JPH0722854A - Feed forward amplifier - Google Patents
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- JPH0722854A JPH0722854A JP5164916A JP16491693A JPH0722854A JP H0722854 A JPH0722854 A JP H0722854A JP 5164916 A JP5164916 A JP 5164916A JP 16491693 A JP16491693 A JP 16491693A JP H0722854 A JPH0722854 A JP H0722854A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、複数の無線周波の主信
号を増幅する高周波帯増幅器で生ずる混変調歪の補償法
として有効である、歪抽出ループと歪除去ループの２つ
の制御ループから成るフィードフォワード増幅器に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention comprises two control loops, a distortion extraction loop and a distortion removal loop, which are effective as a method of compensating for intermodulation distortion generated in a high frequency band amplifier for amplifying a plurality of radio frequency main signals. To a feed-forward amplifier.
【０００２】近年、自動車電話システムのディジタル化
に伴い、基地局の小形化，低消費電力化，低コスト化が
必要とされている。このため、基地局のRF帯増幅器に
は、複数の無線周波の主信号を１台で増幅する共通増幅
器が用いられている。この共通増幅器の具体的な構成が
前記のフィードフォワード増幅器である。このフィード
フォワード増幅器は、使用環境の変化により、構成回路
の１つの制御ループの制御の平衡性が崩れると、出力の
歪補償の効果が低下する特性を有しているので、常に２
つの制御ループの制御状態を検出して、該ループ制御を
自動的に正常状態に保つ方法が必要となる。[0002] In recent years, along with the digitization of automobile telephone systems, there is a need for downsizing, low power consumption, and cost reduction of base stations. Therefore, a common amplifier that amplifies a plurality of main signals of radio frequencies is used as the RF band amplifier of the base station. The specific configuration of this common amplifier is the feedforward amplifier. This feedforward amplifier has a characteristic that the effect of output distortion compensation is reduced when the control balance of one control loop of the constituent circuit is lost due to a change in the usage environment.
There is a need for a method of detecting the control state of one control loop and automatically maintaining the loop control in the normal state.
【０００３】[0003]
【従来の技術】図３に従来のフィードフォワード増幅器
の基本構成を示す。フィードフォワード増幅器は、主増
幅器5 で発生した複数の周波数の主信号の混変調歪を抽
出する歪抽出ループ1 と該歪を除去する歪除去ループ2
の２つの自動制御ループから成る。歪抽出ループ1 は、
入力端子3 から入力した主信号がハイブリッド4 で二分
岐され、その一方は主増幅器5 で増幅され、方向性結合
器6 で其の一部が分岐されて、減衰器7 を介し電力合成
器8 へ入力される。また、二分岐された他方は遅延線9
を介し可変減衰器10, 可変移相器11へと伝達され、電力
合成器8 へ入力される。そして電力合成器8 では、入力
の二つの信号が互に振幅と遅延が等しくて位相差が 180
゜となる様に可変減衰器10,可変移相器11により振幅と
位相が設定される。従って電力合成器8 の出力は、その
主信号の成分は抑圧され、主増幅器5 にて生じた歪成分
のみとなる。次に、歪除去ループ2 では、方向性結合器
6 の出力の歪成分を含む主信号が、遅延線12を経て電力
合成器13へ入力される。また、前記歪抽出ループ1 の電
力合成器8 の出力である歪成分のみが可変減衰器14,可
変移相器15を通り、補助増幅器16で増幅されて電力合成
器13へ入力される。そして電力合成器13の出力がフィー
ドフォワード増幅器の出力17となるが、電力合成器13で
は、主増幅器5 から方向性結合器6 を介し入力する主信
号の歪成分と補助増幅器16から入力する歪成分とが互に
振幅, 遅延が等しく位相差が 180゜となる様に、可変減
衰器14,可変移相器15により設定される。従って、電力
合成器13の出力は、方向性結合器6 の出力, 即ち主増幅
器5 の出力中の歪成分が抑圧された主信号となり、主信
号と歪成分の比 D/Uが改善される。以上の様に、フィー
ドフォワード増幅器は、歪抽出ループ1 と歪除去ループ
2 の二つの自動制御ループが正常な状態に制御され設定
された時のみ、歪補償の効果が生じる。然しながら、周
囲温度の変化等の周囲環境の変化により各制御ループの
構成要素の特性に変化が有ると、その出力の歪補償の効
果は減少する。図４に従来のフィードフォワード増幅器
の構成例を示す。この従来例では、図３の基本構成に加
えて、主増幅器5 の出力に方向性結合器18が接続され
て、パイロット信号発生器19から無線周波数のパイロッ
ト信号が、方向性結合器18の出力の歪成分を含む主信号
に付加挿入されている。また、電力合成器8 の出力に
は、方向性結合器23が接続され、該方向性結合器で分岐
された電力合成器8 の出力の一部が、電力検出器24にて
検出され、その検出電圧が制御回路22へ入力される。ま
た、電力合成器13の出力には、方向性結合器20が接続さ
れ、該方向性結合器で分岐された電力合成器13の出力の
一部が、パイロット信号検出器21へ入力され、該パイロ
ット信号検出器21にて検出された出力電圧が制御回路22
へ入力される。そして此の制御回路22から、各可変減衰
器10, 14、各可変移相器11, 15へ必要な制御電圧が印加
されて、歪抽出と歪除去に必要なループ制御を行う様に
構成されている。このループ制御の動作を説明すると、
先ず、電力検出器24の検出電圧が最小となる様に可変減
衰器10、可変移相器11が制御される。これは歪抽出ルー
プ1 により主信号の抑圧度を最大とすることに相当す
る。つまり、主信号と歪の合計電力を検出して主信号を
抑圧することにより、電力検出器24の検出電圧が減少す
ることを利用している。次に、パイロット信号検出器21
の検出電圧が最小となる様に可変減衰器14、可変移相器
15が制御される。これは歪除去ループ2 で歪の除去量を
最大にしていることに相当する。主増幅器5 の出力に、
方向性結合器18を介して挿入された無線周波数のパイロ
ット信号は、主増幅器5 で生ずる歪成分と同じ経路を伝
達するので、該パイロット信号を抑圧することは歪成分
を抑圧することと同じである。ここで図５に、従来のパ
イロット信号検出器21の回路構成を示す。その動作は、
先ず、RFフィルタ25により入力の主信号の無線周波のRF
帯域を制限し、ミクサ26及び局部発振器27により、RF帯
域のパイロット信号を低周波の狭帯域フィルタ28の低周
波帯信号に変換する。その狭帯域フィルタ28により、パ
イロット信号以外の成分は除去され、検波器29によって
パイロット信号の電力が検出される。次に、図６に、パ
イロット信号の無線周波数f p とフィードフォワード増
幅器の出力のスペクトラムの例を示す。フィードフォワ
ード増幅器のループ制御は、パイロット信号を抑圧する
様に動作するが、歪除去ループ2 の劣化の不完全性によ
る振幅対周波数の偏差, 位相対周波数の偏差によって、
歪成分は、パイロット信号が所定の無線周波数 fp から
f1,f2─f4と離隔するに従い、その歪補償量が低下して
しまう。歪成分を観測しながら可変減衰器,可変移相器
を手動で調整すれば、歪特性は図６の A─A の如くな
る。なお、f1〜f2,f3〜f4は３次歪の帯域であり、f2〜f
3は主信号の帯域である。そこで従来は、図７の構成図
の如く、パイロット信号発生器を２個の31(fp1),32
(fp2) とし、その１個の信号 fp1を図６のf1〜f2の帯域
に挿入し、もう１個の信号 fp2を反対側のf3〜f4の帯域
に挿入して、フィードフォワード増幅器の出力17を、方
向性結合器20で分岐して、信号fp1を検出するパイロッ
ト検出器35と信号 fp2を検出するパイロット検出器36と
を設け、夫々にて信号 fp1,fp2の検出電圧が最小となる
様に制御していた。また、別の方法では、図示しない
が、図４におけるパイロット信号発生器19を、２個の無
線周波数 fp1,fp2として切り替えると共に、図５におけ
る局部発振器27をシンセサイザとして、其の局部発振器
27のシンセサイザの出力周波数により、 fp1±（フィル
タ28の周波数) と fp2±（フィルタ28の周波数) とに切
り替えて、信号 fp1の検出と信号 fp2の検出とを時分割
で行っていた。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows a basic structure of a conventional feedforward amplifier. The feedforward amplifier is composed of a distortion extraction loop 1 for extracting the intermodulation distortion of the main signals of a plurality of frequencies generated in the main amplifier 5 and a distortion removal loop 2 for removing the distortion.
It consists of two automatic control loops. The distortion extraction loop 1 is
The main signal input from the input terminal 3 is branched into two by the hybrid 4, one of them is amplified by the main amplifier 5, and a part of it is branched by the directional coupler 6, and the power combiner 8 is passed through the attenuator 7. Is input to. The other of the two branches is the delay line 9
It is transmitted to the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 via and is input to the power combiner 8. Then, in the power combiner 8, the two input signals have the same amplitude and delay, and the phase difference is 180
The amplitude and the phase are set by the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 so that the angle becomes 0 °. Therefore, in the output of the power combiner 8, the component of the main signal is suppressed, and only the distortion component generated in the main amplifier 5 becomes. Next, in the distortion elimination loop 2, the directional coupler
The main signal including the distortion component of the output of 6 is input to the power combiner 13 via the delay line 12. Further, only the distortion component that is the output of the power combiner 8 of the distortion extraction loop 1 passes through the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15, is amplified by the auxiliary amplifier 16, and is input to the power combiner 13. Then, the output of the power combiner 13 becomes the output 17 of the feedforward amplifier, but in the power combiner 13, the distortion component of the main signal input from the main amplifier 5 via the directional coupler 6 and the distortion input from the auxiliary amplifier 16 are input. The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 are set so that the components have the same amplitude and delay, and the phase difference is 180 °. Therefore, the output of the power combiner 13 becomes the main signal in which the distortion component in the output of the directional coupler 6, that is, the output of the main amplifier 5 is suppressed, and the ratio D / U of the main signal and the distortion component is improved. . As described above, the feedforward amplifier consists of the distortion extraction loop 1 and the distortion elimination loop.
The effect of distortion compensation occurs only when the two automatic control loops of 2 are controlled and set to the normal state. However, if there is a change in the characteristics of the constituent elements of each control loop due to a change in the surrounding environment such as a change in the ambient temperature, the effect of distortion compensation of the output decreases. FIG. 4 shows a configuration example of a conventional feedforward amplifier. In this conventional example, in addition to the basic configuration of FIG. 3, a directional coupler 18 is connected to the output of the main amplifier 5, and a pilot signal of radio frequency is output from the pilot signal generator 19 to the output of the directional coupler 18. Is added to the main signal including the distortion component of. Further, the directional coupler 23 is connected to the output of the power combiner 8, and a part of the output of the power combiner 8 branched by the directional coupler is detected by the power detector 24. The detection voltage is input to the control circuit 22. Further, the directional coupler 20 is connected to the output of the power combiner 13, and a part of the output of the power combiner 13 branched by the directional coupler is input to the pilot signal detector 21, The output voltage detected by the pilot signal detector 21 is the control circuit 22.
Is input to. Then, the control circuit 22 applies a necessary control voltage to each of the variable attenuators 10 and 14 and each of the variable phase shifters 11 and 15, and is configured to perform the loop control necessary for distortion extraction and distortion removal. ing. Explaining the operation of this loop control,
First, the variable attenuator 10 and the variable phase shifter 11 are controlled so that the detection voltage of the power detector 24 becomes the minimum. This is equivalent to maximizing the degree of suppression of the main signal by distortion extraction loop 1. That is, the fact that the total voltage of the main signal and distortion is detected and the main signal is suppressed to reduce the detection voltage of the power detector 24 is used. Next, the pilot signal detector 21
Variable attenuator 14 and variable phase shifter so that the detection voltage of
15 are controlled. This corresponds to maximizing the amount of distortion elimination in the distortion elimination loop 2. At the output of the main amplifier 5,
Since the radio frequency pilot signal inserted through the directional coupler 18 transmits the same path as the distortion component generated in the main amplifier 5, suppressing the pilot signal is the same as suppressing the distortion component. is there. FIG. 5 shows a circuit configuration of the conventional pilot signal detector 21. The operation is
First, the RF filter 25 inputs the RF of the radio frequency of the main signal.
The band is limited, and the mixer signal and the local oscillator 27 convert the pilot signal in the RF band into the low frequency band signal of the low frequency narrow band filter 28. The narrow band filter 28 removes components other than the pilot signal, and the detector 29 detects the power of the pilot signal. Next, FIG. 6 shows an example of the spectrum of the radio frequency f p of the pilot signal and the output of the feedforward amplifier. The loop control of the feedforward amplifier operates so as to suppress the pilot signal, but the deviation of the amplitude vs. frequency and the deviation of the relative frequency due to the imperfection of deterioration of the distortion elimination loop 2 cause
The distortion component is the pilot signal from a given radio frequency f p
As the distance from f 1 , f 2 -f 4 increases, the amount of distortion compensation decreases. If the variable attenuator and variable phase shifter are manually adjusted while observing the distortion component, the distortion characteristics will be as shown in A-A in Fig. 6. Note that f 1 to f 2 and f 3 to f 4 are bands of third-order distortion, and f 2 to f
3 is the band of the main signal. Therefore, conventionally, as shown in the configuration diagram of FIG. 7, two pilot signal generators 31 (f p1 ), 32
(f p2 ), one signal f p1 is inserted into the band of f 1 to f 2 in FIG. 6, and the other signal f p2 is inserted into the band of f 3 to f 4 on the opposite side. , The output 17 of the feedforward amplifier is branched by the directional coupler 20 to provide a pilot detector 35 for detecting the signal f p1 and a pilot detector 36 for detecting the signal f p2 , each of which has a signal f p1. , f p2 is controlled so that the detected voltage is minimized. In another method, although not shown, the pilot signal generator 19 in FIG. 4 is switched to two radio frequencies f p1 and f p2 , and the local oscillator 27 in FIG. 5 is used as a synthesizer.
Depending on the output frequency of the 27 synthesizer, it is switched between f p1 ± (frequency of filter 28) and f p2 ± (frequency of filter 28) to detect the signal f p1 and the signal f p2 in time division. It was
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来例のフィー
ドフォワード増幅器の問題点を列挙すると、(1) パイロ
ット信号の検出用に局部発振器27が必要である。(2) １
周波数のパイロット信号により制御すると、歪除去ルー
プ2 の不完全性により、所要の歪帯域での歪補償量が均
一とならない。(3) ２周波数のパイロット信号 fp1,fp2
を挿入して各信号fp1, fp2を夫々検出すると、パイロッ
ト信号検出器、局部発振器として各２個を必要とし、回
路規模が大きくなる。(4) パイロット信号検出器, 局部
発振器をシンセサイザとして時分割で切り替えると、制
御アルゴリズムが複雑になる。また、パイロット信号の
無線周波数が fp1から fp2に移る時に主信号の帯域(f2
〜f3)を通過する為に、検出電圧が非常に大きな値とな
るので、此れを取り込まない様な制御としなければなら
ないという問題が挙げられる。To list the problems of the above-mentioned conventional feedforward amplifier, (1) the local oscillator 27 is necessary for detecting the pilot signal. (2) 1
When controlled by the frequency pilot signal, the distortion compensation amount in the required distortion band is not uniform due to the imperfections of the distortion elimination loop 2. (3) Two-frequency pilot signals f p1 and f p2
And each of the signals f p1 and f p2 are respectively detected by inserting, the pilot signal detector and the local oscillator are required, and the circuit scale becomes large. (4) If the pilot signal detector and local oscillator are used as synthesizers in a time division manner, the control algorithm becomes complicated. Also, when the radio frequency of the pilot signal shifts from f p1 to f p2 , the main signal band (f 2
Since the detected voltage becomes a very large value in order to pass through ~ f 3 ), there is a problem that the control must be performed so as not to take this in.
【０００５】本発明の目的は、主信号に挿入した無線周
波数のパイロット信号の検出用に特別な局部発振器を必
要とせず、２つの無線周波数のパイロット信号に対して
も１個のパイロット信号検出器にて検出可能なフィード
フォワード増幅器を実現することにある。It is an object of the present invention that a special local oscillator is not required for detecting a radio frequency pilot signal inserted in a main signal, and one pilot signal detector can be used for two radio frequency pilot signals. It is to realize a feedforward amplifier that can be detected at.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明のフィードフォワード増幅器の基本構成を図１の原
理図に示す。フィードフォワード増幅器の出力B を同相
で２分岐する同相ハイブリッド37と、主増幅器5 の出力
に挿入するパイロット信号発生器(19)の出力Aを入力と
して、位相差π/2で２分岐するπ/2ハイブリッド40と、
前記同相ハイブリッド37の各出力と該π/2ハイブリッド
40の各出力とを夫々乗算する各直交検波器の役目をする
２個のミクサ38,39 と該２個のミクサの各出力を一定時
間積分する２個の低域フィルタ41,42 と該２個の低域フ
ィルタの積分出力の各直流電圧I,Qを加算する電圧加算
器43とを具え、該電圧加算器43の加算出力をパイロット
信号の検出出力として、制御回路22へ入力する。そして
其の制御回路22で、歪抽出ループ1 と歪除去ループ2 の
各可変減衰器と各可変移相器とを自動制御する制御信号
を生成するように構成する。The basic structure of the feedforward amplifier of the present invention for achieving this object is shown in the principle diagram of FIG. An in-phase hybrid 37 that splits the output B of the feedforward amplifier into two in-phase and an output A of the pilot signal generator (19) that is inserted into the output of the main amplifier 5 as inputs are split into two with a phase difference of π / 2. 2 hybrid 40,
Each output of the in-phase hybrid 37 and the π / 2 hybrid
Two mixers 38 and 39, each of which functions as a quadrature detector for multiplying each output of 40, and two low-pass filters 41 and 42, which integrates the outputs of the two mixers for a certain time. And a voltage adder 43 for adding the respective DC voltages I and Q of the integrated outputs of the low-pass filters, and the added output of the voltage adder 43 is input to the control circuit 22 as a pilot signal detection output. Then, the control circuit 22 is configured to generate a control signal for automatically controlling each variable attenuator and each variable phase shifter of the distortion extraction loop 1 and the distortion removal loop 2.
【０００７】[0007]
【作用】フィードフォワード増幅器の出力B の増幅され
たRF帯域のパイロット信号は、２個のミキサ38,39 によ
って直交検波されて、夫々直流電圧I,Qに変換される。
パイロット信号の位相は、フィードフォワード増幅器の
制御ループ1,制御ループ2 の各位相状態により変化す
る。一方のミクサ38のRF入力と局部搬送波入力との位相
差がπ/2となると、該ミクサ38の出力の直流出力Iは零
となるが、この時、他方のミクサ39のRF入力と局部搬送
波入力との位相差は 0゜又は180 ゜であるので、該ミク
サ39の出力の直流出力Q は最大となる。電圧加算器43
は、２つのミクサ38,39 の直流出力I,Qを加算している
ので、其の加算出力は、パイロット信号の位相の如何に
よらず確実に検出可能となる。The amplified pilot signal in the RF band at the output B of the feedforward amplifier is quadrature-detected by the two mixers 38 and 39 and converted into DC voltages I and Q, respectively.
The phase of the pilot signal changes depending on the phase states of control loop 1 and control loop 2 of the feedforward amplifier. When the phase difference between the RF input of one mixer 38 and the local carrier input becomes π / 2, the DC output I of the output of the mixer 38 becomes zero, but at this time, the RF input of the other mixer 39 and the local carrier Since the phase difference with the input is 0 ° or 180 °, the DC output Q of the output of the mixer 39 becomes maximum. Voltage adder 43
Since the DC outputs I and Q of the two mixers 38 and 39 are added, the added output can be reliably detected regardless of the phase of the pilot signal.
【０００８】[0008]
【実施例】図２に本発明の実施例のフィードフォワード
増幅器の構成を示す。２つの無線周波数31(fp1),32
(fp2) の第１，第２パイロット信号発生器の各出力を、
ハイブリッドHYB 33で合成し、その後ハイブリッドHYB
45で２分岐して、其の一方を、主増幅器5 の出力に挿入
する。次に、フィードフォワード増幅器の出力17を方向
性結合器20で分岐した出力Bと、前記パイロット信号発
生器の合成出力をハイブリッドHYB 45で２分岐した出力
の他方A とを、互に直交位相で検波する直交検波器44に
入力する。すなわち、直交検波器44の局部搬送波の生成
部40の入力端に前記ハイブリッドHYB 45で２分岐した出
力の他方A が接続されて、２つの無線周波数 fp1,fp2の
パイロット信号が入力される。その動作は、フィードフ
ォワード増幅器の出力Bの中の２つのパイロット信号
fp1, fp2の成分が、夫々直交検波器44で検波されて、２
つの直流出力I,Qに変換され、その２つの直流出力I,Qが
電圧加算器43で加算されて、其の加算した和が制御回路
22に転送される。そして制御回路22では、電力検出器24
の検出電圧の値が最小となる様な制御信号を生成して、
歪除去ループ2 の可変減衰器14, 可変移相器15を自動制
御する。そして電圧加算器43の出力である検出電圧が最
小となる為には、フィードフォワード増幅器の出力Bの
中の２つの無線周波数のパイロット信号fp1, fp2の成分
が共に小さくならなければならない。つまり、図６の説
明図において、主信号の帯域f2〜f3に対する三次歪の各
所要帯域f1〜f2,f3〜f4 における歪の補償量が均一とな
る様に制御されることになる。FIG. 2 shows the configuration of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention. Two radio frequencies 31 (f p1 ), 32
The respective outputs of the first and second pilot signal generators of (f p2 ),
Synthesized with Hybrid HYB 33, then Hybrid HYB
It is branched into two at 45, and one of them is inserted into the output of the main amplifier 5. Next, the output B of the output 17 of the feedforward amplifier is branched by the directional coupler 20 and the other output A of the composite output of the pilot signal generator which is branched by the hybrid HYB 45 in quadrature with each other. Input to the quadrature detector 44 for detection. That is, the other end A of the two branched outputs of the hybrid HYB 45 is connected to the input end of the local carrier generator 40 of the quadrature detector 44, and the pilot signals of two radio frequencies f p1 and f p2 are input. . Its operation is the two pilot signals in the output B of the feedforward amplifier.
The components of f p1 and f p2 are detected by the quadrature detector 44, respectively, and 2
The two DC outputs I and Q are converted, and the two DC outputs I and Q are added by the voltage adder 43, and the added sum is the control circuit.
Transferred to 22. Then, in the control circuit 22, the power detector 24
Generate a control signal that minimizes the value of the detection voltage of
The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 of the distortion elimination loop 2 are automatically controlled. Then, in order to minimize the detected voltage which is the output of the voltage adder 43, both components of the two radio frequency pilot signals f p1 and f p2 in the output B of the feedforward amplifier must be small. That is, in the explanatory view of FIG. 6, the distortion compensation amount is controlled to be uniform in each of the required bands f 1 to f 2 and f 3 to f 4 of the third- order distortion with respect to the bands f 2 to f 3 of the main signal. It will be.
【０００９】[0009]
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、フ
ィードフォワード増幅器の歪補償の周波数特性が均一で
あり,歪を最小にすることが出来て、回路構成的にも、
パイロット信号発生器と局部発振器とを２つの無線周波
数のパイロット信号に対して共通とすることが出来て、
制御アルゴリズムも複雑とならないので、フィードフォ
ワード増幅器の性能を向上すると共に回路規模を小形化
する効果が得られる。As described above, according to the present invention, the frequency characteristic of the distortion compensation of the feedforward amplifier is uniform, the distortion can be minimized, and the circuit configuration is
The pilot signal generator and the local oscillator can be common to two radio frequency pilot signals,
Since the control algorithm is not complicated, the effects of improving the performance of the feedforward amplifier and downsizing the circuit scale can be obtained.
【図１】 本発明のフィードフォワード増幅器の基本構
成を示す原理図FIG. 1 is a principle diagram showing a basic configuration of a feedforward amplifier of the present invention.
【図２】 本発明の実施例のフィードフォワード増幅器
の構成図FIG. 2 is a configuration diagram of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図３】 従来のフィードフォワード増幅器の基本構成
図FIG. 3 is a basic configuration diagram of a conventional feedforward amplifier.
【図４】 従来例のフィードフォワード増幅器の構成図FIG. 4 is a configuration diagram of a conventional feedforward amplifier.
【図５】 従来のパイロット信号検出回路の構成図FIG. 5 is a configuration diagram of a conventional pilot signal detection circuit.
【図６】 従来のパイロット信号周波数f p とフィード
フォワード増幅器の出力のスペクトラム例を示す図FIG. 6 is a diagram showing a spectrum example of a conventional pilot signal frequency f p and an output of a feedforward amplifier.
【図７】 従来の２周波数のパイロット信号のフィード
フォワード増幅器の構成図FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional feedforward amplifier for dual frequency pilot signals.
１は歪抽出ループ、２は歪除去ループ、３は入力信号、
４は二分岐ハイブリッド、５は主増幅器、６は方向性結
合器、７は減衰器、８は電力合成器、９は遅延線、10は
可変減衰器、11は可変移相器、12は遅延線、13は電力合
成器、14は可変減衰器、15は可変移相器、16は補助増幅
器、17は出力信号、18は方向性結合器、19はパイロット
信号発生器、20は方向性結合器、21はパイロット信号検
出回路、22は制御回路、23は方向性結合器、24は電力検
出器、25はRFフィルタ、26はミクサ、27は局部発振器、
28は低周波の狭帯域フィルタ、29は検波器、31,32 はパ
イロット信号発生器、33は合成ハイブリッド、34は二分
岐ハイブリッド、35,36 はパイロット信号検出器、37は
同相の二分岐ハイブリッド、38,39 はミクサ、40はπ/2
位相差の二分岐ハイブリッド、41,42 は低域フィルタ、
43は電圧加算器、44は直交検波器、45は同相の二分岐ハ
イブリッドである。1 is a distortion extraction loop, 2 is a distortion removal loop, 3 is an input signal,
4 is a two-branch hybrid, 5 is a main amplifier, 6 is a directional coupler, 7 is an attenuator, 8 is a power combiner, 9 is a delay line, 10 is a variable attenuator, 11 is a variable phase shifter, and 12 is a delay. Line, 13 power combiner, 14 variable attenuator, 15 variable phase shifter, 16 auxiliary amplifier, 17 output signal, 18 directional coupler, 19 pilot signal generator, 20 directional coupling , 21 is a pilot signal detection circuit, 22 is a control circuit, 23 is a directional coupler, 24 is a power detector, 25 is an RF filter, 26 is a mixer, 27 is a local oscillator,
28 is a low frequency narrow band filter, 29 is a detector, 31 and 32 are pilot signal generators, 33 is a synthetic hybrid, 34 is a two-branch hybrid, 35 and 36 are pilot signal detectors, and 37 is an in-phase two-branch hybrid , 38, 39 are mixers, 40 is π / 2
Two-branch hybrid with phase difference, 41 and 42 are low pass filters,
43 is a voltage adder, 44 is a quadrature detector, and 45 is an in-phase two-branch hybrid.
Claims (2)
幅器(5)が発生する歪を抽出する歪抽出ループ(1) と該
歪を除去する歪除去ループ(2) の二つの自動制御ループ
から成るフィードフォワード増幅器において、該主増幅
器(5) の出力に無線周波のパイロット信号を２分岐した
一方を挿入した出力(17)から分岐した出力信号(B)を、
前記２分岐したパイロット信号の他方(A) を入力とする
互に直交位相の２つの局部搬送波により検波して、２つ
の直流出力(I,Q) を得る直交検波器(44)を設け、該直交
検波器の二つの直流出力(I,Q)を加算(43)した加算出力
を前記二つの自動制御ループ(1,2) の制御信号を生成す
る制御回路(22)へ入力したことを特徴とするフィードフ
ォワード増幅器。1. Automatic control of a distortion extraction loop (1) for extracting distortion generated by a main amplifier (5) for amplifying a plurality of radio frequency main signals and a distortion removal loop (2) for removing the distortion. In a feedforward amplifier consisting of a loop, an output signal (B) branched from an output (17) into which one of the two branched radio frequency pilot signals is inserted into the output of the main amplifier (5),
A quadrature detector (44) is provided to obtain two DC outputs (I, Q) by detecting with two local carriers of quadrature phase to which the other (A) of the two-branched pilot signals is input. It is characterized in that the added output obtained by adding (43) the two DC outputs (I, Q) of the quadrature detector is input to the control circuit (22) that generates the control signals of the two automatic control loops (1, 2). And a feedforward amplifier.
て、該主増幅器(5) の出力に、２つの異なる無線周波数
(fp1,fp2)の第１パイロット信号(31)と第２パイロット
信号(32)とを合成(33)し其の後二分岐(45)した一方を挿
入し、その他方(A)を前記直交検波器(44)の局部搬送波
の生成部(40)の入力とする際に、前記第１パイロット信
号(31)の無線周波数(fp1) を主信号の帯域(f2 〜f3) よ
り低い周波数の三次歪の帯域(f1 〜f2) 内に選び、第２
パイロット信号(32)の無線周波数(fp2) を主信号の帯域
(f2 〜f3) より高い周波数の三次歪の帯域(f3 〜f4) 内
に選んだことを特徴とする請求項１記載のフィードフォ
ワード増幅器。2. In the feedforward amplifier, the output of the main amplifier (5) has two different radio frequencies.
The first pilot signal (31) of (f p1, f p2 ) and the second pilot signal (32) are combined (33) and then one of the two branches (45) is inserted and the other (A) is inserted. When inputting to the local carrier generator (40) of the quadrature detector (44), the radio frequency (f p1 ) of the first pilot signal (31) is set to the main signal band (f 2 to f 3 ). Select within the lower-order third-order distortion band (f 1 -f 2 ),
Radio frequency (f p2 ) of pilot signal (32) is the main signal band
(f 2 ~f 3) higher than the frequency of the third order distortion of the band (f 3 ~f 4), characterized in that selected in the claim 1, wherein the feedforward amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491693A JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491693A JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0722854A true JPH0722854A (en) | 1995-01-24 |
| JP3358240B2 JP3358240B2 (en) | 2002-12-16 |
Family
ID=15802297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16491693A Expired - Fee Related JP3358240B2 (en) | 1993-07-05 | 1993-07-05 | Feed forward amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3358240B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6489844B2 (en) | 1999-12-28 | 2002-12-03 | Japan Radio Co., Ltd. | Feed-forward amplifier and controller of the same |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI679440B (en) * | 2018-12-13 | 2019-12-11 | 國立成功大學 | Detection device and detection circuit thereof |
-
1993
- 1993-07-05 JP JP16491693A patent/JP3358240B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6489844B2 (en) | 1999-12-28 | 2002-12-03 | Japan Radio Co., Ltd. | Feed-forward amplifier and controller of the same |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3358240B2 (en) | 2002-12-16 |
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