Since the delay time in the transistor Q3 and the delay time in the transistor Q3 are all added in series, from the overcurrent detection time t1 to the primary current cutoff time t3.
There is a problem that it takes a relatively long time (several 100 ns). Therefore, an object of the present invention is to carry out the above-mentioned pulse-by-pulse overcurrent detection protection, and to make the time from the overcurrent detection time to the primary side current interruption time relatively short (several tens of ns). It is to provide an overcurrent protection circuit for a power supply.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】この発明のスイッチング
電源の過電流保護回路は、スイッチング電源の一次側電
流を検出する一次側電流検出手段と、検出した一次側電
流が所定の値より大きくなったときに一次側スイッチン
グ素子を強制的にオフにして一次側電流を遮断する一次
側電流遮断手段とを具備してなるスイッチング電源の過
電流保護回路であって、前記一次側電流遮断手段として
PNPトランジスタとNPNトランジスタとを組み合わ
せたサイリスタ回路を用い、そのサイリスタ回路は、前
記変流器の出力電流が所定の値より大きくなったときに
クローズ状態となり、前記一次側スイッチング素子をオ
ンさせるドライブ信号をカットして一次側スイッチング
素子をオフさせ、且つ、前記ドライブ信号によりクロー
ズ状態を自己保持し、前記一次側スイッチング素子をオ
フさせるドライブ信号によりオープン状態に戻ることを
構成上の特徴とするものである。In the overcurrent protection circuit for a switching power supply according to the present invention, a primary-side current detection means for detecting the primary-side current of the switching power supply and the detected primary-side current become larger than a predetermined value. An overcurrent protection circuit for a switching power supply, comprising: a primary side current interruption means for sometimes forcibly turning off the primary side switching element to interrupt the primary side current, wherein the primary side current interruption means is a PNP transistor. And a NPN transistor are used in combination, the thyristor circuit is in a closed state when the output current of the current transformer exceeds a predetermined value, and cuts the drive signal for turning on the primary side switching element. The primary side switching element is turned off, and the closed state is maintained by the drive signal. , By the drive signal for turning off the primary side switching element in which the characteristics of the structure to return to the open state.
【0010】[0010]
【作用】この発明のスイッチング電源の過電流保護回路
では、一次側電流が所定の値より大きくなったことを検
出すると、PNPトランジスタとNPNトランジスタと
を組み合わせたサイリスタ回路がクローズ状態となる。
そして、一次側スイッチング素子をオンさせるドライブ
電流またはドライブ電圧をカットする。この結果、一次
側スイッチング素子がオフになり、一次側電流を遮断す
る。また、前記サイリスタ回路は、前記ドライブ電流ま
たはドライブ電圧によりクローズ状態を自己保持し、一
次側電流の遮断状態を維持する。前記ドライブ電流また
はドライブ電圧が、一次側スイッチング素子をオフさせ
る状態になると、前記サイリスタ回路は、オープン状態
に戻る。すなわち、元の状態に復帰する。In the overcurrent protection circuit of the switching power supply according to the present invention, when it is detected that the primary side current has become larger than the predetermined value, the thyristor circuit in which the PNP transistor and the NPN transistor are combined is closed.
Then, the drive current or drive voltage for turning on the primary side switching element is cut off. As a result, the primary side switching element is turned off and the primary side current is cut off. Further, the thyristor circuit self-holds the closed state by the drive current or the drive voltage and maintains the cutoff state of the primary side current. When the drive current or drive voltage turns off the primary side switching element, the thyristor circuit returns to the open state. That is, the original state is restored.
【0011】このように、ラッチ機能を持たせてハンチ
ング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰
させるパルスバイパルス過電流検出保護が可能である。
また、サイリスタ回路のクローズ状態で直接的に一次側
スイッチング素子をオフさせるので、遅れ時間の要素が
少なくなり、過電流検出時刻から一次側電流遮断時刻ま
での時間を比較的短い時間にすることが出来る。As described above, it is possible to carry out pulse-by-pulse overcurrent detection protection in which the hunting phenomenon is prevented by providing the latch function and the normal state is restored for each operating frequency.
Further, since the primary side switching element is directly turned off in the closed state of the thyristor circuit, the delay time factor is reduced, and the time from the overcurrent detection time to the primary side current interruption time can be made relatively short. I can.
【0012】[0012]
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明をさら
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図1は、この発明のスイッチング電
源の過電流保護回路の一実施例の回路図である。スイッ
チング電源は、PWM信号によりNPNトランジスタQ
14およびPNPトランジスタQ15を相補的にオン・
オフしてドライブ信号を作り、ダイオードD13および
抵抗14の並列回路を介して前記ドライブ信号を一次側
スイッチングトランジスタQ1のゲートに加え、一次側
スイッチングトランジスタQ1をオン・オフして変圧器
Tの一次側電流Idを断続的に流し、変圧器Tの2次側
に所望の電圧を誘起させている。スイッチング電源の過
電流保護回路100は、一次側電流Idを検出する変流
器CTと、整流用ダイオードD11と、抵抗R11と、
一次側電流Idの上限レベルを規定するツェナーダイオ
ードDzと、PNPトランジスタQ13とNPNトラン
ジスタQ12とバイアス回路(コンデンサC12,抵抗
C13,コンデンサC11,抵抗C12)とを組み合わ
せたサイリスタ回路と、前記並列回路(ダイオードD1
3および抵抗14の並列回路)とから構成されている。The present invention will be described in more detail with reference to the embodiments shown in the drawings. The present invention is not limited to this. FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of an overcurrent protection circuit for a switching power supply according to the present invention. Switching power supply uses NPN transistor Q by PWM signal.
14 and PNP transistor Q15 are turned on complementarily.
The drive signal is turned off to generate a drive signal, the drive signal is applied to the gate of the primary side switching transistor Q1 via a parallel circuit of a diode D13 and a resistor 14, and the primary side switching transistor Q1 is turned on / off to turn on the primary side of the transformer T. The current Id is intermittently applied to induce a desired voltage on the secondary side of the transformer T. The overcurrent protection circuit 100 of the switching power supply includes a current transformer CT that detects the primary-side current Id, a rectifying diode D11, a resistor R11,
A Zener diode Dz that defines the upper limit level of the primary side current Id, a thyristor circuit that combines a PNP transistor Q13, an NPN transistor Q12, and a bias circuit (capacitor C12, resistor C13, capacitor C11, and resistor C12), and the parallel circuit ( Diode D1
3 and a resistor 14 in parallel).
【0013】なお、NPNトランジスタQ14およびP
NPトランジスタQ15は、1つのスイッチング制御用
集積回路ICに内蔵されている。The NPN transistors Q14 and P
The NP transistor Q15 is incorporated in one switching control integrated circuit IC.
【0014】図2は、上記過電流保護回路100の動作
を説明する波形図である。ドライブ信号は、PWM信号
の“H”“L”がそのまま出力されている。時刻t1よ
り前は、一次側電流Idが上限レベル以下なので、後述
するようにPNPトランジスタQ13とNPNトランジ
スタQ12は共にオフであり、サイリスタ回路はオープ
ン状態である。そこで、ドライブ信号がそのままゲート
信号になる。ゲート信号の“L”の期間は、一次側スイ
ッチングトランジスタQ1はオフであり、一次側電流I
dは“0”である。ゲート信号の“H”の期間は一次側
スイッチングトランジスタQ1はオンであり、一次側電
流Idが流れる。この一次側電流Idは、上限レベル以
下であるから、変流器CTから整流用ダイオードD11
を通じて抵抗R11に流れる電流は小さく、抵抗R11
の両端電圧は、ツェナーダイオードDzのツェナー電圧
とNPNトランジスタQ12のベース−エミッタ間電圧
の和より低い。従って、ツェナーダイオードDzはオフ
であり、過電流検出ベース電流は“0”であり、上述の
ようにNPNトランジスタQ12はオフであり、また、
PNPトランジスタQ13もオフである。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the overcurrent protection circuit 100. As the drive signal, “H” and “L” of the PWM signal are output as they are. Before the time t1, the primary side current Id is below the upper limit level, so that both the PNP transistor Q13 and the NPN transistor Q12 are off and the thyristor circuit is open, as will be described later. Therefore, the drive signal directly becomes the gate signal. During the "L" period of the gate signal, the primary side switching transistor Q1 is off and the primary side current I
d is "0". During the "H" period of the gate signal, the primary side switching transistor Q1 is on, and the primary side current Id flows. Since this primary-side current Id is below the upper limit level, the rectifying diode D11 flows from the current transformer CT.
The current flowing through the resistor R11 through the resistor R11 is small,
Is lower than the sum of the Zener voltage of the Zener diode Dz and the base-emitter voltage of the NPN transistor Q12. Therefore, the Zener diode Dz is off, the overcurrent detection base current is "0", the NPN transistor Q12 is off as described above, and
The PNP transistor Q13 is also off.
【0015】時刻t1になると、一次側電流Idが上限
レベルを越える。すると、変流器CTから整流用ダイオ
ードD11を通じて抵抗R11に流れる電流が大きくな
り、抵抗R11の両端電圧は、ツェナーダイオードDz
のツェナー電圧とNPNトランジスタQ12のベース−
エミッタ間電圧の和より高くなる。従って、ツェナーダ
イオードDzがオンになり、過電流検出ベース電流が流
れ、NPNトランジスタQ12がオンになる。この結
果、PNPトランジスタQ13もオンになり、サイリス
タ回路はクローズ状態になる。すると、ドライブ信号は
“H”でも、ゲート信号は“L”になり、時刻t2に、
一次側スイッチングトランジスタQ1はオフになり、一
次側電流Idは“0”になる。すなわち、一次側電流I
dが遮断され、過電流保護が働いたことになる。At time t1, the primary side current Id exceeds the upper limit level. Then, the current flowing from the current transformer CT through the rectifying diode D11 to the resistor R11 becomes large, and the voltage across the resistor R11 becomes equal to the Zener diode Dz.
Zener voltage and base of NPN transistor Q12
It is higher than the sum of the emitter-to-emitter voltages. Therefore, the Zener diode Dz turns on, the overcurrent detection base current flows, and the NPN transistor Q12 turns on. As a result, the PNP transistor Q13 is also turned on and the thyristor circuit is closed. Then, even if the drive signal is "H", the gate signal becomes "L", and at time t2,
The primary side switching transistor Q1 is turned off, and the primary side current Id becomes "0". That is, the primary current I
This means that d is cut off and overcurrent protection is activated.
【0016】一次側電流Idが“0”になると、変流器
CTから整流用ダイオードD11を通じて抵抗R11に
流れる電流は小さくなり、抵抗R11の両端電圧は、ツ
ェナーダイオードDzのツェナー電圧とNPNトランジ
スタQ12のベース−エミッタ間電圧の和より低くな
る。従って、ツェナーダイオードDzはオフになり、過
電流検出ベース電流は“0”になる。しかし、PNPト
ランジスタQ13およびNPNトランジスタQ12が相
互にベース電流を供給しあうので、ドライブ信号が
“H”の間はPNPトランジスタQ13およびNPNト
ランジスタQ12は共にオンであり、サイリスタ回路は
クローズ状態を自己保持する。なお、抵抗R14は、サ
イリスタ回路がクローズ状態になった時に流れる電流を
制限する働きをする。When the primary side current Id becomes "0", the current flowing from the current transformer CT through the rectifying diode D11 to the resistor R11 becomes small, and the voltage across the resistor R11 is equal to the Zener voltage of the Zener diode Dz and the NPN transistor Q12. It becomes lower than the sum of the base-emitter voltage of. Therefore, the Zener diode Dz is turned off, and the overcurrent detection base current becomes "0". However, since the PNP transistor Q13 and the NPN transistor Q12 mutually supply the base currents, both the PNP transistor Q13 and the NPN transistor Q12 are on while the drive signal is "H", and the thyristor circuit holds the closed state by itself. To do. The resistor R14 functions to limit the current flowing when the thyristor circuit is in the closed state.
【0017】時刻t4になり、ドライブ信号が“L”に
なると、PNPトランジスタQ13およびNPNトラン
ジスタQ12にベース電流が供給されなくなるので、P
NPトランジスタQ13およびNPNトランジスタQ1
2は共にオフになり、サイリスタ回路はオープン状態に
戻る。すなわち、通常の状態に復帰する。なお、ダイオ
ードD12,D13は、サイリスタ回路がオープン状態
に戻るのを高速化する働きをする。When the drive signal becomes "L" at time t4, the base current is no longer supplied to the PNP transistor Q13 and the NPN transistor Q12, so that P
NP transistor Q13 and NPN transistor Q1
Both 2 are turned off and the thyristor circuit returns to the open state. That is, the normal state is restored. The diodes D12 and D13 serve to speed up the return of the thyristor circuit to the open state.
【0018】なお、ツェナーダイオードDzのツェナー
電圧およびコンデンサC11の容量を適当に選択すれ
ば、一次側電流Idにスパイク状のノイズが混入しても
誤動作することはない。If the Zener voltage of the Zener diode Dz and the capacitance of the capacitor C11 are properly selected, malfunction does not occur even if spike-like noise is mixed in the primary current Id.
【0019】以上の過電流保護回路100によれば、パ
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となる。また、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間(数10ns)にすることが出来る。The above-described overcurrent protection circuit 100 enables pulse-by-pulse overcurrent detection protection. Further, the time from the overcurrent detection time to the primary side current interruption time can be made a relatively short time (several tens of ns).
【0020】なお、変流器CTの代りに抵抗を用いても
よい。また、一次側スイッチングトランジスタQ11と
してバイポーラ型トランジスタを用いてもよい。A resistor may be used instead of the current transformer CT. A bipolar transistor may be used as the primary side switching transistor Q11.
【0021】[0021]
【発明の効果】この発明のスイッチング電源の過電流保
護回路によれば、ラッチ機能を持たせてハンチング現象
を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰させるパ
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となると共に、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間にすることが出来るようになる。According to the overcurrent protection circuit for a switching power supply of the present invention, pulse-by-pulse overcurrent detection protection that has a latch function to prevent a hunting phenomenon and to return to a normal state at each operating frequency is possible. At the same time, the time from the overcurrent detection time to the primary side current interruption time can be made relatively short.
【図1】この発明のスイッチング電源の過電流保護回路
の一実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of an overcurrent protection circuit for a switching power supply according to the present invention.
【図2】図1の過電流保護回路の動作を説明する波形図
である。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an operation of the overcurrent protection circuit of FIG.
【図3】従来のスイッチング電源の過電流保護回路の一
例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional overcurrent protection circuit for a switching power supply.
【図4】図3の過電流保護回路の動作を説明する波形図
である。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the operation of the overcurrent protection circuit of FIG.
100 スイッチング電源の過電流保護回
路 Q1 一次側スイッチングトランジスタ Q12 NPNトランジスタ Q13 PNPトランジスタ CT 変流器 Dz ツェナーダイオード IC スイッチング制御用集積回路100 Overcurrent protection circuit for switching power supply Q1 Primary side switching transistor Q12 NPN transistor Q13 PNP transistor CT Current transformer Dz Zener diode IC Integrated circuit for switching control
Claims (1)
る一次側電流検出手段と、検出した一次側電流が所定の
値より大きくなったときに一次側スイッチング素子を強
制的にオフにして一次側電流を遮断する一次側電流遮断
手段とを具備してなるスイッチング電源の過電流保護回
路であって、前記一次側電流遮断手段としてPNPトラ
ンジスタとNPNトランジスタとを組み合わせたサイリ
スタ回路を用い、そのサイリスタ回路は、前記変流器の
出力電流が所定の値より大きくなったときにクローズ状
態となり、前記一次側スイッチング素子をオンさせるド
ライブ信号をカットして一次側スイッチング素子をオフ
させ、且つ、前記ドライブ信号によりクローズ状態を自
己保持し、前記一次側スイッチング素子をオフさせるド
ライブ信号によりオープン状態に戻ることを特徴とする
スイッチング電源の過電流保護回路。1. A primary-side current detecting means for detecting a primary-side current of a switching power supply, and a primary-side current forcibly turning off a primary-side switching element when the detected primary-side current exceeds a predetermined value. An overcurrent protection circuit for a switching power supply, comprising: a primary side current cutoff means for cutting off the current, wherein a thyristor circuit combining a PNP transistor and an NPN transistor is used as the primary side current cutoff means. When the output current of the current transformer becomes larger than a predetermined value, the current is closed, the drive signal for turning on the primary side switching element is cut off to turn off the primary side switching element, and It keeps the closed state by itself and turns on by the drive signal that turns off the primary side switching element. An overcurrent protection circuit for switching power supplies that returns to a punned state.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3820194A JPH07245874A (en) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | Overcurrent protective circuit of switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3820194A JPH07245874A (en) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | Overcurrent protective circuit of switching power supply |
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JPH07245874A true JPH07245874A (en) | 1995-09-19 |
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Family Applications (1)
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-
1994
- 1994-03-09 JP JP3820194A patent/JPH07245874A/en active Pending
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CN106207978B (en) * | 2016-08-24 | 2018-07-24 | 北京卫星制造厂 | A kind of efficient isolation circuit |
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