JPH07240673A - 監視制御信号検出回路 - Google Patents
監視制御信号検出回路Info
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- JPH07240673A JPH07240673A JP6028706A JP2870694A JPH07240673A JP H07240673 A JPH07240673 A JP H07240673A JP 6028706 A JP6028706 A JP 6028706A JP 2870694 A JP2870694 A JP 2870694A JP H07240673 A JPH07240673 A JP H07240673A
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- control signal
- detecting
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 光通信システムに於ける監視制御信号を受信
検出する監視制御信号検出回路に関し、入力光信号レベ
ルの変動に対しても確実に監視制御信号を検出する。 【構成】 高速の主信号に低速の監視制御信号を重畳し
た光信号を電気信号に変換する光電変換素子1と、この
光電変換素子1の出力電流の中の直流分をコンデンサ4
と抵抗5の並列回路等によって検出し、電流電圧変換部
6によって利得制御電圧を出力する直流分検出部2と、
この直流分検出部2からの利得制御電圧を加えて、前記
光電変換素子1の出力信号を増幅する可変利得増幅器3
とを備えている。
検出する監視制御信号検出回路に関し、入力光信号レベ
ルの変動に対しても確実に監視制御信号を検出する。 【構成】 高速の主信号に低速の監視制御信号を重畳し
た光信号を電気信号に変換する光電変換素子1と、この
光電変換素子1の出力電流の中の直流分をコンデンサ4
と抵抗5の並列回路等によって検出し、電流電圧変換部
6によって利得制御電圧を出力する直流分検出部2と、
この直流分検出部2からの利得制御電圧を加えて、前記
光電変換素子1の出力信号を増幅する可変利得増幅器3
とを備えている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、光通信システムに於け
る監視制御信号を受信検出する監視制御信号検出回路に
関する。光通信システムに於ける端局間や端局と中継器
との間等に於いて各種の監視制御信号を伝送する必要が
ある。その場合に、主信号は2.4Gbps等の高速信
号であるから、低速の監視制御信号を振幅変調等により
重畳して伝送することになる。従って、主信号から監視
制御信号を分離して検出することになる。この監視制御
信号は、中継制御等の為に、入力光信号レベルの変動に
よっても確実に検出できることが要望されている。
る監視制御信号を受信検出する監視制御信号検出回路に
関する。光通信システムに於ける端局間や端局と中継器
との間等に於いて各種の監視制御信号を伝送する必要が
ある。その場合に、主信号は2.4Gbps等の高速信
号であるから、低速の監視制御信号を振幅変調等により
重畳して伝送することになる。従って、主信号から監視
制御信号を分離して検出することになる。この監視制御
信号は、中継制御等の為に、入力光信号レベルの変動に
よっても確実に検出できることが要望されている。
【0002】
【従来の技術】図14は従来例の監視制御信号検出回路
の説明図であり、81は光電変換素子としてのpinダ
イオード等のフォトダイオード、82は抵抗、83,8
5はコンデンサ、84はバンドパスフィルタ、86は増
幅器、87はピーク検波回路、88は比較器である。
の説明図であり、81は光電変換素子としてのpinダ
イオード等のフォトダイオード、82は抵抗、83,8
5はコンデンサ、84はバンドパスフィルタ、86は増
幅器、87はピーク検波回路、88は比較器である。
【0003】例えば、SDH(Synchronous Digital
Hierarchy)伝送システムのSTM−16(2.4G
bps)、或いは、SONET(Synchronous Optic
alNetwork)のOC−48(2.4Gbps)を主信号
とし、数kbps〜数10Mbpsの監視制御信号を重
畳して伝送し、Erドープ等の希土類ドープの光増幅器
により増幅して中継伝送するシステムが知られており、
分岐した一部の光信号をフォトダイオード81に入力し
て、監視制御信号を検出するものである。即ち、主信号
に監視制御信号が重畳された信号が抵抗82の両端に現
れることになる。そして、コンデンサ83,85とバン
ドパスフィルタ84とを介して監視制御信号の成分が増
幅器86に加えられて増幅され、ピーク検波回路87に
よってピーク検波され、比較器88に於いて閾値Vthと
比較されて、監視制御信号が検出される。
Hierarchy)伝送システムのSTM−16(2.4G
bps)、或いは、SONET(Synchronous Optic
alNetwork)のOC−48(2.4Gbps)を主信号
とし、数kbps〜数10Mbpsの監視制御信号を重
畳して伝送し、Erドープ等の希土類ドープの光増幅器
により増幅して中継伝送するシステムが知られており、
分岐した一部の光信号をフォトダイオード81に入力し
て、監視制御信号を検出するものである。即ち、主信号
に監視制御信号が重畳された信号が抵抗82の両端に現
れることになる。そして、コンデンサ83,85とバン
ドパスフィルタ84とを介して監視制御信号の成分が増
幅器86に加えられて増幅され、ピーク検波回路87に
よってピーク検波され、比較器88に於いて閾値Vthと
比較されて、監視制御信号が検出される。
【0004】フォトダイオード81により変換された電
気信号は、例えば、図15の(a)に示すように、主信
号MSに監視制御信号SVが重畳されたものとなる。そ
して、バンドパスフィルタ84によって監視制御信号S
Vを抽出し、比較器88に於いて図15の(b)に示す
ように閾値Vthと比較し、監視制御信号SVを検出する
ものである。
気信号は、例えば、図15の(a)に示すように、主信
号MSに監視制御信号SVが重畳されたものとなる。そ
して、バンドパスフィルタ84によって監視制御信号S
Vを抽出し、比較器88に於いて図15の(b)に示す
ように閾値Vthと比較し、監視制御信号SVを検出する
ものである。
【0005】又光信号の送信側の半導体レーザの劣化や
光伝送路の障害等によって光信号レベルが低下した場
合、監視制御信号SVの振幅レベルも低下することにな
る。例えば、図15の(c)に示すように、比較器88
に加える固定レベルの閾値Vthより低下すると、監視制
御信号SVを検出できないことになる。そこで、増幅器
86を可変利得増幅器とし、出力信号レベルを所定値に
維持することが考えられる。
光伝送路の障害等によって光信号レベルが低下した場
合、監視制御信号SVの振幅レベルも低下することにな
る。例えば、図15の(c)に示すように、比較器88
に加える固定レベルの閾値Vthより低下すると、監視制
御信号SVを検出できないことになる。そこで、増幅器
86を可変利得増幅器とし、出力信号レベルを所定値に
維持することが考えられる。
【0006】図16は従来例の可変利得増幅部の説明図
であり、91前置増幅器、92は可変利得増幅器、93
は出力増幅器、94は交流増幅器、95は直流増幅器、
96は直流フィードバック部、97,98はコンデンサ
である。図14の増幅器86を図16の可変利得増幅部
により構成することになる。
であり、91前置増幅器、92は可変利得増幅器、93
は出力増幅器、94は交流増幅器、95は直流増幅器、
96は直流フィードバック部、97,98はコンデンサ
である。図14の増幅器86を図16の可変利得増幅部
により構成することになる。
【0007】出力増幅器93の出力信号は、交流増幅器
94により増幅されて、コンデンサ98と直流増幅器9
5の入力段とにより交流成分の平均値としての直流分が
求められ、直流増幅器95により増幅されて、利得制御
信号となる。この利得制御信号は可変利得増幅器92の
利得制御用として加えられる。又直流フィードバック部
96を介して直流分が前置増幅器91にフィードバック
される。
94により増幅されて、コンデンサ98と直流増幅器9
5の入力段とにより交流成分の平均値としての直流分が
求められ、直流増幅器95により増幅されて、利得制御
信号となる。この利得制御信号は可変利得増幅器92の
利得制御用として加えられる。又直流フィードバック部
96を介して直流分が前置増幅器91にフィードバック
される。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】前述のように、送信側
の半導体レーザの劣化等によって受信光信号レベルが低
下すると、主信号に重畳した監視制御信号SVの検出が
困難となる。監視制御信号SVは、前述のように、端局
間の連絡や中継器の監視及び制御に用いられるものであ
り、監視制御信号SVの検出ができないと、正常な中継
伝送が困難となり、最悪の場合は光通信システムがダウ
ンすることになる。なお、監視制御信号SVの変調度を
大きくすることも考えられるが、主信号のS/Nの劣化
の要因となるから、監視制御信号SVの振幅にも限度が
ある。通常は、監視制御信号SVは、主信号の振幅の数
%程度に制限されている。
の半導体レーザの劣化等によって受信光信号レベルが低
下すると、主信号に重畳した監視制御信号SVの検出が
困難となる。監視制御信号SVは、前述のように、端局
間の連絡や中継器の監視及び制御に用いられるものであ
り、監視制御信号SVの検出ができないと、正常な中継
伝送が困難となり、最悪の場合は光通信システムがダウ
ンすることになる。なお、監視制御信号SVの変調度を
大きくすることも考えられるが、主信号のS/Nの劣化
の要因となるから、監視制御信号SVの振幅にも限度が
ある。通常は、監視制御信号SVは、主信号の振幅の数
%程度に制限されている。
【0009】又図16に示すように、可変利得増幅部を
用いることにより、入力光信号レベルの変動に対して、
受信出力信号レベルを一定に維持することが考えられ
る。しかし、従来例の可変利得増幅部は、低速の監視制
御信号の成分の出力レベルを一定に維持する為のフィー
ドバックループを設けることになり、時定数を長くする
為に、コンデンサ98,97として大きな容量が必要と
なる。従って、小型化が容易でなく、且つ半導体集積回
路化が困難であった。又フィードバックループによる発
振等の不安定動作が生じる問題があった。本発明は、入
力光信号のレベル変動に対しても安定に監視制御信号を
検出することを目的とする。
用いることにより、入力光信号レベルの変動に対して、
受信出力信号レベルを一定に維持することが考えられ
る。しかし、従来例の可変利得増幅部は、低速の監視制
御信号の成分の出力レベルを一定に維持する為のフィー
ドバックループを設けることになり、時定数を長くする
為に、コンデンサ98,97として大きな容量が必要と
なる。従って、小型化が容易でなく、且つ半導体集積回
路化が困難であった。又フィードバックループによる発
振等の不安定動作が生じる問題があった。本発明は、入
力光信号のレベル変動に対しても安定に監視制御信号を
検出することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は、図1を参照し
て説明すると、(1)高速の主信号に低速の監視制御信
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して監視制御信号を検出する監視制御信号検出回路
に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素子1
と、この光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を利得制御電圧として、光電変換素子1の出力信号の
増幅利得を制御する可変利得増幅部3とを備えている。
又4はコンデンサ、5は抵抗、6は電流電圧変換部、7
は可変抵抗、8は抵抗である。
て説明すると、(1)高速の主信号に低速の監視制御信
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して監視制御信号を検出する監視制御信号検出回路
に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素子1
と、この光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を利得制御電圧として、光電変換素子1の出力信号の
増幅利得を制御する可変利得増幅部3とを備えている。
又4はコンデンサ、5は抵抗、6は電流電圧変換部、7
は可変抵抗、8は抵抗である。
【0011】(2)又直流分検出部2は、光電変換素子
1の出力電流の平均値を求めて利得制御電圧に変換する
コンデンサ4と抵抗5との並列回路と電流電圧変換部6
とから構成することができる。
1の出力電流の平均値を求めて利得制御電圧に変換する
コンデンサ4と抵抗5との並列回路と電流電圧変換部6
とから構成することができる。
【0012】(3)又電流電圧変換部6は、コンデンサ
4と抵抗5との並列回路の端子電圧の入力部と、変換利
得を制御する可変抵抗7を接続した入力部とを差動対構
成とすることができる。
4と抵抗5との並列回路の端子電圧の入力部と、変換利
得を制御する可変抵抗7を接続した入力部とを差動対構
成とすることができる。
【0013】(4)又高速の主信号に抵抗の監視制御信
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出
回路に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素
子1と、光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を閾値として、光電変換素子1の出力信号と比較して
監視制御信号を検出する比較部とを備えることができ
る。
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出
回路に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素
子1と、光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を閾値として、光電変換素子1の出力信号と比較して
監視制御信号を検出する比較部とを備えることができ
る。
【0014】(5)又高速の主信号に低速の監視制御信
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出
回路に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素
子1と、光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を反転した値として光電変換素子1の出力信号に加算
し、この加算出力信号と一定の閾値とを比較して監視制
御信号を検出する比較部とを備えることができる。
号を重畳した光信号を受信し、この光信号を電気信号に
変換して前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出
回路に於いて、光信号を電気信号に変換する光電変換素
子1と、光電変換素子1の出力信号の中の直流分を検出
する直流分検出部2と、この直流分検出部2による直流
分を反転した値として光電変換素子1の出力信号に加算
し、この加算出力信号と一定の閾値とを比較して監視制
御信号を検出する比較部とを備えることができる。
【0015】
(1)光電変換素子1は、監視制御信号が重畳された主
信号で変調された光信号を電気信号に変換するものであ
り、主信号成分及び監視制御信号成分を含む交流成分が
抵抗8の電圧降下として現れ、主信号成分は図示を省略
した浮遊容量或いはバンドパスフィルタ等によって減衰
され、主として監視制御信号成分が可変利得増幅部3に
より増幅される。又直流分検出部2は、監視制御信号が
重畳された主信号の平均値等によって入力光信号のレベ
ルに相当する直流分を検出する。この直流分によって可
変利得増幅部3の増幅利得を制御する。即ち、フィード
フォワードにより可変利得増幅部3を制御することによ
り安定な利得制御が可能となる。
信号で変調された光信号を電気信号に変換するものであ
り、主信号成分及び監視制御信号成分を含む交流成分が
抵抗8の電圧降下として現れ、主信号成分は図示を省略
した浮遊容量或いはバンドパスフィルタ等によって減衰
され、主として監視制御信号成分が可変利得増幅部3に
より増幅される。又直流分検出部2は、監視制御信号が
重畳された主信号の平均値等によって入力光信号のレベ
ルに相当する直流分を検出する。この直流分によって可
変利得増幅部3の増幅利得を制御する。即ち、フィード
フォワードにより可変利得増幅部3を制御することによ
り安定な利得制御が可能となる。
【0016】(2)又直流分検出部2は、光電変換素子
1に直列に接続したコンデンサ4と抵抗5との並列回路
により、光電変換素子1に流れる電流の平均値としての
直流分を求め、電流電圧変換部6により利得制御電圧に
変換して、可変利得増幅部3の利得を制御し、光電変換
素子1の出力信号の増幅出力レベルを一定に維持するも
のである。従って、一定の閾値で比較しても安定に監視
制御信号を検出することができる。
1に直列に接続したコンデンサ4と抵抗5との並列回路
により、光電変換素子1に流れる電流の平均値としての
直流分を求め、電流電圧変換部6により利得制御電圧に
変換して、可変利得増幅部3の利得を制御し、光電変換
素子1の出力信号の増幅出力レベルを一定に維持するも
のである。従って、一定の閾値で比較しても安定に監視
制御信号を検出することができる。
【0017】(3)又コンデンサ4と抵抗5との並列回
路の端子電圧を入力する入力部と、変換利得を制御する
可変抵抗7を接続した入力部とを差動対構成とし、可変
抵抗7を調整することにより、電流電圧変換部6の変換
利得を広範囲に変更することができる。
路の端子電圧を入力する入力部と、変換利得を制御する
可変抵抗7を接続した入力部とを差動対構成とし、可変
抵抗7を調整することにより、電流電圧変換部6の変換
利得を広範囲に変更することができる。
【0018】(4)又直流分検出部2によって得られた
直流分は、入力光信号のレベルに比例したものとなるか
ら、監視制御信号を検出する為の閾値とする。従って、
可変利得増幅部3を利得固定の増幅部としても、監視制
御信号の検出の為の閾値を入力光信号レベルの変動に追
従して自動的に変更できるから、安定に監視制御信号を
検出することができる。
直流分は、入力光信号のレベルに比例したものとなるか
ら、監視制御信号を検出する為の閾値とする。従って、
可変利得増幅部3を利得固定の増幅部としても、監視制
御信号の検出の為の閾値を入力光信号レベルの変動に追
従して自動的に変更できるから、安定に監視制御信号を
検出することができる。
【0019】(5)又直流分検出部2によって得られた
直流分は、前述のように、入力光信号のレベルに比例し
たものとなるから、その直流分を判定した値、即ち、入
力光信号レベルが低下した時には、その値を大きくし、
入力光信号レベルが上昇した時には、その値を小さくす
るように変更して、光電変換素子1の出力信号に加算す
る。従って、監視制御信号を検出する比較部の閾値を固
定し、可変利得増幅部3を固定利得の増幅部としても、
入力光信号レベルの変動に追従して比較部に入力する監
視制御信号成分のレベルを自動的に変更することができ
る。
直流分は、前述のように、入力光信号のレベルに比例し
たものとなるから、その直流分を判定した値、即ち、入
力光信号レベルが低下した時には、その値を大きくし、
入力光信号レベルが上昇した時には、その値を小さくす
るように変更して、光電変換素子1の出力信号に加算す
る。従って、監視制御信号を検出する比較部の閾値を固
定し、可変利得増幅部3を固定利得の増幅部としても、
入力光信号レベルの変動に追従して比較部に入力する監
視制御信号成分のレベルを自動的に変更することができ
る。
【0020】
【実施例】図2は本発明の第1の実施例の説明図であ
り、11は光電変換素子を構成するpinダイオード等
のフォトダイオード、12は直流分検出部、13は可変
利得増幅器、14はコンデンサ、15は抵抗、16は電
流電圧変換部、17は可変抵抗、18,20,23は抵
抗、19,21,24,25はコンデンサ、22はバン
ドパスフィルタ、26は前置増幅器、27は出力増幅
器、28は直流フィードバック部である。なお、閾値と
比較する比較部は図示を省略している。
り、11は光電変換素子を構成するpinダイオード等
のフォトダイオード、12は直流分検出部、13は可変
利得増幅器、14はコンデンサ、15は抵抗、16は電
流電圧変換部、17は可変抵抗、18,20,23は抵
抗、19,21,24,25はコンデンサ、22はバン
ドパスフィルタ、26は前置増幅器、27は出力増幅
器、28は直流フィードバック部である。なお、閾値と
比較する比較部は図示を省略している。
【0021】フォトダイオード11には、監視制御信号
を主信号に重畳した光信号が光伝送路を介して入力さ
れ、光信号レベルに対応した主信号成分と監視制御信号
成分とを含む電流が流れる。この電流が直流分検出部1
2に流れて、コンデンサ14と抵抗15との並列回路の
抵抗15の両端に直流分が現れる。この抵抗15は、電
流電圧変換部16の入力段の抵抗と兼用することができ
る。この電流電圧変換部16は、主信号成分と監視制御
信号成分とを含む電流の平均値に相当する直流分を電圧
に変換して、可変利得増幅器13の利得制御電圧とする
ものである。即ち、フィードフォワード制御により利得
制御を行うものである。従って、フィードバック制御に
よる場合のように不安定動作による発振等は生じない。
を主信号に重畳した光信号が光伝送路を介して入力さ
れ、光信号レベルに対応した主信号成分と監視制御信号
成分とを含む電流が流れる。この電流が直流分検出部1
2に流れて、コンデンサ14と抵抗15との並列回路の
抵抗15の両端に直流分が現れる。この抵抗15は、電
流電圧変換部16の入力段の抵抗と兼用することができ
る。この電流電圧変換部16は、主信号成分と監視制御
信号成分とを含む電流の平均値に相当する直流分を電圧
に変換して、可変利得増幅器13の利得制御電圧とする
ものである。即ち、フィードフォワード制御により利得
制御を行うものである。従って、フィードバック制御に
よる場合のように不安定動作による発振等は生じない。
【0022】又この可変利得増幅器13と前置増幅器2
6と出力増幅器27と直流フィードバック部28とを含
む構成が、図1の可変利得増幅部3に相当する。又フォ
トダイオード11と直列に抵抗20,18が接続され、
抵抗18に並列にコンデンサ19が接続され、抵抗20
には主信号成分と監視制御信号成分とが現れ、これらの
交流分は、コンデンサ21を介してバンドパスフィルタ
22に加えられる。このバンドパスフィルタ22は、監
視制御信号成分のみを通過させる帯域に設定されてい
る。従って、主信号成分を除く監視制御信号成分のみが
コンデンサ24を介して前置増幅器26に加えられる。
そして、前述のように可変利得増幅器13により出力信
号レベルが一定となるように、入力信号レベルに対応し
て増幅される。又抵抗18とコンデンサ19との並列回
路は、入力光信号断等の監視用の信号を抽出する為のも
のであり、省略することも可能である。
6と出力増幅器27と直流フィードバック部28とを含
む構成が、図1の可変利得増幅部3に相当する。又フォ
トダイオード11と直列に抵抗20,18が接続され、
抵抗18に並列にコンデンサ19が接続され、抵抗20
には主信号成分と監視制御信号成分とが現れ、これらの
交流分は、コンデンサ21を介してバンドパスフィルタ
22に加えられる。このバンドパスフィルタ22は、監
視制御信号成分のみを通過させる帯域に設定されてい
る。従って、主信号成分を除く監視制御信号成分のみが
コンデンサ24を介して前置増幅器26に加えられる。
そして、前述のように可変利得増幅器13により出力信
号レベルが一定となるように、入力信号レベルに対応し
て増幅される。又抵抗18とコンデンサ19との並列回
路は、入力光信号断等の監視用の信号を抽出する為のも
のであり、省略することも可能である。
【0023】図3は電流電圧変換部の入力部の説明図で
あり、図2の電流電圧変換部16の入力部分を示す。同
図に於いて、30はフォトダイオード11を含む電流
源、Q1〜Q7はトランジスタ、R1〜R3は抵抗、3
1は出力端子、Gはアース端子、VEEは−5V等の電
源電圧を示す。又トランジスタQ4〜Q7はダイオード
接続され、トランジスタQ1,Q2はダーリントン接続
されている。
あり、図2の電流電圧変換部16の入力部分を示す。同
図に於いて、30はフォトダイオード11を含む電流
源、Q1〜Q7はトランジスタ、R1〜R3は抵抗、3
1は出力端子、Gはアース端子、VEEは−5V等の電
源電圧を示す。又トランジスタQ4〜Q7はダイオード
接続され、トランジスタQ1,Q2はダーリントン接続
されている。
【0024】電流源30は、フォトダイオード11を含
むものであるから、入力光信号レベルと出力電流とは完
全な直線性を有するものではない。そこで、ダイオード
接続のトランジスタQ5を電流源30と出力端子31と
の間に接続して補正するものである。
むものであるから、入力光信号レベルと出力電流とは完
全な直線性を有するものではない。そこで、ダイオード
接続のトランジスタQ5を電流源30と出力端子31と
の間に接続して補正するものである。
【0025】図4は電流電圧変換特性説明図であり、電
流源30の電流を入力電流として、対数目盛りの横軸と
し、出力端子31の出力電圧を縦軸として示すものであ
る。ダイオード接続のトランジスタQ5によって補正し
たことにより、入力電流に対する出力電圧の直線性を改
善することができた。
流源30の電流を入力電流として、対数目盛りの横軸と
し、出力端子31の出力電圧を縦軸として示すものであ
る。ダイオード接続のトランジスタQ5によって補正し
たことにより、入力電流に対する出力電圧の直線性を改
善することができた。
【0026】図5は電流電圧変換部の説明図であり、図
3と同一符号は同一部分を示し、Q8〜Q22はトラン
ジスタ、R4は可変抵抗、R5〜R17は抵抗、32,
33は入力部、34は出力端子、Er1は基準電圧であ
る。
3と同一符号は同一部分を示し、Q8〜Q22はトラン
ジスタ、R4は可変抵抗、R5〜R17は抵抗、32,
33は入力部、34は出力端子、Er1は基準電圧であ
る。
【0027】入力部32は、図3に示す構成に相当す
る。このトランジスタQ1〜Q7からなる入力部32と
同一構成のトランジスタQ8〜Q14からなる入力部3
3を設け、入力部32,33の出力信号を、差動対を構
成するトランジスタQ15,Q16のベースに入力す
る。このトランジスタQ15,Q16のエミッタとそれ
ぞれ抵抗R11,R12を介してトランジスタQ17の
コレクタに接続し、このトランジスタQ17のエミッタ
に抵抗R13を介して電源端子VEEに接続し、ベース
に基準電圧Er1を加える。従って、差動対を構成する
トランジスタQ15,Q16に流れる電流は、基準電圧
Er1によって設定することができる。又入力部33の
可変抵抗R4は、図1の可変抵抗7に相当するもので、
電流電圧の変換利得を設定することができる。
る。このトランジスタQ1〜Q7からなる入力部32と
同一構成のトランジスタQ8〜Q14からなる入力部3
3を設け、入力部32,33の出力信号を、差動対を構
成するトランジスタQ15,Q16のベースに入力す
る。このトランジスタQ15,Q16のエミッタとそれ
ぞれ抵抗R11,R12を介してトランジスタQ17の
コレクタに接続し、このトランジスタQ17のエミッタ
に抵抗R13を介して電源端子VEEに接続し、ベース
に基準電圧Er1を加える。従って、差動対を構成する
トランジスタQ15,Q16に流れる電流は、基準電圧
Er1によって設定することができる。又入力部33の
可変抵抗R4は、図1の可変抵抗7に相当するもので、
電流電圧の変換利得を設定することができる。
【0028】又差動対のトランジスタQ15,Q16の
コレクタをそれぞれトランジスタQ18,Q19のベー
スに接続し、トランジスタQ18,Q19のエミッタ
に、トランジスタQ20,Q21のコレクタを接続し、
そのエミッタに抵抗R14,R15を介して電源端子V
EEを接続し、トランジスタQ20,Q21のエミッタ
に抵抗R14,R15を介して電源端子VEEを接続す
る。又アース端子Gと電源端子VEEとの間に抵抗R1
7とトランジスタQ22と抵抗R16とを接続し、トラ
ンジスタQ22のベースとコレクタとを接続すると共
に、トランジスタQ20,Q21のベースを共通に接続
する。又トランジスタQ18,Q19のエミッタに出力
端子34を接続し、この出力端子から利得制御電圧を出
力し、可変利得増幅器13(図2参照)に加える。
コレクタをそれぞれトランジスタQ18,Q19のベー
スに接続し、トランジスタQ18,Q19のエミッタ
に、トランジスタQ20,Q21のコレクタを接続し、
そのエミッタに抵抗R14,R15を介して電源端子V
EEを接続し、トランジスタQ20,Q21のエミッタ
に抵抗R14,R15を介して電源端子VEEを接続す
る。又アース端子Gと電源端子VEEとの間に抵抗R1
7とトランジスタQ22と抵抗R16とを接続し、トラ
ンジスタQ22のベースとコレクタとを接続すると共
に、トランジスタQ20,Q21のベースを共通に接続
する。又トランジスタQ18,Q19のエミッタに出力
端子34を接続し、この出力端子から利得制御電圧を出
力し、可変利得増幅器13(図2参照)に加える。
【0029】図6は電流電圧変換部の特性説明図であ
り、ダイナミックレンジが約10dBの入力電流に対す
る電流電圧変換部の特性は、出力端子34でみると、直
線a,bのようになる。この場合、電源電圧を−6Vと
した。
り、ダイナミックレンジが約10dBの入力電流に対す
る電流電圧変換部の特性は、出力端子34でみると、直
線a,bのようになる。この場合、電源電圧を−6Vと
した。
【0030】この場合、入力光信号レベルが何らかの原
因により低くなると、フォトダイオード11(図2参
照)の出力電流が減少する。即ち、電流源30の電流が
減少し、それによって、入力部32の出力電圧が上昇す
る。可変利得増幅器13(図2参照)は、利得制御電圧
を高くすると増幅利得が高くなる特性を有する場合、図
示のように、電流源30からの入力電流が減少した時
に、出力端子34からの利得制御電圧を高くする必要が
ある。
因により低くなると、フォトダイオード11(図2参
照)の出力電流が減少する。即ち、電流源30の電流が
減少し、それによって、入力部32の出力電圧が上昇す
る。可変利得増幅器13(図2参照)は、利得制御電圧
を高くすると増幅利得が高くなる特性を有する場合、図
示のように、電流源30からの入力電流が減少した時
に、出力端子34からの利得制御電圧を高くする必要が
ある。
【0031】入力部33の出力電圧は可変抵抗R4によ
って定まる一定の値であり、入力部32の出力電圧は、
前述のように、入力光信号レベルに比例したものとな
り、差動対のトランジスタQ15,Q16によって増幅
され、出力端子34から図6の直線bに示す特性の利得
制御電圧を得ることができる。
って定まる一定の値であり、入力部32の出力電圧は、
前述のように、入力光信号レベルに比例したものとな
り、差動対のトランジスタQ15,Q16によって増幅
され、出力端子34から図6の直線bに示す特性の利得
制御電圧を得ることができる。
【0032】図7は可変利得増幅器の説明図であり、3
5は利得制御電圧の入力端子、36は監視制御信号の入
力端子、37は出力端子、Q31〜Q42はトランジス
タ、R21〜R34は抵抗、Gはアース端子、VEEは
電源端子である。
5は利得制御電圧の入力端子、36は監視制御信号の入
力端子、37は出力端子、Q31〜Q42はトランジス
タ、R21〜R34は抵抗、Gはアース端子、VEEは
電源端子である。
【0033】入力端子36に監視制御信号成分を含む相
補信号が入力され、トランジスタQ31〜Q34のベー
スに加えられる。差動対を構成するトランジスタQ3
1,Q32は、トランジスタQ35のコレクタに、又差
動対を構成するトランジスタQ33,Q34はそれぞれ
抵抗R28,R29を介してトランジスタQ36のコレ
クタにそれぞれ接続され、トランジスタQ35,Q36
のエミッタは抵抗R22,R23を介してトランジスタ
Q37のコレクタに接続され、このトランジスタQ37
のエミッタに抵抗R34を介して電源端子VEEが接続
され、ベースに基準電圧Er2が加えられる。
補信号が入力され、トランジスタQ31〜Q34のベー
スに加えられる。差動対を構成するトランジスタQ3
1,Q32は、トランジスタQ35のコレクタに、又差
動対を構成するトランジスタQ33,Q34はそれぞれ
抵抗R28,R29を介してトランジスタQ36のコレ
クタにそれぞれ接続され、トランジスタQ35,Q36
のエミッタは抵抗R22,R23を介してトランジスタ
Q37のコレクタに接続され、このトランジスタQ37
のエミッタに抵抗R34を介して電源端子VEEが接続
され、ベースに基準電圧Er2が加えられる。
【0034】又差動対のトランジスタQ35,Q36の
ベース間に抵抗R21が接続され、又抵抗R24,R2
5を介して利得制御電圧の入力端子35に接続される。
又トランジスタQ31,Q34のコレクタにトランジス
タQ39のベースが接続され、トランジスタQ32,Q
33のコレクタにトランジスタQ38のベースが接続さ
れ、トランジスタQ38,Q39のエミッタに監視制御
信号成分の増幅出力信号を出力する出力端子37が接続
されている。又トランジスタQ38,Q39のエミッタ
にトランジスタQ40,Q41と抵抗R30,R31と
を介して電源端子VEEが接続され、アース端子Gと電
源端子VEEとの間に抵抗R33とトランジスタQ42
と抵抗R32とが接続され、トランジスタQ42はベー
スとコレクタとが接続されると共に、トランジスタQ4
0,Q41のベースが共通に接続されている。
ベース間に抵抗R21が接続され、又抵抗R24,R2
5を介して利得制御電圧の入力端子35に接続される。
又トランジスタQ31,Q34のコレクタにトランジス
タQ39のベースが接続され、トランジスタQ32,Q
33のコレクタにトランジスタQ38のベースが接続さ
れ、トランジスタQ38,Q39のエミッタに監視制御
信号成分の増幅出力信号を出力する出力端子37が接続
されている。又トランジスタQ38,Q39のエミッタ
にトランジスタQ40,Q41と抵抗R30,R31と
を介して電源端子VEEが接続され、アース端子Gと電
源端子VEEとの間に抵抗R33とトランジスタQ42
と抵抗R32とが接続され、トランジスタQ42はベー
スとコレクタとが接続されると共に、トランジスタQ4
0,Q41のベースが共通に接続されている。
【0035】利得制御電圧の入力端子35に、図5の出
力端子34を接続することにより、電流源30の電流、
即ち、入力光信号レベルに対応して可変利得増幅器の利
得が制御され、利得制御電圧が高い程、増幅利得が大き
くなる。従って、監視制御信号成分の増幅出力レベル
を、入力光信号レベルの変動に拘らずほぼ一定に維持す
ることができる。それによって、後段の比較器に於いて
一定の閾値により比較して、監視制御信号を検出するこ
とができる。
力端子34を接続することにより、電流源30の電流、
即ち、入力光信号レベルに対応して可変利得増幅器の利
得が制御され、利得制御電圧が高い程、増幅利得が大き
くなる。従って、監視制御信号成分の増幅出力レベル
を、入力光信号レベルの変動に拘らずほぼ一定に維持す
ることができる。それによって、後段の比較器に於いて
一定の閾値により比較して、監視制御信号を検出するこ
とができる。
【0036】図8は可変利得増幅器の入力電圧の説明
図、図9は可変利得増幅器の出力電圧の説明図であり、
横軸は時間〔s〕、縦軸は電圧〔V〕を示し、前述の可
変利得増幅器の特性についてのシミュレーション結果を
示す。即ち、図8に示すように各種の振幅の信号を入力
し、その振幅に対応した直流電流を入力することによ
り、図9に示すように、入力信号の振幅の大小に拘ら
ず、ほぼ同一の振幅の出力信号が得られた。
図、図9は可変利得増幅器の出力電圧の説明図であり、
横軸は時間〔s〕、縦軸は電圧〔V〕を示し、前述の可
変利得増幅器の特性についてのシミュレーション結果を
示す。即ち、図8に示すように各種の振幅の信号を入力
し、その振幅に対応した直流電流を入力することによ
り、図9に示すように、入力信号の振幅の大小に拘ら
ず、ほぼ同一の振幅の出力信号が得られた。
【0037】図10は本発明の第2の実施例の説明図で
あり、41は光電変換素子としてのフォトダイオード、
42は直流分検出部、43は増幅器、44,47,49
はコンデンサ、45,46は抵抗、48はバンドパスフ
ィルタ、50はピーク検波回路、51はローパスフィル
タ、52は比較部である。
あり、41は光電変換素子としてのフォトダイオード、
42は直流分検出部、43は増幅器、44,47,49
はコンデンサ、45,46は抵抗、48はバンドパスフ
ィルタ、50はピーク検波回路、51はローパスフィル
タ、52は比較部である。
【0038】フォトダイオード41と抵抗46と直流分
検出部42とが直列に接続され、この直流分検出部42
は、コンデンサ44と抵抗45とからなる場合を示す。
主信号に監視制御信号が重畳された入力光信号がフォト
ダイオード41に入力されると、それに対応した電流が
流れ、抵抗46には主信号成分と監視制御信号成分とが
現れ、コンデンサ47を介してバンドパスフィルタ48
に加えられ、コンデンサ49とを介して監視制御信号成
分のみが増幅器43に加えられる。
検出部42とが直列に接続され、この直流分検出部42
は、コンデンサ44と抵抗45とからなる場合を示す。
主信号に監視制御信号が重畳された入力光信号がフォト
ダイオード41に入力されると、それに対応した電流が
流れ、抵抗46には主信号成分と監視制御信号成分とが
現れ、コンデンサ47を介してバンドパスフィルタ48
に加えられ、コンデンサ49とを介して監視制御信号成
分のみが増幅器43に加えられる。
【0039】増幅器43により増幅された監視制御信号
成分は、ピーク検波回路50によりピーク検波され、ロ
ーパスフィルタ51によって高域のノイズ成分が除去さ
れて比較部52に加えられる。又直流分検出部42に
は、主信号成分と監視制御信号成分との電流が流れ、抵
抗45の両端には直流分が現れる。この直流分を閾値V
th1として、比較部52に加える。
成分は、ピーク検波回路50によりピーク検波され、ロ
ーパスフィルタ51によって高域のノイズ成分が除去さ
れて比較部52に加えられる。又直流分検出部42に
は、主信号成分と監視制御信号成分との電流が流れ、抵
抗45の両端には直流分が現れる。この直流分を閾値V
th1として、比較部52に加える。
【0040】図11は本発明の第2の実施例の動作説明
図であり、(a)に示すように、直流分DC1に対して
閾値Vth1を比較部52内で形成する。例えば、直流分
DC1の一定倍率で閾値Vth1を設定する。これは、所
定の固定利得の直流増幅器を設けることによって容易に
設定することができる。或いは、直流分DC1を閾値V
th1とし、増幅器43の利得を設定することにより、監
視制御信号の振幅のほぼ中心に閾値Vth1を設定するよ
うに構成することもできる。従って、比較部52に於い
て監視制御信号を検出することができる。
図であり、(a)に示すように、直流分DC1に対して
閾値Vth1を比較部52内で形成する。例えば、直流分
DC1の一定倍率で閾値Vth1を設定する。これは、所
定の固定利得の直流増幅器を設けることによって容易に
設定することができる。或いは、直流分DC1を閾値V
th1とし、増幅器43の利得を設定することにより、監
視制御信号の振幅のほぼ中心に閾値Vth1を設定するよ
うに構成することもできる。従って、比較部52に於い
て監視制御信号を検出することができる。
【0041】又、図11の(b)に示すように、入力光
信号レベルの低下に伴って、直流分がDC1’に示すよ
うに低下した場合、監視制御信号成分の振幅も小さくな
る。しかし、閾値を直流分に比例した値とするものであ
るから、直流分がDC1からDC1’に変化すると、閾
値はVth1からVth1’となる。従って、比較部52に
於いて確実に監視制御信号を検出することができる。こ
の実施例に於いては、増幅器43は固定の増幅利得の構
成でも良いことになる。又直流分検出部42は、閾値を
出力する電流電圧変換部等により構成することも可能で
ある。
信号レベルの低下に伴って、直流分がDC1’に示すよ
うに低下した場合、監視制御信号成分の振幅も小さくな
る。しかし、閾値を直流分に比例した値とするものであ
るから、直流分がDC1からDC1’に変化すると、閾
値はVth1からVth1’となる。従って、比較部52に
於いて確実に監視制御信号を検出することができる。こ
の実施例に於いては、増幅器43は固定の増幅利得の構
成でも良いことになる。又直流分検出部42は、閾値を
出力する電流電圧変換部等により構成することも可能で
ある。
【0042】図12は本発明の第3の実施例の説明図で
あり、61は光電変換素子としてのフォトダイオード、
62は直流分検出部、63は増幅器、64,67,69
はコンデンサ、65,66は抵抗、68はバンドパスフ
ィルタ、70はピーク検波回路、71はローパスフィル
タ、72は比較部、73は反転増幅器、74は加算器で
ある。
あり、61は光電変換素子としてのフォトダイオード、
62は直流分検出部、63は増幅器、64,67,69
はコンデンサ、65,66は抵抗、68はバンドパスフ
ィルタ、70はピーク検波回路、71はローパスフィル
タ、72は比較部、73は反転増幅器、74は加算器で
ある。
【0043】バンドパスフィルタ68,増幅器63,ピ
ーク検波回路70,ローパスフィルタ71については、
前述の実施例と同様である。この実施例は、比較部72
に加える閾値Vth2を固定の値とし、入力光信号レベル
に対応して、即ち、直流分検出部62により検出した直
流分に応じて、監視制御信号成分を含む信号のレベルを
制御するものである。
ーク検波回路70,ローパスフィルタ71については、
前述の実施例と同様である。この実施例は、比較部72
に加える閾値Vth2を固定の値とし、入力光信号レベル
に対応して、即ち、直流分検出部62により検出した直
流分に応じて、監視制御信号成分を含む信号のレベルを
制御するものである。
【0044】反転増幅器73は、直流分検出部62によ
り検出した直流分に相当する値を反転して出力し、加算
器74に加えて、監視制御信号成分を含む信号にバイア
ス値として加える。即ち、入力光信号レベルが低下する
と、直流分が低下するから、反転増幅器73の出力が増
大し、比較部72に入力される監視制御信号成分を含む
信号のレベルをほぼ一定に維持する。
り検出した直流分に相当する値を反転して出力し、加算
器74に加えて、監視制御信号成分を含む信号にバイア
ス値として加える。即ち、入力光信号レベルが低下する
と、直流分が低下するから、反転増幅器73の出力が増
大し、比較部72に入力される監視制御信号成分を含む
信号のレベルをほぼ一定に維持する。
【0045】図13は本発明の第3の実施例の動作説明
図であり、(a)に示すように、直流分DC2に対して
バイアス値A2を加算し、一定の閾値Vth2により監視
制御信号を検出することができる。そして、入力光信号
レベルが低下し、それによって、直流分検出部62によ
り検出した直流分が、(b)に示すように、DC2’に
低下したとすると、反転増幅器73の出力のバイアス値
がA2からA2’に増加する。このバイアス値A2’を
直流分DC2’の監視制御信号成分を含む信号に加算す
るから、点線で示す波形となり、一定の閾値Vth2によ
って監視制御信号を検出することができる。
図であり、(a)に示すように、直流分DC2に対して
バイアス値A2を加算し、一定の閾値Vth2により監視
制御信号を検出することができる。そして、入力光信号
レベルが低下し、それによって、直流分検出部62によ
り検出した直流分が、(b)に示すように、DC2’に
低下したとすると、反転増幅器73の出力のバイアス値
がA2からA2’に増加する。このバイアス値A2’を
直流分DC2’の監視制御信号成分を含む信号に加算す
るから、点線で示す波形となり、一定の閾値Vth2によ
って監視制御信号を検出することができる。
【0046】従って、反転増幅器73は、DC2+A2
=DC2’+A2’の関係が得られるように、直流分検
出部62により検出した直流分に反比例するようなバイ
アス値を出力する構成とするものである。又直流分の基
準値を定めて、入力光信号レベルの変動に対応した直流
分の差分値を基にバイアス値を出力する構成とすること
も可能である。この場合、正負のバイアス値とすること
ができる。
=DC2’+A2’の関係が得られるように、直流分検
出部62により検出した直流分に反比例するようなバイ
アス値を出力する構成とするものである。又直流分の基
準値を定めて、入力光信号レベルの変動に対応した直流
分の差分値を基にバイアス値を出力する構成とすること
も可能である。この場合、正負のバイアス値とすること
ができる。
【0047】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、(1)
光電変換素子1の出力電流の中の直流分を直流分検出2
により検出し、この直流分を利得制御電圧として可変利
得増幅部3を制御し、光電変換素子1の出力信号を増幅
することにより、入力光信号のレベル変動に対しても、
監視制御信号成分の出力レベルが一定となるように増幅
することが可能となり、固定の閾値でもって比較するこ
とにより、確実に監視制御信号を検出することができ
る。又フィードフォワード制御であるから、安定動作が
可能となる利点があり、且つフィードバックループの比
較的大容量のコンデンサ等を必要としないので、半導体
集積回路化も容易となる利点がある。
光電変換素子1の出力電流の中の直流分を直流分検出2
により検出し、この直流分を利得制御電圧として可変利
得増幅部3を制御し、光電変換素子1の出力信号を増幅
することにより、入力光信号のレベル変動に対しても、
監視制御信号成分の出力レベルが一定となるように増幅
することが可能となり、固定の閾値でもって比較するこ
とにより、確実に監視制御信号を検出することができ
る。又フィードフォワード制御であるから、安定動作が
可能となる利点があり、且つフィードバックループの比
較的大容量のコンデンサ等を必要としないので、半導体
集積回路化も容易となる利点がある。
【0048】(2)又直流分検出部2を、コンデンサ4
と抵抗5と電流電圧変換部6とにより構成し、直流分を
検出し、且つ可変利得増幅部3の特性に対応した利得制
御電圧に変換して出力することができる利点がある。又
抵抗5は電流電圧変換部6の入力部の抵抗を兼用するこ
とができる。
と抵抗5と電流電圧変換部6とにより構成し、直流分を
検出し、且つ可変利得増幅部3の特性に対応した利得制
御電圧に変換して出力することができる利点がある。又
抵抗5は電流電圧変換部6の入力部の抵抗を兼用するこ
とができる。
【0049】(3)又電流電圧変換部6は、可変抵抗7
でもって変換利得を比較的大幅に調整が可能となり、可
変利得増幅部3の特性に対応した出力特性の電流電圧変
換部6を容易に構成することができる利点がある。
でもって変換利得を比較的大幅に調整が可能となり、可
変利得増幅部3の特性に対応した出力特性の電流電圧変
換部6を容易に構成することができる利点がある。
【0050】(4)又直流分検出部2により検出した直
流分を監視制御信号を検出する為の閾値とすることによ
り、入力光信号レベルの変動に追従した閾値を形成する
ことができる。従って、確実に監視制御信号を検出する
ことができる利点がある。
流分を監視制御信号を検出する為の閾値とすることによ
り、入力光信号レベルの変動に追従した閾値を形成する
ことができる。従って、確実に監視制御信号を検出する
ことができる利点がある。
【0051】(5)又直流分検出部2により検出した直
流分を反転して、監視制御信号成分を含む信号に対する
バイアス値とし、固定の閾値が、入力光信号レベルの変
動によっても、監視制御信号成分の振幅の中心近傍とな
るように制御することができる。従って、確実に監視制
御信号を検出することができる利点がある。
流分を反転して、監視制御信号成分を含む信号に対する
バイアス値とし、固定の閾値が、入力光信号レベルの変
動によっても、監視制御信号成分の振幅の中心近傍とな
るように制御することができる。従って、確実に監視制
御信号を検出することができる利点がある。
【図1】本発明の原理説明図である。
【図2】本発明の第1の実施例の説明図である。
【図3】電流電圧変換部の入力部の説明図である。
【図4】電流電圧変換特性説明図である。
【図5】電流電圧変換部の説明図である。
【図6】電流電圧変換部の特性説明図である。
【図7】可変利得増幅器の説明図である。
【図8】可変利得増幅器の入力電圧の説明図である。
【図9】可変利得増幅器の出力電圧の説明図である。
【図10】本発明の第2の実施例の説明図である。
【図11】本発明の第2の実施例の動作説明図である。
【図12】本発明の第3の実施例の説明図である。
【図13】本発明の第3の実施例の動作説明図である。
【図14】従来例の監視制御信号検出回路の説明図であ
る。
る。
【図15】監視制御信号の説明図である。
【図16】従来例の可変利得増幅部の説明図である。
1 光電変換素子 2 直流分検出部 3 可変利得増幅部 4 コンデンサ 5 抵抗 6 電流電圧変換部 7 可変抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 天城 和哉 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 宮崎 聡 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 木川 克己 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内
Claims (5)
- 【請求項1】 高速の主信号に低速の監視制御信号を重
畳した光信号を受信し、該光信号を電気信号に変換して
前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出回路に於
いて、 前記光信号を電気信号に変換する光電変換素子(1)
と、 該光電変換素子(1)の出力電流の中の直流分を検出す
る直流分検出部(2)と、 該直流分検出部(2)による直流分を利得制御電圧とし
て、前記光電変換素子(1)の出力信号の増幅利得を制
御する可変利得増幅部(3)とを備えたことを特徴とす
る監視制御信号検出回路。 - 【請求項2】 前記直流分検出部(2)は、前記光電変
換素子(1)の出力電流の平均値を求めて利得制御電圧
に変換するコンデンサ(4)と抵抗(5)との並列回路
と電流電圧変換部(6)とから構成されていることを特
徴とする請求項1記載の監視制御信号検出回路。 - 【請求項3】 前記電流電圧変換部(6)は、前記コン
デンサ(4)と抵抗(5)との並列回路の端子電圧の入
力部と、変換利得を制御する可変抵抗(7)を接続した
入力部とを差動対構成としたことを特徴とする請求項2
記載の監視制御信号検出回路。 - 【請求項4】 高速の主信号に抵抗の監視制御信号を重
畳した光信号を受信し、該光信号を電気信号に変換して
前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出回路に於
いて、 前記光信号を電気信号に変換する光電変換素子(1)
と、 該光電変換素子(1)の出力電流の中の直流分を検出す
る直流分検出部(2)と、 該直流分検出部(2)による直流分を閾値として、前記
光電変換素子(1)の出力信号と比較して前記監視制御
信号を検出する比較部とを備えたことを特徴とする監視
制御信号検出回路。 - 【請求項5】 高速の主信号に抵抗の監視制御信号を重
畳した光信号を受信し、該光信号を電気信号に変換して
前記監視制御信号を検出する監視制御信号検出回路に於
いて、 前記光信号を電気信号に変換する光電変換素子(1)
と、 該光電変換素子(1)の出力電流の中の直流分を検出す
る直流分検出部(2)と、 該直流分検出部(2)による直流分を反転した値として
前記光電変換素子(1)の出力信号に加算し、該加算出
力信号と一定の閾値とを比較して前記監視制御信号を検
出する比較部とを備えたことを特徴とする監視制御信号
検出回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6028706A JPH07240673A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 監視制御信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6028706A JPH07240673A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 監視制御信号検出回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07240673A true JPH07240673A (ja) | 1995-09-12 |
Family
ID=12255909
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6028706A Withdrawn JPH07240673A (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 監視制御信号検出回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07240673A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003298365A (ja) * | 2002-03-29 | 2003-10-17 | New Japan Radio Co Ltd | 高周波アンプ回路 |
JP2009224835A (ja) * | 2008-03-13 | 2009-10-01 | Pioneer Electronic Corp | 音声信号増幅装置等 |
-
1994
- 1994-02-28 JP JP6028706A patent/JPH07240673A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003298365A (ja) * | 2002-03-29 | 2003-10-17 | New Japan Radio Co Ltd | 高周波アンプ回路 |
JP2009224835A (ja) * | 2008-03-13 | 2009-10-01 | Pioneer Electronic Corp | 音声信号増幅装置等 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010508 |