JPH07212332A

JPH07212332A - 多重搬送波変調装置

Info

Publication number: JPH07212332A
Application number: JP6004927A
Authority: JP
Inventors: Shoichi Narahashi; 祥一楢橋; Toshio Nojima; 俊雄野島; Yasushi Yamao; 泰山尾
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-01-21
Filing date: 1994-01-21
Publication date: 1995-08-11

Abstract

(57)【要約】【目的】包絡線電力が大幅に増大することを防止す
る。【構成】基準発振器１４から同一の基準周波数信号を
各直交変調器１１_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）の各シンセ
サイザ１５_iに供給して、その信号に同期させ、これら
シンセサイザ１５_iの位相同期した一定周波数間隔の搬
送波をそれぞれ移相器１６_iで互いに異なる位相にシフ
トし、そのシフトされた搬送波と各入力端１_i及び２_i
の両入力信号と直交変調し、各直交変調器１１_iの出力
が電力合成器１２で合成出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、一定の周波数間隔の
搬送波を有する複数の変調信号を発生する多重搬送波変
調装置（マルチキャリア変調装置）に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、従来の多重搬送波変調装置
（マルチキャリア変調装置）の基本構成を示す図であ
る。この従来変調装置は、ｎ個（ｎ≧２）の直交変調器
１１_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）を備え、各直交変調器１
１_iは入力端１_iおよび２_iと、局部発振器３_iと、局
部発振器３_iの出力信号（搬送波信号）を２つに分配す
る電力分配器４_iと、この電力分配器４_iの一方の出力
信号と入力端１_iの信号を乗算する乗算器５_iと、電力
分配器４_iのもう一方の出力信号を９０°移相する９０
°移相器６_iと、９０°移相器６_iの出力信号と入力端
２_iの信号を乗算する乗算器７_iと、乗算器５_iおよび
７_iの出力がそれぞれ供給される帯域通過濾波器８_iお
よび９_iと、帯域通過濾波器８_iおよび９_iのそれぞれ
の出力信号を合成する電力合成器１０_iからなる。これ
らｎ個の直交変調器１１_iのそれぞれの出力は電力合成
器１２で電力合成されて、出力端１３からマルチキャリ
ア変調信号として出力される。

【０００３】局部発振器３_iは全て独立に動作するよう
に示してあるが、全ての局部発振器３_iの周波数精度を
良好にするために、周波数発振器を１つのみ設け、この
出力を直交変調器１１_iの数だけ分配し、これに基づい
て各局部発振器３_iが所望の周波数の搬送波を出力する
ように構成する場合もある。この場合、局部発振器３ _i
は通常はシンセサイザで構成される。また、帯域通過濾
波器８_iおよび９_iは、所望の周波数帯の信号のみを通
過し、それ以外の不要な信号を除去する。なお、電力合
成器１０_iおよび１２は、トランス回路やハイブリッド
回路等で構成される単純な無損失電力合成回路である。

【０００４】つぎに、前記従来のマルチキャリア変調装
置の動作について説明する。各直交変調器１１_iは、局
部発振器３_iの搬送波周波数によって、入力端１_iおよ
び２ _iの入力信号を乗算し、希望する周波数帯の変調信
号を発生する。この各直交変調器１１_iから発生された
変調信号が電力合成器１２に入力され、電力合成され
る。この場合、各直交変調器１１_iの局部発振器３_iか
ら出力される搬送波の角周波数Ω_iについて、図１１に
示すようにお互いに異なる値に設定すれば、周波数空間
上で多重されたマルチキャリア変調信号が出力端１３か
ら得られる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来のマルチキャリア
変調装置を実際の通信に利用する場合、出力端１３から
得られるマルチキャリア変調信号の包絡線電力に着目す
ると、各変調信号の瞬時位相が一致した瞬間に、全ての
変調信号の電圧が同相合成されるので、包絡線電力は大
幅に増大する。

【０００６】特に、各変調信号における搬送波成分につ
いて、直交変調器１１_iの局部発振器３_iの搬送波の振
幅が全て等しく、各搬送波の角周波数Ω_iの間隔Δωが
一定であり、しかも初期位相が一致する場合には、搬送
波成分が同相合成される状態が周期的に発生する。図１
２は前記条件のもとで直交変調器１１_iの搬送波成分の
１０波（ｎ＝１０）について、出力端１３から得られる
出力信号の包絡線電力の計算結果を示す図である。

【０００７】この図において、横軸は時間を示し、縦軸
は、出力端１３から得られる出力信号の包絡線電力を示
している。ただし、Ｔは、包絡線の周期を示し、Ｔ＝２
π／Δωであり、ａ₀は、直交変調器１１_iの搬送波の
１波あたりの振幅値であり、Ｚ₀は、直交変調器１１_i
の出力の線路の特性インピーダンスである。なお、図１
２の縦軸は、１チャネル信号当りの搬送波電力ａ₀ ²／２
Ｚ₀で正規化して示してある。図１２からわかるよう
に、前記条件のもとでは、出力端１３から得られるマル
チキャリア変調信号の搬送波成分の包絡線電力は、Ｔご
とに周期的に大幅に増大し、その包絡線電力の最大値
は、１チャネル信号当りの電力（ａ₀ ²／２Ｚ ₀）の１０
０倍にも達する。

【０００８】図１３は、前記条件のもとで従来のマルチ
キャリア変調装置を使用した場合、直交変調器１１_iの
数ｎと、出力端１３に現れるマルチキャリア変調信号の
うち、搬送波成分の包絡線電力の最大値との関係を示す
グラフである。図１３において、その横軸は、直交変調
器１１_iの数ｎを示し、その縦軸は、出力端１３で得ら
れる包絡線電力の最大値を示している。ここで、Ｐ₀＝
ａ₀ ²／２Ｚ₀であり、前記縦軸は、ｎＰ₀で正規化して
示してある。

【０００９】図１３からわかるように、直交変調器１１
_iの数がｎであるときに、出力端１３から得られる搬送
波成分の包絡線電力の最大値は、搬送波ｎ波の平均電力
ｎＰ ₀のｎ倍、すなわち、ｎ²Ｐ₀になる。そして、こ
の最大値ｎ²Ｐ₀が、図１２に示すように、必ず周期的
に発生する。したがって、搬送波成分の包絡線電力がこ
のように周期的にこの最大値ｎ²Ｐ ₀となるような状態
でマルチキャリア変調信号を発生する場合に、従来のマ
ルチキャリア変調装置の出力部に増幅器を設け、前記マ
ルチキャリア変調信号をその増幅器によって低歪で増幅
しようとすると、その増幅器の所要飽和出力を、少なく
とも搬送波成分の包絡線電力の最大値ｎ²Ｐ₀よりも大
きく設定する必要がある。

【００１０】つまり、前記従来のマルチキャリア変調装
置は、複数の直交変調器１１_iにそれぞれ備えた局部発
振器３_iが全てお互いに同相で動作すると、その搬送波
成分が電力合成器１２で同相合成されるので、その状態
でマルチキャリア変調信号を発生すると、マルチキャリ
ア変調信号の包絡線電力が周期的に増大するという問題
がある。また、局部発振器３_iを独立に動作させると、
電源投入のタイミングによっては、出力が周期的に増大
するという状態が確率的に起こり得るという問題があ
る。

【００１１】この発明は、一定の周波数間隔の搬送波周
波数を有するマルチキャリア変調信号を発生する場合で
あって、発生する変調信号数が増加した場合に、出力の
包絡線電力が大幅に増大することを防止するマルチキャ
リア変調装置を提供することを目的とするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、乗算
器を有するｎ個の直交変調器の各出力信号を電力合成器
で合成する多重搬送波変調装置において、前記各直交変
調器の局部発振器に同一の基準周波数信号が１個の基準
周波数発振器から供給され、かつ、前記電力合成器の供
給される信号の搬送波成分の初期位相が初期位相調整手
段で互いに異なるように調整される。

【００１３】請求項２の発明によれば、乗算器を有する
ｎ個の第１振幅変調器の出力信号が第１電力合成器で合
成され、乗算器を有するｎ個の第２振幅変調器の出力信
号が第２電力合成器で合成され、その第２電力合成器の
出力信号は９０°移相器で位相が９０°移相され、その
９０°移相された信号と第１電力合成器の出力信号とが
第３電力合成器で合成され、各第１振幅変調器の各局部
発振器と、各第２振幅変調器の各局部発振器とに、同一
の基準周波数信号が１個の基準周波数発振器から供給さ
れ、初期位相調整手段により、第１電力合成器の各入力
信号の搬送波成分の初期位相が互いに異ならされ、かつ
第２電力合成器の各入力信号の搬送波成分の初期位相が
互いに異ならされ、第１振幅変調器の局部発振器と、第
２振幅変調器の局部発振器とは互いに各１個が同一発振
周波数に選定され、その同一発振周波数とされたものと
対応する第１、第２振幅変調器の出力信号の無変調での
初期位相は互いに同一とされている。

【００１４】請求項３の発明によれば、ｎ個の第１変調
部でそれぞれ入力信号と局部信号とが乗算器で乗算され
て振幅変調信号が出力され、ｎ個の第２変調部でそれぞ
れ入力信号と局部信号とが乗算器で乗算されて振幅変調
信号が出力され、上記ｎ個の第１変調部の出力信号が第
１電力合成器で合成され、上記ｎ個第２変調部の出力信
号が第２電力合成器で合成され、その第２電力合成器の
出力信号の位相が９０°移相器で９０°移相され、その
９０°移相された信号と第１電力合成器の出力信号とが
第３電力合成器で合成され、ｎ個の局部発振器から互い
に異なる周波数の局部信号が出力され、これら各局部信
号はそれぞれ電力分配手段により２分配されて上記第１
変調部の１つと上記第２変調部の１つとに局部信号とし
て供給され、上記ｎ個の局部発振器には１個の基準周波
数発振器から同一の基準周波数信号が供給され、初期位
相調整手段により、第１電力合成器の入力信号の搬送波
成分の初期位相が互いに異ならされ、かつ第２電力合成
器の入力信号の搬送波成分の初期位相が互いに異ならさ
れ、第１、第２変調部で同一局部信号が供給されるもの
については、上記第１電力合成器への入力信号の搬送波
成分の初期位相と、第２電力合成器への入力信号の無変
調での初期位相とが互いに等しく選定されている。

【００１５】

【作用】請求項１の発明の構成によると、各直交変調器
における局部発振器の位相が全て同一となり、各直交変
調器の出力信号の搬送波成分の初期位相は互いに異な
り、電力合成器内で全ての信号が互いに同一位相になる
ことがなく、したがって、変調時であっても、無変調時
であっても、変調出力が周期的に増大することはない。

【００１６】請求項２の発明の構成によると、各第１振
幅変調器の各局部発振器、また各第２振幅変調器の各局
部発振器の位相が全て同一となり、第１電力合成器の各
入力信号の搬送波成分の初期位相が互いに異なり、ま
た、第２電力合成器の入力信号の搬送波成分の初期位相
が互いに異なり、第１、第２電力合成器で全ての信号が
互いに同一位相になることがなく、したがって、変調時
であっても、無変調時であっても、変調出力が周期的に
増大することはない。

【００１７】さらに、請求項３の発明において、第１、
第２変調部に供給される局部信号の位相が全て同一とな
り、第１電力合成器の入力信号の搬送波成分の初期位相
が互いに異なり、また第２電力合成器の入力信号の搬送
波成分の初期位相が互いに異なり、第１、第２電力合成
器でそれぞれ全ての信号が互いに同一位相になることが
なく、したがって、変調時であっても、無変調時であっ
ても、変調出力が周期的に増大することはない。

【００１８】

【実施例】図１は、請求項１の発明の第１実施例を示
し、図１０と同一の部材には同一の符号を付してある。
他の実施例についても同様である。この実施例では、１
つの基準周波数発振器１４が設けられ、また、ｎ個（ｎ
≧２）の直交変調器１１_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）の各
局部発振器１５_iとしてシンセサイザが用いられ、その
各シンセサイザ１５_iの出力側に移相器１６_iがそれぞ
れ直列に挿入される。基準周波数発振器１４からの基準
発振周波数信号は各シンセザイザ１５_iへ供給され、各
シンセサイザ１５_iとしてＰＬＬ形周波数シンセサイザ
が使用され、その出力信号（局部信号）の初期位相が基
準周波数発振器１４から基準周波数信号に同期させられ
る。これら同一位相とされた各シンセサイザ１５_iから
の局部信号（搬送波信号）は移相器１６_iで互いに異な
る位相の局部信号とされる。各移相器１６_iは、サーキ
ュレータ、可変遅延線路、またはバラクタダイオード等
で構成できる周知の部品である（宮内、山本：「通信用
マイクロ波回路」、３１４〜３２１頁、電子通信学会、
昭和５６年参照）。なお、この移相器１６_iは初期位相
調整手段の一例である。各移相器１６_iの出力信号が電
力分配器４_iへ供給される。その他は図１０に示した従
来のものと同様である。なお帯域通過濾波器８_iおよび
９_iは、乗算器５_iおよび７_iの出力側にそれぞれ設け
てあるが、電力合成器１０_iの出力側に１つだけ設けら
れる場合もある。

【００１９】次に、この実施例の動作について説明す
る。まず、発生する変調信号数をｎ（ｎ≧２）とし、第
ｉ番目の直交変調器１１_i内のシンセサイザ１５_iの局
部信号（搬送波成分）の電圧ｇ_iをｇ_i＝Ａ_ccos Ω_iｔ（１）とおく。ただし、ｉ＝１，２，…，ｎであり、Ａ_cは振
幅を示し、Ω_iは角周波数を示すものである。

【００２０】このときに、全てのシンセサイザ１５_iの
出力の初期位相が互いに一致しているので、ｉ番目の直
交変調器１１_iの出力電圧はν_iは、 ν_i＝Ａ_mcos （ω_iｔ＋θ₀＋φ_i(t) ＋θ_i）（２）とおくことができる。ただし、Ａ_mは振幅であり、ω_i
は角周波数であり、θ₀はシンセサイザ１５_iの出力の
初期位相である。φ_i(t) は変調信号を表し、１符号期
間をτとしてｔ＝ｊτ（但し、ｊは整数）ごとに一定値
φ_jをとる。

【００２１】ここで、φ_j＝０，πであれば２相位相変
調、φ_j＝±π／４、±３π／４であれば４相位相変調
であり、一般にはＭ値のＭ相位相変調を表わす。θ_iは
移相器１６_iによる移相量を示すものである。（２）式
において、θ₀＝０とおいても本質的な違いが生じない
ので、（２）式を改めて、 ν_i＝Ａ_mcos （ω_iｔ＋φ_i(t) ＋θ_i）（３）とおく。このとき、電力合成器１２で電力合成されて出
力端１３から得られる信号電圧νは、 ν＝ΣＡ_mcos （ω_iｔ＋φ_i(t) ＋θ_i）（４） Σはｉ＝１からｎまで、である。

【００２２】ここで、ベクトル表示を用いれば、（３）
式は、Ｖ_i＝Ａ_mｅｘｐ｛ｊ（ω_iｔ＋φ_i(t) ＋θ_i）｝（５）となり、同様にベクトル表示を用いれば（４）式は、Ｖ＝ΣＡ_mｅｘｐ｛ｊ（ω_iｔ＋φ_i(t) ＋θ_i）｝（６） Σはｉ＝１からｎまで、となる。

【００２３】（６）式を用いて、出力端１３から得られ
るマルチキャリア変調信号の包絡線電力を求めるため
に、電圧実効値の２乗を計算すると、｜Ｖ｜²＝ｎＡ_m ²＋２Ａ_m ²ΣΣＶ_i・Ｖ_q （７）である。ただし、最初Σはｉ＝１からｎ−１まで、次の
Σはｑ＝ｉ＋１からｎまで、演算子「・」はベクトルの
内積を表す。シンセサイザ１５_iによる搬送波周波数の
角周波数間隔Δωが一定であると、各角周波数につい
て、 ω_i+1−ω_i＝Δω （８）とおくことができる。ただし、この場合、ｉ＝１，２，
…，ｎ−１である。したがって、（７）式はつぎのよう
になる。｜Ｖ｜²＝ｎＡ_m ² ＋２Ａ_m ²Σ cos（Δωｔ＋φ_i+1(t)−φ_i(t) ＋θ_i+1 −θ_i）＋２Ａ_m ²Σ cos（２Δωｔ＋φ_i+2(t)−φ_i(t) ＋θ_i+2−θ_i）：＋２Ａ_m ²cos ｛（n-1)Δωｔ＋φ_n(t) −φ₁(t) ＋θ_n−θ₁｝（９） Σは最初のはｉ＝１からｎ−１まで、次のはｉ＝１から
ｎ−２まで、このときに、右辺第２項の２Ａ_m ²Σcos （Δωｔ＋φ_i+1(t)−φ_i(t) ＋θ_i+1 −θ_i）（10） Σはｉ＝１からｎ−１までのうちの搬送波成分に関する２Ａ_m ²Σcos （Δωｔ＋θ_i+1 −θ_i）（11） Σはｉ＝１からｎ−１までの項を消去するために、（θ_i+1−θ_i）−（θ_i−θ_i-1）＝２π／（ｎ−１）（12）になるように、各移相器１６_iの移相量を調整する。

【００２４】このように各移相器１６_iを調整すること
が、前記第１実施例の特徴であり、つまり、隣り合う搬
送波の信号の移相差を前記の値に設定することが必要で
ある。この一例として、 θ_i＝（ｉ−１）（ｉ−２）π／（ｎ−１）（13）と設定すればよい。ただし、ｉ＝１，２，…，ｎであ
る。このように設定すれば、（９）式の右辺第２項のう
ちの搬送波成分だけ、電圧実効値の２乗を低減すること
ができるので、その結果として、包絡線電力を低減する
ことができる。このようにすることは（１３）式のよう
に各搬送波信号の初期位相θ_iを互いに異ならせること
により、搬送波の合成ベクトルとして、（９）式の第２
項の成分が小さくゼロに近くなり、包絡線電力が小さく
なる。しかし、これらの成分をフィルタなどで除去した
ものでないから、受信側で、このマルチキャリア変調信
号から各搬送波信号の変調信号を復調することができる
ことは容易に理解できよう。

【００２５】なお、このような移相器１６_iの移相量の
決定方法は、既に特開平２−３０５２３７（特願平１−
１２６３３１）公報「信号多重化回路」において述べて
あるが、この公報では、振幅変調系への適応例のみが記
載されている。これに対し、この発明では振幅変調系だ
けでなく、位相変調系への適用も可能となる。図２は、
前記第１実施例において、出力端１３から得られるマル
チキャリア変調信号のうち、搬送波成分が１０波（ｎ＝
１０）の場合の包絡線電力の計算結果を示す図である。

【００２６】この図２において、横軸、縦軸は、従来例
について示した図１２のそれらと一致させてある。この
図２において、（１１）式の項を消去したので、出力端
１３から得られる変調信号の包絡線電力の最大値は、図
１２の従来例と比べると、約１／５（＝０．１８）に減
少している。図３は、前記第１実施例において、各移相
器１６_iの移相量を前記のように設定した場合に、直交
変調器１１_iの数ｎと、そのときの出力端１３から得ら
れるマルチキャリア変調信号のうち、搬送波成分の包絡
線電力の最大値との関係を示すグラフであり、（９）式
を用いて計算した結果を示す図である。なお、図３の横
軸、縦軸は、従来例について示した図１３のそれらと一
致させている。

【００２７】前記第１実施例においては、図３に示すよ
うに、１チャネル信号あたりの搬送波電力をＰ₀とすれ
ば、変調信号の搬送波成分の包絡線電力の最大値は、
２．０ｎＰ₀以下に抑えられる。これは、すなわち、マ
ルチキャリア変調信号における搬送波成分の包絡線電力
の最大値は、搬送波数に関係なく、マルチキャリア変調
信号における搬送波成分のｎ波の平均電力ｎＰ₀の２倍
以下に抑えられることを意味する。

【００２８】前記説明は、各移相器１６_iの移相量θ_i
を（１３）式のように設定した場合であるが、各移相器
１６_iの移相量の設定を他の方法で行なってもよい。た
とえば、（９）式の右辺第３項の搬送波成分に関する項
を消去するように、移相器１６_iの移相量を設定するよ
うにしてもよい。ただし、（９）式右辺第２項は他の項
よりも項数が多く、この第２項の電力を小にするのが最
も有効である。

【００２９】前記第１実施例によれば、シンセサイザ１
５_iによる搬送波周波数の周波数間隔Δωが一定であっ
ても、移相器１６_iによる移相量を適切に設定すること
によって、マルチキャリア変調信号における搬送波成分
の包絡線電力が大幅に増大することを防止できるので、
結果として、マルチキャリア変調信号の包絡線電力が大
幅に増大することも防止できる。

【００３０】図４は、請求項１の発明の第２実施例を示
すブロック図である。この第２実施例が第１実施例と異
なる点は、各移相器１６_iが電気的に調整可能であるこ
と、また、各移相器１６_iを電気的に調整するための制
御回路１７を設けたことである。制御回路１７は、基本
回路としてＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、マイクロプロ
セッサ、メモリ等から構成され、各移相器１６_iを電気
的に調整する手段の一例である。制御回路１７は例えば
使用する搬送波信号の数ｎが設定入力されると、各移相
器１６_iについて例えば（１３）式を演算して移相量θ
_iを決定し、その移相器１６_iの移相量をθ_iに制御設
定する。この場合制御回路１７はプログラムを解読実行
することにより、（１３）式の演算、θ_iの設定を行う
ようにすることができる。

【００３１】この第２実施例においても、第１実施例で
説明したように、制御回路１７を用いて各移相器１６_i
を（１３）式にしたがって設定すれば、図１に示したマ
ルチキャリア変調装置と同様に、マルチキャリア変調信
号の包絡線電力が大幅に増大することを防止できるの
で、結果として、マルチキャリア変調信号の包絡線電力
が大幅に増大することも防止できる。

【００３２】図５は、請求項１の発明の第３実施例の一
部を示すブロック図である。この第３実施例は、前記第
１実施例の各直交変調器１１_iの内部を変更したもので
ある。即ち電力合成器１０_iの後に移相器１６_iを設け
たものである。この移相器１６_iにより、電力合成器１
２に入力される搬送波成分の位相を調節して、図１に示
したマルチキャリア変調装置と同様に、マルチキャリア
変調信号の包絡線電力が大幅に増大することを防止す
る。

【００３３】電力合成器１２に入力される信号の搬送波
成分の位相を移送器１６_iにより直接調節する場合も点
線で示すように図４に示したマルチキャリア変調装置と
同様に、制御回路１７で例えば（１３）式に従って各移
相器１６_iの移相量を設定するようにしてもよい。図６
は、請求項２の発明の第１実施例の構成を示すブロック
図である。この実施例では、ｎ個（ｎ≧２）の第１振幅
変調器１９Ａ_i〜１９Ａ_nおよびｎ個の第２振幅変調器
１９Ｂ_i〜１９Ｂ_nが設けられ、第１振幅変調器１９Ａ
_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）においては局部発振器として
のシンセサイザ１５Ａ_iよりの局部信号（搬送波信号）
が移相器１６Ａ_iで移相され、その移相された局部信号
と入力端１_iよりの入力信号とが乗算器５_iで乗算さ
れ、その乗算出力は帯域通過濾波器８_iで所望信号のみ
として電力合成器２０Ａへ供給される。第２振幅調整器
１９Ｂ_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）も同様に構成され、局
部発振器としてのシンセサイザ１５Ｂ_iからの局部信号
（搬送波信号）が移相器１６Ｂ_iで移相され、その移相
された局部信号と、入力端２_iからの入力信号とが乗算
器７_iで乗算され、その乗算出力信号から所望のものが
帯域通過濾波器９_iで取出されて電力合成器２０Ｂへ供
給される。

【００３４】全てのシンセサイザ１５Ａ_iと１５Ｂ_iと
は１個の基準周波数発振器１４からの基準周波数信号が
供給され、これに同期して動作する。電力合成器２０Ｂ
の出力信号は９０°移相器６で移相が９０°移相され、
この９０°移相された信号は電力合成器２０Ａの出力信
号と電力合成器１２で合成されて出力端１３へ供給され
る。なお、帯域通過濾波器８_iは乗算器の出力側に設け
てあるが、電力合成器２０Ａの出力側に１個設けてもよ
い。また、帯域通過濾波器９_iも同様に電力合成器２０
Ｂの出力側に１個設けてもよい。

【００３５】第１振幅変調器１９Ａ_iのシンセサイザ１
５Ａ_iについて、１つのシンセサイザの位相と、他のシ
ンセサイザの位相とが同一に設定され、さらに、各移相
器１６Ａ_iによって、各シンセサイザの出力信号はその
位相が互いに異なるように位相される。さらに、第２振
幅変調器１９Ｂ_iのシンセサイザ１５Ｂ_iについて、１
つのシンセサイザの位相と、他のシンセサイザの位相と
が同一に設定され、さらに、各移相器１６Ｂ_iによっ
て、各シンセサイザの出力信号はその位相が互いに異な
るように移相される。

【００３６】この請求項２の発明の第１実施例は、請求
項１の発明中の直交変調器９_iを第１振幅変調器１９Ａ
_iと第２振幅変調器１９Ｂ_iとに分け、それぞれ、基準
周波数発振器１４から基準発振周波数を供給されるシン
セサイザ１５Ａ_iおよび１５Ｂ_iと、移相器１６Ａ_iお
よび１６Ｂ_iとを具備することが異なる。ここで、シン
セサイザ１５Ａ_iおよび１５Ｂ_iよりの局部信号の角周
波数をそれぞれΩ_i（ｉ＝１，２，…，ｎ）に設定し、
その角周波数間隔を一定とし、かつ全て同一振幅とすれ
ば、請求項１の発明と全く同様にして、（１３）式のよ
うに各移相器１６Ａ_iおよび１６Ｂ_iを調整することに
よって、マルチキャリア変調信号の搬送波成分の包絡線
電力が大幅に増大することを防止でき、その結果とし
て、マルチキャリア変調信号の包絡線電力が大幅に増大
することも防止できる。

【００３７】この場合も各移相器１６Ａ_iおよび１６Ｂ
_iを電気的に調整可能とし、点線で示すように制御回路
１７により各移相器１６Ａ_iおよび１６Ｂ_iを電気的に
調整し図４に示した場合と同様に動作させることもでき
る。図７に示すように図６中の各第１振幅変調器１９Ａ
_i中の移相器１６Ａ_iをそれぞれ乗算器５_iの後に設け
てもよい。各帯域通過濾波器８_iは各移相器１６Ａ _iの
出力側に設けられているが、それぞれ各乗算器５_iと各
移相器１６Ａ_iの間に設けられてもよい。また、電力合
成器２０Ａの主力側に１つだけ設けられてもよい。同様
に、各第２振幅変調器１９Ｂ_i中の移相器１６Ｂ_iを、
各乗算器７_iの後に設けてもよい。この場合も各帯域通
過濾波器９_iを各乗算器７_iと各移相器１６Ｂ_iの間に
設けられてもよい。また、電力合成器２０Ｂの出力側に
１つだけ設けられてもよい。

【００３８】この場合も各移相器１６Ａ_i、１６Ｂ_iに
より、電力合成器２０Ａ、２０Ｂに入力される搬送波成
分の位相を直接的に調節してマルチキャリア変調信号の
包絡線電力が大幅に増大することを防止する。更にこの
場合も点線で示すように制御回路１７を設けて、各移相
器１６Ａ_i、１６Ｂ_iを電気的に制御するようにしても
よい。また各第１振幅変調器１９Ａ_i、各第２振幅変調
器１９Ｂ_iの一方を、図６に示したように各移相器１６
Ａ_iをシンセサイザ１５Ａ_i（又は１５Ｂ_i）の出力側
に挿入し、他方を図７に示したように乗算器７_i（又は
５_i）の出力側に挿入してもよい。この場合も制御回路
１７で移相器１６Ａ_i、１６Ｂ_iの移相量を設定するよ
うにすることもできる。

【００３９】図６において、第１振幅変調器１９Ａ_iの
少なくとも１個の移相器１６Ａ_iを図７に示したように
乗算器５_iの出力側に設けてもよく、同様に第２振幅変
調器１９Ｂ_iの少なくとも１個の移相器１６Ｂ_iを図７
に示したように乗算器７_iの出力側に設けてもよい。図
８に請求項３の発明の実施例を示す。この実施例ではｎ
個（ｎ≧２）の第１変調部２１Ａ_i（ｉ＝１，２，…，
ｎ）とｎ個の第２変調部２１Ｂ_iとが設けられる。各第
１変調部２１Ａ_iでは乗算器５_iで入力端１_iの入力信
号と局部信号とが乗算され、その乗算出力から帯域通過
濾波器８_iで所望信号が取出されて電力合成器２０Ａへ
供給される。各第２変調部２１Ｂ_iも同様に乗算器７_i
で入力端２_iからの入力信号と局部信号とが乗算され、
その乗算出力から帯域通過濾波器９_iで所望信号が取出
されて、電力合成器２０Ｂへ供給される。

【００４０】ｎ個の搬送波発生手段２２_iが設けられ、
各搬送波発生手段２２_iでは局部発振器としてのシンセ
サイザ１５_iからの局部信号が電力分配器４_iへ供給さ
れて２分され、その一方は第１経路より移相器１６Ａ_i
を経て第１変調部２１Ａ_iの乗算器５_iへ局部信号（搬
送波信号）として供給され、他方は第２経路より移相器
１６Ｂ_iを経て第２変調部２１Ｂ_iの乗算器７_iへ局部
信号（搬送波信号）として供給される。１個の基準周波
数発振器１４からの同一の基準周波数信号が各シンセサ
イザ１５_iへ供給され、これと同期してシンセサイザ１
５_iは発振させられる。

【００４１】また、各搬送波発生手段２２_iのシンセサ
イザ１５_iについて、１つのシンセサイザの位相と、他
のシンセサイザの位相とが同一に設定される。各シンセ
サイザ１５_iからの局部信号は第１経路により各第１変
調部２１Ａ_iに供給され、その際に各移相器１６Ａ_iに
よって、各シンセサイザ１５_iの出力信号はその位相が
互いに異ならされる。第２経路により第２変調部２１Ｂ
_iにも供給された各シンセサイザ１５_iの局部信号も、
各移相器１６Ｂ_iによって、その位相が互いに異ならさ
れる。

【００４２】この請求項３の発明の第１実施例は、請求
項２の発明におけるシンセサイザ１５Ａ_iおよび１５Ｂ
_iを共通化したものである。ここで、シンセサイザ１５
_iによる搬送波信号の角周波数はΩ_i（ｉ＝１，２，
…，ｎ）に設定し、その角周波数間隔を一定とし、かつ
同一振幅とすれば、請求項２の発明の場合と同様にし
て、（１３）式を満すように各移相器１６Ａ_iおよび１
６Ｂ_iによる移相量を調整することによって、マルチキ
ャリア変調信号の搬送波成分の包絡線電力が大幅に増大
することを防止し、その結果として、マルチキャリア変
調信号の包絡線電力に増大することも防止される。

【００４３】この実施例においても、各移相器１６Ａ_i
および１６Ｂ_iを電気的に調整可能とし、図８に点線で
示すように制御回路１７により各移相器１６Ａ_iおよび
１６Ｂ_iを電気的に調整するようにしてもよい。更に図
９に示すように各第１変調部２１Ａ_iにおいてその乗算
器５_iの入力側の移相器１６Ａ_iを乗算器５_iの出力側
に移してもよい。この場合は、各帯域通過濾波器８_iは
移相器１６Ａ_iの出力側に設けられているが、乗算器５
_iと移相器１６Ａ_iの間に設けられる場合もある。さら
に、帯域通過濾波器８_iは電力合成器２０Ａの出力側に
１つだけ設けられる場合もある。電力合成器２０Ａに入
力される搬送波成分の位相が互いに異なるように各移相
器１６Ａ_iで直接的に調節される。

【００４４】また第２変調部２１Ｂ_iにおいてその乗算
器７_iの入力側の移相器１６Ｂ_iを乗算器７_iの出力側
に移してもよい。この場合、各帯域通過濾波器９_iは各
移相器１６Ｂ_iの出力側ではなく、各乗算器７_iと各移
相器１６Ｂ_iの間に設けられる場合もあり、さらに、各
帯域通過濾波器９_iを設ける代りに電力合成器２０Ｂの
出力側に１つだけ設けてもよい。電力合成器２０Ｂに入
力される搬送波成分の位相が互いに異なるように各移相
器１６Ｂ_iで直接的に調節される。移相器１６Ａ_i、１
６Ｂ_iによる調節は例えば（１３）式を満すようにす
る。従ってこの場合も、マルチキャリア変調信号の包絡
線電力が大幅に増大することを防止できる。図９におい
ても各移相器１６Ａ_i、１６Ｂ_iを電気的に調整可能と
し、図に点線で示すように制御回路１７により各移相器
１６Ａ_i、１６Ｂ_iの移相量を設定するようにしてもよ
い。更に図９において各第１、第２変調部２１Ａ_i、２
１Ｂ _iの少なくとも１つを図８に示したように各移相器
１６Ａ_i（又は１６Ｂ_i）を乗算器５_i（又は７_i）の
入力側としてもよい。この場合も各移相器１６Ａ_i、１
６Ｂ_iを制御回路１７により電気的に設定するように構
成することもできる。図８において、各第１、第２変調
部２１Ａ_i、２１Ｂ_iの少なくとも１つを図９に示した
ように、各移相器１６Ａ_i（又は１６Ｂ_i）を乗算器５
_i（又は７_i）の出力側としてもよい。

【００４５】上述において各移相器１６Ａ_i、１６Ｂ_i
は固定移相器であってもよい。可変移送器とすると、経
年変化により設定移相量が変化した場合に正しく調整す
ることができ、また搬送波の波数ｎが増加した時に、各
移相器の移相量をその波数ｎに応じた値に調整設定する
ことができる。

【００４６】

【発明の効果】この発明によれば、ＰＳＫのような位相
変調信号のマルチキャリア変調信号についても包絡線電
力が大幅に増大することを防止できるので、移動通信用
基地局装置、衛星通信等のマルチキャリア送信装置にお
ける増幅器の所要飽和出力を大幅に低減することができ
るという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の第１実施例を示すブロック
図。

【図２】前記第１実施例におけるマルチキャリア変調装
置の出力特性を示す図。

【図３】前記第１実施例を用いた場合の、直交変調器の
数とマルチキャリア変調信号における搬送波成分の包絡
線電力の最大値との関係を示す図。

【図４】請求項１の発明の第２実施例を示すブロック
図。

【図５】請求項１の発明における直交変調器の他の例を
示すブロック図。

【図６】請求項２の発明の第１実施例を示すブロック
図。

【図７】請求項２の発明の第２実施例を示すブロック
図。

【図８】請求項３の発明の第１実施例を示すブロック
図。

【図９】請求項３の発明の第２実施例を示すブロック
図。

【図１０】従来のマルチキャリア変調装置を示すブロッ
ク図。

【図１１】周波数空間上で多重化されたマルチキャリア
変調信号の搬送波成分の説明図。

【図１２】前記従来のマルチキャリア変調装置における
出力特性を示す図。

【図１３】前記従来のマルチキャリア変調装置を用いた
場合の、直交変調器の数とマルチキャリア変調信号にお
ける搬送波成分の包絡線電力の最大値との関係を示す
図。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】乗算器を備えたｎ個（ｎは２以上の整
数）の直交変調器の各出力信号を電力合成器で合成して
出力する多重搬送波変調装置において、上記直交変調器の各局部発振器に同一の基準周波数信号
を供給する１個の基準周波数発振器と、上記直交変調器から上記電力合成器へ供給される信号の
搬送波成分の初期位相を互いに異ならせる初期位相調整
手段と、を具備することを特徴とする多重搬送波変調装置。
【請求項２】乗算器を備えたｎ個（ｎは２以上の整
数）の第１振幅変調器と、これら第１振幅変調器の出力信号を合成する第１電力合
成器と、乗算器を備えたｎ個の第２振幅変調器と、これら第２振幅変調器の出力信号を合成する第２電力合
成器と、その第２電力合成器の出力信号の位相を９０°移相する
９０°移相器と、その９０°移相器の出力信号と、上記第１電力合成器の
出力信号とを合成して出力する第３電力合成器と、上記第１振幅変調器の各局部発振器と、上記第２振幅変
調器の各局部発振器とに同一の基準周波数信号を供給す
る１個の基準周波数発振器と、上記第１電力合成器へ供給される、上記第１振幅変調器
の出力信号の搬送波成分の初期位相を互いに異ならせ、
かつ上記第２電力合成器へ供給される上記第２振幅変調
器の出力信号の搬送波成分の初期位相を互いに異ならせ
る初期位相調整手段とを具備し、上記第１振幅変調器の局部発振器と、上記第２振幅変調
器の局部発振器とは互いに各１個づつ同一発振周波数に
選定され、その同一発振周波数とされたものと対応する第１、第２
振幅変調器の出力信号の無変調での初期位相は互いに同
一に選定されている、ことを特徴とする多重搬送波変調装置。
【請求項３】入力信号と局部信号とを乗算器で乗算し
て振幅変調信号を出力するｎ個（ｎは２以上の整数）の
第１変調部と、これら第１変調部の出力信号を合成する第１電力合成器
と、入力信号と局部信号とを乗算器で乗算して振幅変調信号
を出力するｎ個の第２変調部と、これら第２変調部の出力信号を合成する第２電力合成器
と、その第２電力合成器の出力信号の位相を９０°移相する
９０°移相器と、その９０°移相器の出力信号と上記第１電力合成器の出
力信号とを合成する第３電力合成器と、互いに異なる周波数の局部信号を出力するｎ個の局部発
振器と、これら局部発振器からの局部信号をそれぞれ２分配し
て、上記第１変調部の１つと上記第２変調部の１つとに
それぞれ上記局部信号として供給する電力分配手段と、上記ｎ個の局部発振器へ同一の基準周波数信号を供給す
る１個の基準周波数発振器と、上記第１電力合成器に入力される信号の搬送波成分の初
期位相を互いに異ならせ、上記第２電力合成器に入力さ
れる信号の搬送波成分の初期位相を互いに異ならせる初
期位相調整手段とを具備し、上記第１、第２変調部で同一局部信号が供給されるもの
については、上記第１電力合成器へ入力される信号の搬
送波成分の初期位相と、上記第２電力合成器へ入力され
る信号の搬送波成分の初期位相とが互いに等しく選定さ
れていることを特徴とする多重搬送波変調装置。
【請求項４】上記初期位相調整手段は、その第ｐ番目
（１≦ｐ≦ｎ）のものの位相が（ｐ−１）（ｐ−２）π
／（ｎ−１）に選定されていることを特徴とする請求項
１乃至３の何れかに記載の多重搬送波変調装置。
【請求項５】上記初期位相調整手段は、上記各乗算器
の入力側に挿入された移相器であることを特徴とする請
求項１乃至４の何れかに記載の多重搬送波変調装置。
【請求項６】上記初期位相調整手段は上記各乗算器の
出力側に挿入された移相器であることを特徴とする請求
項１乃至４の何れかに記載の多重搬送波変調装置。
【請求項７】上記初期位相調整手段は少くとも１つの
上記乗算器の１つの入力側に挿入された移相器と、その
他の乗算器の出力側に挿入された移相器とよりなること
を特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の多重搬送
波変調装置。
【請求項８】上記各移相器はその移相量を調整できる
可変移相器であることを特徴とする請求項５乃至７の何
れかに記載の多重搬送波変調装置。
【請求項９】上記各移相器は電気的制御可能なもので
あり、上記ｎの値が設定されると、これに応じて予め決
められた演算を各移相器について行ってその演算結果を
対応する移相器の移相量として設定する制御回路を含む
ことを特徴とする請求項８に記載の多重搬送波変調装
置。