JPH072026B2 - Ultrasonic motor device - Google Patents
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
- H02N2/10—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing rotary motion, e.g. rotary motors
- H02N2/14—Drive circuits; Control arrangements or methods
- H02N2/142—Small signal circuits; Means for controlling position or derived quantities, e.g. speed, torque, starting, stopping, reversing
Landscapes
- General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、電歪素子、磁歪素子等の電気−機械エネルギ
ー変換素子を用い進行性振動波を発生させ、該振動波に
てローターを駆動する超音波モータの駆動回路、特に制
御回路をデジタル的に構成した超音波モータ駆動回路に
関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION <Field of Industrial Application> The present invention uses an electro-mechanical energy conversion element such as an electrostrictive element or a magnetostrictive element to generate a progressive vibration wave, and drives the rotor with the vibration wave. The present invention relates to an ultrasonic motor drive circuit, particularly to an ultrasonic motor drive circuit in which a control circuit is digitally configured.
〈従来技術〉 従来、超音波モータを駆動する回路としては、該モータ
がそれぞれ自身の共振周波数の信号を印加された時のみ
しか効率よく回転しないという性質上、種々のものが提
案されている。例えば、 1.数種の発振周波数を有する発振器を用い、その各々の
周波数を超音波モータ（以下SSMと称す。）に印加し、
その時の回転数を検出して、最も大きな回転数を与えた
周波数を選択し固定するもの。<Prior Art> Conventionally, as a circuit for driving an ultrasonic motor, various circuits have been proposed because of the property that the motor efficiently rotates only when a signal of its own resonance frequency is applied. For example, 1. using an oscillator having several kinds of oscillation frequencies, and applying each frequency to an ultrasonic motor (hereinafter referred to as SSM),
It detects the rotation speed at that time and selects and fixes the frequency that gives the highest rotation speed.
あるいは、数種の発振周波数を与える代りに周波数を連
続スウイーブしながらSSMの回転数を検出して回転数が
ビークに達した周波数で止め、固定するもの。Alternatively, instead of giving several kinds of oscillation frequencies, the frequency of the SSM is detected while continuously sweeping the frequency, and stopped and fixed at the frequency at which the number of rotations reaches a beak.
2.SSMにSSMの駆動状態を検出するための検出端子を設
け、該端子からの信号を帰還する帰還方式を採用し、該
方式に於いてあらかじめ知られているSSMの共振周波数
を中心としたＱの高いフイルタを帰還回路のループ内に
挿入し、共振周波数でのループゲインを上げることによ
り帰還作用でSSMの共振周波数が発振し、その発振した
信号でSSMを駆動するもの。2. The SSM is provided with a detection terminal for detecting the driving state of the SSM, and a feedback method for feeding back the signal from the terminal is adopted, and the resonance frequency of the SSM known in advance in the method is centered. A high Q filter is inserted in the loop of the feedback circuit and the loop gain at the resonance frequency is increased to oscillate the resonance frequency of the SSM by the feedback action and drive the SSM with the oscillated signal.
あるいは、共振周波数付近でのループゲインを上げる代
りに、SSM起動開始時に、共振周波数付近の周波数でSSM
を強制的に駆動し、その駆動によって生ずる検出端子か
らの信号を帰還することによって、上記の共振周波数付
近の周波数を正確に共振周波数に合わせ、その周波数の
信号でSSMを駆動するもの。Alternatively, instead of increasing the loop gain near the resonance frequency, at the start of SSM startup, the SSM
Is forcibly driven, and the signal from the detection terminal generated by the drive is fed back to accurately match the frequency near the above resonance frequency to the resonance frequency, and the SSM is driven by the signal at that frequency.
等があげられる。しかしながら上述従来装置にあっては
それぞれ以下のような欠点を有していた。Etc. However, each of the above-mentioned conventional devices has the following drawbacks.
上記１の型式の装置、即ち駆動周波数を選択あるいはス
ウイーブするものに於いては、周波数選択またはスウイ
ーブする回路が必要な上、SSMの回転数を検出するため
の装置をも必要とし、その構成が複雑となる。また、SS
Mの共振周波数はSSMに加わる負荷、あるいは環境条件に
よって変化するため、常に効率よい回転を得るためには
駆動周波数の選択あるいはスウイーブを短期間繰り返
し、連続的に駆動周波数を設定し直す必要がある。The device of the type 1 above, that is, the one for selecting or sweeping the driving frequency, requires a circuit for selecting or sweeping the frequency, and also needs a device for detecting the number of revolutions of the SSM. It gets complicated. Also, SS
Since the resonance frequency of M changes depending on the load applied to the SSM or environmental conditions, it is necessary to repeatedly select the drive frequency or swive for a short period of time to continuously reset the drive frequency in order to obtain efficient rotation. .
又、上記２の帰還型、即ちSSMの検出端子の信号を利用
するものにあっては、１に述べたSSMに加わる負荷ある
いは環境条件の変化に追従した周波数を得られるがＱの
高いフイルタあるいは起動開始時のみ強制的にSSMを駆
動する発振回路が必要となり、その両者共に構成が複雑
であり、回路の消費電流増の原因にもなる。Further, in the above-mentioned 2 feedback type, that is, the one using the signal of the detection terminal of the SSM, the frequency that follows the load applied to the SSM or the change in the environmental conditions described in 1 can be obtained, but a filter with a high Q or An oscillator circuit that forcibly drives the SSM only at the start of startup is required, both of which have complicated configurations, which also increases the current consumption of the circuit.
〈目的〉 本発明の目的とする処はSSMの駆動状態を検知するため
のモニター用電極を設け、該電極からのモニター信号と
SSMを駆動するために印加される駆動用の周波電圧との
位相差を検知して上記位相差が常に共振状態時の位相差
となる様前記周波電圧の周波数を決定することにて、極
めて簡単な構成にて常にSSMを共振周波数にて駆動し、
上述の問題を解決したSSMの駆動回路を提供せんとする
ものである。<Purpose> The object of the present invention is to provide a monitor electrode for detecting the drive state of the SSM, and monitor signals from the electrode.
It is extremely simple to detect the phase difference from the driving frequency voltage applied to drive the SSM and determine the frequency of the frequency voltage so that the phase difference is always the phase difference in the resonance state. With this configuration, SSM is always driven at the resonance frequency,
It is intended to provide an SSM drive circuit which solves the above-mentioned problems.
上記目的を達成する構成として本発明にあっては、上記
モニター信号と駆動用周波電圧の位相差を検知動作を正
確になすために位相差検知を信号エツヂ比較型のデジタ
ル処理回路にて行なわせんとすると共に、このためにモ
ニター信号をパルスに整形処理とし、更に、周波電圧と
してのパルス電圧が印加されるインダクタンス手段の出
力をパルスに整形し、これらのパルスを上記処理回路に
入力し、正確な位相差検知を行なえる様なしたものであ
る。In the present invention as a configuration for achieving the above object, the phase difference detection is not performed by a signal edge comparison type digital processing circuit in order to accurately detect the phase difference between the monitor signal and the driving frequency voltage. In addition to this, the monitor signal is shaped into pulses for this purpose, and further, the output of the inductance means to which the pulse voltage as the frequency voltage is applied is shaped into pulses, and these pulses are input to the above processing circuit, It is possible to detect various phase differences.
〈実施例〉 第１図は本発明に係る超音波モーターの固定子の電極の
形状を示した構成図である。図中１はリング型状をした
固定子で該固定子にはその表面に分極処理された電歪素
子が配されている。又１−1,1−２は駆動波形を加える
駆動電極であり、互いに90°位相の異なる駆動波形が印
加される。１−３は固定子の共振状態を検出するための
電極であり、また１−４は共通電極で電極１−1,1−2,1
−３の各電極に対向する電極に接続されている。尚、該
固定子自体の構成は公知であるため、その詳細な説明は
省略するが、上記電極に90°位相の異なる駆動波形（周
波電圧）が印加されることにて固定子の表面に進行性の
振動波を発生するものである。第２図は第１図示の超音
波モータの固定子の電極１−1,1−２への駆動波形と共
振状態の検出電極１−３の出力波形との位相関係を示す
波形図である。第２図（ａ）の電極１−1,1−２への駆
動波形はSSMを正転させる場合の波形を示しており、第
２図（ｂ）の電極１−1,1−２の駆動波形はSSMを逆転さ
せる場合の波形を示している。又、正及び逆転時におけ
る共振状態では図の如く電極１−３からの出力がそれぞ
れ電極１−１の波形から90°ずれた位相関係の波形が出
力される様上記電極１−３の位置が設定されている。尚
該実施例では上記の如く電極１−１、と電極１−３の波
形が90°ずれているので、電極１−３の位置も電極１−
１に対して90°ずれた位置に配されている。<Embodiment> FIG. 1 is a configuration diagram showing the shape of electrodes of a stator of an ultrasonic motor according to the present invention. In the figure, reference numeral 1 designates a ring-shaped stator, on the surface of which a polarized electrostrictive element is arranged. Further, 1-1 and 1-2 are drive electrodes for applying drive waveforms, to which drive waveforms having phases different from each other by 90 ° are applied. 1-3 is an electrode for detecting the resonance state of the stator, and 1-4 is a common electrode, which is electrodes 1-1, 1-2, 1
-3 is connected to the electrode facing each electrode. Since the structure of the stator itself is known, a detailed description thereof will be omitted. However, a driving waveform (frequency voltage) having a 90 ° phase difference is applied to the electrodes to advance to the surface of the stator. It generates a vibrating wave. FIG. 2 is a waveform diagram showing the phase relationship between the drive waveforms applied to the electrodes 1-1 and 1-2 of the stator of the ultrasonic motor shown in FIG. 1 and the output waveforms of the detection electrodes 1-3 in the resonance state. The drive waveform to the electrodes 1-1 and 1-2 of FIG. 2 (a) shows the waveform when the SSM is normally rotated, and the drive waveform of the electrodes 1-1 and 1-2 of FIG. 2 (b). The waveform shows the waveform when SSM is reversed. Further, in the resonance state at the time of forward and reverse rotation, the position of the electrode 1-3 is set so that the output from the electrode 1-3 is output as a phase-related waveform which is deviated from the waveform of the electrode 1-1 by 90 °. It is set. In this embodiment, since the waveforms of the electrodes 1-1 and 1-3 are deviated from each other by 90 ° as described above, the position of the electrodes 1-3 is also 1-
It is arranged at a position shifted by 90 ° with respect to 1.
第３図は本発明に係るSSMの駆動回路の一実施例を示す
回路図である。図中１は第１図示の固定子を示し、１−
１〜１−４は第１図にて述べた各電極を示している。２
は＋入力端を前記検出電極１−３に接続すると共に−入
力端に基準電圧VAが入力されるレベルコパレーターであ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the SSM drive circuit according to the present invention. In the figure, 1 indicates the stator shown in FIG.
Reference numerals 1 to 1-4 indicate the electrodes described in FIG. Two
Is a level comparator in which the + input end is connected to the detection electrode 1-3 and the reference voltage VA is input to the − input end.
12はその一方の入力端を前記コンパレーター２の出力と
接続すると共に他方の入力を後述のデクスクルシブオア
ゲート（以下ex-orと称す）14の出力と接続するフエイ
ズコンパレーター（位相比較回路）である。該フエイズ
コンパレーター12は例えばUSP4291274号等にて周知であ
り、その詳細な説明は省略するが入力信号の位相差を検
知して位相差が存在する場合のみ出力を発生するもので
ある。A phase comparator circuit 12 has one input terminal connected to the output of the comparator 2 and the other input connected to the output of a decursive OR gate (ex-or) 14 described later. ). The phase comparator 12 is well known, for example, in US Pat. No. 4,291,274, and its detailed description is omitted, but it detects the phase difference between input signals and generates an output only when the phase difference exists.
該コンパレーター12のブロツク構成及び入力出力特性は
第４図及び第５図に示す通りであり、入力端Ｒへの入力
パルス（立上り信号）が入力端Ｓへの立上り信号より先
に入力された場合には立上り信号差の期間のみ出力はVc
c（ハイレベル信号以下Ｈと称す。）となり、上記入力
端Ｓへの立上り信号の入力にて出力はオープン状態（高
インピーダンス状態）となる。The block configuration and the input output characteristic of the comparator 12 are as shown in FIGS. 4 and 5, and the input pulse (rising signal) to the input terminal R is input before the rising signal to the input terminal S. In the case, the output is Vc only during the rising signal difference.
When the rising signal is input to the input terminal S, the output becomes an open state (high impedance state).
又入力端Ｓへの入力パルス（立上り信号）が入力端Ｒへ
の立上り信号より先に入力された場合には立上り信号期
間出力はグランドレベル（ロウレベル以下Ｌと称す）と
なる。Further, when the input pulse (rising signal) to the input terminal S is inputted before the rising signal to the input terminal R, the rising signal period output becomes the ground level (hereinafter referred to as low level L).
又、出力がＨ又はＬを示す場合以外はオープン状態とな
るものである。よって、位相差がゼロの時には出力はオ
ープン状態のまま保持される。Further, it is in an open state except when the output shows H or L. Therefore, when the phase difference is zero, the output is kept open.
４はローバスフイルターでコンパレーター12の出力を平
滑化している。デユテイ比50％の信号を入力電圧に応じ
た周波数で出力する電圧制御発振器（VCO）でその入力
はローバフイルター４の出力につながられている。６
は、位相シフターで６−１はVCO5の出力につながれてお
り、VCO出力の1/2の周波数の信号が０°と90°の位相関
係ので２系列作られ、それぞれ出力端６−2,6−３から
出力される。７は出力回路でその入力はシフター６の出
力端６−２に接続され、その出力はコイル10を経て１−
１の駆動電極に接続されている。Reference numeral 4 is a low-pass filter that smoothes the output of the comparator 12. A voltage controlled oscillator (VCO) that outputs a signal with a duty ratio of 50% at a frequency corresponding to the input voltage, the input of which is connected to the output of the rover filter 4. 6
Is a phase shifter, 6-1 is connected to the output of VCO5, and two series of signals with half the frequency of VCO output are created with a phase relationship of 0 ° and 90 °, and output terminals 6-2, 6 respectively. -3 is output. Reference numeral 7 denotes an output circuit, the input of which is connected to the output terminal 6-2 of the shifter 6, and the output of which is passed through the coil 10 and 1-
It is connected to one drive electrode.
９はex-orでその入力はシフター６の出力端６−３及び
回転方向を制御端子に接続されておりその出力は出力回
路８を経てコイル11に接続され、さらにコイルから１−
２の駆動電極に接続されている。尚上記コイル10,11は
電極１−1,1−２と共に電気的共振回路を構成してい
る。又、上記出力回路7,8における入力と出力間の位相
関係は同位相となる様構成されている。Reference numeral 9 is an ex-or, the input of which is connected to the output terminal 6-3 of the shifter 6 and the control terminal for the direction of rotation, and the output of which is connected to the coil 11 via the output circuit 8 and further from the coil 1-
2 drive electrodes. The coils 10 and 11 together with the electrodes 1-1 and 1-2 form an electric resonance circuit. The phase relationship between the input and output of the output circuits 7 and 8 is the same.
16はコンパレーターでその＋入力に電極１−２、又−入
力に基準電圧VAが接続されている。14はex-orで、コン
パレーター16の出力とインバータ15の出力を入力とし、
その出力はフエイズコンパレーターのＳ入力端12につな
がれている。また15のインバータの入力は回転方向制御
端子に接続されている。Reference numeral 16 is a comparator, to the + input of which the electrode 1-2 is connected, and to the − input of the reference voltage VA. 14 is an ex-or, the output of the comparator 16 and the output of the inverter 15 are input,
Its output is connected to the S input 12 of the phase comparator. The inputs of the 15 inverters are connected to the rotation direction control terminal.
上記構成中のコンパレーター２、16は電極波形をロジツ
クレベルの電圧に低下させるための機構を有すると共に
フエイズコンパレーター12、ローバスフイルター４、VC
O5にてフエーズロツクドループ（以下PLLと称す。）を
構成しており、ループ利得の大なる間ループを形成し負
帰還作用にて入力位相差が零になる様作動する。The comparators 2 and 16 in the above configuration have a mechanism for lowering the electrode waveform to a voltage of logic level, and also include a phase comparator 12, a low-pass filter 4 and a VC.
A phase locked loop (hereinafter referred to as PLL) is configured by O5, which forms a loop while the loop gain is large and operates so that the input phase difference becomes zero due to the negative feedback action.
該第３図実施例の動作について説明する。電波を投入す
ると、各部に電圧が印加される。初期状態ではフエイズ
コンパレーター12のＲ及びＳ入力共に入力が存在しない
ので、この状態ではコンパレーター12は出力をオープン
状態としている。このためローバスフイルター４への入
力が伝わらないため、フイルター４の出力はグランドレ
ベルとなっており、VCO5への入力電圧はゼロとなる。該
VCO5は入力電圧がゼロの時下限の共振周波数f0′で発進
する様構成されており、VCOはこれにて前述の如くデユ
テイ50％のパルスを周波数f0′で送出する。該VCO5の出
力パルスは位相シフター６にて位相差が90°のパルスを
出力端６−2,6−３からそれぞれ送出する。尚出力端６
−2,6−３からの出力パルスの周波数はVCOの出力パルス
の周波数の半分の周波数となる。該シフター６の出力端
６−２からのパルスは出力回路７、コイル10を介して駆
動電極１−１に印加される。コイル10のインダクタンス
電極１−1,1−４間のキヤバシタンスと抵抗にて直列共
振を起すため上記シフターの出力が方形波（パルス）で
あっても電極１−１における駆動波形は第２図の如く正
弦波となる。今、正転モードが選択されているものとす
るとex-or9の一方の入力にはＬが入力されているため、
出力回路８への入力パルスは位相が90°進んだパルスが
印加され、コイル11、電極１−2,1−４の作用に第２図
（ａ）の如く電極１−１の駆動波形に対し90°位相の進
んでいる正弦波が電極１−２に印加される。これにて電
極１−1,1−２には互いに90°位相の異なる正弦波が印
加されることとなり固定子１の表面には進行性振動波が
発生し、固定子の表面と摩擦／接触しているローターが
該振動波にて回動、SSMが作動する。The operation of the embodiment shown in FIG. 3 will be described. When a radio wave is turned on, a voltage is applied to each part. In the initial state, there is no input for both the R and S inputs of the phase comparator 12, so in this state the comparator 12 has its output open. Therefore, the input to the low-pass filter 4 is not transmitted, the output of the filter 4 is at the ground level, and the input voltage to the VCO 5 is zero. The
The VCO5 is constructed so as to start at the lower limit resonance frequency f0 'when the input voltage is zero, and the VCO thereby sends a duty 50% pulse at the frequency f0' as described above. The output pulse of the VCO 5 is sent out from the output terminals 6-2 and 6-3 with a phase shifter 6 having a phase difference of 90 °. Output terminal 6
The frequency of the output pulse from −2,6-3 is half the frequency of the VCO output pulse. The pulse from the output terminal 6-2 of the shifter 6 is applied to the drive electrode 1-1 through the output circuit 7 and the coil 10. Since the resonance and resistance between the inductance electrodes 1-1 and 1-4 of the coil 10 cause series resonance, the drive waveform at the electrode 1-1 is shown in FIG. 2 even if the shifter output is a square wave (pulse). It becomes a sine wave. Now, assuming that the forward rotation mode is selected, L is input to one input of ex-or9,
A pulse whose phase is advanced by 90 ° is applied as an input pulse to the output circuit 8, and the action of the coil 11 and the electrodes 1-2 and 1-4 is different from the drive waveform of the electrode 1-1 as shown in Fig. 2 (a). A sine wave with a 90 ° phase advance is applied to electrodes 1-2. As a result, sinusoidal waves 90 ° out of phase with each other are applied to the electrodes 1-1 and 1-2, and progressive vibration waves are generated on the surface of the stator 1, which causes friction / contact with the surface of the stator. The rotating rotor rotates by the vibration wave, and the SSM operates.
この様にして固定子１の表面に振動波が発生すると、電
極１−３からは振動状態を表わす出力波形（正弦波）が
発生し、これがコンパレーター２に印加され基準レベル
VAにてロジツクレベルの電圧にリミツトされたコンパレ
ーター12の一方の入力端Ｒに上記電極１−３に発生した
正弦波の周波数と位相を有するパルスとして印加され
る。When a vibration wave is generated on the surface of the stator 1 in this way, an output waveform (sine wave) representing the vibration state is generated from the electrodes 1-3, and this is applied to the comparator 2 and applied to the reference level.
A pulse having the frequency and phase of the sine wave generated at the electrode 1-3 is applied to one input terminal R of the comparator 12 limited to a logic level voltage by VA.
又、一方電極１−２の駆動波形もコンパレーター16に印
加され同様にロジツクレベルの電圧にリミツトされex-o
r14の一方の入力端に印加される。正転モードではイン
バーター15の出力はＨとなっているのいで上記ex-or14
はコンパレータ16の出力に対するインバーターとして作
用し上記コンパレーター16の反転信号がコンパレーター
12の入力端Ｓに印加される。このため、上記コンパレー
ター12のＲ入力端への入力信号は電極１−３の出力波形
の位相を有するパルスであると共にコンパレーター12の
Ｓ入力端への入力信号は電極１−２の駆動波形に対して
180°づれた位相を有するパルスとなる。Further, the drive waveform of the one electrode 1-2 is also applied to the comparator 16 and similarly limited to a logic level voltage ex-o.
Applied to one input of r14. In the normal rotation mode, the output of the inverter 15 is H, so the above ex-or14
Acts as an inverter for the output of the comparator 16, and the inverted signal of the comparator 16 is the comparator.
It is applied to twelve input terminals S. Therefore, the input signal to the R input terminal of the comparator 12 is a pulse having the phase of the output waveform of the electrode 1-3, and the input signal to the S input terminal of the comparator 12 is the drive waveform of the electrode 1-2. Against
The pulse has a phase shifted by 180 °.
即ち、コンパレーター16の出力は第６図（ｂ）に示す如
く、電極１−２の駆動波形と同一の周波数及び位相を有
するパルスであり、これがex-or14にて反転され第６図
（ｃ）に示すパルスがコンパレーター12のＳ入力に伝わ
る。That is, the output of the comparator 16 is a pulse having the same frequency and phase as the drive waveform of the electrode 1-2, as shown in FIG. 6 (b), which is inverted by the ex-or 14 and shown in FIG. 6 (c). The pulse shown in () is transmitted to the S input of the comparator 12.
一方コンパレーター12のＲ入力には電極１−３の出力波
形と同一の周波数及び位相関係のパルスが印加される。
該コンパレーター12のＲ入力に印加されるパルスが例え
ば第６図（ｄ）の実線で示す波形であった場合にはコン
パレーター12のＳ、Ｒへの入力波形が同一であるため、
コンパレーター12の出力はオープン状態のままの状態を
示し電極１−1,1−２への駆動波形はそのままの状態に
保持される。On the other hand, a pulse having the same frequency and phase relationship as the output waveform of the electrodes 1-3 is applied to the R input of the comparator 12.
If the pulse applied to the R input of the comparator 12 has the waveform shown by the solid line in FIG. 6 (d), the input waveforms to S and R of the comparator 12 are the same,
The output of the comparator 12 remains open, and the drive waveforms to the electrodes 1-1 and 1-2 are maintained as they are.
第６図（ｄ）に示した実線の波形はex-or14と同一波形
（第６図（ｃ））であり、該ex-or14の出力波形はコン
パレーター16の波形（第６図（ｂ））に対して180°づ
れた波形であり、かつコンパレーター16の上記波形１−
２の駆動波形と同一の周波数及び位相関係のパルスであ
るため、結局、第６図（ｄ）の実線波形は電極１−１に
対して90°位相のづれた第２図（ａ）における電極１−
３の出力波形に対するパルス波形となる。The waveform of the solid line shown in FIG. 6 (d) is the same waveform as ex-or14 (FIG. 6 (c)), and the output waveform of the ex-or14 is the waveform of the comparator 16 (FIG. 6 (b)). ) With respect to 180), and the above waveform 1-of the comparator 16
Since the pulse has the same frequency and phase relationship as the drive waveform of FIG. 2, the solid line waveform of FIG. 6 (d) is eventually 90 ° in phase with respect to the electrode 1-1. 1-
The pulse waveform corresponds to the output waveform of No. 3.
上述の如く電極１−３からはSSMが最も強い共振状態を
示した際に電極１−１の波形にして90°づれた出力波形
（第２図（ａ）の１−３の波形）を示す様設定されてい
るため、上記の場合はSSMが共振駆動されていることを
示し、この際にはその時の駆動周波数でSSMが駆動され
ることとなる。As described above, from the electrode 1-3, when the SSM exhibits the strongest resonance state, an output waveform (waveform 1-3 of FIG. 2 (a)) 90 ° apart from the waveform of the electrode 1-1 is shown. Since the SSM is set as described above, the above case indicates that the SSM is resonantly driven, and in this case, the SSM is driven at the driving frequency at that time.
又、電極１−３の出力波形が第２図（ａ）の状態から電
極１−１の波形との関係で位相差が90°よりも大となっ
ている場合にはコンパレーター２の出力は第６図（ｄ）
の点線で示した波形となる。よって、この場合にはコン
パレーター12の出力は第６図（ａ）の如くその入力R,S
へ入力パルスの立上り信号の位相差分ハイとなるため結
局電極１−１の駆動波形に対する電極１−３の出力波形
との位相差が90°より大となる程上記コンパレーター12
の出力がハイとなる時間（デユーテイ）が大となる。該
コンパレーター12の出力はロウパスフイルター４を介し
てVCOに入力しており、該VCOは入力電圧が大の程周波数
の高いデユーテイ50％のパルスを発生するため、上述の
場合にはシフター６から電極１−1,1−２に印加される
駆動周波数は高くなる。SSMの電極１−1,1−３の波形と
の位相差と駆動周波数との関係は第７図に示す通りであ
り、駆動周波数が高くなる程電極１−1,1−３間の位相
差が減少する特性を示すため、上記の動作にて負帰還が
かかりコンパレーター12の入力端S,Rへの入力波形が第
６図の（ｃ）と（ｄ）の実線との関係となる様制御され
る。If the output waveform of the electrode 1-3 is larger than 90 ° due to the relationship with the waveform of the electrode 1-1 from the state of FIG. 2 (a), the output of the comparator 2 will be Fig. 6 (d)
The waveform is indicated by the dotted line. Therefore, in this case, the output of the comparator 12 is the input R, S as shown in FIG. 6 (a).
Since the phase difference of the rising signal of the input pulse becomes high, the phase difference between the drive waveform of the electrode 1-1 and the output waveform of the electrode 1-3 becomes larger than 90 °, so that the comparator 12
The output is high for a long time (duty). The output of the comparator 12 is input to the VCO through the low-pass filter 4, and the VCO generates a high frequency 50% duty pulse as the input voltage increases. The driving frequency applied to the electrodes 1-1 and 1-2 from the above increases. The relationship between the phase difference between the SSM electrodes 1-1 and 1-3 and the drive frequency is as shown in Fig. 7. The higher the drive frequency, the phase difference between the electrodes 1-1 and 1-3. Shows a characteristic of decreasing, so that negative feedback is applied in the above operation and the input waveforms to the input terminals S and R of the comparator 12 have a relationship between the solid lines of (c) and (d) of FIG. Controlled.
よって、この場合にも電極１−１と１−３の波形関係が
第２図（ａ）の関係、即ち電極１−１の波形に対して電
極１−３の出力波形が90°づれた共振状態となる様駆動
周波数が調定される。Therefore, also in this case, the relationship between the waveforms of the electrodes 1-1 and 1-3 is as shown in FIG. 2 (a), that is, the resonance in which the output waveform of the electrode 1-3 is 90 ° with respect to the waveform of the electrode 1-1. The drive frequency is adjusted so that the state is reached.
又、電極１−１の波形に対する電極１−３の出力波形の
関係が90°よりも少なくなった場合にはコンパレーター
２の出力はex-or14の出力（第６図（ｃ）に対して第６
図（ｄ）の２−１の関係となる。よってこの場合には第
６図（ｅ）の点線の如く上記波形第６図（ｃ）（ｄ）の
立上り信号の位相分だけＬの信号が送出される。ローバ
スフイルター４は上記Ｌの信号に応答してその出力を低
減させるため、この場合はVCOへの入力電圧が低下しVCO
の出力周波数も減少する。よって、この場合には電極１
−１と１−３の波形間の位相差が90°方向へ増大する方
向の周波数が選ばれ電極１−１の波形に対して電極１−
３の出力波形が90°づれた共振状態となる様に駆動周波
数が調定される。Also, when the relationship of the output waveform of the electrode 1-3 to the waveform of the electrode 1-1 becomes less than 90 °, the output of the comparator 2 is the output of ex-or14 (with respect to FIG. 6 (c)). Sixth
The relationship of 2-1 in FIG. Therefore, in this case, as indicated by the dotted line in FIG. 6 (e), the signal of L is transmitted by the phase of the rising signal of the waveforms in FIGS. 6 (c) and 6 (d). Since the low-pass filter 4 reduces its output in response to the L signal, in this case, the input voltage to the VCO drops and the VCO
The output frequency of is also reduced. Therefore, in this case, the electrode 1
The frequency in the direction in which the phase difference between the waveforms of -1 and 1-3 increases in the 90 ° direction is selected, and the frequency of the electrode 1-1 is compared with the waveform of the electrode 1-1.
The drive frequency is adjusted so that the output waveform of 3 becomes a resonance state in which the output waveform is 90 °.
以上の通り、第３図実施例にあっては、フエイズコンパ
レーターにてコンパレーター２の出力（電極１−３の出
力）とex-or14の出力（電極１−２の駆動波形に対する1
80°位相づれた波形）との位相差がゼロとなる様との駆
動周波数が調定されるので、共振状態が変化しても電極
１−１と１−３の波形が90°づれた関係を示す駆動周波
数、即ち最も強い共振周波数は追従し常に共振状態で駆
動される。又、逆転モードの場合はインバーター15の出
力がＬとなるためコンパレーター12のＳ入力端にはコン
パレーター16の出力がそのまま入力されることとなり、
この場合は第２図（ｂ）に示した電極１−１と１−３の
波形の位相関係となる周波数が常に選ばれることとな
る。As described above, in the embodiment shown in FIG. 3, the output of the comparator 2 (the output of the electrode 1-3) and the output of the ex-or 14 (the drive waveform of the electrode 1-2 with respect to the drive waveform of the electrode 1-2 in the phase comparator).
Since the drive frequency is adjusted so that the phase difference with the 80 ° phase-shifted waveform becomes zero, the relationship between the waveforms of electrodes 1-1 and 1-3 shifted by 90 ° even if the resonance state changes. The drive frequency that indicates, that is, the strongest resonance frequency follows and is always driven in the resonance state. In the reverse rotation mode, the output of the inverter 15 becomes L, so the output of the comparator 16 is directly input to the S input terminal of the comparator 12.
In this case, the frequency having the phase relationship between the waveforms of the electrodes 1-1 and 1-3 shown in FIG. 2 (b) is always selected.
第８図は第３図示のフエイズコンパレーター12、ローパ
スフイルター４、VCO5、位相シフター６、出力回路7,8
の詳細を示す回路図である。図中のフエイズコンパレー
ター12におては12−1,12−2,12−13,12−14,12−15,12
−16はインバーター12−3,12−８はアンドゲート、12−
4,12−5,12−6,12−７はオアゲート、12−9,12−12はノ
アゲート、12−10,12−11はナンドート12−17はＰチヤ
ンネルMOS,FET、12−18はＮチヤンネルMOS FETである。FIG. 8 is a phase comparator 12 shown in FIG. 3, a low pass filter 4, a VCO 5, a phase shifter 6 and output circuits 7 and 8.
3 is a circuit diagram showing the details of FIG. In the phase comparator 12 in the figure, 12-1, 12-2, 12-13, 12-14, 12-15, 12
-16 is an inverter 12-3, 12-8 is an AND gate, 12-
4,12-5,12-6,12-7 are OR gates, 12-9,12-12 are NOR gates, 12-10,12-11 are NAND gates 12-17 are P channel MOS, FET, 12-18 are N It is a channel MOS FET.
該コンパレーター12自体公知であるので、その詳細な説
明は省略するか、その入出力特性は上述の第５図にて述
べた通りであり入力パルスの立上り信号の位相差を検知
してハイ，ロウ，オープン状態を示すものである。Since the comparator 12 itself is publicly known, its detailed description will be omitted, or its input / output characteristics are as described in FIG. 5 above, and the phase difference of the rising signal of the input pulse is detected to make it high. It shows a row or open state.
ローパフフイルター４は抵抗４−１と４−２及びコンデ
ンサー４−３で構成され、抵抗４−１はローパスフイル
ター４の入出力間に、又抵抗４−２とコンデンサー４−
３は出力とグランド（GND）間に直列に接続されてい
る。VCO5において、５−１はオペアンプ、５−2,5−6,5
−7,5−8,5−９はNPN型トランジスタ、５−3,5−4,5−
５はPNP型トランジスタ、５−10,5−16は抵抗、５−11
はコンデンサ、５−14,5−15はナンドゲート５−17は定
電流源をそれぞれ示している。VCO5の入力はオペアンプ
５−１の入力であり、該アンプ５−１の入力はトラ
ンジスタ５−２のエミツタと抵抗５−10の一方に接続さ
れ、又該抵抗５−10の他方はGNPに接続されている。上
記オペアンプ15−１、トランジスター５−２抵抗５−10
にて電圧電流変換回路を構成しアンプ５−１に入力され
る電圧に応じた電流をトランジスター５−２のコレクタ
ーに流す。The low-pass filter 4 is composed of resistors 4-1 and 4-2 and a capacitor 4-3. The resistor 4-1 is provided between the input and output of the low-pass filter 4, and the resistor 4-2 and the capacitor 4-.
3 is connected in series between the output and ground (GND). In VCO5, 5-1 is an operational amplifier, 5-2,5-6,5
-7,5-8,5-9 are NPN type transistors, 5-3,5-4,5-
5 is a PNP type transistor, 5-10 and 5-16 are resistors, 5-11
Is a capacitor, 5-14,5-15 is a NAND gate 5-17, and a constant current source. The input of VCO5 is the input of the operational amplifier 5-1. The input of the amplifier 5-1 is connected to the emitter of the transistor 5-2 and one of the resistors 5-10, and the other of the resistors 5-10 is connected to the GNP. Has been done. The operational amplifier 15-1, the transistor 5-2, the resistor 5-10
Constitutes a voltage-current conversion circuit, and causes a current corresponding to the voltage input to the amplifier 5-1 to flow in the collector of the transistor 5-2.
トランジスター５−２のコレクターはトランジスター５
−３のコレクターとベース、トランジスター５−4,5−
５のベース、更には定電流源５−17に接続されており、
トランジスター５−3,5−4,5−５はカレントミラー回路
を構成している。The collector of the transistor 5-2 is the transistor 5
-3 collector and base, transistor 5-4,5-
It is connected to the base of 5 and the constant current source 5-17.
The transistors 5-3, 5-4,5-5 form a current mirror circuit.
又、トランジスター５−４のコレクタは、トランジスタ
ー５−６および５−７のコレクタ及びトランジスター５
−7,5−8,5−９のベースに接続されている。トランジス
ター５−５のコレクタはトランジスター５−8,5−９の
コレクタ及びコンパレーター５−12の入力と５−13の
入力、更にはコンデンサー５−11と接続されている。
コンパレーター５−12の入力には基準電圧V1が、又５
−13の入力は基準電圧V2（V1＞V2）が印加されコンパ
レーター５−12の出力はナンドゲート５−14の一方の入
力に、又ゲート５−14の他方の入力にはナンドゲート５
−15の出力が接続されている。コンパレーター５−13の
出力はナンドゲート５−15の一方の入力に、又ゲート５
−15の他方の入力にはゲート５−14の出力につながれて
いる。The collector of the transistor 5-4 is the collector of the transistors 5-6 and 5-7 and the transistor 5.
It is connected to the bases of -7,5-8,5-9. The collector of the transistor 5-5 is connected to the collectors of the transistors 5-8 and 5-9, the inputs of the comparator 5-12 and the input of 5-13, and the capacitor 5-11.
The reference voltage V 1 is input to the input of the comparator 5-12, and 5
The reference voltage V 2 (V 1 > V 2 ) is applied to the input of −13, the output of the comparator 5-12 is input to one input of the NAND gate 5-14, and the other input of the gate 5-14 is connected to the NAND gate 5.
The −15 output is connected. The output of the comparator 5-13 is fed to one input of the NAND gate 5-15, and the gate 5
The other input of -15 is connected to the output of gate 5-14.
該ゲート５−14,5−15にてフリツプフロツプが構成さ
れ、フリツプフロツプのゲート５−15の出力は抵抗５−
16を介してトランジスター５−６のベースに印加されて
いる。A flip-flop is formed by the gates 5-14,5-15, and the output of the flip-flop gate 5-15 is a resistor 5-
It is applied to the bases of transistors 5-6 via 16.
位相シフター６において６−４と６−５はＤフリツプフ
ロツプ、６−６はインバーターを示している。出力回路
７において、７−1,7−１′,7−2,7−4,7−５はNPN型ト
ランジスター、７−３はPNP型トランジスター７−7,7−
８はダイオードを示している。又、出力回路８は出力回
路７と同一構成となっている。In the phase shifter 6, 6-4 and 6-5 are D flip flops, and 6-6 is an inverter. In the output circuit 7, 7-1, 7-1 ', 7-2, 7-4, 7-5 are NPN type transistors and 7-3 are PNP type transistors 7-7, 7-.
Reference numeral 8 indicates a diode. The output circuit 8 has the same structure as the output circuit 7.
上述の構成に係る各回路（ローパスフイルター４、VCO
5、位相シフター６、出力回路7,8）の動作について説明
する。Each circuit (low-pass filter 4, VCO
5, the operation of the phase shifter 6, the output circuit 7, 8) will be described.
上記フイルター４はコンパレーター12の出力を平滑化す
るものであり、その結果コンデンサー４−３にはコンパ
レーター12の出力状態に応じた出力が発生する。The filter 4 smoothes the output of the comparator 12, and as a result, an output corresponding to the output state of the comparator 12 is generated in the capacitor 4-3.
詳述すると、前述の如くコンパレーター12のＲ、Ｓ入力
への位相差がゼロ、即ち電極１−１と電極１−３位相差
が90°の場合にはコンパレーター12の出力はオープン状
態となっているため、ローパスフイルター４のコンデン
サー４−３の電位はそのままの状態を保持するが、電極
１−１の波形に対して電極１−３の波形が90°位相進み
よりも大となる位相進み状態となった場合には上述の如
くコンパレーター12の出力はその位相差に応じたデユー
テイのハイ信号が送出され、フイルター４のコンデンサ
ー４−３の電圧が増大する。又逆に電極１−１の波形に
対する電極１−３の波形が90°よろ少ない位相だけ進み
状態となるとコンパレーター12の出力がその位相差に応
じたデユーテイのロウ信号（グランドレベル）となり、
コンデンサー４−３の充電電位がデユーテイに応じて低
下する。More specifically, as described above, when the phase difference between the R and S inputs of the comparator 12 is zero, that is, when the phase difference between the electrodes 1-1 and 1-3 is 90 °, the output of the comparator 12 is in the open state. Therefore, the potential of the condenser 4-3 of the low-pass filter 4 is maintained as it is, but the waveform of the electrode 1-3 is larger than the waveform of the electrode 1-1 by 90 °. When it is in the advanced state, the high signal of the duty corresponding to the phase difference is sent to the output of the comparator 12 as described above, and the voltage of the capacitor 4-3 of the filter 4 increases. On the contrary, when the waveform of the electrode 1-3 is advanced by 90 ° less than the waveform of the electrode 1-1, the output of the comparator 12 becomes a low signal (ground level) of the duty corresponding to the phase difference.
The charging potential of the capacitor 4-3 decreases according to the duty.
即ち、該フイルター４はコンパレーター12の出力状態を
電圧変換した上VCOに伝える機能を有している。That is, the filter 4 has a function of converting the output state of the comparator 12 into a voltage and transmitting it to the VCO.
上記フイルター４の出力はVCOのダンプ５−１に入力さ
れるため、抵抗５−10にはフイルター４の出力電圧に応
じた電流が流れトランジスター５−２のコレクター端子
に該電流を形成する。即ちアンプ５−１、抵抗５−10、
トランジスター５−２はフイルター出力を電流に変換す
る電圧−電流変換回路を接続する。詳述するとフイルタ
ー４の出力がＶであったとすると、抵抗５−10には該電
圧Ｖが印加されるので抵抗５−10の抵抗値をＲとする
と、 なる電流が流れ、この電流がトランジスター５−２のコ
レクター端子形成される。又定電流源５−17の定電流を
i2とすると、このi2と上記i1との合成電流Ｉがトランジ
スター５−３から供給されることとなりカレントミラー
回路を構成するトランジスター５−4,5−５の電流の上
記Ｉとなる。Since the output of the filter 4 is input to the dump 5-1 of the VCO, a current corresponding to the output voltage of the filter 4 flows through the resistor 5-10 and forms the current at the collector terminal of the transistor 5-2. That is, the amplifier 5-1, the resistor 5-10,
The transistor 5-2 is connected to a voltage-current conversion circuit that converts the filter output into a current. More specifically, assuming that the output of the filter 4 is V, the voltage V is applied to the resistor 5-10. Therefore, when the resistance value of the resistor 5-10 is R, Current flows, and this current forms the collector terminal of the transistor 5-2. In addition, the constant current of the constant current source 5-17
When i 2 is set, a combined current I of this i 2 and the above i 1 is supplied from the transistor 5-3, and becomes the above current I of the transistors 5 4,5-5 forming the current mirror circuit.
今トランジスター５−６がオフであり、かつコンデンサ
ー５−11が充電状態にあるものとする。It is now assumed that the transistor 5-6 is off and the capacitor 5-11 is in the charging state.
この状態ではトランジスター５−４に流れる電流が全て
トランジスター５−７に流れるため、トランジスター５
−７とカレントミラー回路を構成するトランジスター５
−8,5−９にもそれぞれトランジスター５−７に流れる
電流値と同一の電流が流れる。この結果、トランジスタ
ー５−５に流れる電流値とトランジスター５−8,5−９
にそれぞれ流れる電流値が同一となるため、コンデンサ
ー５−11からは上記トランジスター５−５に流れる電流
値分の電流が流出、コンデンサ５−11は該トランジスタ
ー５−５に流れる電流値、即ち上記Ｉにて放電される。In this state, all the current flowing through the transistor 5-4 flows through the transistor 5-7, so that the transistor 5
Transistor 5 that forms a current mirror circuit with -7
The same current as the current value flowing through the transistor 5-7 also flows through -8 and 5-9, respectively. As a result, the current value flowing in the transistor 5-5 and the transistors 5-8, 5-9
Since the current values flowing through the respective transistors are the same, a current corresponding to the current value flowing through the transistor 5-5 flows out from the capacitor 5-11, and the capacitor 5-11 receives the current value flowing through the transistor 5-5, that is, the above-mentioned I value. Is discharged.
これにてコンデンサー５−11の電位は低下、基準レベル
V2以下となるとコンパレーター５−13の出力がＬとなり
フリツプフロツプを構成するナンドゲート５−15の出力
Ｈとなる。このためトランジスター５−６がオンとな
る。該トランジスター５−６がオンとなることにてトラ
ンジスター５−４に流れていた電流が全てグランドに流
れると共にトランジスター５−7,5−8,5−９がオフとな
る。よって、この場合はトランジスター５−５に流れる
電流、即ち上記Ｉにてコンデンサ５−11が定電流充電さ
れコンデンサ５−11の電位が上昇し基準レベルV1に達す
る。これにてコンパレーター12が反転、出力をとなすた
め、ナンドゲート５−15の出力をＬとなしトランジスタ
ー５−６を再びオフとなす。この後再び上記放電が行な
われ以後上記の充放電が繰り返し実行される。This lowers the potential of capacitor 5-11, which is the reference level.
When it becomes V 2 or less, the output of the comparator 5-13 becomes L and becomes the output H of the NAND gate 5-15 constituting the flip-flop. Therefore, the transistor 5-6 is turned on. When the transistor 5-6 is turned on, all the current flowing in the transistor 5-4 flows to the ground and the transistors 5-7, 5-8, 5-9 are turned off. Therefore, in this case, the capacitor 5-11 is charged with a constant current by the current flowing through the transistor 5-5, that is, I, and the potential of the capacitor 5-11 rises to reach the reference level V 1 . As a result, the comparator 12 inverts and outputs, so that the output of the NAND gate 5-15 is set to L and the transistor 5-6 is turned off again. After that, the above-mentioned discharging is performed again, and thereafter the above-mentioned charging / discharging is repeatedly performed.
上述の如くコンデンサ５−11に対する充放電は、トラン
ジスター５−４の電流値Ｉで実行され、該電流値Ｉはフ
イルターのコンデンサ４−３の電圧、即ちコンパレータ
ー12の出力状態に応じて決定されるため、上記充放電の
スピードは電極１−１と電極１−３の波形の位相差に応
じて決定されることとなる。As described above, the charging / discharging of the capacitor 5-11 is executed by the current value I of the transistor 5-4, and the current value I is determined according to the voltage of the capacitor 4-3 of the filter, that is, the output state of the comparator 12. Therefore, the charging / discharging speed is determined according to the phase difference between the waveforms of the electrodes 1-1 and 1-3.
詳述すると電極１−１に対する電極１−３の波形が90°
位相進み状態にある時にはコンパレーター12の出力はオ
ープン状態であるため、コンデンサ４−３の電位は一定
のまま保持されているので、上記電流値Ｉも一定とな
る。よって、この場合には上記コンデンサ５−11に対す
る充放電動作も一定スピードとなり、プリツプフロツプ
を構成するナンドゲート５−14の出力も上記一定スピー
ドで反転するため、該フリツプフロツプの出力パルスの
周波数が一定のまま保持される。該周波数はSSMに対す
る最も強い共振周波数の２倍となる様設定されており後
述のシフター６の作用にて共振周波数として電極１−1,
1−２に伝わることとなりSSMはこの状態では一定の共振
周波数のまま駆動保持される。Specifically, the waveform of electrode 1-3 is 90 ° with respect to electrode 1-1.
When in the phase lead state, the output of the comparator 12 is in the open state, so the potential of the capacitor 4-3 is held constant, so the current value I is also constant. Therefore, in this case, the charging / discharging operation for the capacitor 5-11 also has a constant speed, and the output of the NAND gate 5-14 constituting the prep-flop is also inverted at the constant speed, so that the frequency of the output pulse of the flip-flop remains constant. Retained. The frequency is set to be twice the strongest resonance frequency for the SSM, and the shifter 6 described later acts as a resonance frequency on the electrodes 1-1,
In this state, the SSM is driven and held at a constant resonance frequency.
又、何からかの原因にて上述の共振駆動状態からづれ第
７図の如く駆動周波数が共振点よりも低くなり電極１−
１に対する電極１−３の波形が90°位相進みよりも大と
なると、コンパレーター12の出力はハイとなると共にそ
の期間が位相差が大となるほど長くなるため、コンデン
サ４−３は充電されその電位も位相差が大となる程高く
なる。よって、上記電流値もＩも大となるため、上記プ
リツプフロツプの出力周波数が増加方向へ移行する。こ
れにて電極１−1,1−２への駆動波形の周波数が増大
し、駆動波形を上記の共振周波数へ戻す。従って、電極
１−１と１−３の波形の位相差も上記90°位相差へ戻る
ため、以後共振駆動がなされる。Also, due to some reason, the drive frequency becomes lower than the resonance point as shown in FIG.
When the waveform of the electrode 1-3 with respect to 1 becomes larger than the 90 ° phase lead, the output of the comparator 12 becomes high and the period becomes longer as the phase difference becomes larger, so that the capacitor 4-3 is charged. The potential also increases as the phase difference increases. Therefore, both the current value and I become large, and the output frequency of the prep-flop shifts in the increasing direction. As a result, the frequency of the drive waveform to the electrodes 1-1 and 1-2 is increased, and the drive waveform is returned to the above resonance frequency. Therefore, the phase difference between the waveforms of the electrodes 1-1 and 1-3 also returns to the above 90 ° phase difference, so that resonance drive is performed thereafter.
又、逆に駆動波形が共振周波数よりも高くなった場合に
は第７図の如く電極１−１の波形に対する電極１−３と
波形が90°位相進みよりも小なるのでコンパレーター12
の出力はロウを示すと共にロウの期間は上記位相差が大
となるほど長くなる。よって、コンデンサ４−３の放置
量も上記位相差に応じるものとなりコンデンサ４−３の
電位も位相差が大となる程低下し、上記電流値Ｉと小と
なるので上記プリツプフロツプの出力周波数が低くなる
方向へ移行する。これにて電極１−1,1−２の駆動周波
数も低下、駆動周波数が上記共振状態へ戻り、電極１−
１と電極１−３へ波形も上記共振状態となる。On the contrary, when the drive waveform becomes higher than the resonance frequency, the waveforms of the electrode 1-3 and the waveform of the electrode 1-3 with respect to the waveform of the electrode 1-1 become smaller than the 90 ° phase advance as shown in FIG.
The output of 1 indicates low, and the period of low becomes longer as the phase difference becomes larger. Therefore, the amount of the capacitor 4-3 left unattended also depends on the phase difference, and the potential of the capacitor 4-3 decreases as the phase difference increases, and becomes smaller than the current value I. Therefore, the output frequency of the prep-flop is low. Shift to. As a result, the driving frequencies of the electrodes 1-1 and 1-2 also decrease, the driving frequency returns to the above-mentioned resonance state, and the electrodes 1-1-2
The waveforms at 1 and the electrodes 1-3 are also in the above resonance state.
この様にVCOはその出力パルス周波数をフイルター４の
コンデンサ４−３の電位に応じて決定し、上述の如く電
極１−1,1−２への駆動周波数を共振周波数へ移行させ
るものである。In this way, the VCO determines its output pulse frequency according to the potential of the capacitor 4-3 of the filter 4, and shifts the drive frequency to the electrodes 1-1 and 1-2 to the resonance frequency as described above.
尚、共振周波数自体が環境変化等に影響され変化した場
合でも変化した共振周波数で駆動された場合に電極１−
1,1−３の位相差関係が90°となるものであり、上述の
如く本発明では上記位相差関係を常に保つよう作動する
ので、変化した共振周波数に追従して安定駆動されるこ
ととなる。Even if the resonance frequency itself changes due to environmental changes, etc., the electrode 1-
The phase difference relationship of 1,1-3 is 90 °, and as described above, the present invention operates so as to always maintain the phase difference relationship, so that stable driving is performed following the changed resonance frequency. Become.
又、SSMの駆動初期にあっては、コンデンサ４−３の電
位がゼロでり、上記トランジスター５−２のコレクター
には電流が流れることはないが、この場合には定電流源
５−17にて規制される一定電流値にてコンデンサ５−11
に対する充放電がなされる。該定電流源５−17による充
放電動作がなされた際の上記フリツプフロツプの周波数
は最も強い共振周波数に一番近い下方の共振周波数の２
倍の周波数に対して直前の周波数となる様上記定電流源
５−17の電流値が設定されており、これにてSSMは駆動
を開始する。In the initial stage of driving the SSM, the potential of the capacitor 4-3 is zero, and no current flows in the collector of the transistor 5-2. In this case, the constant current source 5-17 is used. At a constant current value regulated by
Is charged and discharged. The frequency of the flip-flop when the constant current source 5-17 performs the charging / discharging operation is 2 of the lower resonance frequency closest to the strongest resonance frequency.
The current value of the constant current source 5-17 is set so that it becomes the frequency immediately before the doubled frequency, and the SSM starts driving.
尚、上記周波数での駆動を開始した後には上述動作にて
位相差比較がなされ徐々に周波数を上昇させ上記最も強
い共振周波数となる様制御される。After the driving at the above frequency is started, the phase difference is compared in the above operation, the frequency is gradually increased, and the resonance frequency is controlled to be the strongest resonance frequency.
以上の様にVCO5はフエイズコンパレータ12及びフイルタ
ー４の作用によりコンパレーター12への入力信号の位相
差がゼロ、即ち電極１−１と１−３への波形が90°位相
進みの状態となる様にその出力周波数を変化させ、該出
力パルスをシフター６に入力する。As described above, the phase difference between the input signals to the comparator 12 of the VCO 5 is zero due to the action of the phase comparator 12 and the filter 4, that is, the waveforms to the electrodes 1-1 and 1-3 are in a 90 ° phase advance state. Similarly, the output frequency is changed and the output pulse is input to the shifter 6.
該シフター６はVCO5の出力パルスをそれでもVCO5の出力
パルスの周波数に対して半分の周波数を有する０°と90
°との２系列のパルスに変換して駆動電極１−1,1−２
への駆動信号に変換する機能を有する。The shifter 6 outputs the output pulse of VCO5 to 0 ° and 90 ° which are still half the frequency of the output pulse of VCO5.
Drive electrodes 1-1 and 1-2 converted into two series of pulses
It has a function of converting into a drive signal to.
即ち、例えば今VCOの出力パルスとして第９図（ａ）に
示したものが出力されているとすると、フリツプフロツ
プ６−4,6−５は入力のそれぞれ立上り信号にて出力が
反転する様構成されているので、フリツプフロツプ６−
４の出力は第９図（ｃ）の如くなる。又、フリツプフロ
ツプ６−５にはインバーター６−６を介してVCO出力の
反転パルスが入力されるため、フリツプフロツプ６−５
の出力は第９図（ｄ）の如くなる。第９図（ｃ）（ｄ）
から明らかな如くシフターの各フリツプフロツプ６−4,
6−５はそれぞれ位相が90°シフトしたパルスであり、
かつ入力パルスの1/2の周波数のパルスを送出する。よ
って、VCOの周波数が上記の如く最も強い共振周波数の
２倍の周波数の場合にはシフターのフリツプフロツプは
それぞれ上記共振周波数で、かつ位相が90°づれたパル
スを送出し出力回路7,8に伝える。That is, assuming that the output pulse of the VCO shown in FIG. 9 (a) is being output, the flip-flops 6-4 and 6-5 are constructed so that their outputs are inverted by the respective rising signals of the inputs. So flip-flop 6-
The output of 4 is as shown in FIG. 9 (c). Further, since the flip-flop 6-5 receives the inverted pulse of the VCO output through the inverter 6-6, the flip-flop 6-5
Is output as shown in FIG. 9 (d). 9 (c) (d)
As is apparent from the above, each flip-flop 6-4 of the shifter,
6-5 are pulses whose phases are shifted by 90 °,
And the pulse of the frequency of 1/2 of the input pulse is transmitted. Therefore, when the VCO frequency is twice the strongest resonance frequency as described above, the flip flops of the shifter send pulses to the output circuits 7 and 8 at the above resonance frequencies and 90 ° in phase. .
該出力回路は入力パルスをコイル10,11に伝えるもので
あり、その詳細な説明は省略するが、該出力回路を介し
たパルスがコイル10,11に伝わり、コイル10,11、電極１
−1,1−2,1−４の作用にて該パルスと同一の周波数及び
位相を有する正弦波（第２図示）が電極１−1,1−２に
印加されることとなりSSMが上記共振周波数で駆動され
る。The output circuit transmits an input pulse to the coils 10 and 11, and a detailed description thereof will be omitted. However, the pulse via the output circuit is transmitted to the coils 10 and 11, and the coils 10 and 11 and the electrode 1
Due to the action of -1,1-2,1-4, a sine wave (shown in FIG. 2) having the same frequency and phase as the pulse is applied to the electrodes 1-1 and 1-2, and the SSM causes the resonance. Driven by frequency.
〈効果〉 以上、詳述の如く、本発明に係る超音波モーターの駆動
回路にあってはモニター用電極の出力信号と駆動用周波
電圧との位相差関係が常に共振状態を表わす位相差関係
となる様に駆動用周波電圧の周波数を決定しているの
で、超音波モーターを極めて簡単な構成にて常に共振状
態に駆動出来るものであり、かつ、モニター信号とエネ
ルギー変換素子に直接印加される駆動用周波電圧との位
相差をデジタル処理にて実行させるために、モニター信
号及びインダクタンス手段の出力をパルス化したもので
あるので、高精度でモーターを共振駆動させることが可
能となるものである。<Effect> As described above in detail, in the ultrasonic motor drive circuit according to the present invention, the phase difference relationship between the output signal of the monitor electrode and the drive frequency voltage is a phase difference relationship that always represents a resonance state. Since the frequency of the driving frequency voltage is determined so that it is possible to drive the ultrasonic motor to the resonance state at all times with an extremely simple configuration, and the drive applied directly to the monitor signal and the energy conversion element. Since the monitor signal and the output of the inductance means are pulsed in order to execute the phase difference with the working frequency voltage by digital processing, the motor can be resonantly driven with high accuracy.
又、本実施例ではVCOからの出力を直接フリツプフロツ
プ６−４に伝えると共にインバーター６−６を介してフ
リツプフロツプ６−５に伝えているか、フリツプフロツ
プ６−５を立上り信号に同期してその出力を反転させる
様にした場合には上記インバーター６−６を設ける必要
がない。Further, in this embodiment, the output from the VCO is directly transmitted to the flip-flop 6-4 and is also transmitted to the flip-flop 6-5 through the inverter 6-6, or the flip-flop 6-5 is inverted in synchronization with the rising signal. In such a case, it is not necessary to provide the inverter 6-6.
又、VCOからの出力パルスをバイナリーカウンターで分
周し、分周出力のロジツクを取ることにて上記VCO出力
パルスのうち奇数のパルス列と偶数のパルス列を得、こ
れらのパルス列をそれぞれフリツプフロツプ６−4,6−
５に伝える様にしてもシフター６から90°位相の異なる
パルスを得ることが出来る。Also, the output pulse from the VCO is divided by a binary counter, and the divided output logic is taken to obtain an odd-numbered pulse train and an even-numbered pulse train of the above VCO output pulse. These pulse trains are flip-flop 6-4 respectively. , 6-
Even if it is transmitted to 5, it is possible to obtain a pulse having a 90 ° phase difference from the shifter 6.
又、VCO出力パルスの一周の整数倍ごとにフリツプフロ
ツプ６−４の出力を反転させると共に上記整数倍の周期
に対する半周期におけるVCO出力の変化信号によりフリ
ツプフロツプ６−５の出力を反転する様にして90°位相
の異なる信号を得ることが出来るものであり、この回路
もVCO出力を分周した上ロジツクを取ることにて実現出
来るものである。In addition, the output of the flip-flop 6-5 is inverted at every integer multiple of one cycle of the VCO output pulse, and the output of the flip-flop 6-5 is inverted by the change signal of the VCO output in the half cycle with respect to the cycle of the integer multiple. ° It is possible to obtain signals with different phases, and this circuit can also be realized by dividing the VCO output and taking the logic.
又、実施例では電極１−１と電極１−３は90°づれた位
置に配しているが、電極１−３を電極１−１に対して任
意の位置（例えばθ°ずれた位置）に配した場合におけ
る共振状態での電極１−１と電極１−３との波形の位相
差もθ°となるため、フエーイズコンパレーターの入力
波形の差がθ°となる様制御し電極１−1,1−２への駆
動周波数を調定すれば良いものである。Further, in the embodiment, the electrode 1-1 and the electrode 1-3 are arranged at a position offset by 90 °, but the electrode 1-3 is located at an arbitrary position (for example, a position offset by θ °) with respect to the electrode 1-1. Since the phase difference between the waveforms of the electrode 1-1 and the electrode 1-3 in the resonance state in the case of the arrangement is also θ °, the phase difference between the input waveforms of the phase comparator is controlled to be θ °. It suffices to adjust the drive frequency to -1, 1-2.
第１図は超音波モーターの固定子の電極形状を示す説明
図、第２図（ａ），（ｂ）は超音波モーターの駆動波形
及び出力波形を示す波形図、第３図は本発明に係る超音
波モーターの一実施例を示すブロツク図、第４図は第３
図示のコンパレーター12の構成を示すブロツク図、第５
図（ａ），（ｂ），（ｃ）はコンパレーター12の動作を
説明するための波形図、第６図（ａ），（ｂ），
（ｃ），（ｄ），（ｅ）は第３図示の回路の動作を説明
する波形図、第７図はモーターの特性を示す特性図、第
８図は第３図示のモーターの具体的構成を示す回路図、
第９図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は第８図のシフ
ターの動作を説明する波形図である。 ５……VCO ６……シフター 2,16……コンパレーター 12……フエーイズコンパレーター。FIG. 1 is an explanatory diagram showing the electrode shape of the stator of the ultrasonic motor, FIGS. 2 (a) and 2 (b) are waveform diagrams showing the driving waveform and the output waveform of the ultrasonic motor, and FIG. 3 is the present invention. A block diagram showing one embodiment of such an ultrasonic motor, and FIG.
Block diagram showing the configuration of the illustrated comparator 12, fifth
FIGS. 6A, 6B, 6C are waveform diagrams for explaining the operation of the comparator 12, and FIGS.
(C), (d), and (e) are waveform diagrams for explaining the operation of the circuit shown in FIG. 3, FIG. 7 is a characteristic diagram showing characteristics of the motor, and FIG. 8 is a specific configuration of the motor shown in FIG. Circuit diagram,
9 (a), (b), (c), and (d) are waveform diagrams for explaining the operation of the shifter shown in FIG. 5 …… VCO 6 …… Shifter 2,16 …… Comparator 12 …… Phase comparator.
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−251490（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−30972（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−35621（ＪＰ，Ａ) 電気学会論文誌99巻Ｂ分冊５号、電気学 会、昭和54年５月Ｐ．73（通頁345)Front Page Continuation (56) References JP-A-61-251490 (JP, A) JP-A-61-30972 (JP, A) JP-A-52-35621 (JP, A) Transactions of the Institute of Electrical Engineers, Volume 99, Volume B No. 5, Electrical Society, May 1979, p. 73 (page 345)
Claims (1)
−機械エネルギー変換素子部を配し、該素子部に互いに
位相の異なる周波電圧を印加することで振動波を形成さ
せ、該振動波を駆動力とする超音波モーター装置におい
て、 前記周波電圧として、位相の異なるパルス電圧を形成す
るパルス電圧形成回路を設け、該パルス電圧をそれぞれ
インダクタンス手段を介して第１及び第２の電極に印加
し、該第１及び第２の電極を介して第１及び第２の電気
−機械エネルギー変換素子部に位相の異なる周波電圧を
印加するとともに、前記振動体の振動状態に応じた周波
電圧を形成する振動検出用機械−電気エネルギー変換素
子を前記振動体に配し、更に前記第１の電極に印加され
る周波電圧波形及び振動検出用機械−電気エネルギー変
換素子に発生する周波電圧波形を整形しそれぞれパルス
信号に変換するパルス信号形成回路と、該変換されたそ
れぞれのパルス信号の信号エッヂを比較する比較回路
と、該比較出力に基づいて前記パルス電圧形成回路から
のパルス電圧の周波数を規制する規制回路とを設けたこ
とを特徴とする超音波モーター装置。1. A first and a second electro-mechanical energy conversion element section are arranged at different positions of a vibrating body, and a vibration wave is formed by applying frequency voltages having different phases to the element section, In an ultrasonic motor device using an oscillating wave as a driving force, a pulse voltage forming circuit that forms pulse voltages having different phases as the frequency voltage is provided, and the pulse voltages are respectively supplied to the first and second electrodes via inductance means. To the first and second electro-mechanical energy conversion element parts through the first and second electrodes, and the frequency voltage according to the vibration state of the vibrating body. A mechanical-electrical energy conversion element for vibration detection is formed on the vibrating body, and a frequency voltage waveform applied to the first electrode and a mechanical-electrical energy conversion element for vibration detection are generated. A pulse signal forming circuit for shaping the frequency voltage waveform to be converted into a pulse signal, a comparing circuit for comparing the signal edges of the converted pulse signals, and a pulse voltage forming circuit based on the comparison output. An ultrasonic motor device comprising: a regulating circuit for regulating the frequency of a pulse voltage.
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| FR868614013A FR2593003B1 (en) | 1985-10-09 | 1986-10-08 | VIBRATORY WAVE MOTOR AND ITS CONTROL CIRCUIT. |
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1986
- 1986-01-17 JP JP61008626A patent/JPH072026B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電気学会論文誌９９巻Ｂ分冊５号、電気学会、昭和５４年５月Ｐ．７３（通頁３４５） |
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