JPH07221545A - Cascade connection voltage controlled oscillator - Google Patents
Cascade connection voltage controlled oscillatorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信の端末機の無
線部等に使用される無線周波数の電圧制御発振器(VCO)
に係り、特に該電圧制御発振器を構成する共振回路部と
発振アンプ部とバッファアンプ部の中の、直流電流を消
費するトランジスタを有する発振アンプ部とバッファア
ンプ部の消費電流を低減する為に、それ等の回路の動作
に必要な直流電流が、電源からバッファアンプ部と発振
アンプ部とに直列に流れる様に縦続接続した所謂カスコ
ード接続型の電圧制御発振器に関するものである。カス
コード接続型の電圧制御発振器としては、低消費電流で
あると同時に発振すべき周波数にて出来るだけ負性抵抗
が大きくて発振出力が大きいことが望まれている。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radio frequency voltage controlled oscillator (VCO) used in a radio section of a mobile communication terminal.
In particular, in order to reduce the current consumption of an oscillation amplifier unit and a buffer amplifier unit having a transistor that consumes a direct current, among the resonance circuit unit, the oscillation amplifier unit, and the buffer amplifier unit that configure the voltage controlled oscillator, The present invention relates to a so-called cascode connection type voltage controlled oscillator in which a direct current required for the operation of such circuits is cascaded so that a direct current flows from a power source to a buffer amplifier section and an oscillation amplifier section in series. As a cascode-connected voltage controlled oscillator, it is desired that the current consumption is low, and at the same time, the negative resistance and the oscillation output are large as much as possible at the frequency to be oscillated.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図９に、従来のカスコード接続型の電圧
制御発振器の一般的な構成(A)と其の具体的な接続回路
(B)とを示す。図９の (A)一般的な構成では、電圧制御
発振器VCO は、発振周波数を定める共振回路部(a) と，
発振状態を継続させる発振アンプ部(b) と, 発振出力を
安定させるバッファアンプ部(c) とから構成されてい
る。これら３個の要素の構成において、直流電流を消費
するトランジスタTr1,Tr2を有する発振アンプ部(b),バ
ッファアンプ部(c) は、其の消費電流を少なくする為
に, 電源 VB から見て、直流電流が、バッファアンプ部
(c) と発振アンプ部(b) とに流れる縦続接続の構成とな
っており、この縦続接続がカスコード接続と呼ばれて、
従来の電圧制御発振器VCO の殆ど全てが、此の様なカス
コード接続となっている。図９の (B)具体的な接続回路
では、共振回路部(a) は、ストリップラインSL1 を用い
たストリップライン共振器であり, 該SL1 とコンデンサ
C6の共振周波数にて発振周波数を決定する。この発振器
は電圧制御発振器VCO であるので、発振周波数を直流の
制御電圧で可変させる可変容量素子のバラクタダイード
は示していないが、C9がバラクタダイードに相当する容
量である。C8は、共振器とバラクタダイード相当の C9
とを結合する結合コンデンサであり, 共振回路部(a)と
発振アンプ部(b) とを結合させる。発振アンプ部(b)
は、トランジスタTr1で構成され、コンデンサC1,C2,C3
が帰還容量となって、共振回路部(a) と合せて所謂コル
ピッツ型の発振回路を構成している。バッファアンプ部
(c) は、トランジスタTr2 で構成され、C10 により其の
エミッタを高周波的に接地している。C4は、発振アンプ
部(b) との結合コンデンサである。発振アンプ部(b) と
バッファアンプ部(c) に対する直流のバイアス回路は、
抵抗R1,R2,R3により, 各ベースへのバイアス供給電圧を
構成して、R4は縦続接続されるバッファアンプ部(c) と
発振アンプ部(b)の直流電流I を決定する抵抗である。
又、R5は発振出力の負荷抵抗であり, 発振出力の測定時
には 50 Ωが接続されるが、実際の発振回路では接続さ
れない。2. Description of the Related Art FIG. 9 shows a general configuration (A) of a conventional cascode connection type voltage controlled oscillator and its specific connection circuit.
(B) is shown. In the general configuration shown in FIG. 9A, the voltage-controlled oscillator VCO has a resonance circuit section (a) that determines the oscillation frequency,
It consists of an oscillation amplifier section (b) that keeps the oscillation state and a buffer amplifier section (c) that stabilizes the oscillation output. In the configuration of these three elements, the oscillation amplifier section (b) and the buffer amplifier section (c) having the transistors Tr1 and Tr2 that consume direct current are seen from the power supply V B in order to reduce the current consumption. The DC current is
(c) and the oscillation amplifier section (b) have a cascade connection configuration, and this cascade connection is called cascode connection.
Almost all conventional voltage controlled oscillators VCOs have cascode connections like this. In the concrete connection circuit of FIG. 9B, the resonance circuit section (a) is a stripline resonator using the stripline SL1, and the SL1 and the capacitor are connected to each other.
The oscillation frequency is determined by the resonance frequency of C6. Since this oscillator is a voltage-controlled oscillator VCO, the varactor diode of the variable capacitance element that varies the oscillation frequency by the DC control voltage is not shown, but C9 is the capacitance corresponding to the varactor diode. C8 is a resonator and varactor diode equivalent C9
This is a coupling capacitor that couples with, and couples the resonant circuit section (a) and the oscillation amplifier section (b). Oscillation amplifier section (b)
Is composed of transistor Tr1 and capacitors C1, C2, C3
Serves as a feedback capacitance, and constitutes a so-called Colpitts type oscillation circuit together with the resonance circuit section (a). Buffer amplifier section
(c) is composed of a transistor Tr2, and its emitter is grounded at high frequency by C10. C4 is a coupling capacitor with the oscillation amplifier section (b). The DC bias circuit for the oscillation amplifier section (b) and the buffer amplifier section (c) is
The resistors R1, R2, and R3 form a bias supply voltage to each base, and R4 is a resistor that determines the DC current I of the buffer amplifier unit (c) and the oscillation amplifier unit (b) that are connected in cascade.
Also, R5 is the load resistance of the oscillation output, which is connected to 50 Ω when measuring the oscillation output, but is not connected in the actual oscillation circuit.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】次に上記の従来構成の
カスコード接続型の電圧制御発振器の問題点を述べる。
図10に、従来のカスコード接続型の電圧制御発振器の発
振アンプ部(b) とバッファアンプ部(c) の基本構成を示
す。発振アンプ部(b) は、其のトランジスタTr1に対し
コレクタが高周波的に接地される様にコンデンサC3を接
続し、ベースと接地の間のC1とC2により Tr1のコレクタ
からベースへの発振信号の帰還ループを構成する。又、
エミッタとベースの間も C1 により帰還ループを構成す
る。この発振信号の帰還ループは、C1,C2,C3の各容量が
定まった時、(A) 点からの発振周波数での入力インピー
ダンスを観測すると、負性抵抗特性が観測される。C1,C
2,C3の各容量を変える事により，発振させようとする周
波数帯域にて負性抵抗特性を示すように調整される。こ
の(A) 点に誘導性の共振器部(a) を接続すれば、該共振
器部の共振周波数にて、該帰還ループ内に発振が起きて
持続される。この帰還ループ内の発振出力を、C4を介し
て Tr1のエミッタから取り出し、バッファアンプ部(c)
のTr2 のベースへ接続する事により、其のコレクタから
発振出力を送出する。次に直流的には如何様に動作して
いるか説明する。電源 VB からの直流電流は、抵抗R1,R
2,R3により分圧され、夫々が Tr2,Tr1にベース電流を供
給する。Tr2,Tr1 のコレクタ電流I は、電源 VB から直
接に流れ出る。ここで、Tr2,Tr1が直列接続のカスコー
ド接続であれば、電流I は先ず Tr2を通り, 次にTr1 に
流れて、Tr1 のエミッタ電位, 即ち, 抵抗R4の値で決定
される。ここで此の回路の直流電流I を決定する抵抗R4
を交流的に解析すると、先に示した如く、Tr1 は発振信
号の帰還ループを構成しているが、抵抗R4も帰還ループ
内の要素であり、実質的に其の抵抗R4がループの損失抵
抗として働いている。即ち (A)点から観た交流信号の負
性抵抗特性は、回路に直流電流I を流す為の抵抗R4がル
ープの損失を伴うために、回路から交流信号の負性抵抗
特性を充分に引き出せない理由となっている。図９の
(B)具体的な接続回路の、バッファアンプ部(c) と発振
アンプ部(b) の各素子値は、周波数780mHz付近で負性抵
抗特性が観測される場合の値を示す。直流バイアス回路
の抵抗R1〜R3は全て１k Ωとし、R4を300 Ωとして回路
電流I を３mAと設定した。帰還ループの容量は C1=5pF,
C2=3pF,C3=100pF としている。此の構成例における負性
抵抗の周波数特性を、図３の実施例と従来例との負性抵
抗特性の比較図の(B) の「従来例による特性」に示
す。周波数780mHzにて、1.2dB程度の反射利得が観測さ
れて、負性抵抗特性が起きている事が確認できる。又、
非常に広い周波数帯域にて負性抵抗特性が現われている
事が判る。一見、普通の入力インピーダンス特性が出て
いる様に観測されるが、後に説明する図３の(B) の
「本発明による特性」と対比すれば、図９の(B) の従来
の回路構成は、回路から充分な負性抵抗特性を引き出し
ていないことが判る。The problems of the cascode connection type voltage controlled oscillator having the above-mentioned conventional configuration will be described below.
FIG. 10 shows a basic configuration of an oscillation amplifier section (b) and a buffer amplifier section (c) of a conventional cascode connection type voltage controlled oscillator. Oscillation amplifier part (b) connects capacitor C3 to its transistor Tr1 so that its collector is grounded at high frequency, and C1 and C2 between the base and ground connect the oscillator signal from Tr1's collector to base. Configure a feedback loop. or,
A feedback loop is also formed by C1 between the emitter and the base. In the feedback loop of this oscillation signal, when the capacitances of C1, C2, and C3 are determined, the negative resistance characteristic is observed when the input impedance at the oscillation frequency from point (A) is observed. C1, C
By changing the capacitances of C2 and C3, the negative resistance characteristic is adjusted in the frequency band where oscillation is sought. If the inductive resonator section (a) is connected to this point (A), oscillation will occur in the feedback loop and be maintained at the resonance frequency of the resonator section. The oscillation output in this feedback loop is taken out from the emitter of Tr1 via C4, and the buffer amplifier (c)
By connecting to the base of Tr2, the oscillation output is sent from the collector. Next, how DC operates is explained. DC current from power supply V B is
The voltage is divided by 2 and R3, and each supplies the base current to Tr2 and Tr1. The collector current I of Tr2 and Tr1 flows out directly from the power supply V B. Here, if Tr2 and Tr1 are cascode connection in series connection, the current I first flows through Tr2 and then into Tr1, and is determined by the emitter potential of Tr1, that is, the value of the resistor R4. Where the resistor R4 that determines the DC current I in this circuit
When AC is analyzed AC, as shown above, Tr1 constitutes the feedback loop of the oscillation signal, but resistor R4 is also an element in the feedback loop, and that resistor R4 is substantially the loss resistance of the loop. Working as. That is, the negative resistance characteristic of the AC signal seen from point (A) is that the resistance R4 for flowing the DC current I in the circuit is accompanied by loop loss, so that the negative resistance characteristic of the AC signal can be sufficiently extracted from the circuit. There is no reason. Of FIG.
(B) The element values of the buffer amplifier section (c) and the oscillation amplifier section (b) of the specific connection circuit are the values when the negative resistance characteristic is observed near the frequency of 780 mHz. The resistances R1 to R3 of the DC bias circuit were all set to 1 kΩ, R4 was set to 300 Ω, and the circuit current I was set to 3 mA. The capacitance of the feedback loop is C1 = 5pF,
C2 = 3pF and C3 = 100pF. The frequency characteristics of the negative resistance in this configuration example are shown in "Characteristics by Conventional Example" in (B) of the comparison diagram of the negative resistance characteristics between the embodiment of FIG. 3 and the conventional example. At a frequency of 780 mHz, a reflection gain of about 1.2 dB was observed, confirming that a negative resistance characteristic has occurred. or,
It can be seen that the negative resistance characteristic appears in a very wide frequency band. At first glance, it is observed that a normal input impedance characteristic appears, but in comparison with the “characteristic according to the present invention” of FIG. 3B described later, the conventional circuit configuration of FIG. 9B is compared. Shows that the circuit does not derive sufficient negative resistance characteristics from the circuit.
【０００４】本発明の目的は、回路から充分に大きな負
性抵抗特性を引き出せて発振出力が大きなカスコード接
続型の電圧制御発振器の回路構成を提供することにあ
る。An object of the present invention is to provide a circuit configuration of a cascode connection type voltage controlled oscillator having a large oscillation output, which can draw out sufficiently large negative resistance characteristics from the circuit.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本構成は、図１の請求項１の原理図に示す如
く、動作に必要な直流電流I が、電源 VB からバッファ
アンプ部と発振アンプ部とに直列に流れる様に縦続接続
するカスコード接続ではあるが、従来の先ずバッファア
ンプ部(c)に流れて次に発振アンプ部(b) に流れる順序
を逆にして、電源VBからの直流電流I が、先ず発振アン
プ部(b) に流れ、次にバッファアンプ部(c)に流れる縦
続接続とし、且つ縦続回路の直流電流I を決定する抵抗
R4が、発振アンプ部(b) の帰還ループの外部のバッファ
アンプ部(c) のTr2 に接続されるように構成する。The basic structure of the present invention for attaining this object is, as shown in the principle diagram of claim 1 of FIG. 1, that a direct current I necessary for operation is supplied from a power source V B to a buffer amplifier. This is a cascode connection in which the circuit and the oscillation amplifier are connected in series so that they flow in series.However, the order in which they first flow to the buffer amplifier (c) and then to the oscillation amplifier (b) is reversed in the conventional The DC current I from V B first flows to the oscillation amplifier section (b) and then to the buffer amplifier section (c) in a cascade connection, and is a resistor that determines the DC current I of the cascade circuit.
R4 is connected to Tr2 of the buffer amplifier section (c) outside the feedback loop of the oscillation amplifier section (b).
【０００６】[0006]
【作用】本発明のカスコード接続の構成では、電源 VB
から流れ出る直流電流I が、先ず、発振アンプ部(b) の
トランジスタTr1 に流れ、次にバッファアンプ部(c)の
トランジスタTr2に流れる縦続接続であり、且つ其の直
流電流I を決定する抵抗R4が、発振アンプ部(b) の帰還
ループの外部にあるバッファアンプ部(c) のTr2に接続
されているので、回路の直流電流I を決定する抵抗R4
が、発振アンプ部(b)の帰還ループの損失抵抗とはなら
ない。従って本発明の構成は、回路から充分に大きな負
性抵抗特性を引き出せて、発振出力が大きなカスコード
接続型の電圧制御発振器となることが出来る。In the configuration of the cascode connection of the present invention, the power source V B
The DC current I flowing from the first flows into the transistor Tr1 of the oscillation amplifier section (b) and then into the transistor Tr2 of the buffer amplifier section (c) in a cascade connection, and the resistance R4 that determines the DC current I Is connected to Tr2 of the buffer amplifier section (c) outside the feedback loop of the oscillation amplifier section (b), the resistor R4 that determines the DC current I of the circuit is
However, it does not become the loss resistance of the feedback loop of the oscillation amplifier section (b). Therefore, the configuration of the present invention makes it possible to obtain a sufficiently large negative resistance characteristic from the circuit, thereby providing a cascode connection type voltage controlled oscillator having a large oscillation output.
【０００７】[0007]
【実施例】図２は本発明の請求項１の実施例のカスコー
ド接続型の電圧制御発振器の負性抵抗特性を確認する為
の構成図である。直流のバイアス回路の抵抗R1〜R3は全
て１k Ωであり, 交流の発振信号の帰還ループの容量は
C1=5pF,C2=3pF,C3=100pFとして, 図９の(B)従来例の場
合の定数と全く同じにしている。回路の直流電流Iを決
定する抵抗R4も 300Ωとし、其の直流電流I も３mAと同
じ値にしている。図３は実施例と従来例との負性抵抗特
性の比較図であり、その(B)-の「本発明による特性」
に、図２の実施例の負性抵抗特性を示す。この図３の
(B)-の「本発明による特性」で明らかな様に、全ての
回路素子の値が図９の (B)従来例と全く同じであるが、
其の反射利得の値は、周波数780mHzにて 2.97dB となっ
ていて、図３の(B)-の「従来例による特性」よりも約
1.8dBだけ良い負性抵抗特性が現れている。この様に、
カスコード接続の構成を、電源 VB から見て、先ず発振
アンプ部(b) とし、次にバッファアンプ部(c) とする順
序の縦続接続に変えた事により、従来例よりも良い負性
抵抗特性が得られることになる。図４は本発明の実施例
のカスコード接続型の電圧制御発振器の出力レベル特性
を確認する為の回路図である。其の出力特性を従来例と
比較する為に、図４の共振器部(a),発振アンプ部(b),バ
ッファアンプ部(c) の素子定数を、図９の従来例の定数
と全て全く同じ定数としてあり、回路の直流電流I も同
じ値である。図９の従来例との相違は、発振アンプ部
(b) のトランジスタTr1 とバッファアンプ部(c) のトラ
ンジスタTr2 との縦続接続の順序だけである。図５に本
発明の実施例と従来例（図10の発振回路）の発振信号の
出力波形とスペクトラムとを示す。夫々の基本波M1のス
ペクトラムレベルを比較すると、(A) 本発明の実施例で
は -16.86 dBであり、(B)の従来例では -23.83 dBとな
っており、本発明による構成の方が、約７dBだけ高い出
力レベルを送出することが出来る。発振周波数のズレ
は、発振アンプ部(b) とバッファアンプ部(c) の接続順
序を変えたので、アンプ部を含めた共振周波数がズレた
ものと考えられる。共振器部(a) 自体は変っていないの
で、各アンプ部の接続順序の相違だけによるものであ
る。出力波形が、図５の(A)実施例では(B)の従来例に比
して鈍っている様だが、此れは、発振アンプ部(b) のTr
1 のエミッタが、バッファアンプ部(c) のTr2 のコレク
タが接続された事によるもので、Tr1 のエミッタと Tr2
のコレクタの間にあるストリップラインSL1 の長さを調
節して、発振周波数にてオープン状態となる様にすれば
問題は無い。この特性比較の実施例では、回路を構成す
る要素を従来例と全く同じで単に接続順序を変えた特性
比較を目的としたもので、発振器全体の特性を比較して
いるものではない。図５の(A),(B)の結果から明らかな
様に、カスコード接続の順序を変えるだけで、発振器と
しての性能（主に出力レベルと搬送波／雑音 C/N) を向
上させる事が可能である。FIG. 2 is a block diagram for confirming the negative resistance characteristic of the cascode connection type voltage controlled oscillator according to the first embodiment of the present invention. The resistances R1 to R3 of the DC bias circuit are all 1 kΩ, and the capacitance of the feedback loop of the AC oscillation signal is
As C1 = 5pF, C2 = 3pF, C3 = 100pF, the constants are exactly the same as those in the case of the conventional example of FIG. The resistance R4 that determines the DC current I of the circuit is also set to 300Ω, and the DC current I is also set to the same value as 3mA. FIG. 3 is a comparison diagram of the negative resistance characteristics of the example and the conventional example, which is (B)-“Characteristics of the present invention”.
2 shows the negative resistance characteristic of the embodiment of FIG. Of this FIG.
As is clear from "Characteristics according to the present invention" of (B)-, all circuit element values are exactly the same as those of the conventional example of (B) of FIG.
The value of the reflection gain is 2.97dB at the frequency of 780mHz, which is about more than the "characteristic by the conventional example" of (B)-in Fig. 3.
A good negative resistance characteristic appears by 1.8 dB. Like this
By changing the configuration of the cascode connection from the power supply V B to the cascade connection in which the oscillation amplifier section (b) is first and then the buffer amplifier section (c), the negative resistance is better than the conventional example. The characteristics will be obtained. FIG. 4 is a circuit diagram for confirming the output level characteristic of the cascode connection type voltage controlled oscillator according to the embodiment of the present invention. In order to compare the output characteristics with the conventional example, all the element constants of the resonator part (a), the oscillation amplifier part (b), and the buffer amplifier part (c) of FIG. The values are exactly the same, and the circuit DC current I is also the same value. The difference from the conventional example of FIG.
It is only the order of the cascade connection between the transistor Tr1 in (b) and the transistor Tr2 in the buffer amplifier section (c). FIG. 5 shows the output waveform and spectrum of the oscillation signal of the embodiment of the present invention and the conventional example (oscillation circuit of FIG. 10). Comparing the spectrum levels of the respective fundamental waves M 1 , (A) is -16.86 dB in the example of the present invention and -23.83 dB in the conventional example of (B), and the configuration according to the present invention is more preferable. , It is possible to output a high output level of about 7 dB. The deviation of the oscillation frequency is considered to be the deviation of the resonance frequency including the amplifier section because the connection order of the oscillation amplifier section (b) and the buffer amplifier section (c) was changed. Since the resonator part (a) itself is unchanged, it is due only to the difference in the connection order of the amplifier parts. It seems that the output waveform in the embodiment of FIG. 5A is more blunt than that of the conventional example of FIG. 5B. This is the Tr of the oscillation amplifier section (b).
The emitter of 1 is because the collector of Tr2 of the buffer amplifier (c) is connected, and the emitter of Tr1 and Tr2
There is no problem if you adjust the length of the strip line SL1 between the collectors of so that it is open at the oscillation frequency. In this characteristic comparison example, the elements constituting the circuit are exactly the same as those in the conventional example, and the purpose is to compare the characteristics in which the connection order is simply changed, and the characteristics of the entire oscillator are not compared. As is clear from the results of (A) and (B) in Fig. 5, it is possible to improve the performance as an oscillator (mainly output level and carrier / noise C / N) simply by changing the order of cascode connection. Is.
【０００８】次に図６に、本発明の基本思想を用いた周
波数逓倍発振器の構成例（請求項２に対応）を示す。図
７に示す従来の周波数逓倍発振器では、発振器10の出力
を逓倍器20にて歪ませ其の高調波の中の希望次数の高調
波を逓倍出力として取り出すが、図６の本発明の実施例
としての周波数逓倍発振器では、本発明のカスコード接
続の電圧制御発振器の発振アンプ部(b) とバッファアン
プ部(c) の中のバッファアンプ部(c) を、周波数逓倍器
(d) に置換する構成とする。周波数逓倍器(d)は、其の
出力端であるトランジスタTr2 のコレクタ端に、逓倍出
力として取り出される希望の高調波の周波数に同調する
L1, C5 のタンク回路を設ける事により、希望周波数以
外の高調波をショート状態とし、希望周波数の高調波の
みを取り出し逓倍出力とする。その時、発振アンプ部
(b) 自体の特性は、先に示した発振回路の負性抵抗特性
を維持している。Next, FIG. 6 shows a configuration example (corresponding to claim 2) of a frequency multiplication oscillator using the basic idea of the present invention. In the conventional frequency-multiplied oscillator shown in FIG. 7, the output of the oscillator 10 is distorted by the multiplier 20 and the harmonic of the desired order among the harmonics is taken out as the multiplied output. However, the embodiment of the present invention shown in FIG. In the frequency multiplication oscillator as described above, the oscillation amplifier unit (b) and the buffer amplifier unit (c) in the buffer amplifier unit (c) of the cascode-connected voltage controlled oscillator of the present invention are
The configuration is replaced with (d). The frequency multiplier (d) is tuned to the collector terminal of the transistor Tr2, which is the output terminal, at the frequency of the desired harmonic extracted as the multiplied output.
By providing a tank circuit for L1 and C5, the harmonics other than the desired frequency are short-circuited, and only the harmonics of the desired frequency are extracted and output as a multiplied output. At that time, the oscillation amplifier section
(b) The characteristic of itself maintains the negative resistance characteristic of the oscillation circuit shown above.
【０００９】次に図８に、本発明の基本思想を用いた基
本波と希望の逓倍波とを同時に取り出す２周波数発振器
の構成例（請求項３に対応）を示す。本発明の発振アン
プ部(b),バッファアンプ部(c) のカスコード接続の構成
を、電源V B から、先ず発振アンプ部(b) に, 次にバッ
ファアンプ部(c),周波数逓倍器(d) の順に縦続接続する
事により、バッファアンプ部(c) の出力である発振アン
プ部(b) の原発振周波数の原振出力と, 周波数逓倍器
(d) の出力の希望の高調波の逓倍出力とを、発振アンプ
部(b) の特性を維持したまま、低消費電流で同時に取り
出すことが出来る。以上の様に、カスコード接続の順序
を、電源V B から見て、発振アンプ部(b)を最初にする
事により、発振の為の負性抵抗特性を維持した状態で、
各種の発振器を低消費電流にて実現できる。Next, FIG. 8 shows a structural example (corresponding to claim 3) of a two-frequency oscillator for simultaneously extracting a fundamental wave and a desired multiplied wave using the basic idea of the present invention. The configuration of the cascode connection of the oscillation amplifier section (b) and the buffer amplifier section (c) of the present invention is changed from the power supply V B to the oscillation amplifier section (b) first, then the buffer amplifier section (c), and the frequency multiplier ( By connecting in cascade in the order of d), the original output of the original oscillation frequency of the oscillation amplifier (b), which is the output of the buffer amplifier (c), and the frequency multiplier
The output of (d) and the desired harmonic-multiplied output can be simultaneously extracted with low current consumption while maintaining the characteristics of the oscillation amplifier section (b). As described above, the cascode connection is viewed from the power supply V B , and the oscillation amplifier section (b) is set first, so that the negative resistance characteristic for oscillation is maintained.
Various oscillators can be realized with low current consumption.
【００１０】[0010]
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、電
圧制御発振器の発振アンプ部の負性抵抗特性の改善, 向
上が可能となり、且つ従来の発振器の出力レベルを維持
して消費電流を減らすことが可能である。又、周波数逓
倍発振器の構成も簡単化され、低消費電流化される効果
が得られる。As described above, according to the present invention, it is possible to improve and improve the negative resistance characteristic of the oscillation amplifier section of the voltage controlled oscillator, and maintain the output level of the conventional oscillator to reduce the current consumption. It is possible to reduce. Further, the structure of the frequency multiplication oscillator is simplified, and the effect of reducing current consumption can be obtained.
【図１】 本発明のカスコード接続型の電圧制御発振
器の基本構成を示す請求項１の原理図FIG. 1 is a principle diagram of claim 1 showing a basic configuration of a cascode connection type voltage controlled oscillator of the present invention.
【図２】 本発明の請求項１に対応する実施例の負性
抵抗特性を確認する為の構成図FIG. 2 is a configuration diagram for confirming negative resistance characteristics of an embodiment corresponding to claim 1 of the present invention.
【図３】 本発明の請求項１の実施例と従来例の負性
抵抗特性の比較図FIG. 3 is a comparison diagram of the negative resistance characteristics of the embodiment of claim 1 of the present invention and the conventional example.
【図４】 本発明の請求項１に対応する実施例の発振
信号の出力レベル特性を確認する為の回路図FIG. 4 is a circuit diagram for confirming an output level characteristic of an oscillation signal according to an embodiment corresponding to claim 1 of the present invention.
【図５】 本発明の請求項１の実施例と従来例の発振
信号の出力波形とスペクトラムの比較図FIG. 5 is a comparison diagram of the output waveform and spectrum of the oscillation signal of the embodiment of claim 1 of the present invention and the conventional example.
【図６】 本発明の請求項２に対応する実施例として
の周波数逓倍発振器の構成図FIG. 6 is a configuration diagram of a frequency multiplication oscillator as an embodiment corresponding to claim 2 of the present invention.
【図７】 従来の周波数逓倍発振器の構成図FIG. 7 is a block diagram of a conventional frequency multiplication oscillator.
【図８】 本発明の請求項３に対応する実施例の２周
波数発振器の構成図FIG. 8 is a configuration diagram of a two-frequency oscillator of an embodiment corresponding to claim 3 of the present invention.
【図９】 従来のカスコード接続型の電圧制御発振器
の全体構成図FIG. 9 is an overall configuration diagram of a conventional cascode connection type voltage controlled oscillator.
【図１０】 従来の電圧制御発振器の発振アンプ部とバ
ッファアンプ部の基本的接続図FIG. 10 is a basic connection diagram of an oscillation amplifier unit and a buffer amplifier unit of a conventional voltage controlled oscillator.
(a) は共振回路部、(b) は発振アンプ部、(c) はバッフ
ァアンプ部、(d) は周波数逓倍器、R4は縦続される発振
アンプ部(b) のトランジスタTr1 とバッファアンプ部
(c)トランジスタTr2 の直流電流I を定める抵抗、V B
は直流電流I を供給する電源電圧である。(a) is a resonance circuit part, (b) is an oscillation amplifier part, (c) is a buffer amplifier part, (d) is a frequency multiplier, and R4 is a cascaded oscillation amplifier part (b) transistor Tr1 and buffer amplifier part
(c) Resistance that determines the direct current I of transistor Tr2, V B
Is the power supply voltage that supplies the DC current I.
Claims (3)
振状態を継続させる発振アンプ部(b) と発振出力を安定
させるバッファアンプ部(c) とから成り,直流電流を消
費する該発振アンプ部(b) のトランジスタ(Tr1)と該バ
ッファアンプ部(c)のトランジスタ(Tr2) とが, 直列の
抵抗(R4)により決定された同一の直流電流(I)が電源( V
B ) から直列に流れる様に縦続されたカスコード接続
型の電圧制御発振器(VCO)において、該直列に流れる同
一の直流電流(I)が、電源(VB) から先ず発振アンプ部
(b)のトランジスタ(Tr1) に流れ次にバッファアンプ部
(c)のトランジスタ(Tr2) に流れる様な縦続接続とし、
該直流電流(I)を決定する抵抗(R4)が、発振アンプ部(b)
の帰還ループの外部のバッファアンプ部(c)のトランジ
スタ(Tr2)に接続されるようにしたことを特徴とするカ
スコード接続型の電圧制御発振器。1. An oscillation circuit which comprises a resonance circuit section (a) for determining an oscillation frequency, an oscillation amplifier section (b) for maintaining an oscillation state, and a buffer amplifier section (c) for stabilizing an oscillation output, and which consumes a direct current. The transistor (Tr1) of the amplifier section (b) and the transistor (Tr2) of the buffer amplifier section (c) receive the same DC current (I) determined by the series resistor (R4) from the power source (V
In the cascode connection type voltage controlled oscillator (VCO) cascaded so as to flow in series from B ), the same direct current (I) flowing in series is first fed from the power supply (V B ) to the oscillation amplifier section.
It flows to the transistor (Tr1) in (b) and then the buffer amplifier section
Cascade connection so that it flows through the transistor (Tr2) in (c),
The resistor (R4) that determines the direct current (I) is an oscillation amplifier unit (b).
A cascode connection type voltage controlled oscillator characterized in that it is connected to the transistor (Tr2) of the buffer amplifier section (c) outside the feedback loop.
中のバッファアンプ部(c) を、周波数を逓倍する周波数
逓倍器(d) に置換し、該周波数逓倍器(d)は、其の出力
であるトランジスタ(Tr2)のコレクタ端に、逓倍出力と
して取り出される希望の高調波の周波数に同調するタン
ク回路(L1,C5)を用いる事により、希望周波数以外の高
調波をショート状態とし、希望周波数の高調波のみを取
り出し逓倍出力とすることを特徴とするカスコード接続
型の周波数逓倍器。2. The buffer amplifier section (c) in the cascode-connected voltage controlled oscillator is replaced with a frequency multiplier (d) for multiplying the frequency, and the frequency multiplier (d) has its output. By using a tank circuit (L1, C5) that tunes to the desired harmonic frequency extracted as a multiplied output at the collector terminal of a certain transistor (Tr2), the harmonics other than the desired frequency are short-circuited and the desired frequency A cascode-connected frequency multiplier that extracts only harmonics and outputs them as multiplied outputs.
見て先ず発振アンプ部(b) に, 次にバッファアンプ部
(c) に, 其の次に周波数逓倍器(d) の順に縦続接続する
事により、バッファアンプ部(c) の出力である発振アン
プ部(b) の原発振周波数の発振出力と周波数逓倍器(d)
の出力の希望の高調波の逓倍出力とを、発振アンプ部
(b) の特性を維持したまま、同時に取り出すことを特徴
としたカスコード接続型の２周波数発振器。3. The cascode connection, when viewed from the power supply (V B ), is first connected to the oscillation amplifier section (b) and then to the buffer amplifier section.
By cascading (c) and then the frequency multiplier (d) in this order, the oscillation output of the original oscillation frequency of the oscillation amplifier (b), which is the output of the buffer amplifier (c), and the frequency multiplier (d)
Output of the desired harmonic and the oscillation amplifier
A cascode-connected dual-frequency oscillator characterized in that it can be taken out simultaneously while maintaining the characteristics of (b).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6007952A JPH07221545A (en) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | Cascade connection voltage controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6007952A JPH07221545A (en) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | Cascade connection voltage controlled oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221545A true JPH07221545A (en) | 1995-08-18 |
Family
ID=11679832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6007952A Withdrawn JPH07221545A (en) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | Cascade connection voltage controlled oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07221545A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7724099B2 (en) | 2007-03-26 | 2010-05-25 | Semiconductor Technology Academic Research Center | High frequency oscillator circuit with feedback circuit of fet and short-stub transmission line |
-
1994
- 1994-01-28 JP JP6007952A patent/JPH07221545A/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7724099B2 (en) | 2007-03-26 | 2010-05-25 | Semiconductor Technology Academic Research Center | High frequency oscillator circuit with feedback circuit of fet and short-stub transmission line |
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