JPH0723027A - Frequency diversity transmission device - Google Patents
Frequency diversity transmission deviceInfo
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- JPH0723027A JPH0723027A JP14512793A JP14512793A JPH0723027A JP H0723027 A JPH0723027 A JP H0723027A JP 14512793 A JP14512793 A JP 14512793A JP 14512793 A JP14512793 A JP 14512793A JP H0723027 A JPH0723027 A JP H0723027A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は移動通信に利用する。特
にフェージング変動を克服するための周波数ダイバーシ
チ伝送に関する。The present invention is used in mobile communications. In particular, it relates to frequency diversity transmission for overcoming fading fluctuations.
【０００２】[0002]
【従来の技術】移動通信などの無線通信においては、フ
ェージング変動を克服するため、従来からダイバーシチ
技術が用いられている。ダイバーシチ技術としては、空
間ダイバーシチと周波数ダイバーシチとが広く知られて
いる。また、周波数ダイバーシチ効果を得る技術とし
て、マルチキャリア伝送方式および周波数ホッピング
（Freqency Hopping: ＦＨ）伝送方式が知られている。
さらに、周波数ホッピング伝送方式には、１シンボルの
情報に対して１回以上の周波数ホッピングを行う高速周
波数ホッピング（ＦＦＨ： Fast FH）と、数シンボル以
上の信号をもとにして形成されたバースト信号ごとに周
波数ホッピングを行う低速周波数ホッピング（ＳＦＨ：
Slow FH）とがある。特に高速周波数ホッピングは、１
シンボルごとに周波数ダイバーシチ効果が得られるの
で、極めて安定した伝送路を形成できる。2. Description of the Related Art In wireless communication such as mobile communication, a diversity technique has been conventionally used to overcome a fading fluctuation. Spatial diversity and frequency diversity are widely known as diversity technologies. Further, as a technique for obtaining the frequency diversity effect, a multi-carrier transmission system and a frequency hopping (FH) transmission system are known.
Further, the frequency hopping transmission method includes fast frequency hopping (FFH: Fast FH) for performing frequency hopping once or more for information of one symbol, and burst signal formed based on a signal of several symbols or more. Slow frequency hopping (SFH:
Slow FH). Especially fast frequency hopping is 1
Since a frequency diversity effect can be obtained for each symbol, an extremely stable transmission path can be formed.
【０００３】図２０は高速周波数ホッピングを用いた周
波数ダイバーシチ伝送装置の従来例を示すブロック構成
図である。FIG. 20 is a block diagram showing a conventional example of a frequency diversity transmission device using fast frequency hopping.
【０００４】この装置は送信装置と受信装置とを備え、
送信装置には、直交変調器２０１、周波数シンセサイザ
２０２、周波数制御回路２０３および帯域通過フィルタ
２０４を備える。直交変調器２０１は、入力されたシン
ボル系列を周波数シンセサイザ２０２の発生したキャリ
ア周波数により変調する。周波数シンセサイザ２０２の
発生する周波数は周波数制御回路２０３により制御さ
れ、入力されたシンボル系列の１シンボル期間にＫ個の
異なる周波数を所定の順序で発生する。直交変調器２０
１の出力は帯域通過フィルタ２０４を通過してアンテナ
から送信される。送信される被変調信号は１シンボルが
Ｋチップからなる信号である。ここで、Ｋ＝４とする。This device comprises a transmitter and a receiver,
The transmitter includes a quadrature modulator 201, a frequency synthesizer 202, a frequency control circuit 203, and a bandpass filter 204. The quadrature modulator 201 modulates the input symbol sequence with the carrier frequency generated by the frequency synthesizer 202. The frequency generated by the frequency synthesizer 202 is controlled by the frequency control circuit 203, and K different frequencies are generated in a predetermined order in one symbol period of the input symbol sequence. Quadrature modulator 20
The output of 1 passes through the band pass filter 204 and is transmitted from the antenna. The modulated signal to be transmitted is a signal in which one symbol consists of K chips. Here, K = 4.
【０００５】受信装置はミキサ２０５、ローカル発振器
２０６、帯域通過フィルタ２０７および二乗検波回路２
０８をＫ＝４系統備え、この４系統の信号を結合する合
成回路２０９を備える。アンテナで受信された信号は４
個のミキサ２０５に分配される。この４個のミキサ２０
５にはそれぞれローカル発振器２０６からのローカル周
波数が供給される。ミキサ２０５の出力を帯域通過フィ
ルタ２０７に入力し、高速周波数ホッピング信号のチッ
プ信号を抽出する。この抽出されたチップ信号を二乗検
波回路２０８により二乗検波してレベルを取り出し、合
成回路２０９により、１シンボルにわたるチップのレベ
ル和を検出出力とする。The receiver comprises a mixer 205, a local oscillator 206, a band pass filter 207 and a square detection circuit 2.
08 is provided with K = 4 systems, and a synthesis circuit 209 for combining signals of these four systems is provided. The signal received by the antenna is 4
It is distributed to each mixer 205. These four mixers 20
The local frequency from the local oscillator 206 is supplied to each of the signals 5. The output of the mixer 205 is input to the bandpass filter 207, and the chip signal of the high-speed frequency hopping signal is extracted. The extracted chip signal is square-law detected by the square-law detection circuit 208 to extract the level, and the synthesis circuit 209 detects the level sum of the chips over one symbol as a detection output.
【０００６】高速周波数ホッピングの復調方式として
は、コヒーレント検波とノンコヒーレント検波の二つの
方法が考えられる。ノンコヒーレント検波は、チップの
位相をみていないので、位相を含めて検波を行うコヒー
レント型に比べて伝送特性が劣化する。例えばＢＰＳＫ
（Binary Phase Shift Keying ）の場合、ノンコヒーレ
ント検波では、コヒーレント検波に比べて同一の誤り率
を得るのにキャリア対雑音比（ＣＮＲ：Carrier to Noi
se Ratio）で６ｄＢ程度劣化することがわかっている。
しかし、実際の移動無線においては、伝送路のフェージ
ング変動が速いためキャリアの同期が難しく、上述した
ようなノンコヒーレント検波が用いられてきた。As a demodulation method for high-speed frequency hopping, two methods, coherent detection and non-coherent detection, can be considered. Since the non-coherent detection does not see the phase of the chip, the transmission characteristics are deteriorated as compared with the coherent type in which detection is performed including the phase. For example, BPSK
In the case of (Binary Phase Shift Keying), in non-coherent detection, the carrier-to-noise ratio (CNR: Carrier to Noi) can be obtained to obtain the same error rate as compared with coherent detection.
It is known that the se ratio) deteriorates by about 6 dB.
However, in actual mobile radio, carrier synchronization is difficult because of fading fluctuations in the transmission path, and the non-coherent detection as described above has been used.
【０００７】本発明者らは、周波数ホッピング信号をコ
ヒーレント検波することのできる方式について発明し、
既に特許出願した（特願平４−３１２３１７、以下「先
の出願」という）。The present inventors have invented a method capable of coherent detection of a frequency hopping signal,
A patent application has already been filed (Japanese Patent Application No. 4-313317, hereinafter referred to as "the previous application").
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、さらに優れ
た伝送特性が得られ、しかも同一周波数で複数のシンボ
ル系列を同時に伝送することのできる周波数ダイバーシ
チ伝送装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a frequency diversity transmission device which can obtain more excellent transmission characteristics and can simultaneously transmit a plurality of symbol sequences at the same frequency.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明の周波数ダイバー
シチ伝送装置は、個々のシンボルを分割したチップを符
号化して伝送することを特徴とする。The frequency diversity transmission apparatus of the present invention is characterized in that chips obtained by dividing individual symbols are encoded and transmitted.
【００１０】すなわち、入力シンボル系列の個々のシン
ボルをそれぞれＫ種類（Ｋは２以上の整数）のキャリア
周波数により変調して送信する送信装置と、この送信装
置の送信信号を受信してＫ種類のキャリア周波数にそれ
ぞれ同期するＫ種類のローカル周波数により復調する受
信装置とを備えた周波数ダイバーシチ伝送装置におい
て、送信装置は、入力シンボル系列の個々のシンボルを
複数のチップに分割してそのチップ列を符号化すること
により１シンボルあたりＫ個の符号化チップ信号を出力
するチップ符号化手段と、このＫ個の符号化チップ信号
によりＫ種類のキャリア周波数を各々変調して１シンボ
ルあたりＫ個のチップ変調波を生成するチップ変調手段
とを含み、受信装置は、１シンボルあたりＫ個のチップ
変調波をＫ個のローカル周波数によりそれぞれ検波して
Ｋ個の複素包絡線信号を抽出する準同期検波手段と、こ
のＫ個の複素包絡線信号から送信シンボルを判定する判
定手段とを含むことを特徴とする。That is, a transmitting device that modulates each symbol of an input symbol sequence with K types (K is an integer of 2 or more) of carrier frequencies and transmits, and a transmitting device that receives a transmission signal from the transmitting device and outputs the K types. In a frequency diversity transmission device including a receiving device that demodulates by K types of local frequencies that are respectively synchronized with carrier frequencies, the transmitting device divides each symbol of an input symbol sequence into a plurality of chips and encodes the chip string. Chip coding means for outputting K coded chip signals per symbol by converting each of them to K, and K kinds of carrier frequencies are respectively modulated by the K coded chip signals to modulate K chip signals per symbol. And a chip modulating means for generating a wave. A quasi-synchronized detection means for extracting the K complex envelope signals by detecting each by Le frequency, characterized in that it comprises a determination means for determining transmission symbols from the K-number of the complex envelope signals.
【００１１】チップ変調手段は複数系列の入力シンボル
に対してその系列ごとに互いに直交する信号を乗算する
手段を含み、判定手段はＫ個の複素包絡線信号にこの直
交する信号の複素共役を乗算する手段を含むことがよ
い。The chip modulating means includes means for multiplying a plurality of sequences of input symbols by signals orthogonal to each other for each sequence, and the judging means multiplies the K complex envelope signals by the complex conjugate of the orthogonal signals. It is preferable to include a means for doing so.
【００１２】判定手段は、Ｋ個の複素包絡線信号にそれ
ぞれ複素係数を乗算する手段と、この複素係数が乗算さ
れた複素包絡線信号を合成してシンボルを判定する手段
と、複素係数をあらかじめ定められたパターンのトレー
ニング信号に対する判定結果にしたがって設定する手段
とを含むことがよい。The determining means is a means for multiplying each of the K complex envelope signals by a complex coefficient, a means for synthesizing the complex envelope signals multiplied by the complex coefficients to determine a symbol, and a complex coefficient in advance. Means for setting according to the determination result for the training signal of the defined pattern.
【００１３】また、判定手段は、シンボル候補をチップ
符号化手段と同一論理で符号化する符号器と、この符号
器の出力からＫ個の複素包絡線信号のそれぞれに対する
推定値を求める手段と、この推定値とＫ個の複素包絡線
信号とのそれぞれの減算を行って推定誤差を求める手段
と、この推定誤差の二乗和を求める手段と、シンボルパ
ターン候補のある時点から次の時点への遷移に対応した
パスを求め、そのなかから推定誤差の二乗和が最小とな
るパスを選択してシンボル判定を行う最尤推定回路と、
この最尤推定回路で求めたパスに対応してシンボル候補
を出力する信号発生器とを含んでもよい。Further, the determining means encodes the symbol candidates with the same logic as the chip encoding means, and means for obtaining an estimated value for each of the K complex envelope signals from the output of the encoder. A means for obtaining an estimation error by subtracting each of the estimated value and the K complex envelope signals, a means for obtaining a sum of squares of the estimation error, and a transition from one time point of a symbol pattern candidate to the next time point. A maximum likelihood estimation circuit that determines a symbol corresponding to the path corresponding to, and selects the path having the smallest sum of squares of the estimation error from among them.
A signal generator that outputs symbol candidates corresponding to the path obtained by the maximum likelihood estimation circuit may be included.
【００１４】チップ変調手段にキャリア周波数の異なる
Ｋ個のチップ変調波を時系列的に生成する手段を設け、
周波数ホッピング形の周波数ダイバーシチを実現するこ
とができる。この場合、送信装置にはＫ種類のキャリア
周波数を別々に連続的に生成する手段を備え、チップ変
調手段はこのＫ種類のキャリア周波数を時系列的に選択
する手段を含むことがよい。The chip modulating means is provided with means for time-sequentially generating K chip modulated waves having different carrier frequencies,
A frequency hopping type frequency diversity can be realized. In this case, it is preferable that the transmission device includes means for continuously generating K types of carrier frequencies separately, and the chip modulation means includes means for selecting the K types of carrier frequencies in time series.
【００１５】チップ変調手段にキャリア周波数の異なる
Ｋ個のチップ変調波を同時かつ並列的に生成する手段を
設け、マルチキャリア形の周波数ダイバーシチを行うこ
ともできる。The chip modulation means may be provided with means for simultaneously and in parallel generating K chip modulated waves having different carrier frequencies to perform multi-carrier type frequency diversity.
【００１６】送信装置はＫ種類のキャリア周波数として
シンボルごとのＫ個の符号化チップ信号に対する初期位
相がそれぞれ実質的に一定のキャリア信号を発生する手
段を含み、受信装置はローカル周波数としてシンボルご
とのＫ個の符号化チップ信号に対する初期位相がそれぞ
れ実質的に一定のローカル信号を発生する手段を含むこ
とが望ましい。キャリア信号を発生する手段および上記
ローカル信号を発生する手段はそれぞれ、あらかじめ正
弦波形が記録されたメモリテーブルと、このメモリテー
ブルのアドレス指定を変えることにより出力周波数を設
定する手段とを含むことがよい。The transmitter includes means for generating carrier signals having substantially constant initial phases with respect to K coded chip signals for each symbol as K types of carrier frequencies, and the receiver includes local frequencies for each symbol. It is desirable to include means for generating local signals whose initial phase for each of the K coded chip signals is substantially constant. The means for generating the carrier signal and the means for generating the local signal may each include a memory table in which a sine waveform is recorded in advance, and means for setting the output frequency by changing the addressing of the memory table. .
【００１７】[0017]
【作用】本発明の周波数ダイバーシチ伝送装置は、個々
のシンボルをチップに分割し、それをさらに符号化す
る。これにより、同一周波数で複数のシンボル系列を同
時に伝送することができ、周波数を有効に利用すること
ができる。The frequency diversity transmission apparatus of the present invention divides each symbol into chips and further encodes them. By this means, it is possible to simultaneously transmit a plurality of symbol sequences with the same frequency, and it is possible to effectively use the frequency.
【００１８】符号化の方法としては、例えば、シンボル
系列ごとに互いに直交する信号を乗算する。このとき受
信側では、Ｋ個のチップ変調波をそれぞれ準同期検波し
て得られた複素包絡線信号にその直交する信号の複素共
役を乗算し、それにさらに複素係数を乗算して合成し、
合成された信号からシンボルを判定する。乗算する複素
係数としては、あらかじめ定められたパターンのトレー
ニング信号に対する判定結果にしたがって求めたものを
使用する。As a coding method, for example, signals orthogonal to each other are multiplied for each symbol sequence. At this time, on the receiving side, the complex envelope signals obtained by quasi-coherent detection of each of the K chip modulated waves are multiplied by the complex conjugate of the orthogonal signals, and then multiplied by the complex coefficient to synthesize them.
A symbol is determined from the combined signal. As the complex coefficient to be multiplied, one obtained according to the determination result for the training signal of the predetermined pattern is used.
【００１９】また、受信側で最尤判定を行うこともでき
る。その場合には、受信側でシンボル候補を求め、それ
に対して送信側と同等の符号化を施し、それから複素包
絡線信号の推定値を求め、それと受信複素包絡線信号と
を比較する。この場合には、受信側での復号は不要であ
る。Further, the maximum likelihood determination can be performed on the receiving side. In that case, the receiving side obtains a symbol candidate, performs the same encoding as that on the transmitting side, obtains an estimated value of the complex envelope signal, and compares it with the received complex envelope signal. In this case, decoding on the receiving side is unnecessary.
【００２０】本発明は、個々のシンボルに対するキャリ
ア周波数が時系列的に変化する周波数ホッピング形の周
波数ダイバーシチとして利用することもできるが、同一
のシンボルを複数のキャリア周波数で同時に伝送するマ
ルチキャリア形の周波数ダイバーシチを行うこともでき
る。この場合、同一のシンボルから得られた信号が互い
に異なる周波数で伝送されるが、その信号すなわち符号
化チップ信号は符号化されているので、従来からのマル
チキャリア形周波数ダイバーシチのように同一信号が複
数の周波数で伝送されるわけではない。Although the present invention can be used as a frequency hopping type frequency diversity in which the carrier frequency for each symbol changes in time series, it is a multi-carrier type that simultaneously transmits the same symbol at a plurality of carrier frequencies. Frequency diversity can also be performed. In this case, signals obtained from the same symbol are transmitted at frequencies different from each other, but since the signal, that is, the coded chip signal, is coded, the same signal as in the conventional multi-carrier type frequency diversity is used. It is not transmitted on multiple frequencies.
【００２１】本発明は、先の出願と同様に、受信側でコ
ヒーレント検波を行うことがよい。そのためには、送信
側では符号化チップ信号に対する初期位相がそれぞれ実
質的に一定のキャリア信号を発生し、受信側ではローカ
ル周波数としてシンボルごとのＫ個の符号化チップ信号
に対する初期位相がそれぞれ実質的に一定のローカル信
号を用いることがよい。このようなキャリア信号および
ローカル信号は、ダイレクト・ディジタル・シンセサイ
ザ（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）を用いるこ
とにより容易に発生できる。In the present invention, it is preferable that coherent detection be performed on the receiving side as in the previous application. To this end, the transmitting side generates a carrier signal whose initial phase with respect to the coded chip signal is substantially constant, and the receiving side has a local frequency with which the initial phase with respect to each of the K coded chip signals is substantially equal. It is preferable to use a constant local signal for the. Such carrier signals and local signals can be easily generated by using a direct digital synthesizer (DDS).
【００２２】[0022]
【実施例】図１は本発明第一実施例の周波数ダイバーシ
チ伝送装置を示すブロック構成図である。この実施例で
は、周波数ホッピングにより周波数ダイバーシチ効果を
得る。変調方式は直交位相変調（ＱＰＳＫ）であり、チ
ップ数Ｋ＝４の場合を示す。1 is a block diagram showing a frequency diversity transmission apparatus according to a first embodiment of the present invention. In this embodiment, a frequency diversity effect is obtained by frequency hopping. The modulation method is quadrature phase modulation (QPSK), and the number of chips K = 4 is shown.
【００２３】この実施例装置は、入力シンボル系列の個
々のシンボルをそれぞれＫ種類（Ｋは２以上の整数）の
キャリア周波数により変調して送信する送信装置１と、
この送信装置１の送信信号を受信してＫ種類のキャリア
周波数にそれぞれ同期するＫ種類のローカル周波数によ
り復調する受信装置２とを備える。The apparatus of this embodiment is a transmitting apparatus 1 for modulating and transmitting each symbol of an input symbol sequence with K types (K is an integer of 2 or more) of carrier frequencies, respectively.
The reception device 2 receives the transmission signal of the transmission device 1 and demodulates it with K types of local frequencies that are respectively synchronized with K types of carrier frequencies.
【００２４】送信装置１には、入力シンボル系列の個々
のシンボルを複数のチップに分割してそのチップ列を符
号化することにより１シンボルあたりＫ個の符号化チッ
プ信号を出力するチップ符号化手段として符号器１１を
備え、このＫ個の符号化チップ信号によりＫ種類のキャ
リア周波数を各々変調して１シンボルあたりＫ個のチッ
プ変調波を生成するチップ変調手段として直交変調器１
２、周波数シンセサイザ１３および周波数制御回路１４
を備える。直交変調器１２の出力は帯域通過フィルタ１
５を通過して送信される。In the transmitter 1, chip encoding means for outputting K encoded chip signals per symbol by dividing each symbol of the input symbol sequence into a plurality of chips and encoding the chip sequence. The quadrature modulator 1 is provided as a chip modulating means for modulating each of K types of carrier frequencies by the K encoded chip signals to generate K chip modulated waves per symbol.
2. Frequency synthesizer 13 and frequency control circuit 14
Equipped with. The output of the quadrature modulator 12 is the band pass filter 1
Sent through 5
【００２５】受信装置２には、１シンボルあたりＫ個の
チップ変調波をＫ個のローカル周波数によりそれぞれ検
波してＫ個の複素包絡線信号を抽出する準同期検波手段
としてミキサ２１、周波数シンセサイザ２２、周波数制
御回路２３、帯域通過フィルタ２４およびＩＱ検波器２
５を備え、このＫ個の複素包絡線信号から送信シンボル
を判定する判定手段として復調回路２６を備える。In the receiving device 2, the mixer 21 and the frequency synthesizer 22 are provided as quasi-synchronous detection means for detecting K chip modulated waves for each symbol by K local frequencies and extracting K complex envelope signals. , Frequency control circuit 23, bandpass filter 24 and IQ detector 2
5, and a demodulation circuit 26 as a determination means for determining a transmission symbol from the K complex envelope signals.
【００２６】送信機の入力端子に入力されるシンボル系
列ｂ(t) は、 ｂ(t) ＝ｂi (t) ＋ｊｂq (t) …（１） で表され、これが符号器１１に入力される。符号器１１
はこのシンボル系列ｂ(t) をＫ個の符号化されたチップ
に分割し、符号化チップ信号を生成する。符号化にはウ
ォルシュ(Walsh）関数などの直交関数が用いられる。符
号化チップ信号は直交変調器１２に入力される。直交変
調器１２では、周波数シンセサイザ１３から出力された
キャリア信号ｃt (t) をローカルキャリアとして用い、
チップ変調波Ｓ(t) を生成する。ｋ番目（１≦ｋ≦Ｋ）
のチップに対するキャリア信号の周波数をωk とし、初
期位相をφk とすると、ｃt (t) は、 ｃt (t) ＝ｅｘｐ〔ｊω(t) ｔ＋φ(t) 〕 …（２） となる。ただし、 ω(t) ＝ωk ，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（３ａ） φ(t) ＝φk ，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（３ｂ） である。キャリア信号ｃt (t) の周波数は周波数制御回
路１４から出力される制御信号に応じて切り換えられ
る。チップ変調波Ｓ(t) は、 Ｓ(t) ＝ｂ(t) ｃt (t) …（４） となる。キャリア信号の周波数ωk はあらかじめ定めら
れた順序でチップごとに変化する。その値は、システム
の帯域ｗR 全体にわたって分布させるとともに、ｋ≠
ｋ’のときにはωk ≠ωk'とし、なるべく周波数を離し
たほうがダイバーシチ効果がある。また、各ホッピング
周波数ごとの位相については保存されており、この位相
制御についても周波数制御回路１４により行う。The symbol sequence b (t) input to the input terminal of the transmitter is represented by b (t) = b i (t) + jb q (t) (1), which is input to the encoder 11. It Encoder 11
Divides this symbol sequence b (t) into K coded chips to generate coded chip signals. An orthogonal function such as a Walsh function is used for encoding. The coded chip signal is input to the quadrature modulator 12. The quadrature modulator 12 uses the carrier signal ct (t) output from the frequency synthesizer 13 as a local carrier,
A chip modulated wave S (t) is generated. kth (1 ≦ k ≦ K)
Chip frequency of the carrier signal and omega k for the, comes to the initial phase and phi k, c t (t) is, c t (t) = exp [jω (t) t + φ ( t) ] and ... (2) . However, ω (t) = ω k , iT + (k-1) T / K ≦ t <iT + kT / K ... (3a) φ (t) = φ k, iT + (k-1) T / K ≦ t <iT + kT / K ... (3b). The frequency of the carrier signal c t (t) is switched according to the control signal output from the frequency control circuit 14. The chip modulated wave S (t) is S (t) = b (t) ct (t) (4). The frequency ω k of the carrier signal changes for each chip in a predetermined order. Its value is distributed over the band w R of the system and k ≠
When k ′, ω k ≠ ω k ′ and the diversity effect is obtained by separating the frequencies as much as possible. Further, the phase for each hopping frequency is stored, and this phase control is also performed by the frequency control circuit 14.
【００２７】図２は以上の変調方法をチップ数Ｋ＝４の
場合について示したものである。シンボルｂi がＴごと
に「１」、「−１、「１」に変化している。これらのシ
ンボルを１シンボルあたり４チップに分割する。説明を
簡単にするため、符号化を直流ウォルシュ関数で行うこ
ととする。したがって、符号化チップ信号はシンボルと
同一波形となる。次に、各々のチップに周波数と初期位
相が各々ｆ1 とφ1 、ｆ2 とφ2 、ｆ3 とφ3 、ｆ4 と
φ4 のキャリア信号を割り当てて変調を行い、チップ変
調波を得る。この動作を各シンボルに対して繰り返すこ
とにより、高速周波数ホッピング方式の送信波が生成さ
れる。FIG. 2 shows the above modulation method in the case where the number of chips K = 4. "1" every T symbol b i is, "- 1, has been changed to" 1 ". These symbols are divided into 4 chips per symbol. To simplify the explanation, the DC Walsh function is used for encoding. Therefore, the coded chip signal has the same waveform as the symbol. Next, a carrier signal whose frequency and initial phase are f 1 and φ 1 , f 2 and φ 2 , f 3 and φ 3 , f 4 and φ 4 , respectively, is assigned to each chip for modulation, and a chip modulated wave is generated. obtain. By repeating this operation for each symbol, a fast frequency hopping transmission wave is generated.
【００２８】再び図１を参照して説明する。受信装置に
より受信される受信波は、伝送路のフェージングによる
複素包絡線変動成分Ａ(t) と、熱雑音ｎ(t) とを用い
て、 ｒx (t) ＝Ａ(t) Ｓ(t) ＋ｎ(t) …（５） で示される。ただし、 Ａ(t) ＝Ａk (t) ，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（６ａ） Ａk (t) ＝｜Ａk (t) ｜ｅｘｐ｛ｊＡｒｇ〔Ａk (t) 〕 …（６ｂ） である。受信波はミキサ２１に入力され、ここで周波数
シンセサイザ２２の出力ｃr (t) により逆ホッピングさ
れる。ｃr (t) は、送信機におけるキャリア信号ｃ
t (t) を用いて、 ｃr (t) ＝ｃt (t) ｅｘｐ〔ｊφ0 (t) 〕 …（７） で示される。φ0 (t) は送受信間における周波数シンセ
サイザ１３、２２の位相差であるが、ここでは周波数シ
ンセサイザ１３、２２の初期位相は完全に制御されてい
ると仮定し、 φ0 (t) ＝φ0 …（８） とする。受信用の周波数シンセサイザ２２の周波数は、
周波数制御回路２３からの制御信号により送信側のホッ
ピングパターンに同期させて切り換えられる。ミキサ２
１の出力は帯域通過フィルタ２４を通過し、ＩＱ検波器
２５によって準同期検波される。準同期検波された複素
包絡線信号ｒ(t) は、 ｒ(t) ＝ｒx (t) ｃr *(t) ＝Ａ(t) Ｓ(t) ｃr *(t) ＋ｎ(t) ｃr *(t) ＝Ｓr (t) ＋ｎr (t) …（９） で表せる。このとき、 Ｓr (t) ＝Ａ(t) ｂ(t) ｅｘｐ（−ｊφ0 ） …（１０） である。復調回路２６では、この複素包絡線信号ｒ(t)
におけるトレーニング信号を用いてチャネル同定を行
い、その結果に基づいてシンボルを判定することにより
復調を行う。復調の具体例は後述する。Referring again to FIG. The received wave received by the receiver is r x (t) = A (t) S (t) using the complex envelope fluctuation component A (t) due to fading of the transmission line and the thermal noise n (t). ) + N (t) (5) However, A (t) = A k (t), iT + (k−1) T / K ≦ t <iT + kT / K (6a) A k (t) = | A k (t) | exp {jArg [A k (t)] ... (6b). The received wave is input to the mixer 21, where it is inversely hopped by the output cr (t) of the frequency synthesizer 22. cr (t) is the carrier signal c at the transmitter
with t (t), represented by c r (t) = c t (t) exp [j.phi 0 (t)] ... (7). φ 0 (t) is the phase difference between the frequency synthesizers 13 and 22 between transmission and reception, but here it is assumed that the initial phase of the frequency synthesizers 13 and 22 is completely controlled, and φ 0 (t) = φ 0 … (8) The frequency of the frequency synthesizer 22 for reception is
It is switched in synchronization with the hopping pattern on the transmitting side by a control signal from the frequency control circuit 23. Mixer 2
The output of No. 1 passes through the band pass filter 24 and is quasi-coherently detected by the IQ detector 25. Quasi-synchronous-detected complex envelope signals r (t) is, r (t) = r x (t) c r * (t) = A (t) S (t) c r * (t) + n (t) c r * (t) = S r (t) + n r (t) (9) At this time, S r (t) = A (t) b (t) exp (−jφ 0 ) ... (10). In the demodulation circuit 26, this complex envelope signal r (t)
Demodulation is performed by performing channel identification using the training signal in 1) and determining a symbol based on the result. A specific example of demodulation will be described later.
【００２９】図３は受信装置における受信無線周波数ｆ
R 、受信中間周波数ｆIF、システム帯域幅ＷR 、中間周
波数帯域幅幅ＷIFの関係を表す。この図はチップ数Ｋ＝
４の場合の例を示す。Ｋチップに拡散された信号の帯域
は、拡散しないときの信号帯域幅をＷS とすると、その
Ｋ倍になっている。ここでは４倍である。この図ではホ
ッピングしている信号はシステム帯域幅ＷR の帯域に均
等に配置されている。これを中間周波数帯に変換すると
き、そのキャリア周波数がすべてｆIFになるように周波
数シンセサイザ２２の周波数を制御する。FIG. 3 shows a reception radio frequency f in the receiver.
The relationship between R , the reception intermediate frequency f IF , the system bandwidth W R , and the intermediate frequency bandwidth W IF is shown. This figure shows the number of chips K =
An example in case of 4 is shown. The bandwidth of the signal spread on the K chip is K times that of the signal bandwidth when not spread, which is W S. Here it is four times. In this figure, hopping signals are evenly arranged in the band of the system bandwidth W R. When converting this to the intermediate frequency band, the frequency of the frequency synthesizer 22 is controlled so that all the carrier frequencies become f IF .
【００３０】図４は周波数シンセサイザ１３、２２とし
て用いられる高速周波数ホッピング用周波数シンセサイ
ザの一例を示すブロック構成図である。この例はダイレ
クト・ディジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ：Direct Dig
ital Synthesizer）を用いたものであり、フェーズアキ
ュミュレータ４１、メモリテーブル４２、ディジタル・
アナログ変換器４３および低域通過フィルタ４４を備え
る。フェーズアキュミュレータ４１は、周波数制御入力
に応答してメモリテーブル４２の読み出しアドレスを指
定する。メモリテーブル４２の出力はディジタル・アナ
ログ変換器４３によりアナログ信号に変換され、低域通
過フィルタ４４を通って出力される。FIG. 4 is a block diagram showing an example of a high-speed frequency hopping frequency synthesizer used as the frequency synthesizers 13 and 22. This example is a Direct Digital Synthesizer (DDS).
Ital Synthesizer) is used for the phase accumulator 41, memory table 42, digital
An analog converter 43 and a low pass filter 44 are provided. The phase accumulator 41 specifies the read address of the memory table 42 in response to the frequency control input. The output of the memory table 42 is converted into an analog signal by the digital / analog converter 43 and output through the low-pass filter 44.
【００３１】メモリテーブル４２としては例えば正弦波
形が記憶された読出専用メモリを用い、その読み出しア
ドレスの指定方法により、任意の周波数のキャリア信号
を生成する。メモリテーブル４２には、例えば図５に示
すような正弦波形のサンプル値が書き込まれている。こ
の図では簡略化してサンプリング数を１６としており、
各々のサンプルにはアドレス「０」から「１５」が対応
している。このサンプル値を一定のクロック周期で読み
出す。比較的低い周波数波形を出力する場合には、例え
ばアドレスを「０」、「２」、「４」、「６」…と指定
して順番に読み出していく。この波形を図６に示す。こ
れより高い周波数波形を出力する場合には、例えばアド
レスを「０」、「４」、「８」、「１２」…と指定して
順番に読み出していく。このようにアドレス指定を変え
ることにより、周波数を変えることができる。As the memory table 42, for example, a read-only memory in which a sine waveform is stored is used, and a carrier signal of an arbitrary frequency is generated by the method of designating the read address. In the memory table 42, for example, sample values having a sine waveform as shown in FIG. 5 are written. In this figure, the number of samplings is 16 for simplicity.
Addresses "0" to "15" correspond to each sample. This sample value is read at a constant clock cycle. When outputting a relatively low frequency waveform, for example, the addresses are designated as “0”, “2”, “4”, “6” ... This waveform is shown in FIG. When outputting a frequency waveform higher than this, for example, the addresses are designated as "0", "4", "8", "12" ... By changing the addressing in this way, the frequency can be changed.
【００３２】図７はチップ変調手段の別の構成例を示
す。周波数ホッピング時に図２に示したようにキャリア
信号の周波数を瞬間的に切り換えると、チップ変調波の
位相および周波数の変化が急激となる。このため送信ス
ペクトルはサイドローブを多く含み、広い帯域が必要と
なる。そこで、送信スペクトルを狭帯域化することが望
ましい。図７はそのための構成例を示すものである。こ
こでもＫ＝４として説明する。FIG. 7 shows another example of the structure of the chip modulating means. When the frequency of the carrier signal is instantaneously switched as shown in FIG. 2 during frequency hopping, the phase and frequency of the chip modulated wave change rapidly. Therefore, the transmission spectrum includes many side lobes and requires a wide band. Therefore, it is desirable to narrow the transmission spectrum. FIG. 7 shows a configuration example for that purpose. Also in this case, K = 4 will be described.
【００３３】この構成例では、チップ変調手段として低
域通過フィルタ７２および直交変調器７３を４系統備
え、直交変調器７３には互いに異なるキャリア周波数が
供給される。また、この系統を切り換えるスイッチ回路
７１および合成する合成回路７４を備える。符号化チッ
プ信号はスイッチ回路７１により各チップごとに４つの
ブランチに分配される。これらの符号化チップ信号を各
々低域通過フィルタ７２で波形整形することにより、狭
帯域な符号化チップ信号波形を形成する。これらの波形
整形された符号化チップ信号を直交変調器７３で変調
し、それを合成回路７４で合成する。In this configuration example, four systems of a low-pass filter 72 and a quadrature modulator 73 are provided as chip modulating means, and the quadrature modulator 73 is supplied with different carrier frequencies. Further, a switch circuit 71 for switching this system and a combining circuit 74 for combining are provided. The coded chip signal is distributed to four branches for each chip by the switch circuit 71. Each of these coded chip signals is shaped by the low-pass filter 72 to form a narrow band coded chip signal waveform. These waveform-shaped coded chip signals are modulated by the quadrature modulator 73 and combined by the combining circuit 74.
【００３４】図８は復調回路２６の一例を示すブロック
構成図である。ここでは線形復調方式を用いた例を示
す。FIG. 8 is a block diagram showing an example of the demodulation circuit 26. Here, an example using a linear demodulation method is shown.
【００３５】この復調回路は、送信側の符号器１１によ
り符号化された信号を復号化するための復号器８１を備
え、Ｋ個の複素包絡線信号にそれぞれ複素係数を乗算す
る手段としてスイッチ８２、メモリ８３および複素乗算
器８４−１〜８４−４を備え、複素係数が乗算された複
素包絡線信号を合成してシンボルを判定する手段として
合成回路８５および判定回路８６を備え、複素係数をあ
らかじめ定められたパターンのトレーニング信号に対す
る判定結果にしたがって設定する手段として減算器８７
および複素係数制御回路８８を備える。This demodulation circuit comprises a decoder 81 for decoding the signal coded by the encoder 11 on the transmission side, and a switch 82 as means for multiplying each of the K complex envelope signals by a complex coefficient. , A memory 83 and complex multipliers 84-1 to 84-4, and a synthesis circuit 85 and a determination circuit 86 as means for synthesizing the complex envelope signals multiplied by the complex coefficients to determine a symbol, A subtracter 87 is provided as means for setting according to the determination result of the training signal having a predetermined pattern.
And a complex coefficient control circuit 88.
【００３６】復号器８１は、送信側での符号化に対応し
た復号化を行う。これにより１シンボルに対応するＫチ
ップの複素包絡線信号が得られ、これがスイッチ８２を
介してメモリ８３に蓄積される。スイッチ８２は周波数
制御回路２３の動作に同期して制御される。複素乗算器
８７−１〜８７−４はメモリ８３に記憶された複素包絡
線信号と複素係数制御回路８８により設定された複素係
数ｗ1 〜ｗ4 との乗算を行い、合成回路８５はこの乗算
信号を合成する。判定回路８６は合成回路８５から出力
された合成信号ｙi の判定を行い、送信シンボルの復調
を行う。The decoder 81 performs decoding corresponding to the coding on the transmitting side. As a result, a K-chip complex envelope signal corresponding to one symbol is obtained and stored in the memory 83 via the switch 82. The switch 82 is controlled in synchronization with the operation of the frequency control circuit 23. The complex multipliers 87-1 to 87-4 carry out multiplication of the complex envelope signal stored in the memory 83 and the complex coefficients w 1 to w 4 set by the complex coefficient control circuit 88, and the synthesizing circuit 85 performs this multiplication. Combine signals. The judging circuit 86 judges the combined signal y i output from the combining circuit 85 and demodulates the transmission symbol.
【００３７】複素係数制御回路８８による複素係数ｗ1
〜ｗ4 の設定は、減算器８７により判定回路８６の入出
力信号の差分を求め、その誤差をもとに、既知のトレー
ニング信号を用いた最小二乗法により決定する。この具
体的な動作について以下に説明する。Complex coefficient w 1 by the complex coefficient control circuit 88
The setting of ˜w 4 is determined by the least square method using a known training signal based on the difference between the input and output signals of the determination circuit 86 obtained by the subtractor 87. This specific operation will be described below.
【００３８】複素乗算器８４−１〜８４−４および合成
回路８５は、〔ｉ−１〕の時点で求めた複素係数ベクト
ルｗi-1 で複素包絡線信号ｒ(t) に重み付けし、それを
合成して合成信号ｙi を得る。この合成信号ｙi は、 ｙi ＝ｗi-1 ｒi H …（１１） と表される。ｗi-1 、ｒi Hはベクトルであり、 ｒi H＝（ｒ1 *，ｒ2 *，ｒ3 *，ｒ4 *） ｗi-1 ＝（ｗ1 ，ｗ2 ，ｗ3 ，ｗ4 ） …（１２） である。この合成信号ｙi の判定を行い、判定結果ｄi
を出力する。この判定結果ｄi と合成信号ｙi とを用い
て、 ｅi ＝ｄi −ｙi …（１３） により誤差ｅi を計算する。この誤差ｅi を被素係数制
御回路８８に入力し、例えば最小二乗法に基づいて複素
係数ベクトルｗi を計算する。理想的には、複素係数ベ
クトルｗi の各成分ｗk は複素包絡線成分Ａk に対して
ほぼＡk * に等しくなる。この複素係数ベクトルｗi を
用いて次の時点の合成信号ｙi+1 を求める。以上の動作
を繰り返すことによりシンボルの復調が行われる。The complex multipliers 84-1 to 84-4 and the synthesizing circuit 85 weight the complex envelope signal r (t) with the complex coefficient vector w i-1 obtained at the time of [i-1], and Are combined to obtain a combined signal y i . This combined signal y i is expressed as y i = w i-1 r i H (11) w i-1 and r i H are vectors, and r i H = (r 1 * , r 2 * , r 3 * , r 4 * ) w i-1 = (w 1 , w 2 , w 3 , w) 4 )… (12). This composite signal y i is judged, and the judgment result d i
Is output. Using this determination result d i and the combined signal y i , the error e i is calculated by e i = d i −y i (13). This error e i is input to the prime coefficient control circuit 88, and the complex coefficient vector w i is calculated based on, for example, the least square method. Ideally, each component w k of the complex coefficient vector w i will be approximately equal to A k * for the complex envelope component A k . The composite signal y i + 1 at the next time point is obtained using this complex coefficient vector w i . Symbols are demodulated by repeating the above operation.
【００３９】図９は基地局から移動局への下り伝送時に
おける信号形式を示す。周波数ホッピング方式では、基
地局から移動機への下り伝送時には複数のユーザが時分
割により一つの周波数を使用することになる。図９では
チップ数Ｋ＝４とし、ユーザ数Ｍ＝４の場合を示し、ｍ
番目（ｍ＝１、…、Ｍ）のユーザのｋ番目（ｋ＝１、
…、Ｋ）の符号化チップ信号をｍ−ｋと表す。例えば１
番目のユーザへの信号について、１番目の符号化チップ
信号を送信するために周波数ｆ1 を使用し、２番目、３
番目、４番目の符号化チップ信号を送信するために、そ
れぞれ周波数ｆ2、ｆ3 、ｆ4 を使用する。FIG. 9 shows a signal format during downlink transmission from the base station to the mobile station. In the frequency hopping method, a plurality of users use one frequency by time division during downlink transmission from the base station to the mobile station. FIG. 9 shows a case where the number of chips K = 4 and the number of users M = 4.
The k-th (k = 1, ..., M) user's k-th (k = 1,
, K) is represented by m−k. Eg 1
For the signal to the second user, use the frequency f 1 to transmit the first coded chip signal, the second, the third
The frequencies f 2 , f 3 , and f 4 are used to transmit the fourth and fourth coded chip signals, respectively.
【００４０】図１０はこのような信号を送信するための
チップ変調手段の構成例を示す。この構成例はＴＤＭＡ
方式の送信機を利用したものであり、多重化回路１０１
と、４系統の変調器１０２および発振器１０３と、４系
統の信号を結合する合成器１０４とを備える。４系列の
ユーザ信号ｂ1 (t) 、ｂ2 (t) 、ｂ3 (t) 、ｂ4 (t)
は、それぞれチップごとに周波数ｆ1 (t) 、ｆ2 (t) 、
ｆ3 (t) 、ｆ4 (t) に割り当てられ、別々の変調器１０
２により変調される。このとき、発振器１０３の周波数
はそれぞれｆ1 (t) 、ｆ2 (t) 、ｆ3 (t) 、ｆ4 (t) と
固定でよく、周波数ホッピングする必要はない。FIG. 10 shows an example of the structure of a chip modulating means for transmitting such a signal. This configuration example is TDMA
Which utilizes a transmitter of the system, and is a multiplexing circuit 101.
And a modulator 102 and an oscillator 103 of four systems, and a combiner 104 that combines signals of four systems. Four series of user signals b 1 (t), b 2 (t), b 3 (t), b 4 (t)
Are the frequencies f 1 (t), f 2 (t), and
f 3 (t) and f 4 (t) are assigned to different modulators 10
It is modulated by 2. At this time, the frequencies of the oscillator 103 may be fixed as f 1 (t), f 2 (t), f 3 (t), and f 4 (t), respectively, and it is not necessary to perform frequency hopping.
【００４１】Ｋチップの高速周波数ホッピングを行った
場合、信号帯域はＫ倍となるため、周波数利用効率が１
／Ｋに低下する。この効率の低下を改善するため、同一
周波数で複数のシンボル系列を同時に送信することが行
われる。すなわち、同一周波数を複数のユーザで同時に
使用する。このとき、単純に同一周波数を複数のユーザ
で使用すると、他のユーザの信号が干渉するため受信側
で復調が困難となる。そこで符号器１１では、同一周波
数を使用するシンボル系列において互いに直交する信号
をあらかじめ各々のシンボル系列のチップに乗積する。
このような直交信号としては例えばウォルシュ関数が用
いられる。When high-speed frequency hopping of the K chip is performed, the signal band becomes K times, so that the frequency utilization efficiency is 1
/ K. In order to improve this decrease in efficiency, a plurality of symbol sequences are simultaneously transmitted on the same frequency. That is, the same frequency is used by a plurality of users at the same time. At this time, if the same frequency is simply used by a plurality of users, the signals of other users interfere with each other, making it difficult to demodulate on the receiving side. Therefore, in the encoder 11, signals that are orthogonal to each other in a symbol sequence that uses the same frequency are pre-multiplied by the chips of each symbol sequence.
As such an orthogonal signal, a Walsh function is used, for example.
【００４２】図１１はチップ数Ｋ＝４、同一周波数を使
用するユーザ数Ｍ＝４の場合の直交関数ｈm (t) （ただ
しｍ＝１、…、４）の例を示す。４つのシンボル系列の
それぞれのチップにｈm (t) を乗算することにより符号
化チップ信号を生成し、それらを加算することにより多
重化する。ただし、ｈm (t) は、チップｋのとき、 ｈm (t) ＝ｈm,k …（１４） であり、 Σｈm,k ｈm,k * ＝１ …（１５ａ） Σｈm,k ｈm',k ＝０ …（１５ｂ） の正規直交条件を満たすものとする。ただし、Σはｋ＝
１からＫの総和であり、ｈm,k * はｈm,k の複素共役、
ｋ’≠ｋである。FIG. 11 shows an example of the orthogonal function h m (t) (where m = 1, ..., 4) when the number of chips is K = 4 and the number of users who use the same frequency is M = 4. Coded chip signals are generated by multiplying each chip of the four symbol sequences by h m (t), and they are multiplexed by adding them. However, h m (t) is h m (t) = h m, k (14) in the case of chip k, and Σh m, k h m, k * = 1 (15a) Σh m, k It is assumed that the orthonormal condition of h m ′, k = 0 (15b) is satisfied. However, Σ is k =
Is the sum of 1 to K, h m, k * is the complex conjugate of h m, k ,
k ′ ≠ k.
【００４３】このような符号化により多重化された信号
を受信するためには、受信装置で直交関数ｈm (t) の複
素共役ｈm * (t) を複素乗算して復号する必要がある。
図８に示した復号器８１では、複素包絡線信号にｈm *
(t) を複素乗算し、乗算された信号をスイッチ８２に入
力する。このとき、フェージングの影響が小さく各チッ
プのレベルがほぼ同一の場合は複素包絡線成分Ａk の値
がほぼ一定となるため、最小二乗法により得られる複素
係数ｗk はＡk * とほぼ等しくなる。したがって、各複
素包絡線は一定の重みで合成されることとなり、式（１
５ａ）によりｍ番目の信号が抽出される。また、ｍ番目
以外の信号は式（１５ｂ）により零となる。また、フェ
ージングの影響が大きく各複素包絡線信号にレベル差が
あるときには、最小二乗法により、レベルの大きい複素
包絡線信号に対してはより大きな重み付けが行われる。
この場合、合成される各複素包絡線信号のレベルは等し
くならないため、直交条件が成立せず、ｍ番目以外の信
号を完全にキャンセルすることができなくなる。しかし
ながら、レベルの大きい複素包絡線信号に対してより大
きな重み付けを行う動作は、ダイバーシチ受信における
最大比合成とほぼ等価となるため、ダイバーシチ効果が
期待できる。直交条件が成立せずにキャンセルできない
他チャネルの成分がこのダイバーシチ効果により抑制さ
れ、希望チャネル成分を受信できるようになる。In order to receive a signal multiplexed by such coding, it is necessary for the receiving device to complex-multiply the complex conjugate h m * (t) of the orthogonal function h m (t) and decode it. .
In the decoder 81 shown in FIG. 8, the complex envelope signal has h m *.
(t) is complex-multiplied, and the multiplied signal is input to the switch 82. At this time, when the influence of fading is small and the level of each chip is almost the same, the value of the complex envelope component A k is almost constant, so the complex coefficient w k obtained by the least square method is almost equal to A k *. Become. Therefore, each complex envelope is synthesized with a constant weight, and the equation (1
According to 5a), the m-th signal is extracted. Further, the signals other than the m-th signal become zero according to the equation (15b). Further, when the influence of fading is great and there is a level difference between the complex envelope signals, the least-squares method gives greater weighting to the complex envelope signal having a larger level.
In this case, since the levels of the complex envelope signals to be combined are not equal to each other, the orthogonal condition is not satisfied, and the signals other than the m-th signal cannot be completely canceled. However, the operation of giving greater weight to the complex envelope signal having a large level is almost equivalent to the maximum ratio combining in diversity reception, so that the diversity effect can be expected. The component of the other channel that cannot be canceled because the orthogonal condition is not satisfied is suppressed by this diversity effect, and the desired channel component can be received.
【００４４】以上説明したようにコヒーレント合成にお
いては多重化が可能であり、高速周波数ホッピングに伴
う信号帯域拡大による周波数利用効率の低下を避けるこ
とができる。この性質はコヒーレント処理によるもので
あるから、ノンコヒーレント高速周波数ホッピングには
ない特徴である。As described above, in coherent combining, multiplexing is possible, and it is possible to avoid a decrease in frequency utilization efficiency due to the expansion of the signal band due to high-speed frequency hopping. Since this property is due to the coherent processing, it is a characteristic that non-coherent fast frequency hopping does not have.
【００４５】同一周波数を複数のユーザで使用する場
合、基地局から各移動局への下り伝送においては、同一
周波数を利用するユーザの信号をベースバンドで符号化
して多重化することがよい。このような符号化回路の構
成を図１２に示す。この符号回路は複素乗算器１２１−
１〜１２１−４と合成器１２２とを備える。ユーザ信号
ｂ1 (t) 〜ｂ4 (t) はそれぞれ複素乗算器１２１−１〜
１２１−４に入力し、それぞれ直交関数ｈ1 (t) 〜ｂ4
(t) が乗算される。これらの信号は合成器１２２により
合成される。このようにベースバンドで合成することに
より、チップ変調手段が１系統ですむ。When the same frequency is used by a plurality of users, in the downlink transmission from the base station to each mobile station, it is preferable to encode the signals of users who use the same frequency in the baseband and multiplex them. The structure of such an encoding circuit is shown in FIG. This coding circuit is a complex multiplier 121-
1-121-4 and the synthesizer 122 are provided. User signals b 1 (t) to b 4 (t) are complex multipliers 121-1 to 121-1, respectively.
121-4 and input the orthogonal functions h 1 (t) to b 4 respectively.
(t) is multiplied. These signals are combined by the combiner 122. By synthesizing at the base band in this way, only one system of chip modulation means is required.
【００４６】図８に示した線形復調方式では、フェージ
ング変動が大きい場合には複素包絡線レベルが一定でな
いため、上述したように他ユーザの信号のキャンセルが
不十分となることがあり、伝送特性の劣化がある。この
ようなフェージング変動による劣化を抑制しながら復調
を行うには、最尤判定を用いた非線形復調方式が適して
いる。このような構成例を図１３に示す。In the linear demodulation method shown in FIG. 8, when the fading fluctuation is large, the complex envelope level is not constant, so that the cancellation of the signal of another user may be insufficient as described above, and the transmission characteristics may be insufficient. There is deterioration. A non-linear demodulation method using maximum likelihood determination is suitable for performing demodulation while suppressing deterioration due to such fading fluctuation. An example of such a configuration is shown in FIG.
【００４７】図１３に示す復調回路は、シンボル候補を
送信側のチップ符号化手段と同一論理で符号化する符号
器１４０を備え、この符号器１４０の出力からＫ個の複
素包絡線信号のそれぞれに対する推定値を求める手段と
して複素乗算器１３４および複素係数制御回路１３５を
Ｋ系統備え、この推定値と検波されたＫ個の複素包絡線
信号とのそれぞれの減算を行って推定誤差を求める手段
として減算器１３３をＫ個備え、この推定誤差の二乗和
を求める手段としてＫ個の二乗演算回路１３６と加算器
１３７を備え、シンボルパターン候補のある時点から次
の時点への遷移に対応したパスを求め、そのなかから推
定誤差の二乗和が最小となるパスを選択してシンボル判
定を行う最尤推定回路１３８を備え、この最尤推定回路
１３８で求めたパスに対応してシンボル候補を出力する
信号発生器１３９を備える。さらに、検波されたＫ個の
複素包絡線信号をシリアル・パラレル変換するため、ス
イッチ１３１およびメモリ１３２を備える。The demodulation circuit shown in FIG. 13 includes an encoder 140 for encoding the symbol candidates with the same logic as the chip encoding means on the transmission side, and outputs K complex envelope signals from the output of the encoder 140. The complex multiplier 134 and the complex coefficient control circuit 135 are provided as K means as means for obtaining an estimated value for, and as means for obtaining an estimation error by subtracting each of the estimated value and the detected K complex envelope signals. K subtracters 133 are provided, K square operation circuits 136 and adders 137 are provided as means for obtaining the sum of squares of the estimation error, and a path corresponding to the transition from one time point of the symbol pattern candidate to the next time point is provided. The maximum likelihood estimation circuit 138 is provided for performing symbol determination by selecting a path from which the sum of squares of the estimation error is minimized, and the path obtained by the maximum likelihood estimation circuit 138 is selected. It includes a signal generator 139 for outputting a symbol candidate corresponding to. Further, a switch 131 and a memory 132 are provided for serial-parallel conversion of the detected K complex envelope signals.
【００４８】ここで、ＱＰＳＫを例に説明する。ただ
し、自分の信号が変調されている希望波１波と、他ユー
ザの信号のみが変調されている干渉波がＮ波あるとし、
希望波には自分の信号以外に〔Ｍ−１〕の他ユーザの信
号が多重化され、また、波の干渉波にはそれぞれＭのユ
ーザが多重化されているとする。この場合、他ユーザの
信号の総数は〔Ｎ＋１〕Ｍ−１となる。ＱＰＳＫでは、
自分の信号の送信シンボルパターンとしては４通り考え
られ、他ユーザの信号のシンボルパターンとしては４通
り考えられ、他ユーザの信号のシンボルパターンとして
は４(N+1)M-1通り考えられる。本復調方式では、これら
の４×４(N+1)M-1通りの送信シンボルパターンの候補の
中から、最も確からしいパターンを推定し、シンボルを
判定する。Here, QPSK will be described as an example. However, it is assumed that there is one desired wave in which one's own signal is modulated and N interference waves in which only another user's signal is modulated.
It is assumed that, in addition to the own signal, signals of other users [M-1] are multiplexed on the desired wave, and M users are multiplexed on the interference waves of the waves. In this case, the total number of signals of other users is [N + 1] M-1. In QPSK,
There are four possible transmission symbol patterns for one's own signal, four different patterns for other user's signals, and four (N + 1) M-1 different symbol patterns for other users' signals. In this demodulation method, the most probable pattern is estimated from these 4 × 4 (N + 1) M-1 transmission symbol pattern candidates, and the symbol is determined.
【００４９】まず、準同期検波されたＫチップの複素包
絡線信号をスイッチ１３１を介してメモリ１３２に蓄積
する。スイッチ１３１は周波数制御回路２３（図１）の
動作に同期して制御される。この復調方式では、複素包
絡線を線形変換して送信シンボルを直接に推定するので
はなく、非線形処理により推定する。このため、最尤推
定回路１３８では、自分および他ユーザの信号のシンボ
ルパターン候補のある時点から次の時点への遷移に対応
したパスを形成し、そのパスの尤度の比較によりシンボ
ル判定を行う。パスの総数はシンボルパターン候補の総
数である４×４(N+1)M-1となる。First, the quasi-coherently detected K-chip complex envelope signal is stored in the memory 132 via the switch 131. The switch 131 is controlled in synchronization with the operation of the frequency control circuit 23 (FIG. 1). In this demodulation method, the transmission envelope is not directly estimated by linearly converting the complex envelope, but is estimated by a non-linear process. For this reason, the maximum likelihood estimation circuit 138 forms a path corresponding to the transition from one time point of the symbol pattern candidates of the signal of itself and the other user to the next time point, and performs symbol determination by comparing the likelihoods of the path. . The total number of paths is 4 × 4 (N + 1) M-1 , which is the total number of symbol pattern candidates.
【００５０】信号発生器１３９は、このパス情報に対応
して、自分および他ユーザの信号の総数である（Ｎ＋
１）Ｍ系列のシンボル候補を出力する。符号器１４０
は、信号発生器１３９から出力されたシンボル系列候補
を送信側に対応して符号化し、符号化チップ信号候補を
生成する。複素係数制御回路１３５は、複素包絡線信号
のキャリア成分推定値を求める。この推定値は複素係数
である。また、推定の初期にはトレーニング信号を用い
る。この複素係数と符号化チップ信号候補を複素乗算器
１３４で複素乗算することにより、自分および他ユーザ
の信号の複素包絡線信号に対するレプリカをそれぞれ生
成する。The signal generator 139 is the total number of signals of itself and other users (N +) corresponding to this path information.
1) Output M-sequence symbol candidates. Encoder 140
Generates a coded chip signal candidate by coding the symbol sequence candidate output from the signal generator 139 corresponding to the transmission side. The complex coefficient control circuit 135 obtains a carrier component estimated value of the complex envelope signal. This estimate is a complex coefficient. A training signal is used in the initial stage of estimation. By performing complex multiplication of this complex coefficient and the coded chip signal candidate by the complex multiplier 134, replicas of the complex envelope signal of the own signal and the signals of other users are respectively generated.
【００５１】次に、これらの自分および他ユーザの信号
のレプリカと、メモリ１３２に蓄積されている複素包絡
線信号との減算を減算器１３３により行い、推定誤差を
求める。この推定誤差をメモリ１３２に蓄積された複素
包絡線それぞれに対して求めるので、チップ数Ｋに対し
てＫ個並列に行われる。これにより、Ｋ個の推定誤差が
求められる。この推定誤差は複素係数制御回路１３５に
帰還され、キャリア成分推定値の更新に用いられる。さ
らに、二乗演算回路１３６と加算器１３７とにより、Ｋ
個の推定誤差の二乗和を求める。この推定誤差の二乗和
は、パスの総数である４×４(N+1)M-1通りすべてについ
て行う。Next, the subtractor 133 subtracts the replicas of the signals of its own and other users from the complex envelope signal accumulated in the memory 132 to obtain an estimation error. Since this estimation error is obtained for each complex envelope stored in the memory 132, K pieces are performed in parallel for the number K of chips. As a result, K estimation errors are obtained. This estimation error is fed back to the complex coefficient control circuit 135 and used for updating the carrier component estimated value. Further, by the square operation circuit 136 and the adder 137, K
Find the sum of squares of each estimation error. The sum of squares of this estimation error is performed for all 4 × 4 (N + 1) M−1 ways, which is the total number of paths.
【００５２】最尤推定回路１３８は、４×４(N+1)M-1通
りのパスの中で、推定誤差の二乗和が最小となるパスを
選択し、この選択されたパスに対応するシンボル候補が
最も確からしいと判定する。これにより送信シンボルが
決定される。The maximum likelihood estimation circuit 138 selects a path that minimizes the sum of squares of the estimation error among the 4 × 4 (N + 1) M−1 paths, and corresponds to this selected path. It is determined that the symbol candidate is most likely. This determines the transmitted symbol.
【００５３】以上説明した非線形復調方式が図８に示し
た線形復調方式と異なる点は、自分の信号だけでなく干
渉成分となる他のユーザの信号についても各々伝送路推
定を行い、受信信号のレプリカを生成していることであ
る。線形復調方式では、干渉成分となる他のユーザの信
号については雑音と同等に扱うため、フェージング変動
により自分の信号と他のユーザの信号との間の直交性が
不十分となった場合、式（１３）で示される推定誤差に
干渉成分が残留することとなる。このため、指定誤差に
基づいて行う伝送路推定が精度よく行えず、伝送特性が
劣化する。これに対して非線形復調方式では、他のユー
ザの信号についても伝送路推定を行っているため、推定
誤差から他のユーザの信号による干渉の影響が取り除か
れ、伝送路推定の精度が向上する。このため、線形復調
方式に比べて伝送特性が改善される。The non-linear demodulation method described above is different from the linear demodulation method shown in FIG. 8 in that not only the own signal but also the signals of other users, which are interference components, are subjected to transmission channel estimation to obtain the received signal. That is, a replica is being generated. In the linear demodulation method, other users' signals, which are interference components, are treated in the same way as noise, so if the orthogonality between one's own signal and another user's signal becomes insufficient due to fading fluctuation, The interference component remains in the estimation error shown in (13). Therefore, the transmission path estimation based on the designated error cannot be performed accurately, and the transmission characteristics deteriorate. On the other hand, in the non-linear demodulation method, since the transmission channel estimation is performed also for the signals of other users, the influence of the interference due to the signals of the other users is removed from the estimation error, and the accuracy of the transmission channel estimation is improved. Therefore, the transmission characteristics are improved as compared with the linear demodulation method.
【００５４】ここでは干渉波と希望波に含まれる他ユー
ザの信号成分とをすべてキャンセルしているが、回路規
模が大きくなるので、希望波の他ユーザ信号のみ、干渉
波の中で自分の信号と同一の直交コードを用いている他
ユーザの信号のみ、あるいはそれらの組み合わせなど、
キャンセラの構成についていろいろな簡略化が考えられ
る。Here, the interference wave and the signal components of other users included in the desired wave are all canceled, but since the circuit scale becomes large, only the other user signal of the desired wave and its own signal in the interference wave are cancelled. Only other user's signals using the same orthogonal code as, or a combination of them, etc.
Various simplifications can be considered regarding the configuration of the canceller.
【００５５】図１４および図１５は本発明第二実施例の
周波数ダイバーシチ伝送装置を示すブロック構成図であ
り、図１４は送信装置、図１５は受信装置を示す。この
実施例でもチップ数Ｋ＝４としている。第一実施例で
は、周波数ホッピングにより周波数ダイバーシチ効果を
得ていたが、本実施例では複数のキャリア信号を同時に
使用するマルチキャリア方式により周波数ダイバーシチ
効果を得ている。14 and 15 are block block diagrams showing a frequency diversity transmission apparatus according to the second embodiment of the present invention. FIG. 14 shows a transmitting apparatus and FIG. 15 shows a receiving apparatus. In this embodiment also, the number of chips K = 4. In the first embodiment, the frequency diversity effect is obtained by the frequency hopping, but in the present embodiment, the frequency diversity effect is obtained by the multi-carrier method in which a plurality of carrier signals are simultaneously used.
【００５６】すなわち、送信装置は、入力シンボル系列
の個々のシンボルを複数のチップに分割してそのチップ
列を符号化することにより１シンボルあたりＫ個の符号
化チップ信号を出力するチップ符号化手段として符号器
１４１を備え、このＫ個の符号化チップ信号によりＫ種
類のキャリア周波数を各々変調して１シンボルあたりＫ
個のチップ変調波を生成するチップ変調手段として直交
変調器１４２−１〜１４２−４および発振器１４３−１
〜１４３−４を備える。直交変調器１４２−１〜１４２
−４および発振器１４３−１〜１４３−４は、キャリア
周波数の異なるＫ個のチップ変調波を同時かつ並列的に
生成する。That is, the transmission device divides each symbol of the input symbol sequence into a plurality of chips and encodes the chip sequence to output K encoded chip signals per symbol. As an encoder 141, and K types of carrier frequencies are respectively modulated by the K encoded chip signals to obtain K per symbol.
The quadrature modulators 142-1 to 142-4 and the oscillator 143-1 are used as chip modulating means for generating chip modulated waves.
~ 143-4. Quadrature modulators 142-1 to 142
-4 and oscillators 143-1 to 143-4 generate K chip modulation waves having different carrier frequencies simultaneously and in parallel.
【００５７】符号器１４１は、１シンボルを４チップに
分割した符号化チップ信号をタイミングを調節して出力
する。この符号化チップ信号を図１６に示す。同じシン
ボルから分割された符号化チップ信号が、ほぼ同じタイ
ミングで並列的に出力される。発振器１４３−１〜１４
３−４は、それぞれ周波数ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 、ｆ4 のキ
ャリア信号を出力し、直交変調器１４２−１〜１４２−
４はそれぞれのキャリア信号を用いて変調を行う。これ
によりマルチキャリアチップ変調波が生成される。The encoder 141 adjusts the timing and outputs an encoded chip signal obtained by dividing one symbol into four chips. This coded chip signal is shown in FIG. Coded chip signals divided from the same symbol are output in parallel at substantially the same timing. Oscillator 143-1-14
3-4 outputs carrier signals of frequencies f 1 , f 2 , f 3 , and f 4 , respectively, and the quadrature modulators 142-1 to 142-
4 performs modulation using each carrier signal. As a result, a multi-carrier chip modulated wave is generated.
【００５８】受信装置はミキサ１５１、ローカル発振器
１５２、帯域通過フィルタ１５３およびＩＱ検波器１５
４からなる受信機を４系列並べることにより構成され
る。４つのＩＱ検波器１５４によりそれぞれ検波された
包絡線信号は図８に示したような復調回路に入力され
る。第一実施例に示した周波数ホッピングにおける復調
回路では、複素包絡線信号がシリアルに入力されるた
め、パラレルに変換するスイッチおよびメモリが必要と
なる。しかし、マルチキャリア伝送の場合には包絡線信
号がパラレルに復調回路に入力されるため、スイッチお
よびメモリは不要であり、また、符号器における符号化
もパラレルに処理される。本実施例では、周波数ホッピ
ング方式と異なり、同時刻に複数の周波数を用いて信号
伝送を行っているため、シンセサイザの周波数を高速に
切り換える必要はない。ただし、図１５に示すように複
数のローカル発振器１５２が必要である。The receiving device includes a mixer 151, a local oscillator 152, a band pass filter 153 and an IQ detector 15.
It is configured by arranging 4 series of 4 receivers. The envelope signals detected by the four IQ detectors 154 are input to the demodulation circuit as shown in FIG. In the frequency hopping demodulation circuit shown in the first embodiment, since the complex envelope signal is serially input, a switch and a memory for parallel conversion are required. However, in the case of multicarrier transmission, the envelope signal is input to the demodulation circuit in parallel, so a switch and a memory are not required, and the encoding in the encoder is processed in parallel. In the present embodiment, unlike the frequency hopping method, signal transmission is performed using a plurality of frequencies at the same time, so it is not necessary to switch the frequency of the synthesizer at high speed. However, a plurality of local oscillators 152 are required as shown in FIG.
【００５９】図１６に示した信号では、チップ長Ｔc を
シンボル長Ｔs の１／Ｋ倍としているが、Ｔs ／Ｋ＜Ｔ
c ≦Ｔs としてもよい。その場合、１つのチップ変調波
が占有する帯域が狭くなるとともに、変復調における動
作周波数も低くなる。ビットあたりのエネルギは増加す
るので、伝送変復調における動作周波数も低くなる。ビ
ットあたりのエネルギは増加するので、伝送特性も改善
される。したがって、同時ユーザ数の現象とともに適応
的にチップ長を制御することが望ましい。In the signal shown in FIG. 16, the chip length T c is 1 / K times the symbol length T s , but T s / K <T
It may be c ≦ T s . In that case, the band occupied by one chip modulated wave becomes narrow, and the operating frequency in modulation / demodulation also becomes low. Since the energy per bit increases, the operating frequency in transmission modulation / demodulation also decreases. Since the energy per bit is increased, the transmission characteristics are also improved. Therefore, it is desirable to control the chip length adaptively with the phenomenon of the number of simultaneous users.
【００６０】図１７および図１８は本発明第三実施例の
周波数ダイバーシチ伝送装置を示すブロック構成図であ
り、図１７は受信装置、図１８は復調回路を示す。この
実施例では、周波数ダイバーシチに空間ダイバーシチを
組み合わせて伝送特性をさらに改善するための構成例を
示す。ここでは、移動通信でよく用いられるアンテナ数
Ｌ＝２の場合の受信装置構成例を示す。チップ数Ｋ＝２
とする。17 and 18 are block diagrams showing a frequency diversity transmission apparatus according to the third embodiment of the present invention. FIG. 17 shows a receiving apparatus and FIG. 18 shows a demodulating circuit. In this embodiment, a configuration example for combining space diversity with frequency diversity to further improve transmission characteristics will be shown. Here, a configuration example of a receiving device in the case where the number of antennas L = 2 that is often used in mobile communication is shown. Number of chips K = 2
And
【００６１】受信装置は二つのアンテナ１７１、１７２
を備える。アンテナ１７１で受信された信号はミキサ２
１−１、帯域通過フィルタ２４−１およびＩＱ検波器２
５−１を経由して復調回路１７３に入力される。アンテ
ナ１７２で受信された信号は、同様に、ミキサ２１−
２、帯域通過フィルタ２４−２およびＩＱ検波器２５−
２を経由して復調回路１７３に入力される。ミキサ２１
−１、２１−２には、周波数シンセサイザ２２からロー
カルキャリアが入力される。周波数シンセサイザ２２の
出力周波数は周波数制御回路２３からの制御信号により
切り換えられる。この構成により、アンテナ１７１およ
び１７２で受信された信号が各々周波数変換および準同
期検波され、複素包絡線信号が求められる。復調回路１
７３はこれらの複素包絡線信号を復調する。The receiving device has two antennas 171, 172.
Equipped with. The signal received by the antenna 171 is the mixer 2
1-1, bandpass filter 24-1 and IQ detector 2
It is input to the demodulation circuit 173 via 5-1. The signal received by the antenna 172 is similarly received by the mixer 21-
2, band pass filter 24-2 and IQ detector 25-
The signal is input to the demodulation circuit 173 via 2. Mixer 21
A local carrier is input from the frequency synthesizer 22 to −1 and 21-2. The output frequency of the frequency synthesizer 22 is switched by a control signal from the frequency control circuit 23. With this configuration, the signals received by the antennas 171 and 172 are respectively frequency-converted and quasi-coherently detected to obtain a complex envelope signal. Demodulation circuit 1
73 demodulates these complex envelope signals.
【００６２】復調回路１７３は二つの復号器８１−１、
８１−２および二つのスイッチ８２−１、８２−２を備
える。復号器８１−１はアンテナ１７１により受信され
た信号の複素包絡線信号を復号化し、スイッチ８２−１
を介してメモリ８３の一つめおよび二つめの領域に蓄積
する。復号器８１−２はアンテナ１７２により受信され
た信号の複素包絡線信号を復号化し、スイッチ８２−２
を介してメモリ８３の三つめおよび四つめの領域に蓄積
する。これらの蓄積された複素包絡線信号を用いて、図
８を参照して説明したＫ＝４の場合と同様の動作により
複素包絡線信号の合成を行う。The demodulation circuit 173 includes two decoders 81-1 and
81-2 and two switches 82-1 and 82-2. The decoder 81-1 decodes the complex envelope signal of the signal received by the antenna 171, and the switch 82-1
Through the first and second areas of the memory 83. The decoder 81-2 decodes the complex envelope signal of the signal received by the antenna 172, and the switch 82-2
Via memory to the third and fourth areas of memory 83. Using these accumulated complex envelope signals, the complex envelope signals are combined by the same operation as in the case of K = 4 described with reference to FIG.
【００６３】ここで２本のアンテナを用いた例について
説明したが、複数本のアンテナを用いた場合にも同様に
本発明を実施できる。Although an example using two antennas has been described here, the present invention can be similarly implemented when a plurality of antennas are used.
【００６４】図１９は本発明第四実施例の周波数ダイバ
ーシチ伝送装置を示すブロック構成図であり、送信装置
の構成例を示す。チップ数Ｋ＝４としている。この実施
例は、１ユーザの信号を複数のチャネルに分配するシリ
アル・パラレル変換器１９１を備え、１ユーザの信号を
あたかも複数ユーザが用いているように信号を分配す
る。この例では四つに分配している。このようにする
と、伝送速度は１／４となる。分配された四つの信号に
ついて、例えば図１２に示した符号化回路によりチップ
に分割し、符号化チップ信号を生成する。符号化以後の
送信装置動作は同一周波数を複数のユーザで使用する場
合と同じである。受信については、図８に示した復調回
路を送信側の分配数と同数だけ設けて復調してもよく、
図１３に示した復調回路を用いて復調してもよい。図１
３に示した復調回路では、希望波信号だけでなく干渉波
信号についても信号パターンを推定して復調しているた
め、第一実施例において干渉波とみなしていた信号を希
望波信号とみなすことにより復調できる。FIG. 19 is a block diagram showing a frequency diversity transmission apparatus according to the fourth embodiment of the present invention, showing a configuration example of the transmission apparatus. The number of chips K = 4. This embodiment includes a serial / parallel converter 191 that distributes a signal of one user to a plurality of channels, and distributes the signal of one user as if it were used by a plurality of users. In this example, it is divided into four. In this way, the transmission rate becomes 1/4. The four distributed signals are divided into chips by the encoding circuit shown in FIG. 12, for example, to generate encoded chip signals. The operation of the transmitter after encoding is the same as when the same frequency is used by a plurality of users. For reception, the demodulation circuit shown in FIG. 8 may be provided in the same number as the distribution number on the transmission side for demodulation.
You may demodulate using the demodulation circuit shown in FIG. Figure 1
In the demodulation circuit shown in FIG. 3, not only the desired wave signal but also the interference wave signal is estimated and demodulated, so that the signal regarded as the interference wave in the first embodiment is regarded as the desired wave signal. Can be demodulated by.
【００６５】[0065]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数ダ
イバーシチ伝送装置は、個々のシンボルをチップに分割
し、それをさらに符号化することにより、同一周波数で
複数のシンボル系列を同時に周波数ダイバーシチ伝送す
ることができ、周波数を有効に利用することができる。As described above, the frequency diversity transmission apparatus of the present invention divides individual symbols into chips and further encodes them to perform frequency diversity transmission of a plurality of symbol sequences at the same frequency at the same time. The frequency can be effectively used.
【００６６】また、受信側でコヒーレント検波を行う場
合には、干渉キャンセルが可能となり、従来のノンコヒ
ーレント検波を行う場合に比べて優れた伝送特性が得ら
れる。Further, when coherent detection is performed on the receiving side, interference can be canceled and excellent transmission characteristics can be obtained as compared with the case where conventional non-coherent detection is performed.
【図１】本発明第一実施例の周波数ダイバーシチ伝送装
置を示すブロック構成図。FIG. 1 is a block diagram showing a frequency diversity transmission device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】変調方法を説明する図であり、チップ変調波形
の一例を示す図。FIG. 2 is a diagram illustrating a modulation method and is a diagram illustrating an example of a chip modulation waveform.
【図３】受信装置における受信無線周波数ｆR 、受信中
間周波数ｆIF、システム帯域幅ＷR 、中間周波数帯域幅
幅ＷIFの関係を表す図。FIG. 3 is a diagram showing a relationship among a reception radio frequency f R , a reception intermediate frequency f IF , a system bandwidth W R , and an intermediate frequency bandwidth W IF in the receiving device.
【図４】高速周波数ホッピング用周波数シンセサイザの
一例を示すブロック構成図。FIG. 4 is a block diagram showing an example of a frequency synthesizer for fast frequency hopping.
【図５】メモリテーブルに書き込まれたサンプル値の一
例を示す図。FIG. 5 is a diagram showing an example of sample values written in a memory table.
【図６】出力波形の一例を示す図。FIG. 6 is a diagram showing an example of an output waveform.
【図７】チップ変調手段の別の構成例を示す図。FIG. 7 is a diagram showing another configuration example of the chip modulation means.
【図８】復調回路の一例を示すブロック構成図。FIG. 8 is a block diagram showing an example of a demodulation circuit.
【図９】基地局から移動局への下り伝送時における信号
形式を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a signal format during downlink transmission from a base station to a mobile station.
【図１０】このような信号を送信するためのチップ変調
手段の構成例を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of chip modulation means for transmitting such a signal.
【図１１】直交関数の一例を示す図。FIG. 11 is a diagram showing an example of an orthogonal function.
【図１２】同一周波数を複数のユーザで使用する場合に
同一周波数を利用するユーザの信号をベースバンドで符
号化して多重化する符号化回路の構成例を示す図。FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of an encoding circuit that encodes a signal of a user who uses the same frequency in a baseband and multiplexes the same frequency when the same frequency is used by a plurality of users.
【図１３】最尤判定による非線形復調方式により復調を
行う復調回路の一例を示すブロック構成図。FIG. 13 is a block configuration diagram showing an example of a demodulation circuit that performs demodulation by a non-linear demodulation method by maximum likelihood determination.
【図１４】本発明第二実施例の周波数ダイバーシチ伝送
装置を示すブロック構成図であり、送信装置の構成を示
す図。FIG. 14 is a block configuration diagram showing a frequency diversity transmission device of a second exemplary embodiment of the present invention, a diagram showing a configuration of a transmission device.
【図１５】本発明第二実施例の周波数ダイバーシチ伝送
装置を示すブロック構成図であり、受信装置の構成を示
す図。FIG. 15 is a block configuration diagram showing a frequency diversity transmission device of a second exemplary embodiment of the present invention, and a diagram showing a configuration of a reception device.
【図１６】マルチキャリア方式の場合の符号化チップ信
号を示す図。FIG. 16 is a diagram showing a coded chip signal in the case of a multicarrier system.
【図１７】本発明第三実施例の周波数ダイバーシチ伝送
装置を示すブロック構成図であり、受信装置の構成を示
す図。FIG. 17 is a block configuration diagram showing a frequency diversity transmission device of a third exemplary embodiment of the present invention, and a diagram showing a configuration of a reception device.
【図１８】復調回路の構成を示すブロック構成図。FIG. 18 is a block diagram showing the structure of a demodulation circuit.
【図１９】本発明第四実施例の周波数ダイバーシチ伝送
装置を示すブロック構成図であり、送信装置の構成例を
示す図。FIG. 19 is a block configuration diagram showing a frequency diversity transmission device of a fourth exemplary embodiment of the present invention, and is a diagram showing a configuration example of a transmission device.
【図２０】高速周波数ホッピングを用いた周波数ダイバ
ーシチ伝送装置の従来例を示すブロック構成図。FIG. 20 is a block diagram showing a conventional example of a frequency diversity transmission device using fast frequency hopping.
１ 送信装置 ２ 受信装置 １１ 符号器 １２ 直交変調器 １３ 周波数シンセサイザ １４ 周波数制御回路 １５ 帯域通過フィルタ ２１、２１−１、２１−２ ミキサ ２２ 周波数シンセサイザ ２３ 周波数制御回路 ２４、２４−１、２４−２ 帯域通過フィルタ ２５、２５−１、２５−２ ＩＱ検波器 ２６ 復調回路 ４１ フェーズアキュミュレータ ４２ メモリテーブル ４３ ディジタル・アナログ変換器 ４４ 低域通過フィルタ ７１ スイッチ回路 ７２ 低域通過フィルタ ７３ 直交変調器 ７４ 合成回路 ８１、８１−１、８１−２ 復号器 ８２、８２−１、８２−２ スイッチ ８３ メモリ ８４−１〜８４−４ 複素乗算器 ８５ 合成回路 ８６ 判定回路 ８７ 減算器 ８８ 複素係数制御回路 １０１ 多重化回路 １０２ 変調器 １０３ 発振器 １０４ 合成器 １２１−１〜１２１−４ 複素乗算器 １２２ 合成器 １３１ スイッチ １３２ メモリ １３３ 減算器 １３４ 複素乗算器 １３５ 複素係数制御回路 １３６ 二乗演算回路 １３７ 加算器 １３８ 最尤推定回路 １３９ 信号発生器 １４０ 符号器 １４１ 符号器 １４２−１〜１４２−４ 直交変調器 １４３−１〜１４３−４ 発振器 １５１ ミキサ １５２ ローカル発振器 １５３ 帯域通過フィルタ １５４ ＩＱ検波器 １７１、１７２ アンテナ １７３ 復調回路 １９１ シリアル・パラレル変換器 ２０１ 直交変調器 ２０２ 周波数シンセサイザ ２０３ 周波数制御回路 ２０４ 帯域通過フィルタ ２０５ ミキサ ２０６ ローカル発振器 ２０７ 帯域通過フィルタ ２０８ 二乗検波回路 1 Transmitter 2 Receiver 11 Encoder 12 Quadrature modulator 13 Frequency synthesizer 14 Frequency control circuit 15 Band pass filter 21, 21-1, 21-2 Mixer 22 Frequency synthesizer 23 Frequency control circuit 24, 24-1, 24-2 Band pass filter 25, 25-1, 25-2 IQ detector 26 Demodulation circuit 41 Phase accumulator 42 Memory table 43 Digital-analog converter 44 Low pass filter 71 Switch circuit 72 Low pass filter 73 Quadrature modulator 74 Synthesis Circuit 81, 81-1, 81-2 Decoder 82, 82-1, 82-2 Switch 83 Memory 84-1 to 84-4 Complex multiplier 85 Synthesis circuit 86 Judgment circuit 87 Subtractor 88 Complex coefficient control circuit 101 Multiplexing Circuit 102 modulator 103 oscillator 104 synthesis 121-1 to 121-4 Complex multiplier 122 Combiner 131 Switch 132 Memory 133 Subtractor 134 Complex multiplier 135 Complex coefficient control circuit 136 Square calculation circuit 137 Adder 138 Maximum likelihood estimation circuit 139 Signal generator 140 Encoder 141 Code Device 142-1 to 142-4 Quadrature modulator 143-1 to 143-4 Oscillator 151 Mixer 152 Local oscillator 153 Band pass filter 154 IQ detector 171, 172 Antenna 173 Demodulation circuit 191 Serial / parallel converter 201 Quadrature modulator 202 Frequency synthesizer 203 Frequency control circuit 204 Band pass filter 205 Mixer 206 Local oscillator 207 Band pass filter 208 Square detection circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/22 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical display location H04L 27/22 9297-5K H04L 27/22 Z
Claims (9)
れぞれＫ種類（Ｋは２以上の整数）のキャリア周波数に
より変調して送信する送信装置と、 この送信装置の送信信号を受信して上記Ｋ種類のキャリ
ア周波数にそれぞれ同期するＫ種類のローカル周波数に
より復調する受信装置とを備えた周波数ダイバーシチ伝
送装置において、 上記送信装置は、 入力シンボル系列の個々のシンボルを複数のチップに分
割してそのチップ列を符号化することにより１シンボル
あたりＫ個の符号化チップ信号を出力するチップ符号化
手段と、 このＫ個の符号化チップ信号により上記Ｋ種類のキャリ
ア周波数を各々変調して１シンボルあたりＫ個のチップ
変調波を生成するチップ変調手段とを含み、 上記受信装置は、 １シンボルあたりＫ個のチップ変調波を上記Ｋ個のロー
カル周波数によりそれぞれ検波してＫ個の複素包絡線信
号を抽出する準同期検波手段と、 このＫ個の複素包絡線信号から送信シンボルを判定する
判定手段とを含むことを特徴とする周波数ダイバーシチ
伝送装置。1. A transmitter that modulates and transmits each symbol of an input symbol sequence with K types (K is an integer of 2 or more) of carrier frequencies, and a K type that receives a transmission signal from this transmitter. In a frequency diversity transmission apparatus including a receiving apparatus that demodulates by K kinds of local frequencies that are respectively synchronized with the carrier frequencies, the transmitting apparatus divides each symbol of the input symbol sequence into a plurality of chips, Chip coding means for outputting K coded chip signals per symbol by coding the above-mentioned K, and the above K kinds of carrier frequencies are respectively modulated by the K coded chip signals to obtain K code signals per symbol. And a chip modulating means for generating chip modulated waves of the above. A quasi-synchronous detection means for detecting each of the K local frequencies to extract K complex envelope signals, and a determination means for determining a transmission symbol from the K complex envelope signals. Frequency diversity transmission device.
ンボルに対してその系列ごとに互いに直交する信号を乗
算する手段を含み、 上記判定手段は上記Ｋ個の複素包絡線信号にこの直交す
る信号の複素共役を乗算する手段を含む請求項１記載の
周波数ダイバーシチ伝送装置。2. The chip modulation means includes means for multiplying a plurality of sequences of input symbols by signals orthogonal to each other for each sequence, and the determination means includes the orthogonal signals to the K complex envelope signals. 2. The frequency diversity transmission device according to claim 1, further comprising means for multiplying the complex conjugate of.
る手段と、 この複素係数が乗算された複素包絡線信号を合成してシ
ンボルを判定する手段と、 上記複素係数をあらかじめ定められたパターンのトレー
ニング信号に対する判定結果にしたがって設定する手段
とを含む請求項１または２記載の周波数ダイバーシチ伝
送装置。3. The determining means comprises means for multiplying each of the K complex envelope signals by a complex coefficient, and means for determining a symbol by synthesizing the complex envelope signals multiplied by the complex coefficients. 3. The frequency diversity transmission apparatus according to claim 1, further comprising means for setting the complex coefficient according to a determination result for a training signal having a predetermined pattern.
化する符号器と、 この符号器の出力から上記Ｋ個の複素包絡線信号のそれ
ぞれの推定値を求める手段と、 この推定値と上記Ｋ個の複素包絡線信号とのそれぞれの
減算を行って推定誤差を求める手段と、 この推定誤差の二乗和を求める手段と、 シンボルパターン候補のある時点から次の時点への遷移
に対応したパスを求め、そのなかから上記推定誤差の二
乗和が最小となるパスを選択してシンボル判定を行う最
尤推定回路と、 この最尤推定回路で求めたパスに対応して上記シンボル
候補を出力する信号発生器とを含む請求項１記載の周波
数ダイバーシチ伝送装置。4. The deciding means obtains an estimated value of each of the K complex envelope signals from an encoder which encodes the symbol candidates with the same logic as that of the chip encoding means, and the output of the encoder. Means, means for obtaining an estimation error by subtracting each of the estimated value and the K complex envelope signals, a means for obtaining a sum of squares of the estimation error, and Corresponds to the maximum likelihood estimation circuit that determines the symbol corresponding to the path corresponding to the transition to the time point and selects the path with the smallest sum of squares of the above estimation errors, and the path calculated by this maximum likelihood estimation circuit. The frequency diversity transmission apparatus according to claim 1, further comprising a signal generator that outputs the symbol candidates.
異なるＫ個のチップ変調波を時系列的に生成する手段を
含む請求項１ないし４のいずれか記載の周波数ダイバー
シチ伝送装置。5. The frequency diversity transmission apparatus according to claim 1, wherein said chip modulating means includes means for generating K chip modulated waves having different carrier frequencies in time series.
数を別々に連続的に生成する手段を備え、上記チップ変
調手段はこのＫ種類のキャリア周波数を時系列的に選択
する手段を含む請求項５記載の周波数ダイバーシチ伝送
装置。6. The transmitter comprises means for continuously and separately generating K kinds of carrier frequencies, and the chip modulating means includes means for selecting the K kinds of carrier frequencies in time series. 5. The frequency diversity transmission device described in 5.
異なるＫ個のチップ変調波を同時かつ並列的に生成する
手段を含む請求項１ないし４のいずれか記載の周波数ダ
イバーシチ伝送装置。7. The frequency diversity transmission device according to claim 1, wherein said chip modulating means includes means for simultaneously and in parallel generating K chip modulated waves having different carrier frequencies.
波数としてシンボルごとのＫ個の符号化チップ信号に対
する初期位相がそれぞれ実質的に一定のキャリア信号を
発生する手段を含み、 上記受信装置は上記ローカル周波数としてシンボルごと
のＫ個の符号化チップ信号に対する初期位相がそれぞれ
実質的に一定のローカル信号を発生する手段を含む請求
項１ないし７のいずれか記載の周波数ダイバーシチ伝送
装置。8. The transmitting apparatus includes means for generating carrier signals having substantially constant initial phases with respect to K coded chip signals for each symbol as the K types of carrier frequencies, and the receiving apparatus includes the above-mentioned means. 8. The frequency diversity transmission device according to claim 1, further comprising means for generating local signals having a substantially constant initial phase for K coded chip signals for each symbol as a local frequency.
上記ローカル信号を発生する手段はそれぞれ、あらかじ
め正弦波形が記録されたメモリテーブルと、このメモリ
テーブルのアドレス指定を変えることにより出力周波数
を設定する手段とを含む請求項８記載の周波数ダイバー
シチ伝送装置。9. The means for generating the carrier signal and the means for generating the local signal are respectively a memory table in which a sine waveform is recorded in advance, and a means for setting the output frequency by changing the addressing of the memory table. 9. The frequency diversity transmission device according to claim 8, including:
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
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| EP93308729A EP0599500B1 (en) | 1992-11-20 | 1993-11-01 | Frequency diversity transmitter and receiver |
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| JP3004147B2 (en) | 2000-01-31 |
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