JPH07229576A - Controller for current control type solenoid valve - Google Patents
Controller for current control type solenoid valveInfo
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- JPH07229576A JPH07229576A JP2062794A JP2062794A JPH07229576A JP H07229576 A JPH07229576 A JP H07229576A JP 2062794 A JP2062794 A JP 2062794A JP 2062794 A JP2062794 A JP 2062794A JP H07229576 A JPH07229576 A JP H07229576A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電流制御型電磁弁の制
御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a current control type solenoid valve.
【０００２】[0002]
【従来の技術】車両や工作機械などにおいては油圧制御
等の種々の目的で電流制御型電磁弁が用いられている。
たとえば、内燃機関の吸入空気量制御用電磁弁、自動変
速機のロックアップクラッチスリップ制御圧発生用電磁
弁、自動変速機のアキュム背圧制御圧発生用電磁弁、自
動変速機のスロットル圧発生用電磁弁などがそれであ
る。このような電流制御型電磁弁を駆動するためには車
両の電池が電源として用いられる。2. Description of the Related Art In vehicles and machine tools, current-controlled solenoid valves are used for various purposes such as hydraulic control.
For example, a solenoid valve for controlling the intake air amount of an internal combustion engine, a solenoid valve for generating a lock-up clutch slip control pressure for an automatic transmission, a solenoid valve for generating an accumulator back pressure control pressure for an automatic transmission, a throttle valve for generating an automatic transmission. That is a solenoid valve. In order to drive such a current control type solenoid valve, the battery of the vehicle is used as a power source.
【０００３】そして、上記のような電流制御型電磁弁を
制御するために、駆動電流の変化に応答して作動させら
れる電流制御型電磁弁と、電池とその電流制御型電磁弁
との間に設けられてその電池から電流制御型電磁弁へ流
される駆動電流を変化させる電流調節手段とを備え、電
流制御型電磁弁の実際の駆動電流或いは電磁弁の実際の
出力圧が指令電流或いは電磁弁の目標出力圧と一致する
ように上記の電流調節手段を制御する電流制御型電磁弁
のフィードバック制御装置が提案されている。特開昭６
２−２４１０１３号公報に記載された制御装置はその一
例である。In order to control the current control type solenoid valve as described above, a current control type solenoid valve which is operated in response to a change in the drive current, and a battery and the current control type solenoid valve are provided. And a current adjusting means for changing the drive current flowing from the battery to the current control type solenoid valve, and the actual drive current of the current control type solenoid valve or the actual output pressure of the solenoid valve is the command current or the solenoid valve. A feedback control device for a current control type solenoid valve has been proposed which controls the above current adjusting means so as to match the target output pressure of. JP-A-6
The control device described in Japanese Patent No. 2-241013 is an example thereof.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、車両のヘッ
ドライトの点灯やヒータへの通電時などのように電池の
出力電流が急激に増大させられたような電源電圧の変動
が生じた場合には、電源の出力電圧がその影響を受けて
変化させられるが、前記のような従来の電流制御型電磁
弁のフィードバック制御装置の応答特性では上記電池の
出力電圧の急激な変化に追従できない場合が普通である
ため、車両の電池の出力電圧の変動に起因して電流制御
型電磁弁の駆動電流が影響されるとともにその電流制御
型電磁弁の出力が変動するという不都合があった。By the way, when the power supply voltage fluctuates such that the output current of the battery is suddenly increased, such as when the headlight of the vehicle is turned on or when the heater is energized. The output voltage of the power supply is affected by the change, but the response characteristics of the feedback control device of the conventional current control type solenoid valve as described above usually cannot follow the rapid change of the output voltage of the battery. Therefore, there is an inconvenience that the drive current of the current control type solenoid valve is influenced and the output of the current control type solenoid valve varies due to the variation of the output voltage of the vehicle battery.
【０００５】また、前記従来の電流制御型電磁弁のフィ
ードバック制御装置が、電流制御型電磁弁の実際の駆動
電流を指令電流と一致させるように電流調節手段を制御
する形式の場合には、電流検出手段により検出された電
流制御型電磁弁の実際の駆動電流値の中にその電流検出
手段に含まれる増幅回路などによるオフセットが含まれ
ることがあり、電流制御型電磁弁の正確なフィードバッ
ク制御が行われ得ない場合があった。Further, in the case where the conventional feedback control device for the current control type solenoid valve controls the current adjusting means so that the actual drive current of the current control type solenoid valve matches the command current, the current control means The actual drive current value of the current control type solenoid valve detected by the detection means may include an offset due to an amplifier circuit included in the current detection means, and accurate feedback control of the current control type solenoid valve may be performed. In some cases it could not be done.
【０００６】本発明は以上の事情を背景として為された
ものであり、その第１の目的とするところは、電池の出
力電圧の変動の影響を受けない電流制御型電磁弁の制御
装置を提供することにある。また、本発明の第２の目的
は、電流検出手段により検出された電流制御型電磁弁の
実際の駆動電流値の中にオフセットが含まれないように
して正確なフィードバック制御を行うことができる電流
制御型電磁弁の制御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances. A first object of the present invention is to provide a control device for a current control type solenoid valve which is not affected by fluctuations in the output voltage of a battery. To do. A second object of the present invention is to provide an accurate feedback control so that the actual drive current value of the current control type solenoid valve detected by the current detection means does not include an offset. It is to provide a control device for a control type solenoid valve.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための第１の手段】上記第１の目的を
達成するための本発明の要旨とするところは、駆動電流
の変化に応答して作動させられる電流制御型電磁弁と、
電池とその電流制御型電磁弁との間に設けられてその電
池から電流制御型電磁弁へ流される駆動電流を変化させ
る電流調節手段と、その電流制御型電磁弁の実際の駆動
電流を検出する電流検出手段と、その電流検出手段によ
り検出された実際の駆動電流が指令電流と一致するよう
に前記電流調節手段を制御するフィードバック制御手段
とを備えた電流制御型電磁弁の制御装置であって、(a)
前記電池の出力電圧の変化を検出する出力電圧変化検出
手段と、(b) その出力電圧変化検出手段により検出され
た出力電圧の変化に基づいて、前記フィードバック制御
手段のフィードバックゲインを変更するフィードバック
ゲイン変更手段とを、含むことにある。The first object of the present invention to achieve the first object is to provide a current control type solenoid valve which is actuated in response to a change in drive current.
Detecting the actual drive current of the current control type solenoid valve and current adjusting means provided between the battery and the current control type solenoid valve to change the drive current flowing from the battery to the current control type solenoid valve. A control device for a current control type solenoid valve comprising current detection means and feedback control means for controlling the current adjustment means so that the actual drive current detected by the current detection means matches the command current. , (A)
Output voltage change detection means for detecting a change in the output voltage of the battery, and (b) a feedback gain for changing the feedback gain of the feedback control means based on the change in the output voltage detected by the output voltage change detection means. And changing means.
【０００８】[0008]
【作用】このようにすれば、出力電圧変化検出手段によ
り検出された電池の出力電圧の変化に基づいて、フィー
ドバックゲイン変更手段により前記フィードバック制御
手段のフィードバックゲインが変更される。With this configuration, the feedback gain changing means changes the feedback gain of the feedback control means based on the change in the output voltage of the battery detected by the output voltage change detecting means.
【０００９】[0009]
【第１発明の効果】したがって、本第１発明によれば、
電池の出力電圧の変化に基づいてフィードバック制御手
段のフィードバックゲインが変更されることから、車両
のヘッドライトの点灯やヒータへの通電時などのように
電池の出力電流が急激に増大させられた場合でも、フィ
ードバック系の出力は電池の出力電圧の低下に応答して
変化させられるので、車両の電池のような電源の出力電
圧の変動に起因して電流制御型電磁弁の駆動電流が影響
されたりその電流制御型電磁弁の出力が変化したりする
ことが解消される。Therefore, according to the first aspect of the present invention,
Since the feedback gain of the feedback control means is changed based on the change in the output voltage of the battery, when the output current of the battery is suddenly increased, such as when the headlight of the vehicle is turned on or the heater is energized. However, since the output of the feedback system is changed in response to the decrease of the output voltage of the battery, the drive current of the current control type solenoid valve may be affected due to the fluctuation of the output voltage of the power source such as the battery of the vehicle. It is eliminated that the output of the current control type solenoid valve changes.
【００１０】ここで、前記電流検出手段は、好適には、
前記電流制御型電磁弁と直列に接続された電流検出用抵
抗の両端に発生する電圧を増幅する増幅器と、この増幅
器の出力信号を平滑化するフィルタ手段とを含む。この
ようにすれば、電流検出手段による検出値にノイズが混
入したとしても、そのノイズがフィルタ手段により好適
に除去される利点がある。Here, the current detection means is preferably
It includes an amplifier for amplifying a voltage generated across a current detecting resistor connected in series with the current control type solenoid valve, and a filter means for smoothing an output signal of the amplifier. This has the advantage that even if noise is mixed in the value detected by the current detection means, the noise is preferably removed by the filter means.
【００１１】また、前記フィードバック制御手段は、好
適には、指令電流と前記電流検出手段により検出された
実際の電流値との偏差を算出する偏差演算手段と、その
偏差に積分定数を乗算して積分制御値を算出する積分制
御値算出手段と、その偏差の差分値を算出する差分演算
手段と、その差分値に比例定数を乗算して比例制御値を
算出する比例制御値算出手段と、それら積分制御値およ
び比例制御値を加算して操作変化値を算出する操作変化
値算出手段と、その操作変化値を前回の操作出力値に加
算することにより新たな操作出力値を算出する積算手段
とを含む。Further, the feedback control means is preferably a deviation calculation means for calculating a deviation between a command current and an actual current value detected by the current detection means, and the deviation is multiplied by an integration constant. Integral control value calculating means for calculating an integral control value, difference calculating means for calculating a difference value of the deviation thereof, proportional control value calculating means for multiplying the difference value by a proportional constant, and a proportional control value calculating means, An operation change value calculating means for calculating an operation change value by adding the integral control value and the proportional control value, and an integrating means for calculating a new operation output value by adding the operation change value to the previous operation output value. including.
【００１２】また、好適には、出力電圧変化検出手段
は、前記電池の実際の出力電圧を検出する電池出力電圧
検出手段と、その電池の出力電圧の低周波数成分を弁別
するフィルタ手段と、電池の出力電圧とその出力電圧の
低周波数成分との差を算出することにより電池の出力電
圧の変化値を算出する出力電圧変化値算出手段とを含
む。Preferably, the output voltage change detecting means is a battery output voltage detecting means for detecting the actual output voltage of the battery, a filter means for discriminating a low frequency component of the output voltage of the battery, and a battery. Output voltage change value calculating means for calculating the change value of the output voltage of the battery by calculating the difference between the output voltage of the battery and the low frequency component of the output voltage.
【００１３】また、好適には、前記フィードバックゲイ
ン変更手段は、電池の電圧変化による前記電流制御型電
磁弁の駆動電流の変化を相殺するように予め定められた
関係から前記電池の実際の出力電圧に基づいて、前記積
分定数および微分定数を決定する決定手段を含むもので
ある。Further, preferably, the feedback gain changing means has an actual output voltage of the battery from a predetermined relationship so as to cancel a change in the drive current of the current control type solenoid valve due to a change in battery voltage. And a determining means for determining the integration constant and the differential constant based on the above.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための第２の手段】また、前記第２の
目的を達成するための発明の要旨とするところは、駆動
電流の変化に応答して作動させられる電流制御型電磁弁
と、電池とその電流制御型電磁弁との間に設けられてそ
の電池から電流制御型電磁弁へ流される駆動電流を変化
させる電流調節手段と、その電流制御型電磁弁の実際の
駆動電流を検出する電流検出手段と、その電流検出手段
により検出された実際の駆動電流が指令電流と一致する
ように前記電流調節手段を制御するフィードバック制御
手段とを備えた電流制御型電磁弁の制御装置であって、
(a) 前記電流調節手段により前記電流制御型電磁弁の駆
動電流を遮断する駆動電流遮断手段と、(b) その駆動電
流遮断手段により前記電流制御型電磁弁の駆動電流が遮
断されたときに前記電流検出手段により検出された値を
オフセット値として予め決定するオフセット値決定手段
と、(c) そのオフセット値決定手段により決定されたオ
フセット値を前記電流検出手段による検出値から差し引
くことにより実際の駆動電流を算出する実駆動電流算出
手段とを、含むことにある。A second aspect of the present invention to achieve the second object is to provide a current control type solenoid valve which is operated in response to a change in drive current, Detecting the actual drive current of the current control type solenoid valve and current adjusting means provided between the battery and the current control type solenoid valve to change the drive current flowing from the battery to the current control type solenoid valve. A control device for a current control type solenoid valve comprising current detection means and feedback control means for controlling the current adjustment means so that the actual drive current detected by the current detection means matches the command current. ,
(a) a drive current cutoff means for cutting off the drive current of the current control type solenoid valve by the current adjustment means, and (b) when the drive current of the current control type solenoid valve is cut off by the drive current cutoff means. An offset value determining unit that predetermines the value detected by the current detecting unit as an offset value, and (c) the offset value determined by the offset value determining unit is actually subtracted from the detected value by the current detecting unit. And an actual drive current calculating means for calculating the drive current.
【００１５】[0015]
【作用】このようにすれば、駆動電流遮断手段により前
記電流制御型電磁弁の駆動電流が遮断されたときに電流
検出手段により検出された値が、オフセット値決定手段
によりオフセット値として予め決定される。そして、実
駆動電流算出手段により、そのオフセット値決定手段に
より決定されたオフセット値が前記電流検出手段による
検出値から差し引かれることにより実際の駆動電流が算
出される。With this configuration, the value detected by the current detection means when the drive current of the current control type solenoid valve is cut off by the drive current cutoff means is previously determined as the offset value by the offset value determination means. It Then, the actual drive current calculation means calculates the actual drive current by subtracting the offset value determined by the offset value determination means from the value detected by the current detection means.
【００１６】[0016]
【第２発明の効果】したがって、本第２発明によれば、
電流検出手段により検出された電流制御型電磁弁の実際
の駆動電流値からオフセットが除去されることにより実
際の駆動電流が算出されるので、その実際の駆動電流に
基づいて電流制御型電磁弁の正確なフィードバック制御
が行われる。Therefore, according to the second aspect of the present invention,
Since the actual drive current is calculated by removing the offset from the actual drive current value of the current control type solenoid valve detected by the current detecting means, the current control type solenoid valve of the current control type solenoid valve is calculated based on the actual drive current. Accurate feedback control is performed.
【００１７】ここで、好適には、前記電流検出手段は、
前記電流制御型電磁弁と直列に接続された電流検出用抵
抗の両端に発生する電圧を増幅する増幅器と、この増幅
器の出力信号を平滑化するフィルタ手段とを含む。この
ようにすれば、電流検出手段による検出値にノイズが混
入したとしても、そのノイズがフィルタ手段により好適
に除去され、直流成分であるオフセット値が正確に得ら
れる利点がある。Preferably, the current detecting means is
It includes an amplifier for amplifying a voltage generated across a current detecting resistor connected in series with the current control type solenoid valve, and a filter means for smoothing an output signal of the amplifier. With this configuration, even if noise is mixed in the value detected by the current detection unit, the noise is preferably removed by the filter unit, and the offset value that is a DC component can be obtained accurately.
【００１８】また、好適には、前記オフセット値決定手
段は、前記駆動電流遮断手段により前記電流制御型電磁
弁の駆動電流が遮断されたときから所定の時間が経過し
たか否かを判断する経過時間判定手段を含み、その経過
時間判定手段によりその所定時間が経過したと判定され
たときに前記電流検出手段による検出値に基づいてオフ
セット値を決定するものである。電流制御型電磁弁のコ
イルのインダクタンスやフィルタ手段に含まれるキャパ
シタンスなどにより、駆動電流遮断手段により遮断され
た後の駆動電流が過渡的に低下したとしても、上記所定
の時間が経過した安定状態の値がオフセット値として決
定されるので、オフセット値が正確に得られる利点があ
る。Further, preferably, the offset value determining means determines whether or not a predetermined time has elapsed from the time when the drive current of the current control type solenoid valve was cut off by the drive current cutoff means. The time determining means is included, and when the elapsed time determining means determines that the predetermined time has elapsed, the offset value is determined based on the value detected by the current detecting means. Due to the inductance of the coil of the current control type solenoid valve and the capacitance included in the filter means, even if the drive current after being cut off by the drive current cut-off means is transiently reduced, Since the value is determined as the offset value, there is an advantage that the offset value can be accurately obtained.
【００１９】また、好適には、前記オフセット値決定手
段は、前記駆動電流遮断手段により前記電流制御型電磁
弁の駆動電流が遮断された後に前記電流検出手段による
検出値を平滑化する平滑化手段を含み、この平滑化手段
により平滑化された検出値をオフセット値として決定す
るものである。このようにすれば、たとえノイズが電流
検出手段による検出値に混入したとしても、そのノイズ
の影響を可及的に抑制することができる。Further, preferably, the offset value determining means smoothes the detected value by the current detecting means after the drive current of the current control type solenoid valve is interrupted by the drive current interrupting means. And the detection value smoothed by this smoothing means is determined as an offset value. By doing so, even if noise is mixed in the detected value by the current detecting means, the influence of the noise can be suppressed as much as possible.
【００２０】また、前記フィードバック制御手段は、好
適には、指令電流と前記電流検出手段により検出された
実際の電流値との偏差を算出する偏差演算手段と、その
偏差に積分定数を乗算して積分制御値を算出する積分制
御値算出手段と、その偏差の差分値を算出する差分演算
手段と、その差分値に比例定数を乗算して比例制御値を
算出する比例制御値算出手段と、それら積分制御値およ
び比例制御値を加算して操作変化値を算出する操作変化
値算出手段と、その操作変化値を前回の操作出力値に加
算することにより新たな操作出力値を算出する積算手段
とを含む。Further, the feedback control means is preferably a deviation calculation means for calculating a deviation between a command current and an actual current value detected by the current detection means, and the deviation is multiplied by an integration constant. Integral control value calculating means for calculating an integral control value, difference calculating means for calculating a difference value of the deviation thereof, proportional control value calculating means for multiplying the difference value by a proportional constant, and a proportional control value calculating means, An operation change value calculating means for calculating an operation change value by adding the integral control value and the proportional control value, and an integrating means for calculating a new operation output value by adding the operation change value to the previous operation output value. including.
【００２１】また、好適には、前記電流制御型電磁弁の
制御装置は、前記電池の実際の出力電圧を検出する電池
出力電圧検出手段と、前記フィードバック制御手段の操
作出力値を、前記電池の実際の電圧値に基づく補正値に
より補正し、その電池の出力電圧の変動によって電流制
御型電磁弁の作動が影響されないようにする電池出力電
圧変動補正手段とを含む。このようにすれば、ヘッドラ
イトの点灯やヒータの通電などによって電池の出力電圧
値が低く変化しても、その変化分だけフィードバック制
御手段の操作出力値が補正されて駆動電流が増量される
ので、電流制御型電磁弁の作動が影響されない利点があ
る。Further, preferably, the current control type solenoid valve control device uses a battery output voltage detection means for detecting an actual output voltage of the battery and an operation output value of the feedback control means as the battery output voltage. And a battery output voltage fluctuation correcting means for correcting with a correction value based on an actual voltage value so that the fluctuation of the output voltage of the battery does not affect the operation of the current control type solenoid valve. By doing so, even if the output voltage value of the battery changes to a low level due to the lighting of the headlights or the energization of the heater, the operation output value of the feedback control means is corrected by the change and the drive current is increased. The advantage is that the operation of the current control type solenoid valve is not affected.
【００２２】[0022]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳
細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
【００２３】図１は、本発明の制御装置の制御対象とな
る車両用電流制御型電磁弁１０を示す断面図である。こ
の電磁弁１０は、車両用自動変速機の油圧制御回路に設
けられるロックアップクラッチスリップ制御圧発生用電
磁弁、アキュム背圧制御圧発生用電磁弁、スロットル圧
発生用電磁弁などとして用いられるものであり、リニヤ
ソレノイド弁とも称される。FIG. 1 is a sectional view showing a vehicle current control type solenoid valve 10 to be controlled by the control device of the present invention. The solenoid valve 10 is used as a lock-up clutch slip control pressure generating solenoid valve, an accumulator back pressure control pressure generating solenoid valve, a throttle pressure generating solenoid valve, etc. provided in a hydraulic control circuit of an automatic transmission for a vehicle. And is also called a linear solenoid valve.
【００２４】上記電磁弁１０は、図１に示すように、一
定のモジュレータ圧或いはライン圧である元圧ＰINが供
給される入力ポート１２、出力圧ＰOUT が出力される出
力ポート１４、作動油が排出されるドレンポート１６な
どが形成された弁本体１８と、第１ランド２０とそれよ
りも大径の第２ランド２２および第３ランド２４が形成
された弁子２６と、第２ランド２２に斜めに形成された
連通路２８を介して出力ポート１４に連通させられたフ
ィードバック油室３０と、上記入力ポート１２と出力ポ
ート１４との間が連通させられる開弁方向へ弁子２６を
付勢するスプリング３２と、弁子２６に当接するコア３
４とこのコア３４を吸引する磁力を発生させるコイル３
６とを有する電磁アクチュエータ３８と、コイル３６を
電気的に接続するために図示しないプラグが差し込まれ
るソケット４０とを備えている。The solenoid valve 10 is, as shown in FIG. 1, an input port 12 to which a source pressure P IN which is a constant modulator pressure or a line pressure is supplied, an output port 14 to which an output pressure P OUT is output, and an operation. A valve body 18 having a drain port 16 for discharging oil, a valve 26 having a first land 20 and a second land 22 and a third land 24 having a diameter larger than that of the first land 20, and a second land. The feedback oil chamber 30 communicated with the output port 14 through the communication passage 28 formed obliquely to the valve 22, and the valve 26 in the valve opening direction in which the input port 12 and the output port 14 are communicated with each other. Energizing spring 32 and core 3 abutting valve element 26
4 and a coil 3 for generating a magnetic force that attracts the core 34
6 and a socket 40 into which a plug (not shown) is inserted to electrically connect the coil 36.
【００２５】上記電磁弁１０の電磁アクチュエータ３８
は、コイル３６の駆動電流ＩSOL に対応した推力を発生
して上記弁子２６を、入力ポート１２と出力ポート１４
との間が遮断させられる閉弁方向へ付勢する。この電磁
アクチュエータ３８の推力をＦ（Ｉ）とし、上記スプリ
ング３２の付勢力をＷとし、上記第１ランド２０および
第２ランド２２の断面積をＡ1 およびＡ2 とすると、出
力圧ＰOUT は数式１に示す式に従って制御される。すな
わち、コイル３６の駆動電流ＩSOL に対応した大きさの
油圧信号すなわち出力圧ＰOUT が出力されるのである。
なお、数式１におけるＣ1 およびＣ2 は定数であり、Ｃ
1 ＝１／（Ａ2 −Ａ1 ）、Ｃ2 ＝Ｗ／（Ａ2 −Ａ1 ）で
ある。Electromagnetic actuator 38 of the solenoid valve 10
Generates a thrust force corresponding to the drive current I SOL of the coil 36 to move the valve element 26 to the input port 12 and the output port 14.
The valve is urged in the valve closing direction so that the gap between and is closed. When the thrust of the electromagnetic actuator 38 is F (I), the urging force of the spring 32 is W, and the cross-sectional areas of the first land 20 and the second land 22 are A 1 and A 2 , the output pressure P OUT is It is controlled according to the formula shown in Formula 1. That is, the hydraulic signal having a magnitude corresponding to the drive current I SOL of the coil 36, that is, the output pressure P OUT is output.
Note that C 1 and C 2 in Equation 1 are constants, and
1 = 1 / (A 2 -A 1), a C 2 = W / (A 2 -A 1).
【００２６】[0026]
【数１】ＰOUT ＝Ｃ1 ・Ｆ（Ｉ）−Ｃ2 [Formula 1] P OUT = C 1 · F (I) -C 2
【００２７】図２は、上記電磁弁１０の作動を制御する
ために車両に搭載された制御装置を示している。図２に
おいて、車両の電池５０の＋端子５２とアースすなわち
金属製の車体５４との間には、イグニッションスイッチ
５６、トランジスタなどの電流制御素子５８、コイル３
６、電流検出用抵抗体６０が直列に接続されている。FIG. 2 shows a control device mounted on a vehicle for controlling the operation of the solenoid valve 10. In FIG. 2, an ignition switch 56, a current control element 58 such as a transistor, a coil 3 are provided between a + terminal 52 of a vehicle battery 50 and a ground, that is, a metal body 54.
6. A current detecting resistor 60 is connected in series.
【００２８】出力電圧検出手段として機能する電圧検出
回路６２は、電池５０の＋端子５２の出力電圧ｖB を検
出し、その出力電圧ｖB を示すデジタル化された電圧信
号ＶＢを演算制御装置６４に供給する。また、コイル３
６の駆動電流ＩSOL を検出する電流検出手段として機能
する電流検出回路６６は、電流検出用抵抗体６０の両端
に発生する電圧信号を増幅する増幅器６８、フィルタ７
０、Ａ／Ｄ変換器７２を備え、コイル３６の駆動電流Ｉ
SOL を表す電圧信号ＶＩＯを演算制御装置６４に供給す
る。フィルタ７０はたとえば並列コンデンサ７４および
直列抵抗体７６から成るＬ型ローパスフィルタであり、
３００Ｈｚ程度以上のリップルを除去して平均化した波
形を出力する。The voltage detection circuit 62 functioning as an output voltage detection means detects the output voltage v B of the + terminal 52 of the battery 50, and outputs the digitized voltage signal V B indicating the output voltage v B to the arithmetic control unit 64. Supply to. Also, coil 3
The current detection circuit 66, which functions as a current detection unit that detects the drive current I SOL of the drive current 6, is an amplifier 68 that amplifies the voltage signal generated across the current detection resistor 60, and a filter
0, the A / D converter 72 is provided, and the drive current I of the coil 36 is
The voltage signal VIO representing SOL is supplied to the arithmetic and control unit 64. The filter 70 is, for example, an L-type low-pass filter including a parallel capacitor 74 and a series resistor 76,
A ripple of about 300 Hz or higher is removed and an averaged waveform is output.
【００２９】上記演算制御装置６４は、通常、自動変速
機の変速ギヤ段やロックアップクラッチの係合状態を制
御するマイクロコンピュータなどにより構成される。演
算制御装置６４は、予め記憶されたプログラムに従って
入力信号を処理して電磁弁１０のデューティ比Ｄを決定
するとともにそのデューティ比Ｄに応じたパルス幅を有
する駆動信号ＤSOL に変換し、その駆動信号ＤSOL を駆
動回路７８を介して電流制御素子５８に出力する。これ
により、コイル３６の駆動電流ＩSOL が調節される。本
実施例では、駆動回路７８および電流制御素子５８がコ
イル３６の駆動電流ＩSOL を変化させる電流調節手段に
対応している。The arithmetic and control unit 64 is usually constituted by a microcomputer or the like for controlling the gear shift stage of the automatic transmission and the engagement state of the lockup clutch. The arithmetic and control unit 64 processes the input signal according to a program stored in advance to determine the duty ratio D of the solenoid valve 10 and converts it into a drive signal D SOL having a pulse width corresponding to the duty ratio D, and drives the drive signal D SOL. The signal D SOL is output to the current control element 58 via the drive circuit 78. As a result, the drive current I SOL of the coil 36 is adjusted. In the present embodiment, the drive circuit 78 and the current control element 58 correspond to the current adjusting means for changing the drive current I SOL of the coil 36.
【００３０】図３は、駆動信号ＤSOL のパルス波形とコ
イル３６の駆動電流ＩSOL との関係を示している。図３
の上側に示す実線は、デューティ比Ｄが５０％程度の駆
動信号ＤSOL50 を示しており、このような駆動信号Ｄ
SOL50 にて電流制御素子５８が開閉されることにより、
コイル３６には図３の下側の実線に示す駆動電流ＩSOL5
0 が流される。図３の上側の破線に示すように、デュー
ティ比Ｄが３０％程度の駆動信号ＤSOL30 となると、こ
のような駆動信号ＤSOL30 にて電流制御素子５８が開閉
されることにより、コイル３６には図３の下側の破線に
示す駆動電流ＩSO L30 が流される。このように本実施例
では、駆動信号ＤSOL のデューティ比Ｄに応じて、コイ
ル３６の駆動電流ＩSOL が調節されるのである。FIG. 3 shows the relationship between the pulse waveform of the drive signal D SOL and the drive current I SOL of the coil 36. Figure 3
The solid line on the upper side of the figure shows the drive signal D SOL50 with a duty ratio D of about 50%.
By opening and closing the current control element 58 at SOL50 ,
The drive current I SOL5 shown in the lower solid line in FIG. 3 is applied to the coil 36.
0 is flushed. As shown by the upper dashed line in FIG. 3, when the drive signal D SOL30 having a duty ratio D of about 30%, the current control element 58 is opened / closed by such a drive signal D SOL30, so that the coil 36 is applied to the coil 36. The drive current I SO L30 indicated by the broken line on the lower side of FIG. 3 is passed. As described above, in this embodiment, the drive current I SOL of the coil 36 is adjusted according to the duty ratio D of the drive signal D SOL .
【００３１】図４は、上記演算制御装置６４の制御機能
を説明する機能ブロック線図である。図において、入力
信号変換手段９０は、たとえば所定の大きさの油圧信号
を発生させるように前記電磁弁１０を駆動するために図
示しない制御手段から指令された指令電流に対応した指
令デューティ比ＤOUT を目標値（電圧値）ＶＲに変換す
る。この目標値ＶＲの大きさはコイル３６の目標駆動電
流を表している。偏差演算手段９２は、目標値ＶＲと前
記電流検出回路６６により検出された実際の駆動電流値
（電圧値）ＶＩＯとの偏差ＥＶを算出する。積分制御値
算出手段９４は、その偏差ＥＶに積分定数ＫI を乗算し
て積分制御値ＫI ・ＥＶを算出する。差分演算手段９６
は、その偏差ＥＶの前回と今回のサンプリング値の差分
値ＤＥＶ〔＝ＥＶ（ｋ）−ＥＶ（ｋ−１）〕を算出す
る。比例制御値算出手段９８は、その差分値ＤＥＶに比
例定数ＫP を乗算することにより比例制御値ＫP ・ＤＥ
Ｖを算出する。操作変化値算出手段１００は、上記積分
制御値ＫI ・ＥＶと比例制御値ＫP ・ＤＥＶとを加算し
て操作変化値ＤＤＯを算出する。積算手段１０２は、そ
の操作変化値ＤＤＯを前回の操作出力値ＤＯ（ｋ−１）
に加算することにより新たな今回の操作出力値ＤＯ
（ｋ）を算出する。FIG. 4 is a functional block diagram for explaining the control function of the arithmetic and control unit 64. In the figure, an input signal conversion means 90 indicates a command duty ratio DOUT corresponding to a command current commanded by a control means (not shown) for driving the solenoid valve 10 so as to generate a hydraulic signal of a predetermined magnitude. Convert to a target value (voltage value) VR. The magnitude of the target value VR represents the target drive current of the coil 36. The deviation calculator 92 calculates a deviation EV between the target value VR and the actual drive current value (voltage value) VIO detected by the current detection circuit 66. The integral control value calculation means 94 multiplies the deviation EV by the integral constant K I to calculate the integral control value K I · EV. Difference calculation means 96
Calculates the difference value DEV [= EV (k) -EV (k-1)] between the previous and current sampling values of the deviation EV. The proportional control value calculation means 98 multiplies the difference value DEV by the proportional constant K P to obtain the proportional control value K P · DE.
Calculate V. The operation change value calculating means 100 calculates the operation change value DDO by adding the integral control value K I · EV and the proportional control value K P · DEV. The integrating means 102 calculates the operation change value DDO from the previous operation output value DO (k-1).
To the new operation output value DO
Calculate (k).
【００３２】上記積算手段１０２により算出された今回
の操作出力値ＤＯ（ｋ）は駆動デューティ比Ｄとして更
新され、出力信号変換手段１０４においてその駆動デュ
ーティ比Ｄを備えたたとえば３００Ｈｚ程度の所定周波
数のパルス信号である駆動信号ＤSOL に変換される。こ
こで、上記偏差演算手段９２、積分制御値算出手段９
４、差分演算手段９６、比例制御値算出手段９８、操作
変化値算出手段１００、積算手段１０２は、上記偏差Ｅ
Ｖを解消して目標値ＶＲと電磁弁１０の実際の駆動電流
値ＶＩＯとを一致させるフィードバック制御手段１０５
を構成している。The current operation output value DO (k) calculated by the integrating means 102 is updated as the drive duty ratio D, and the output signal converting means 104 is provided with the drive duty ratio D and has a predetermined frequency of, for example, about 300 Hz. It is converted into a drive signal D SOL which is a pulse signal. Here, the deviation calculating means 92 and the integral control value calculating means 9
4, the difference calculating means 96, the proportional control value calculating means 98, the operation change value calculating means 100, and the integrating means 102
Feedback control means 105 for canceling V to make the target value VR and the actual drive current value VIO of the solenoid valve 10 coincident with each other.
Are configured.
【００３３】一方、フィルタ手段１０６は、電池５０の
出力電圧ｖB の低周波数成分ｖBOを弁別し、減算手段１
０８はその電池５０の出力電圧ｖB から低周波数成分ｖ
BOを差し引くことにより出力電圧の変化値ΔｖB を算出
する。上記低周波数成分ｖBOはたとえば電池５０の出力
電圧ｖB の移動平均値でもよい。上記フィルタ手段１０
６および減算手段１０８は、電池５０の出力電圧ｖB の
変化値ΔｖB を算出する出力電圧変化検出手段１１０を
構成している。On the other hand, the filter means 106 discriminates the low frequency component v BO of the output voltage v B of the battery 50, and the subtraction means 1
08 is a low frequency component v from the output voltage v B of the battery 50.
The change value Δv B of the output voltage is calculated by subtracting BO . The low frequency component v BO may be, for example, a moving average value of the output voltage v B of the battery 50. The filter means 10
6 and the subtracting means 108 constitute an output voltage change detecting means 110 for calculating a change value Δv B of the output voltage v B of the battery 50.
【００３４】フィードバックゲイン変更手段１１２は、
予め記憶された関係から上記出力電圧変化検出手段１１
０により検出された出力電圧変化値ΔｖB に基づいて、
前記フィードバック制御手段１０５のフィードバックゲ
インである積分定数ＫI および比例定数ＫP を新たに決
定する決定手段と、積分制御値算出手段９４および比例
制御値算出手段９８において用いられる積分定数ＫI お
よび比例定数ＫP を更新する更新手段とを含む。上記関
係は、電池５０の電圧変化値ΔｖB による電磁弁１０の
駆動電流ＩSOL の変化を相殺するように予め求められた
ものであり、たとえば図４のフィードバックゲイン変更
手段１１２を示すブロック内に記載されているようなデ
ータマップの形態で演算制御装置６４内のメモリに記憶
されている。The feedback gain changing means 112 is
The output voltage change detection means 11 is based on the relationship stored in advance.
Based on the output voltage change value Δv B detected by 0,
Determining means for newly determined the integration constant feedback gains K I and the proportional constant K P of said feedback control means 105, integral constant K I and the proportional use in the integral control value calculating means 94 and the proportional control value calculating means 98 Updating means for updating the constant K P. The above relationship is obtained in advance so as to cancel the change in the drive current I SOL of the solenoid valve 10 due to the voltage change value Δv B of the battery 50. For example, in the block showing the feedback gain changing means 112 in FIG. It is stored in the memory in the arithmetic and control unit 64 in the form of a data map as described.
【００３５】以下、上記演算制御装置６４の制御作動を
図５および図６に示すフローチャートを用いて詳細に説
明する。図５は、積分定数ＫI および比例定数ＫP を電
池５０の電圧変化値ΔｖB に応じて更新するために数ms
乃至数十msの所定の周期で繰り返し実行されるルーチン
を示しており、図６は、偏差ＥＶを解消して目標値ＶＲ
と電磁弁１０の実際の駆動電流値ＶＩＯとを一致させる
フィードバック制御を実行するルーチンを示している。The control operation of the arithmetic and control unit 64 will be described in detail below with reference to the flow charts shown in FIGS. FIG. 5 shows that the integration constant K I and the proportional constant K P are updated in several ms in order to be updated according to the voltage change value Δv B of the battery 50.
6 shows a routine that is repeatedly executed at a predetermined cycle of several tens of ms. FIG. 6 shows that the deviation EV is eliminated and the target value VR is eliminated.
2 shows a routine for performing feedback control for making the actual drive current value VIO of the solenoid valve 10 coincide with each other.
【００３６】図５のステップＳＡ１では電池５０の実際
の出力電圧ｖB が読み込まれる。ステップＳＡ２では出
力電圧ｖB の低周波成分として比較的長い所定区間の移
動平均値ｖBOが算出される。ステップＳＡ３では、実際
の出力電圧ｖB から移動平均値ｖBOが差し引かれること
により変化値ΔｖB が算出される。ステップＳＡ４で
は、たとえば図４のフィードバックゲイン変更手段１１
２内に示す関係から実際の変化値ΔｖB に基づいて積分
定数ＫI および比例定数ＫP が新たに決定される。そし
て、ステップＳＡ５では、それら新たに決定された積分
定数ＫI および比例定数ＫP がフィードバック制御にお
けるフィードバックゲインとして用いられるように更新
される。上記ステップＳＡ２は前記フィルタ手段１０６
に対応し、上記ステップＳＡ３は前記減算手段１０８に
対応し、上記ステップＳＡ４およびＳＡ５は、前記フィ
ードバックゲイン変更手段１１２の決定手段および更新
手段に対応している。In step SA1 of FIG. 5, the actual output voltage v B of the battery 50 is read. In step SA2, a moving average value v BO of a relatively long predetermined section is calculated as a low frequency component of the output voltage v B. In step SA3, the change value Δv B is calculated by subtracting the moving average value v BO from the actual output voltage v B. At step SA4, for example, the feedback gain changing means 11 of FIG.
The integral constant K I and the proportional constant K P are newly determined on the basis of the actual change value Δv B from the relationship shown in 2. Then, in step SA5, the newly determined integration constant K I and proportional constant K P are updated so as to be used as the feedback gain in the feedback control. The step SA2 is the filter means 106.
The step SA3 corresponds to the subtracting means 108, and the steps SA4 and SA5 correspond to the determining means and the updating means of the feedback gain changing means 112.
【００３７】図７は、上記電池５０の出力電圧ｖB 、移
動平均値ｖBO、および変化値ΔｖBの関係を示してい
る。図のＡに示すように出力電圧ｖB が急激に降下した
場合には、移動平均値ｖBOは殆ど変化しないので、変化
値ΔｖB は図７の下部に示すような値となる。FIG. 7 shows the relationship among the output voltage v B of the battery 50, the moving average value v BO , and the change value Δv B. When the output voltage v B suddenly drops as shown in A of the figure, the moving average value v BO hardly changes, so the change value Δv B becomes a value shown in the lower part of FIG. 7.
【００３８】図６のフィードバック制御ルーチンにおい
て、前記入力信号変換手段９０に対応するステップＳＭ
１では、指令デューティ比ＤOUT がそれに対応した目標
電流値を表す目標値ＶＲに変換される。続くステップＳ
Ｍ２では、前記電流検出回路６６により検出された電磁
弁１０のコイル３６の実際の駆動電流の大きさを表す駆
動電流値ＶＩＯが読み込まれる。次いで、前記偏差演算
手段９２に対応するステップＳＭ３では、上記目標値Ｖ
Ｒと駆動電流値ＶＩＯとの偏差ＥＶが算出される。前記
積分制御値算出手段９４に対応するステップＳＭ４で
は、上記偏差ＥＶに積分定数ＫI が乗算されることによ
り積分制御値ＫI ・ＥＶが算出される。In the feedback control routine of FIG. 6, step SM corresponding to the input signal converting means 90.
At 1, the command duty ratio DOUT is converted into the target value VR representing the target current value corresponding thereto. Continuing step S
At M2, the drive current value VIO representing the magnitude of the actual drive current of the coil 36 of the solenoid valve 10 detected by the current detection circuit 66 is read. Next, in step SM3 corresponding to the deviation calculating means 92, the target value V
The deviation EV between R and the drive current value VIO is calculated. In step SM4 corresponding to the integral control value calculating means 94, the integral control value K I · EV is calculated by multiplying the deviation EV by the integral constant K I.
【００３９】前記差分演算手段９６に対応するステップ
ＳＭ５では、上記偏差ＥＶの前回と今回のサンプリング
値の差分値ＤＥＶ〔＝ＥＶ（ｋ）−ＥＶ（ｋ−１）〕が
算出される。また、前記比例制御値算出手段９８に対応
するステップＳＭ６では、上記差分値ＤＥＶに比例定数
ＫP が乗算されることにより比例制御値ＫP ・ＤＥＶが
算出される。次いで、前記操作変化値算出手段１００に
対応するステップＳＭ７では、上記積分制御値ＫI ・Ｅ
Ｖと比例制御値ＫP ・ＤＥＶとが加算されることにより
操作変化値ＤＤＯが算出される。さらに、前記積算手段
１０２に対応するステップＳＭ８では、上記の操作変化
値ＤＤＯを前回の操作出力値ＤＯ（ｋ−１）に加算する
ことにより新たな今回の操作出力値ＤＯ（ｋ）が算出さ
れる。本ステップＳＭ９では、今回の操作出力値ＤＯ
（ｋ）は駆動デューティ比Ｄとして更新され、ステップ
ＳＭ１０においてその駆動デューティ比Ｄを備えたたと
えば３００Ｈｚ程度の所定周波数のパルス信号である駆
動信号ＤSOL に変換され、出力される。本実施例では上
記ステップＳＭ９およびＳＭ１０が出力信号変換手段１
０４に対応する。In step SM5 corresponding to the difference calculating means 96, a difference value DEV [= EV (k) -EV (k-1)] between the previous and present sampling values of the deviation EV is calculated. In step SM6 corresponding to the proportional control value calculating means 98, the proportional control value K P DEV is calculated by multiplying the difference value DEV by the proportional constant K P. Next, in step SM7 corresponding to the operation change value calculation means 100, the integral control value K I · E
The operation change value DDO is calculated by adding V and the proportional control value K P DEV. Further, in step SM8 corresponding to the integrating means 102, a new current operation output value DO (k) is calculated by adding the operation change value DDO to the previous operation output value DO (k-1). It In this step SM9, the current operation output value DO
(K) is updated as the drive duty ratio D, converted into the drive signal D SOL which is a pulse signal having a predetermined frequency of, for example, about 300 Hz and having the drive duty ratio D in step SM10, and is output. In this embodiment, the steps SM9 and SM10 are the output signal converting means 1
Corresponds to 04.
【００４０】上述のように、本実施例では、出力電圧変
化検出手段１１０により検出された電池５０の出力電圧
ｖB の変化ΔｖB に基づいて、フィードバックゲイン変
更手段１１２によりフィードバック制御手段１０５のフ
ィードバックゲインである積分定数ＫI および比例定数
ＫP が変更される。このため、車両のヘッドライドの点
灯やヒータへの通電時などのように電池５０の出力電流
が急激に増大させられた場合でも、フィードバック系の
出力は電池５０の出力電圧ｖB の低下に応答して変化さ
せられるので、車両の電池５０の出力電圧の変動に起因
して電流制御型電磁弁１０の駆動電流が影響されたりそ
の電流制御型電磁弁１０の出力圧ＰOUTが変化したりす
ることが解消される。As described above, in this embodiment, based on the change Δv B of the output voltage v B of the battery 50 detected by the output voltage change detecting means 110, the feedback gain changing means 112 feeds back the feedback control means 105. The gain, the integral constant K I and the proportional constant K P are changed. Therefore, even when the output current of the battery 50 is suddenly increased such as when the headlight of the vehicle is turned on or when the heater is energized, the output of the feedback system responds to the decrease of the output voltage v B of the battery 50. As a result, the drive current of the current control type solenoid valve 10 is affected or the output pressure P OUT of the current control type solenoid valve 10 changes due to the fluctuation of the output voltage of the battery 50 of the vehicle. Is eliminated.
【００４１】また、本実施例の電流検出回路６６は、電
磁弁１０と直列に接続された電流検出用抵抗体６０の両
端に発生する電圧を増幅する増幅器６８と、この増幅器
６８の出力信号を平滑化するフィルタ７０とを含むの
で、電流検出回路６６による検出値にノイズが混入した
としても、そのノイズがフィルタ７０により好適に除去
される利点がある。Further, the current detection circuit 66 of the present embodiment, an amplifier 68 for amplifying the voltage generated at both ends of the current detection resistor 60 connected in series with the solenoid valve 10, and an output signal of this amplifier 68. Since the filter 70 for smoothing is included, even if noise is mixed in the detected value by the current detection circuit 66, there is an advantage that the noise is suitably removed by the filter 70.
【００４２】次に、本発明の他の実施例を説明する。な
お、以下の説明において前述の実施例と共通する部分に
は同一の符号を付して説明を省略する。Next, another embodiment of the present invention will be described. In the following description, the same parts as those in the above-described embodiment will be designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
【００４３】図８は、他の実施例における演算制御装置
６４の制御機能を説明する図である。本実施例では、前
述の図４の実施例と比較して、フィルタ手段１０６、減
算手段１０８、フィードバックゲイン変更手段１１２が
除去されているが、オフセット学習手段１２０および電
池出力電圧変動補正手段１２２が付加されている。FIG. 8 is a diagram for explaining the control function of the arithmetic and control unit 64 in another embodiment. In this embodiment, the filter means 106, the subtracting means 108, and the feedback gain changing means 112 are removed as compared with the above-described embodiment of FIG. 4, but the offset learning means 120 and the battery output voltage fluctuation correcting means 122 are Has been added.
【００４４】図８において、オフセット学習手段１２０
は、駆動回路７８および電流制御素子５８により前記電
磁弁１０の駆動電流を遮断する駆動電流遮断手段１１６
と、この駆動電流遮断手段により電磁弁１０の駆動電流
が遮断されたときに前記電流検出回路６６により検出さ
れた値ＶＩＯをオフセット値ＫＶＩＯＦＦとして予め決
定するオフセット値決定手段１１８とから構成される。
実駆動電流算出手段１２４は、上記オフセット値決定手
段１１８により決定されたオフセット値ＫＶＩＯＦＦを
電流検出回路６６による検出値ＶＩＯから差し引くこと
により実際の駆動電流を表す信号ＶＩを算出する。In FIG. 8, offset learning means 120
Is a drive current interruption means 116 for interrupting the drive current of the solenoid valve 10 by the drive circuit 78 and the current control element 58.
And an offset value determining means 118 which predetermines the value VIO detected by the current detecting circuit 66 as the offset value KVIOFF when the drive current of the solenoid valve 10 is interrupted by the drive current interrupting means.
The actual drive current calculation means 124 calculates the signal VI representing the actual drive current by subtracting the offset value KVIOFF determined by the offset value determination means 118 from the detection value VIO detected by the current detection circuit 66.
【００４５】また、電池出力電圧変動補正手段１２２
は、電圧検出回路６２により検出された電池５０の実際
の出力電圧ｖB に基づいて補正値ｆ（ｖBB／ｖB ）を決
定し、フィードバック制御手段１０５の操作出力値ＤＯ
をその補正値ｆ（ｖBB／ｖB ）により補正して駆動デュ
ーティ比Ｄを決定し、その電池５０の出力電圧の変動に
よって電磁弁１０の作動が影響されないようにする。上
記補正値ｆ（ｖBB／ｖB）のｖBBは設計上の電池５０の
出力電圧である。Further, the battery output voltage fluctuation correcting means 122
Determines the correction value f (v BB / v B ) based on the actual output voltage v B of the battery 50 detected by the voltage detection circuit 62, and the operation output value DO of the feedback control means 105.
Is corrected by the correction value f (v BB / v B ) to determine the drive duty ratio D so that the fluctuation of the output voltage of the battery 50 does not affect the operation of the solenoid valve 10. V BB of the correction value f (v BB / v B) is the output voltage of the battery 50 in design.
【００４６】以下、本実施例における演算制御装置６４
の制御作動を図９、図１０のフローチャートを用いて説
明する。図９は、オフセット値ＫＶＩＯＦＦを求めて実
駆動電流値ＶＩを算出する作動を説明するものであり、
図１０は、前記図６のフィードバック制御ルーチンのう
ち、それと異なる部分を説明するものである。Hereinafter, the arithmetic and control unit 64 in this embodiment will be described.
The control operation of is described with reference to the flowcharts of FIGS. 9 and 10. FIG. 9 illustrates the operation of obtaining the offset value KVIOFF and calculating the actual drive current value VI.
FIG. 10 illustrates a part of the feedback control routine of FIG. 6 which is different from that.
【００４７】図９は、オフセット学習および実駆動電流
算出学習ルーチンを示している。図９のステップＳＢ１
では、イグニッションキー５６がオン状態へ操作された
か否かが判断される。このステップＳＢ１の判断が否定
された場合はそのステップＳＢ１が繰り返し実行される
が、肯定された場合はステップＳＢ２においてタイマＴ
D の内容がクリアされ、過渡時のオフセット値ＶＩＯＦ
Ｆの内容がクリアされ、オフセット値ＫＶＩＯＦＦの内
容がクリアされる。FIG. 9 shows an offset learning and actual drive current calculation learning routine. Step SB1 in FIG.
Then, it is determined whether or not the ignition key 56 has been operated to the ON state. If the determination in step SB1 is negative, step SB1 is repeatedly executed, but if the determination is positive, timer T is set in step SB2.
The contents of D are cleared, and the offset value VIOF at the transition
The contents of F are cleared, and the contents of the offset value KVIOFF are cleared.
【００４８】続くステップＳＢ３では、前記出力信号変
換手段１０４に入力されるデューティ比Ｄが優先的に所
定の値たとえば８０乃至１００％に設定されてコイル３
６に流される駆動電流ＩSOL が所定期間最大値とされ
る。次いで、ステップＳＢ４では、上記デューティ比Ｄ
が優先的に０％に設定されてコイル３６に流される駆動
電流ＩSOL が遮断される。図１１のｔ0 時点はこの状態
を示す。そのため、電流検出値ＶＩＯは、コイル３６の
インダクタンス、フィルタ７０に含まれる並列コンデン
サ７４の影響に従って、図１１の下段に示すように、ｔ
0 時点から指数関数的に減少する。上記ステップＳＢ３
は電流遮断に先立ってコイル３６に通電するための通電
手段に対応し、上記ステップＳＢ４はオフセット学習手
段１２０内の駆動電流遮断手段１１６に対応している。In the following step SB3, the duty ratio D input to the output signal converting means 104 is preferentially set to a predetermined value, for example 80 to 100%, and the coil 3 is
The drive current I SOL passed through 6 is set to the maximum value for a predetermined period. Next, in step SB4, the duty ratio D
Is preferentially set to 0% and the drive current I SOL flowing through the coil 36 is cut off. This state is shown at time t 0 in FIG. 11. Therefore, the detected current value VIO depends on the inductance of the coil 36 and the parallel capacitor 74 included in the filter 70, as shown in the lower part of FIG.
It decreases exponentially from time 0 . Step SB3 above
Corresponds to energizing means for energizing the coil 36 prior to the current interruption, and step SB4 corresponds to the driving current interruption means 116 in the offset learning means 120.
【００４９】次いで、ステップＳＢ５ではタイマＴD の
時間の計数作動が開始され、ステップＳＢ６ではタイマ
ＴD の計数内容が予め設定された判断基準値ＴD1を超え
たか否かが判断される。この判断基準値ＴD1は、以下に
説明する数式２による過渡時のオフセット値ＶＩＯＦＦ
の算出を開始させる時間であり、たとえば５０ms程度の
値が採用される。上記ステップＳＢ６の判断が否定され
た場合はステップＳＢ５以下が繰り返し実行されるが、
肯定された場合には、ステップＳＢ７において数式２に
示す関係から電流検出回路６６により検出された実際の
駆動電流値を表す電圧信号ＶＩＯに基づいて過渡時のオ
フセット値ＶＩＯＦＦが算出される。上記数式２は、今
回のサンプリング値を前回の制御サイクルにおいて算出
された過渡時のオフセット値ＶＩＯＦＦに加算して２で
除することにより、過渡時のオフセット値ＶＩＯＦＦの
変化を抑制して外来ノイズの影響を緩和するものである
から、本実施例の上記ステップＳＢ７は、平滑化手段に
対応している。Next, at step SB5, the counting operation of the time of the timer T D is started, and at step SB6, it is judged whether or not the counting content of the timer T D exceeds a preset judgment reference value T D1 . This judgment reference value T D1 is the offset value VIOFF at the time of transition according to the following mathematical formula 2.
Is a time to start calculation of, and a value of, for example, about 50 ms is adopted. If the determination in step SB6 is negative, steps SB5 and subsequent steps are repeatedly executed.
When the determination is affirmative, the offset value VIOFF at the time of transition is calculated based on the voltage signal VIO representing the actual drive current value detected by the current detection circuit 66 from the relationship shown in Expression 2 in step SB7. Equation 2 above suppresses the change in the offset value VIOFF at the time of transient by adding the sampling value of this time to the offset value VIOFF at the time of transient calculated in the previous control cycle and dividing by 2. Since the effect is alleviated, the step SB7 of the present embodiment corresponds to the smoothing means.
【００５０】[0050]
【数２】ＶＩＯＦＦ（ｋ）＝〔ＶＩＯＦＦ（ｋ−１）＋
ＶＩＯ（ｋ）〕／２## EQU00002 ## VIOFF (k) = [VIOFF (k-1) +
VIO (k)] / 2
【００５１】続くステップＳＢ８では、タイマＴD の計
数内容が予め設定された判断基準値ＴVIを超えたか否か
が判断される。この判断基準値ＴVIは、安定状態のオフ
セット値ＫＶＩＯＦＦを算出させる時間であり、たとえ
ば１００ms程度の値が採用される。上記ステップＳＢ８
の判断が否定された場合はステップＳＢ５以下が繰り返
し実行されるが、肯定された場合には、ステップＳＢ９
において数式２にて算出された最終の過渡時のオフセッ
ト値ＶＩＯＦＦが安定状態のオフセット値ＫＶＩＯＦＦ
として更新される。本実施例では、上記ステップＳＢ８
が電磁弁１０の駆動電流が遮断されたときから過渡的な
変化が終息して安定状態となるまでの所定の時間が経過
したか否かを判断する経過時間判定手段に対応し、上記
ステップＳＢ７およびＳＢ９が前記オフセット学習手段
１２０内のオフセット値決定手段１１８に対応してい
る。In the subsequent step SB8, it is determined whether or not the count content of the timer T D exceeds a preset determination reference value T VI . This judgment reference value T VI is the time for calculating the offset value KVIOFF in the stable state, and a value of about 100 ms is adopted, for example. Step SB8 above
If the determination is negative, steps SB5 and below are repeatedly executed, but if the determination is positive, step SB9 is executed.
The offset value VIOFF at the final transition time calculated by the mathematical formula 2 is the stable offset value KVIOFF
Will be updated as. In the present embodiment, the above step SB8
Corresponds to an elapsed time determining means for determining whether or not a predetermined time has elapsed from when the drive current of the solenoid valve 10 is cut off until the transient change ends and the stable state is reached, and the above step SB7 is performed. And SB9 correspond to the offset value determining means 118 in the offset learning means 120.
【００５２】次いで、ステップＳＢ１０およびＳＢ１１
が繰り返し実行される。すなわち、ステップＳＢ１０に
おいて電流検出回路６６から出力された電圧信号ＶＩＯ
が逐次読み込まれた後、ステップＳＢ１１では、数式３
に従い、その電圧信号ＶＩＯからオフセット値ＫＶＩＯ
ＦＦが差し引かれることにより実際の駆動電流を表す値
ＶＩが逐次算出される。本実施例では、このステップＳ
Ｂ１１が前記実駆動電流算出手段１２４に対応してい
る。Next, steps SB10 and SB11.
Is repeatedly executed. That is, the voltage signal VIO output from the current detection circuit 66 in step SB10.
Are sequentially read, the mathematical expression 3 is calculated in step SB11.
According to the offset value KVIO from the voltage signal VIO.
By subtracting FF, the value VI representing the actual drive current is sequentially calculated. In this embodiment, this step S
B11 corresponds to the actual drive current calculation means 124.
【００５３】[0053]
【数３】ＶＩ＝ＶＩＯ−ＫＶＩＯＦＦ[Equation 3] VI = VIO-KVIOFF
【００５４】本実施例では、以上のように実際の駆動電
流を表す値ＶＩが逐次算出される状態において、前記図
６と同様のフィードバック制御ルーチンが実行される
が、図１０に示すステップＳＭ２０、ＳＭ２１が図６の
ステップＳＭ９に替えて実行される点が異なる。すなわ
ち、図１０のステップＳＭ２０では、電池５０の出力電
圧ｖB の変化を補正するための補正係数ｋD が数式４か
ら実際の出力電圧ｖB に基づいて決定される。数式４の
ｖBBは、電池５０の設計上の出力電圧値であり、上記補
正係数ｋD は、電池５０の出力電圧ｖB が設計上の出力
電圧値ｖBBであるときに流される駆動電流が得られるよ
うに決定される。ステップＳＭ２１では、数式５から上
記補正計数ｋD および操作出力値ＤＯ（ｋ）に基づいて
デューティ比Ｄ（ｋ）が算出される。本実施例では、上
記ステップＳＭ２０が電池出力電圧変動補正手段１２２
に対応している。In this embodiment, the feedback control routine similar to that shown in FIG. 6 is executed in the state in which the value VI representing the actual drive current is successively calculated as described above, but step SM20 shown in FIG. The difference is that SM21 is executed in place of step SM9 in FIG. That is, in step SM20 of FIG. 10, the correction coefficient k D for correcting the change in the output voltage v B of the battery 50 is determined from Expression 4 based on the actual output voltage v B. In Expression 4, v BB is the designed output voltage value of the battery 50, and the correction coefficient k D is the drive current that flows when the output voltage v B of the battery 50 is the designed output voltage value v BB. Is determined to be obtained. In step SM21, the duty ratio D (k) is calculated from Equation 5 based on the correction count k D and the operation output value DO (k). In the present embodiment, the step SM20 is the battery output voltage fluctuation correction means 122.
It corresponds to.
【００５５】[0055]
【数４】ｋD ＝ｆ（ｖBB／ｖB ）## EQU4 ## k D = f (v BB / v B )
【００５６】[0056]
【数５】Ｄ（ｋ）＝ｋD ・ＤＯ（ｋ）[Equation 5] D (k) = k D · DO (k)
【００５７】上述のように、本実施例によれば、駆動電
流遮断手段１１６により前記電磁弁１０の駆動電流が遮
断されたときに電流検出回路６６により検出された値Ｖ
ＩＯが、オフセット値決定手段１１８によりオフセット
値ＫＶＩＯＦＦとして予め決定される。そして、実駆動
電流算出手段１２４により、そのオフセット値決定手段
１１８により決定されたオフセット値ＫＶＩＯＦＦが上
記電流検出回路６６による検出値ＶＩＯから差し引かれ
ることにより実際の駆動電流を表す信号値ＶＩが算出さ
れる。したがって、本実施例によれば、電流検出回路６
６により検出された値ＶＩＯからオフセット値ＫＶＩＯ
ＦＦが除去されることにより実際の駆動電流を表す値Ｖ
Ｉが算出されるので、その値ＶＩに基づいて電流制御型
電磁弁１０の正確なフィードバック制御が行われる。As described above, according to this embodiment, the value V detected by the current detecting circuit 66 when the drive current of the solenoid valve 10 is cut off by the drive current cutoff means 116.
IO is previously determined as the offset value KVIOFF by the offset value determination means 118. Then, the actual drive current calculation means 124 subtracts the offset value KVIOFF determined by the offset value determination means 118 from the detection value VIO detected by the current detection circuit 66 to calculate the signal value VI representing the actual drive current. It Therefore, according to the present embodiment, the current detection circuit 6
Offset value KVIO from the value VIO detected by 6
The value V representing the actual drive current due to the removal of FF
Since I is calculated, accurate feedback control of the current control type solenoid valve 10 is performed based on the value VI.
【００５８】また、本実施例によれば、前記オフセット
値決定手段１１８は、駆動電流遮断手段１１６により電
磁弁１０の駆動電流が遮断されたときから所定の時間Ｔ
VIが経過したか否かを判断する経過時間判定手段を含
み、その経過時間判定手段によりその所定時間ＴVIが経
過したと判定されたときに電流検出回路６６による検出
値ＶＩＯに基づいてオフセット値ＫＶＩＯＦＦを決定す
る。このため、電磁弁１０のコイル３６のインダクタン
スやフィルタ７０に含まれるキャパシタンスなどによ
り、駆動電流遮断手段１１６により遮断された後の駆動
電流が過渡的に低下したとしても、安定状態に到った後
の検出値がオフセット値として決定されるので、オフセ
ット値ＫＶＩＯＦＦが正確に得られる利点がある。Further, according to this embodiment, the offset value determining means 118 has a predetermined time T from when the drive current of the solenoid valve 10 is cut off by the drive current cutoff means 116.
It includes an elapsed time determining means for determining whether or not VI has elapsed, and when the elapsed time determining means determines that the predetermined time T VI has elapsed, an offset value based on the detected value VIO by the current detection circuit 66. Determine KVIOFF. For this reason, even if the drive current after being interrupted by the drive current interrupting means 116 is transiently reduced due to the inductance of the coil 36 of the solenoid valve 10 or the capacitance included in the filter 70, after reaching a stable state. Since the detected value of is determined as the offset value, there is an advantage that the offset value KVIOFF can be accurately obtained.
【００５９】また、本実施例によれば、オフセット値決
定手段１１８は、駆動電流遮断手段１１６により電磁弁
１０の駆動電流が遮断された後に前記電流検出回路６６
による検出値ＶＩＯを平滑化する平滑化手段（ステップ
ＳＢ７）を含み、この平滑化手段により平滑化された検
出値をオフセット値ＫＶＩＯＦＦとして決定するもので
あるので、たとえノイズが上記検出値ＶＩＯに混入した
としても、そのノイズの影響が可及的に抑制される利点
がある。Further, according to the present embodiment, the offset value determining means 118 has the current detecting circuit 66 after the drive current of the solenoid valve 10 is cut off by the drive current cutoff means 116.
Since the detection value VIO is smoothed by the smoothing means (step SB7) and the detection value smoothed by the smoothing means is determined as the offset value KVIOFF, noise is mixed in the detection value VIO. Even if it does, there is an advantage that the influence of the noise is suppressed as much as possible.
【００６０】また、本実施例によれば、ステップＳＢ１
乃至ステップＳＢ９に対応するオフセット学習手段１２
０は、ステップＳＢ１に対応するイグニッションキー５
６のオン操作検出手段と、そのオン操作検出手段により
イグニッションキー５６のオン操作が検出された場合に
は直ちに電磁弁１０に通電する通電手段とを備えてお
り、通電された電磁弁１０に対して駆動電流遮断手段１
１６が駆動電流を遮断したときにオフセット値決定手段
１１８がオフセット値ＫＶＩＯＦＦを決定するので、車
両の発進に先立ってオフセット値ＫＶＩＯＦＦが決定さ
れる利点がある。Further, according to the present embodiment, step SB1
Through offset learning means 12 corresponding to step SB9
0 is the ignition key 5 corresponding to step SB1
The on-operation detecting means 6 and the energizing means for immediately energizing the solenoid valve 10 when the on-operation detecting means detects the on-operation of the ignition key 56. Drive current interruption means 1
Since the offset value determining means 118 determines the offset value KVIOFF when the drive current is cut off by 16, the offset value KVIOFF is advantageously determined prior to starting the vehicle.
【００６１】また、本実施例によれば、電池出力電圧変
動補正手段１２２が、電池出力電圧検出回路６２により
検出された電池５０の実際の出力電圧ｖB と設計上の電
圧ｖ BBとにより決定された補正値ｆ（ｖBB／ｖB ）を用
いて補正したデューティ比Ｄを算出するので、ヘッドラ
イトの点灯やヒータの通電などによって電池の出力電圧
値が低く変化しても、その変化分だけフィードバック制
御手段の操作出力値が補正されて駆動電流が増量される
ので、電流制御型電磁弁１０の作動が影響されない利点
がある。Further, according to this embodiment, the battery output voltage change
The dynamic correction means 122 is provided by the battery output voltage detection circuit 62.
The actual output voltage v of the detected battery 50BAnd design power
Pressure v BBThe correction value f (vBB/ VB) For
Since the corrected duty ratio D is calculated,
Output voltage of the battery due to lighting of the lamp and energization of the heater
Even if the value changes low, the feedback system
The operation output value of the control means is corrected and the drive current is increased.
Therefore, the advantage that the operation of the current control type solenoid valve 10 is not affected
There is.
【００６２】以上、本発明の一実施例を図面に基づいて
説明したが、本発明はその他の態様においても適用され
る。Although one embodiment of the present invention has been described above with reference to the drawings, the present invention can be applied to other modes.
【００６３】たとえば、図４或いは図８に示す各手段の
一部または全部は、予め記憶されたプログラムに従って
作動する演算制御装置６４の演算機能により構成されて
いたが、ハードロジック素子から構成されたデジタル回
路、アナログ信号にて演算処理するアナログ回路によっ
て構成されてもよい。For example, although some or all of the respective means shown in FIG. 4 or FIG. 8 were constituted by the arithmetic function of the arithmetic control unit 64 which operates according to a prestored program, they were constituted by hard logic elements. It may be configured by a digital circuit or an analog circuit that performs arithmetic processing with an analog signal.
【００６４】また、前述の図４のフィードバックゲイン
変更手段１１２は、電磁弁１０に供給される作動油の温
度ＴOIL を検出する作動油温度手段と、たとえば図１２
に示す関係から実際の作動油の温度ＴOIL に基づいてフ
ィードバックゲインすなわち積分定数ＫI および比例定
数ＫP を補正するゲイン補正手段を備えていてもよい。
このようにすれば、作動油の粘性変化に起因する電磁弁
１０の応答性の変化を軽減することができる。The above-mentioned feedback gain changing means 112 of FIG. 4 is provided with a hydraulic oil temperature means for detecting the temperature T OIL of the hydraulic oil supplied to the solenoid valve 10, for example, FIG.
From the relationship shown in (1), gain correction means for correcting the feedback gain, that is, the integral constant K I and the proportional constant K P based on the actual temperature T OIL of the hydraulic oil may be provided.
In this way, it is possible to reduce the change in the responsiveness of the solenoid valve 10 due to the change in the viscosity of the hydraulic oil.
【００６５】また、図９のステップＳＢ１に替えて、数
分乃至数十分程度の所定の時間毎にステップＳＢ２以下
を繰り返し実行させるステップが設けられてもよい。こ
のような場合には、電磁弁１０の駆動電流の遮断に先立
って通電するためのステップＳＢ３は除去されてもよ
い。Further, instead of step SB1 of FIG. 9, a step of repeatedly executing step SB2 and subsequent steps may be provided every predetermined time of several minutes to tens of minutes. In such a case, step SB3 for energizing the solenoid valve 10 prior to shutting off the drive current may be eliminated.
【００６６】また、前述のフィードバック制御手段１０
５における制御方式は他のものに変更可能であり、フィ
ードバックゲイン変更手段１１２により変更されるフィ
ードバックゲインＫI ，ＫP はその制御方式に応じて異
なったものとなる。Further, the above feedback control means 10
The control method in 5 can be changed to another one, and the feedback gains K I and K P changed by the feedback gain changing means 112 are different depending on the control method.
【００６７】また、前述の実施例では、フィードバック
ゲインである比例定数ＫP および積分定数ＫI がフィー
ドバックゲイン変更手段１１２により共に変更されてい
たが、一方のみ変更されるようにしてもよい。Further, in the above-described embodiment, the proportional constant K P and the integral constant K I, which are the feedback gains, are both changed by the feedback gain changing means 112, but only one of them may be changed.
【００６８】また、前述の実施例では、油圧制御式自動
変速機などに用いられる車両用電流制御型電磁弁１０に
ついて説明されていたが、工作機械や他の機械などの制
御に用いられる電流制御型電磁弁１０であってもよい。Further, in the above-mentioned embodiment, the vehicle current control type solenoid valve 10 used for the hydraulically controlled automatic transmission and the like has been described, but the current control used for the control of the machine tool and other machines. Type solenoid valve 10 may be used.
【００６９】なお、上述したのはあくまでも本発明の一
実施例であり、本発明はその主旨を逸脱しない範囲にお
いて種々変更が加えられ得るものである。The above description is merely one embodiment of the present invention, and the present invention can be variously modified without departing from the spirit thereof.
【図１】図２の制御装置が制御する車両用電流制御型電
磁弁の構成を説明する断面図である。1 is a cross-sectional view illustrating the configuration of a vehicle current control type solenoid valve controlled by a control device of FIG.
【図２】本発明の一実施例である車両用電流制御型電磁
弁の制御装置の回路構成を説明する図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of a vehicle current control type solenoid valve control device according to an embodiment of the present invention.
【図３】図１の車両用電流制御型電磁弁を駆動する駆動
パルス信号とこの駆動パルス信号によって流される駆動
電流とを示す図である。3 is a diagram showing a drive pulse signal for driving the vehicle current control type solenoid valve of FIG. 1 and a drive current supplied by the drive pulse signal.
【図４】図２の演算制御装置の制御機能を説明する機能
ブロック線図である。FIG. 4 is a functional block diagram illustrating a control function of the arithmetic and control unit in FIG.
【図５】図４の機能を実現するための図２の演算制御装
置の制御作動を説明するフローチャートであって、フィ
ードバックゲインの変更作動を説明する図である。5 is a flowchart explaining a control operation of the arithmetic and control unit of FIG. 2 for realizing the function of FIG. 4, and a view for explaining a feedback gain changing operation.
【図６】図４の機能を実現するための図２の演算制御装
置の制御作動を説明するフローチャートであって、図１
の電磁弁の実際の駆動電流を目標値に一致させるための
フィードバック制御作動を説明する図である。1. FIG. 6 is a flowchart for explaining the control operation of the arithmetic and control unit of FIG. 2 for realizing the function of FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a feedback control operation for making the actual drive current of the solenoid valve match the target value.
【図７】図５のステップＳＡ３において求められる電池
の出力電圧の変化値ΔｖB とそれを求めるための移動平
均値ｖBOおよび実際の出力電圧ｖB との関係を説明する
図である。FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the change value Δv B of the output voltage of the battery obtained in step SA3 of FIG. 5, the moving average value v BO for obtaining it, and the actual output voltage v B.
【図８】本発明の他の態様における図４に相当する図で
ある。FIG. 8 is a view corresponding to FIG. 4 in another aspect of the present invention.
【図９】図８の機能を実現するための図２の演算制御装
置の制御作動を説明するフローチャートであって、オフ
セット学習・実駆動電流算出ルーチンを説明する図であ
る。9 is a flowchart explaining a control operation of the arithmetic and control unit of FIG. 2 for realizing the function of FIG. 8, and a diagram illustrating an offset learning / actual drive current calculation routine.
【図１０】図８の機能を実現するための図２の演算制御
装置の制御作動を説明するフローチャートであって、フ
ィードバック制御ルーチンの要部を説明する図である。10 is a flowchart explaining a control operation of the arithmetic and control unit of FIG. 2 for realizing the function of FIG. 8, and is a diagram illustrating a main part of a feedback control routine.
【図１１】図９の作動により発生する電流検出値ＶＩＯ
の過渡時の変化状態を説明するタイムチャートである。FIG. 11 is a current detection value VIO generated by the operation of FIG.
6 is a time chart for explaining a change state during the transition of.
【図１２】本発明の他の実施例におけるフィードバック
ゲインを補正する関係を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a relationship for correcting a feedback gain in another embodiment of the present invention.
１０：車両用電流制御型電磁弁（電流制御型電磁弁） ５８：電流制御素子、７８：駆動回路（電流調節手段） ６２：電圧検出回路（出力電圧検出手段） ６６：電流検出回路（電流検出手段） １０５：フィードバック制御手段 １１０：出力電圧変化検出手段 １１２：フィードバックゲイン変更手段 １１６：駆動電流遮断手段 １１８：オフセット値決定手段 １２０：オフセット学習手段 １２４：実駆動電流算出手段 10: Vehicle current control type solenoid valve (current control type solenoid valve) 58: Current control element, 78: Drive circuit (current adjusting means) 62: Voltage detection circuit (output voltage detection means) 66: Current detection circuit (current detection) Means) 105: Feedback control means 110: Output voltage change detection means 112: Feedback gain change means 116: Drive current cutoff means 118: Offset value determination means 120: Offset learning means 124: Actual drive current calculation means
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 都築 靖広 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内 (72)発明者 新見 幸秀 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Yasuhiro Tsuzuki, 1-1, Showa-cho, Kariya city, Aichi prefecture, Nihon Denso Co., Ltd. (72) Inventor, Yukihide Niimi, 1-1, Showa-cho, Kariya city, Aichi prefecture Sozo Co., Ltd.
Claims (2)
る電流制御型電磁弁と、電池と該電流制御型電磁弁との
間に設けられて該電池から該電流制御型電磁弁へ流され
る駆動電流を変化させる電流調節手段と、該電流制御型
電磁弁の実際の駆動電流を検出する電流検出手段と、該
電流検出手段により検出された実際の駆動電流が指令電
流と一致するように前記電流調節手段を制御するフィー
ドバック制御手段とを備えた電流制御型電磁弁の制御装
置であって、 前記電池の出力電圧の変化を検出する出力電圧変化検出
手段と、 該出力電圧変化検出手段により検出された出力電圧変化
に基づいて、前記フィードバック制御手段のフィードバ
ックゲインを変更するフィードバックゲイン変更手段と
を、含むことを特徴とする電流制御型電磁弁の制御装
置。1. A current control type solenoid valve which is operated in response to a change in drive current, and is provided between a battery and the current control type solenoid valve, and flows from the battery to the current control type solenoid valve. Current adjusting means for changing the drive current, current detecting means for detecting the actual drive current of the current control type solenoid valve, and the above-mentioned so that the actual drive current detected by the current detecting means coincides with the command current. A control device for a current control type solenoid valve comprising a feedback control means for controlling a current adjusting means, the output voltage change detecting means for detecting a change in the output voltage of the battery, and the output voltage change detecting means for detecting the change. And a feedback gain changing means for changing the feedback gain of the feedback control means based on the changed output voltage. Location.
る電流制御型電磁弁と、電池と該電流制御型電磁弁との
間に設けられて該電池から該電流制御型電磁弁へ流され
る駆動電流を変化させる電流調節手段と、該電流制御型
電磁弁の実際の駆動電流を検出する電流検出手段と、該
電流検出手段により検出された実際の駆動電流が指令電
流と一致するように前記電流調節手段を制御するフィー
ドバック制御手段とを備えた電流制御型電磁弁の制御装
置であって、 前記電流調節手段により前記電流制御型電磁弁の駆動電
流を遮断する駆動電流遮断手段と、 該駆動電流遮断手段により前記電流制御型電磁弁の駆動
電流が遮断されたときに前記電流検出手段により検出さ
れた値をオフセット値として予め決定するオフセット値
決定手段と、 該オフセット値決定手段により決定されたオフセット値
を前記電流検出手段による検出値から差し引くことによ
り実際の駆動電流を算出する実駆動電流算出手段とを含
むことを特徴とする電流制御型電磁弁の制御装置。2. A current control type solenoid valve which is operated in response to a change in drive current, and is provided between a battery and the current control type solenoid valve, and flows from the battery to the current control type solenoid valve. Current adjusting means for changing the drive current, current detecting means for detecting the actual drive current of the current control type solenoid valve, and the above-mentioned so that the actual drive current detected by the current detecting means coincides with the command current. A control device for a current control type solenoid valve, comprising: a feedback control means for controlling a current control means; a drive current cutoff means for cutting off a drive current of the current control type solenoid valve by the current control means; Offset value determining means for predetermining the value detected by the current detecting means as an offset value when the drive current of the current control type solenoid valve is interrupted by the current interrupting means; And a real drive current calculating means for calculating an actual drive current by subtracting the offset value determined by the current value determining means from the value detected by the current detecting means. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6020627A JP3017635B2 (en) | 1994-02-17 | 1994-02-17 | Control device for current control type solenoid valve |
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| JPH07229576A true JPH07229576A (en) | 1995-08-29 |
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