JPH07202518A - Wiring for high frequency signal transmission - Google Patents
Wiring for high frequency signal transmissionInfo
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- JPH07202518A JPH07202518A JP5338217A JP33821793A JPH07202518A JP H07202518 A JPH07202518 A JP H07202518A JP 5338217 A JP5338217 A JP 5338217A JP 33821793 A JP33821793 A JP 33821793A JP H07202518 A JPH07202518 A JP H07202518A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電子機器の配線基板等
に用いられ、配線導体または信号用導体等に高周波信号
の伝送によって誘起される発生電圧（ΔＩ／ΔＴノイ
ズ）、平行配線導体に生ずるクロストークノイズ、配線
導体中のインダクタンス変化等で特性インピーダンスの
変化した点で生ずる反射ノイズ、及び導体の接続される
コンデンサ或いは抵抗等で反射されて生じるノイズ等
を、低減する高周波信号伝送用配線に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is applied to a wiring board of an electronic device and the like, and is applied to a wiring conductor, a signal conductor, etc., generated voltage (ΔI / ΔT noise) induced by transmission of a high frequency signal, and a parallel wiring conductor Wiring for high-frequency signal transmission that reduces crosstalk noise that occurs, reflection noise that occurs when the characteristic impedance changes due to inductance changes in wiring conductors, and noise that is reflected by capacitors or resistors connected to conductors It is about.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、このような電気的ノイズに関して
は、種々の文献が発行されており、例えば、次の文献
１，２，３に示される文献がある。各文献１，２は、ク
ロストークノイズ、反射ノイズについてそれぞれ議論
し、文献３は、同時スイッチング・ノイズの項でΔＩ／
ΔＴノイズを議論している。 文献１；トランジスタ技術Ｓｐｅｃｉａｌ、［２２］
（1991-11 ）ＣＱ出版、高木治夫著“クロストークの研
究”p.84-98 文献２；トランジスタ技術Ｓｐｅｃｉａｌ、［２２］
（1991-11 ）ＣＱ出版、小川和彦 他著“反射の研究”
p.73-78 文献３；トランジスタ技術Ｓｐｅｃｉａｌ、［２２］
（1991-11 ）ＣＱ出版、小川和彦著“高速ロジックにお
ける同時スイッチング・ノイズの解析”p.46-47 即ち、クロストークの低減対策として、一般に、誘電率
の低い基板を用い、信号線間の平行距離を大きく設計
し、平行信号線間の距離を大きくとり、さらにパルスの
立ち上がり及び立ち下がりをなるべく緩やかに行う等の
対策が、考えられている。反射ノイズの低減対策は、終
端の抵抗値を配線の特性インピーダンスになるべく合わ
せることである。また、ΔＩ／ΔＴノイズ低減対策とし
ては、大きな電流を短時間に流さないことが必要とされ
ている。2. Description of the Related Art Conventionally, various documents have been published regarding such electrical noise, for example, the documents shown in the following documents 1, 2, and 3. References 1 and 2 discuss crosstalk noise and reflection noise, respectively, and Reference 3 describes ΔI / in terms of simultaneous switching noise.
Discussing ΔT noise. Reference 1: Transistor Technology Special, [22]
(1991-11) CQ Publishing, Harukio Takagi, "Study of Crosstalk" p.84-98 Reference 2; Transistor Technology Special, [22]
(1991-11) CQ Publishing, Kazuhiko Ogawa et al. "Research on reflection"
p.73-78 Reference 3; Transistor Technology Special, [22]
(1991-11) CQ Publishing, Kazuhiko Ogawa, “Analysis of Simultaneous Switching Noise in High-speed Logic” p.46-47 That is, as a measure to reduce crosstalk, generally, a substrate with a low dielectric constant is used and signal lines are Measures such as designing a large parallel distance, increasing the distance between the parallel signal lines, and making the rising and falling of the pulse as gentle as possible have been considered. The measure to reduce the reflected noise is to match the resistance value of the terminal end to the characteristic impedance of the wiring as much as possible. Further, as a measure for reducing ΔI / ΔT noise, it is necessary to prevent a large current from flowing in a short time.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
高周波信号伝送用配線におけるノイズ低減対策には、次
のような課題があった。 （１）クロストークに関する対策では、信号線間の距離
を大きくとり、かつ伝送距離を短くする必要があるが、
これらは設計側への要求であって、平行に長距離配線を
せざるを得ない場合等、設計側における自由度を著しく
低減するものである。また、最近の機器の多用性から信
号の立ち上がり及び立ち下がりの短いパルスが、多く用
いられている。このようなパルスに対して、誘電率の低
い方が、好ましいかどうかは、検討の必要がある。 （２）反射ノイズの低減対策に関しては、配線の終端に
終端抵抗、ダイオード等を設置するのがよいされてい
る。ところが、ＣＭＯＳ（コンプリメンタリ電界効果ト
ランジスタ）系は、ＥＣＬ（エミッタカップルドロジッ
ク）系の素子とは異なり、終端は本質的にコンデンサで
あるので、終端抵抗設置の方法が適用できない。また、
他の素子を設置して反射を低減できても、価格が上昇す
ることになる。 （３）ΔＩ／ΔＴノイズでは、大きな電流を瞬時に流し
ても、配線導体、グランド層等に電圧変動を生じさせな
いことが肝要であるが、従来の技術では、全く対応がと
れていない。即ち、素子サイドからの要求どおり素子を
駆動しても、電圧変動の発生しない対策が必要である。
また、配線導体そのものによっても、ノイズは発生す
る。とくに、配線幅に変動がある場所等で特性インピー
ダンスの変動によって反射が生じる。これに対する対策
も実用上極めて重要である。本発明は前記従来技術が持
っていた課題として、根本的にノイズの発生を低減する
ことが困難であり、実際には、発生したノイズについて
対策を講じている点について解決をした高周波信号伝送
用配線を提供するものである。However, the conventional noise reduction measures in the high-frequency signal transmission wiring have the following problems. (1) As measures against crosstalk, it is necessary to increase the distance between signal lines and shorten the transmission distance.
These are requirements for the design side, and significantly reduce the degree of freedom on the design side in the case where parallel wiring is inevitable. Also, due to the recent versatility of equipment, short rising and falling pulses of a signal are often used. It is necessary to examine whether or not a lower dielectric constant is preferable for such a pulse. (2) As a measure for reducing the reflection noise, it is recommended to install a terminating resistor, a diode or the like at the end of the wiring. However, a CMOS (complementary field effect transistor) system is different from an ECL (emitter coupled logic) system element in that the termination is essentially a capacitor, and therefore the method of installing a termination resistance cannot be applied. Also,
Even if other elements can be installed to reduce reflection, the price will increase. (3) With ΔI / ΔT noise, it is essential that voltage fluctuations do not occur in the wiring conductors, the ground layer, and the like even when a large current is instantaneously applied, but the conventional techniques have not taken any measures. That is, even if the element is driven as requested from the element side, it is necessary to take measures to prevent voltage fluctuation.
Noise is also generated by the wiring conductor itself. In particular, reflection occurs due to a change in characteristic impedance at a place where the wiring width changes. Countermeasures against this are also extremely important in practical use. The present invention has a problem that it is difficult to fundamentally reduce the generation of noise as a problem that the above-mentioned prior art has. In fact, for high-frequency signal transmission, which is solved in that measures are taken for the generated noise. Wiring is provided.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】第１の発明は、前記課題
を解決するために、放射する電気力線と磁力線または受
信する電気力線と磁力線を低減する誘電体で全周または
一部を覆われた信号線を高周波信号伝送用配線に備えて
いる。第２の発明は、第１の発明における前記誘電体
を、前記信号線の表面が酸化して形成している。第３の
発明は、反射波により生ずる電気力線及び磁力線を低減
する誘電体で全周または一部を覆われた信号線を高周波
信号伝送用配線に備えている。第４の発明は、高周波信
号伝送用配線において、接地層の電位変動によって生じ
る電気力線及び磁力線を低減する誘電体を該接地層と信
号線との間に備えている。In order to solve the above-mentioned problems, a first aspect of the present invention is to radiate electric force lines and magnetic force lines or receive electric force lines and a dielectric material for reducing the electric force lines and the whole circumference or a part thereof. The covered signal line is provided for the high-frequency signal transmission wiring. In a second aspect of the invention, the surface of the signal line is oxidized to form the dielectric in the first aspect. According to a third aspect of the present invention, the high-frequency signal transmission wiring is provided with a signal line whose entire circumference or part is covered with a dielectric material that reduces electric lines of force and magnetic lines of force generated by reflected waves. According to a fourth aspect of the present invention, in the high-frequency signal transmission wiring, a dielectric that reduces electric lines of force and magnetic lines of force caused by potential fluctuations of the ground layer is provided between the ground layer and the signal line.
【０００５】[0005]
【作用】第１の発明によれば、以上のように高周波信号
伝送用配線を構成したので、誘電体は、信号線に高周波
信号が流されたとき発生する電気力線と磁力線を低減
し、例えば、近隣の信号線に対する電気力線と磁力線に
よる影響を低減する。また、近隣の信号線で発生された
電気力線と磁力線による影響を低減する。第２の発明に
よれば、信号線の表面が例えば陽極酸化または熱酸化に
より酸化して形成された誘電体は、信号線に高周波信号
が流されたとき発生する電気力線と磁力線を低減し、例
えば、近隣の信号線に対する電気力線と磁力線による影
響を低減する。また、近隣の信号線で発生された電気力
線と磁力線による影響を低減する。第３の発明によれ
ば、誘電体は、反射波により生ずる電気力線及び磁力線
を低減する。第４の発明によれば、誘電体は、接地層の
電位変動によって生じる電気力線及び磁力線を低減す
る。従って、前記課題を解決できるのである。According to the first aspect of the invention, since the high-frequency signal transmission wiring is configured as described above, the dielectric reduces lines of electric force and lines of magnetic force generated when a high-frequency signal is passed through the signal line, For example, the influence of electric lines of force and magnetic lines of force on neighboring signal lines is reduced. Further, the influence of the lines of electric force and the lines of magnetic force generated in the neighboring signal lines is reduced. According to the second invention, the dielectric formed by oxidizing the surface of the signal line by, for example, anodic oxidation or thermal oxidation reduces the lines of electric force and the lines of magnetic force generated when a high frequency signal is passed through the signal line. For example, the influence of electric lines of force and magnetic lines of force on neighboring signal lines is reduced. Further, the influence of the lines of electric force and the lines of magnetic force generated in the neighboring signal lines is reduced. According to the third invention, the dielectric reduces lines of electric force and lines of magnetic force generated by the reflected wave. According to the fourth aspect of the invention, the dielectric reduces lines of electric force and lines of magnetic force generated by potential fluctuations of the ground layer. Therefore, the above problem can be solved.
【０００６】[0006]
【実施例】本発明は、ノイズの発生する場所において、
電気導体の全体或いは１部を囲む誘電体の誘電率を大き
くすることによって該電気導体から発生する電気力線及
び磁力線を低減し、その電気力線及び磁力線に因って誘
起される電圧（ノイズ）を低減する。よく知られている
ように空間を伝搬する電磁波、及び導体と接地層間を伝
搬する電磁波（ストリップラインを伝搬する電気信号）
等において、電気エネルギーである信号は、電気力線及
び磁力線に交互に変換されながら伝搬する。例えば、電
気力線の減衰過程で、これに呼応して磁力線が発生す
る。ここで、電気力線は、伝搬する空間の誘電率に反比
例する。即ち、誘電率が大きいと発生する電気力線は減
少し、この見掛上減少した電磁波により、発生する電圧
は、その分低くなる。一方、伝搬する誘電体の透磁率が
変われば、これにより、磁力線の強度も変化し、電気力
線の場合と同様の効果を期待できる。通常、誘電体の透
磁率は、１に近いものが多いので本明細書では、透磁率
による実験確認は行わなかった。しかし、例としてΔＩ
／ΔＴノイズを考察すると、誘起するノイズ電圧ΔＶ
は、 ΔＶ＝ｄΦ／ｄｔ＝−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ で与えられる。ここで、Φは、発生する磁力線、Ｌはイ
ンダクタンス、ｉは磁力線Φによって発生する電流であ
る。そのため、発生する磁力線Φを低減できれば、ノイ
ズ電圧ΔＶも低減できる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention is applicable to a place where noise is generated.
By increasing the permittivity of the dielectric surrounding the whole or a part of the electric conductor, the lines of electric force and the lines of magnetic force generated from the electric conductor are reduced, and the voltage (noise) induced by the lines of electric force and the lines of magnetic force is reduced. ) Is reduced. As is well known, electromagnetic waves propagating in space and electromagnetic waves propagating between conductors and ground layers (electric signals propagating in strip lines)
Etc., a signal which is electric energy propagates while being alternately converted into electric force lines and magnetic force lines. For example, in the process of damping the lines of electric force, lines of magnetic force are generated in response to this. Here, the lines of electric force are inversely proportional to the permittivity of the propagating space. That is, when the permittivity is large, the lines of electric force generated are reduced, and the apparently reduced electromagnetic waves cause the generated voltage to be reduced accordingly. On the other hand, if the magnetic permeability of the propagating dielectric changes, the strength of the magnetic lines of force also changes, and the same effect as in the case of electric lines of force can be expected. In general, the magnetic permeability of the dielectric substance is often close to 1, and therefore, the experimental confirmation based on the magnetic permeability was not performed in this specification. However, as an example,
Considering / ΔT noise, induced noise voltage ΔV
Is given by ΔV = dΦ / dt = −L · di / dt. Here, Φ is a generated magnetic force line, L is an inductance, and i is a current generated by the magnetic force line Φ. Therefore, if the generated magnetic force lines Φ can be reduced, the noise voltage ΔV can also be reduced.
【０００７】第１の実施例 図１は、本発明の第１の実施例の高周波信号伝送用配線
の構造を示す斜視図であり、配線基板が示されている。
図１の高周波信号伝送用配線は、接地層用の銅箔１と、
銅箔１上に堆積された絶縁体２と、絶縁体２上に互いに
平行に形成された２本の信号用導体３ａ，３ｂと、各信
号線用導体３ａ，３ｂのそれぞれを覆うように塗布され
た高誘電体層４とを有している。この配線は、例えば電
子装置間等に設置され、各信号線用導体３を介して、高
周波信号が伝搬される。高誘電体層４は、高周波信号伝
送時に発生する電気力線と磁力線を低減し、各信号線用
導体３ａ，３ｂ間のクロストークを低減する。図２は、
図１の効果確認用の試料の構造を示す斜視図である。こ
の試料は、接地層用銅箔１１と、銅箔１１上にその銅箔
１１と接触して形成された例えば誘電率４．８の誘電体
で構成された絶縁層１２と、２本の信号伝送用導体１３
ａ，１３ｂとを、備えている。この試料は、通常のエポ
キシ系のプリント基板ＦＲ−４で形成され、試料の長さ
Ｌ0 は５６mmである。各信号伝送用導体１３ａ，１３ｂ
の厚みは、それぞれ１８μｍであり、各信号線用導体１
３ａ，１３ｂは、互いに平行に誘電体１２上に配置され
ている。また、各信号線用導体１３ａ，１３ｂの幅Ｗ
は、それぞれ８０μｍである。つまり、この試料の特性
インピーダンスが、５０Ωになるように設計されてい
る。また、図２において、破線で示された部分は誘電率
９．０の樹脂層１４であり、樹脂層１４として北陸塗料
（株）社製のＸＳＨ9101の樹脂が、用いられている。空
気の誘電率は１であるので、樹脂相１４の存在により、
信号線用導体１３ａ，１３ｂ間の見掛上の誘電率は、結
果的に大きくなる。そのため、出願人等は、図２の試料
に対して樹脂層１４が存在するときと存在しないときと
で各クロストークを比較し、誘電率の大小による図１の
効果を確認した。 First Embodiment FIG. 1 is a perspective view showing the structure of a high-frequency signal transmission wiring according to a first embodiment of the present invention, showing a wiring board.
The high-frequency signal transmission wiring in FIG. 1 includes a copper foil 1 for a ground layer,
The insulator 2 deposited on the copper foil 1, the two signal conductors 3a and 3b formed on the insulator 2 in parallel to each other, and the signal line conductors 3a and 3b are coated so as to cover the conductors 3a and 3b, respectively. And the high dielectric layer 4 is formed. This wiring is installed, for example, between electronic devices, and a high-frequency signal is propagated through each signal line conductor 3. The high dielectric layer 4 reduces lines of electric force and lines of magnetic force generated during high frequency signal transmission, and reduces crosstalk between the conductors 3a and 3b for signal lines. Figure 2
It is a perspective view which shows the structure of the sample for effect confirmation of FIG. This sample includes a ground layer copper foil 11, an insulating layer 12 formed on the copper foil 11 in contact with the copper foil 11, for example, a dielectric having a dielectric constant of 4.8, and two signals. Transmission conductor 13
a and 13b are provided. This sample is formed of a normal epoxy printed circuit board FR-4, and the sample length L 0 is 56 mm. Each signal transmission conductor 13a, 13b
Each has a thickness of 18 μm, and each signal line conductor 1
3a and 13b are arranged on the dielectric 12 in parallel with each other. In addition, the width W of each signal line conductor 13a, 13b
Are 80 μm, respectively. That is, the characteristic impedance of this sample is designed to be 50Ω. Further, in FIG. 2, a portion indicated by a broken line is a resin layer 14 having a dielectric constant of 9.0, and the resin of XSH9101 manufactured by Hokuriku Paint Co., Ltd. is used as the resin layer 14. Since the dielectric constant of air is 1, the presence of the resin phase 14 causes
As a result, the apparent dielectric constant between the signal line conductors 13a and 13b becomes large. Therefore, the applicants compared the crosstalks of the sample of FIG. 2 with and without the resin layer 14, and confirmed the effect of FIG. 1 depending on the magnitude of the dielectric constant.
【０００８】図３は、クロストーク測定用のセットアッ
プを示す図であり、図２の試料に対する遠端、及び近端
のクロストーク測定の概略が、それぞれ図３の（ａ）及
び（ｂ）に示されている。各信号線用導体１３ａ，１３
ｂは、それぞれ５１Ωの終端抵抗で終端され、遠端及び
近端のクロストーク測定の測定には、ヒューレットパッ
カード社製ネットワークアナライザHP85107Aが、使用さ
れた。図４は、各信号線用導体１３ａ，１３ｂの間隔Ｄ
が０．１７mmの場合に測定された遠端のクロストーク測
定結果を示す図である。図４の（ａ）は、樹脂層１４が
被着された場合を示し、（ｂ）は樹脂層１４の存在しな
い場合を示している。図４の測定結果から明らかなよう
に、樹脂層１４のが存在した場合に誘起されるクロスト
ーク電圧は著しく低減し、３ＧＨｚでは、ほぼ１／２近
くまで低減される。さらに、異なる配線状況を想定して
同様の実験を行ったが、同じ傾向を示す結果となった。
図５は、各信号線用導体１３ａ，１３ｂの間隔Ｄが０．
１５mmの場合に測定された図３の近端のクロストーク測
定結果を示す図である。図５において、６００ＭＨｚ近
辺では、樹脂層１４の無い方のクロストーク電圧が、僅
かに低い。しかしながら、３ＧＨｚでは逆に僅かに、樹
脂層１４のある方が低くなっている。以上のことから、
図１の高周波信号伝送用配線において、高誘電体４の誘
電率を大きくすれば、高速の立ち上がりおよび高速の立
ち下がりのパルス信号に対してクロストーク電圧を軽減
することができる。FIG. 3 is a diagram showing a setup for crosstalk measurement. An outline of the far-end and near-end crosstalk measurement for the sample of FIG. 2 is shown in FIGS. 3 (a) and 3 (b), respectively. It is shown. Each signal line conductor 13a, 13
b is terminated by a terminating resistance of 51Ω, and a network analyzer HP85107A manufactured by Hewlett-Packard Co. was used for the measurement of the crosstalk measurement at the far end and the near end. FIG. 4 shows the distance D between the signal line conductors 13a and 13b.
It is a figure which shows the crosstalk measurement result of the far end measured when is 0.17 mm. 4A shows the case where the resin layer 14 is adhered, and FIG. 4B shows the case where the resin layer 14 does not exist. As is clear from the measurement result of FIG. 4, the crosstalk voltage induced in the presence of the resin layer 14 is remarkably reduced, and is reduced to nearly 1/2 at 3 GHz. Furthermore, similar experiments were conducted assuming different wiring conditions, but the results showed the same tendency.
In FIG. 5, the distance D between the signal line conductors 13a and 13b is 0.
It is a figure which shows the crosstalk measurement result of the near end of FIG. 3 measured in case of 15 mm. In FIG. 5, near 600 MHz, the crosstalk voltage without the resin layer 14 is slightly low. However, at 3 GHz, on the contrary, the presence of the resin layer 14 is slightly lower. From the above,
In the high-frequency signal transmission wiring of FIG. 1, if the dielectric constant of the high dielectric material 4 is increased, the crosstalk voltage can be reduced with respect to the pulse signal of high speed rising and high speed falling.
【０００９】第２の実施例 図６は、本発明の第２の実施例の高周波信号伝送用配線
の構造を示す斜視図である。図６の高周波信号伝送用配
線は、図１と同様に、接地層用の銅箔１と、銅箔１上に
堆積形成された絶縁層２と絶縁層２上に互いに平行に形
成された２本の信号線用導体３ａ，３ｂとを、有してい
る。各信号線用導体３ａ，３ｂは、高誘電体２１ａ，２
１ｂで、それぞれ側面と上部が囲われている。第１の実
施例のように、塗布によって高誘電体材料を各信号線用
導体３ａ，３ｂの周囲に配置することは容易であるが、
通常、塗布後にべーキングを必要とする等のデメリット
もある。図６中の各信号線用導体３ａ，３ｂは、例え
ば、アルミニウムとし、高誘電体２１ａ，２１ｂは、信
号線用導体３ａ，３ｂの表面が、陽極酸化によって形成
されたアルミナとする。このアルミナは、誘電率が高
く、特に遠端のクロストークの低減に効果がある。ま
た、信号線用導体３ａ，３ｂをアルミニウムよりも伝導
率の低いβ−Ｔａ（タンタル）で構成し、高誘電体２１
ａ，２１ｂを、それらの表面を陽極酸化したＴａ2 Ｏ3
としたところ、さらに、遠端のクロストークの低減に効
果のある高周波信号伝送用配線を実現できた。即ち、各
高誘電体２１ａ，２１ｂは、高周波信号伝送時に発生す
る電気力線と磁力線を低減し、各信号線用導体３ａ，３
ｂ間のクロストークを低減する。 Second Embodiment FIG. 6 is a perspective view showing the structure of the high-frequency signal transmission wiring according to the second embodiment of the present invention. Similar to FIG. 1, the high-frequency signal transmission wiring of FIG. 6 has a copper foil 1 for a ground layer, an insulating layer 2 deposited on the copper foil 1, and a wiring 2 formed on the insulating layer 2 in parallel with each other. It has the signal line conductors 3a and 3b. The signal line conductors 3a and 3b are made of high dielectric materials 21a and 2b.
1b encloses the sides and top, respectively. Although it is easy to dispose the high dielectric material around each of the signal line conductors 3a and 3b by coating as in the first embodiment,
Usually, there is a demerit that baking is required after coating. The signal line conductors 3a and 3b in FIG. 6 are made of, for example, aluminum, and the high dielectric substances 21a and 21b are made of alumina in which the surfaces of the signal line conductors 3a and 3b are formed by anodic oxidation. This alumina has a high dielectric constant and is particularly effective in reducing crosstalk at the far end. Further, the signal line conductors 3a and 3b are made of β-Ta (tantalum) having a lower conductivity than aluminum, and the high dielectric material 21 is used.
a and 21b are Ta 2 O 3 whose surfaces are anodized.
As a result, it was possible to realize a high-frequency signal transmission wiring that is effective in reducing crosstalk at the far end. That is, the high dielectrics 21a and 21b reduce the lines of electric force and lines of magnetic force generated during high frequency signal transmission, and the conductors 3a and 3 for signal lines are reduced.
Crosstalk between b is reduced.
【００１０】第３の実施例 図７は、本発明の第３の実施例の高周波信号伝送用配線
を示す斜視図である。この高周波信号伝送用配線は、マ
イクロストリップラインであり、第１の実施例と同様の
接地層用の銅箔１と、銅箔１上に堆積形成された例えば
誘電率４．８の誘電体で構成された絶縁層２とを有して
いる。絶縁層２上には信号線３１が設置され、信号線３
１上には、信号反射によって発生する電気力線と磁力線
とを低減する高誘電体層３２が、塗布されている。図７
の高周波信号伝送用配線は、信号伝送時のインピーダン
ス不整合等で発生する反射ノイズを低減する図８は、図
７の反射を測定するセットアップの概略を示す図であ
る。この測定において、接地層用の銅箔１と信号線３１
とが終端素子３３で終端され、終端における反射による
影響が、ヒューレットパッカード社製ネットワークアナ
ライザHP85107Aで測定された。終端素子３３は、抵抗と
ＭＯＳコンデンサが用いられ、それぞれに対して１．５
mm厚で誘電率の９．０の高誘電体層３２が存在する場合
と無い場合とが比較された。 Third Embodiment FIG. 7 is a perspective view showing a high frequency signal transmission wiring according to a third embodiment of the present invention. This high-frequency signal transmission wiring is a microstrip line, and is composed of the same copper foil 1 for the ground layer as in the first embodiment, and a dielectric material having a dielectric constant of 4.8, for example, deposited and formed on the copper foil 1. It has the comprised insulating layer 2. The signal line 31 is installed on the insulating layer 2, and the signal line 3
A high-dielectric layer 32 that reduces the lines of electric force and the lines of magnetic force generated by signal reflection is coated on the surface 1. Figure 7
The high-frequency signal transmission wiring reduces the reflection noise that occurs due to impedance mismatch during signal transmission. FIG. 8 is a schematic view of the setup for measuring the reflection of FIG. In this measurement, the copper foil 1 for the ground layer and the signal line 31
And were terminated by the terminating element 33, and the influence of reflection at the termination was measured by a network analyzer HP85107A manufactured by Hewlett Packard. As the terminating element 33, a resistor and a MOS capacitor are used.
The presence and absence of the high dielectric layer 32 having a thickness of mm and a dielectric constant of 9.0 were compared.
【００１１】図９は、終端素子がコンデンサの場合の反
射の測定結果を示す図である。図９の横軸は、ネットワ
ークアナライザから測定用信号が発射されてからの経過
時間を示し、縦軸は各時間における反射強度を任意スケ
ールで示している。横軸に示したＡ点は、ケーブルとマ
イクロストリップラインとの接続点である。破線は、終
端素子３３が１８０pFのコンデンサの場合を示し、実線
は９０pFのコンデンサの場合の反射波の大きさを示して
いる。実線上の点Ｂ−１は、高誘電体３２が被着されて
いない場合の終端での反射点、点Ｂ−２はマイクロスト
リップライン及びコンデンサを高誘電体層３２で被着し
た場合の反射点を示している。点Ｂ−１に比べ、点Ｂ−
２までの到達時間が長いのは、誘電率が高くなったため
である。測定目盛りによると９０pFのコンデンサで終端
した場合、反射強度は高誘電体層３２を被着することに
より、６５％にまで減少している。破線上の点Ｃ−１
は、高誘電体３２が被着されていない場合の終端での反
射点、点Ｃ−２はマイクロストリップライン及びコンデ
ンサを高誘電体層３２で被着した場合の反射点を示して
いる。１８０pFのコンデンサで終端した場合、反射強度
は高誘電体層３２を被着することにより、６６％にまで
減少している。また、図示していないが、６０pFのコン
デンサで終端した場合にも、反射強度は高誘電体層３２
を被着することにより、６９％にまで減少していた。FIG. 9 is a diagram showing the measurement result of reflection when the terminating element is a capacitor. The horizontal axis of FIG. 9 shows the elapsed time after the measurement signal is emitted from the network analyzer, and the vertical axis shows the reflection intensity at each time on an arbitrary scale. The point A shown on the horizontal axis is a connection point between the cable and the microstrip line. The broken line shows the case where the terminating element 33 is a capacitor of 180 pF, and the solid line shows the magnitude of the reflected wave when the capacitor of 90 pF is used. A point B-1 on the solid line is a reflection point at the end when the high dielectric material 32 is not deposited, and a point B-2 is a reflection when the microstrip line and the capacitor are coated with the high dielectric layer 32. Shows the points. Compared to point B-1, point B-
The reason why it takes a long time to reach 2 is that the dielectric constant has increased. According to the measurement scale, when terminated with a 90 pF capacitor, the reflection intensity is reduced to 65% by applying the high dielectric layer 32. Point C-1 on the broken line
Indicates a reflection point at the end when the high dielectric 32 is not applied, and point C-2 indicates a reflection point when the microstrip line and the capacitor are applied by the high dielectric layer 32. When terminated with a 180 pF capacitor, the reflection intensity is reduced to 66% by applying the high dielectric layer 32. Also, although not shown, the reflection intensity is high even when terminated with a 60 pF capacitor.
It was reduced to 69%.
【００１２】図１０は、終端素子が抵抗の場合の反射の
測定結果を示す図である。図１０の横軸は、ネットワー
クアナライザから測定用信号が発射されてからの経過時
間を示し、縦軸は各時間における反射強度を任意スケー
ルで示している。横軸に示したＡ点は、ケーブルとマイ
クロストリップラインとの接続点である。破線は、高誘
電体層３２を被着しない場合の反射強度を示し、実線は
被着した場合の反射強度を示している。実線上の点Ｂ−
１は、高誘電体３２が被着されいない場合の終端での反
射点、破線上のＢ−２はマイクロストリップライン及び
コンデンサを高誘電体層３２で被着した場合の反射点を
示している。高誘電体層３２を被着することで、反射強
度は、３１％減少している。終端素子３３が抵抗の場
合、接地層１及びマイクロストリップライン間の電気力
線の量よりもマイクロストリップラインとの整合性が問
題となるので、図１０の結果は参考にしかならないが、
終端素子３３がコンデンサの場合、マイクロストリップ
ラインの周囲の誘電体の誘電率が大きいと反射に対する
効果が、有意義である。FIG. 10 is a diagram showing the measurement result of reflection when the terminating element is a resistor. The horizontal axis of FIG. 10 shows the elapsed time after the measurement signal is emitted from the network analyzer, and the vertical axis shows the reflection intensity at each time on an arbitrary scale. The point A shown on the horizontal axis is a connection point between the cable and the microstrip line. The broken line shows the reflection intensity when the high dielectric layer 32 is not applied, and the solid line shows the reflection intensity when the high dielectric layer 32 is applied. Point B- on the solid line
Reference numeral 1 indicates a reflection point at the end when the high dielectric material 32 is not applied, and B-2 on the broken line indicates a reflection point when the microstrip line and the capacitor are applied on the high dielectric material layer 32. . By applying the high dielectric layer 32, the reflection intensity is reduced by 31%. If the terminating element 33 is a resistor, the matching with the microstrip line becomes more important than the amount of electric lines of force between the ground layer 1 and the microstrip line, so the results in FIG.
When the terminating element 33 is a capacitor, the effect on reflection is significant if the dielectric constant of the dielectric material around the microstrip line is large.
【００１３】また、終端でないマイクロストリップライ
ン途中で発生する反射に対する効果を確認ために、信号
線の形状を変えた場合の反射に対する効果も測定してい
る。図１１は、反射を起こす信号線の形状を示す図であ
り、図１１中のＷ，Ｗ−１，Ｗ−２は、それぞれ信号線
の幅を示している。反射測定のための試料は、幅がＷの
場合に特性インピーダンスが５０Ωとなるように設計さ
れたものを使用した。即ち、異なる誘電率について実験
を行ったので、その誘電率と厚さに応じて幅Ｗが設計さ
れた。異なる誘電率について幅Ｗ−１，Ｗ−２１の部分
での反射を測定したところ、誘電率が大きい程反射の量
が少ないことが観測された。図示はしないが、さらに他
の実施例について説明する。異なる誘電率を持つ誘電体
中で、特性インピーダンスを５０Ωに合わせた後、発生
するΔＩ／ΔＴノイズを評価したところ、誘電率が大き
いと発生する電圧が小さいことが確認できた。この手法
は、ワイヤボンドのインダクタンスを低減するにも効果
があった。また、接地層に接する誘電体の誘電率を大き
くすることで、接地層において生ずるグラウンドバウン
スを抑制することが、確認できた。Further, in order to confirm the effect on the reflection occurring in the middle of the microstrip line which is not the end, the effect on the reflection when the shape of the signal line is changed is also measured. FIG. 11 is a diagram showing the shape of signal lines that cause reflection, and W, W-1, and W-2 in FIG. 11 indicate the widths of the signal lines, respectively. As the sample for reflection measurement, a sample designed to have a characteristic impedance of 50Ω when the width is W was used. That is, since the experiment was conducted for different permittivities, the width W was designed according to the permittivity and the thickness. When the reflections at the widths W-1 and W-21 were measured for different dielectric constants, it was observed that the larger the dielectric constant, the smaller the amount of reflection. Although not shown, yet another embodiment will be described. After adjusting the characteristic impedance to 50Ω in dielectrics having different dielectric constants, the ΔI / ΔT noise generated was evaluated, and it was confirmed that the generated voltage was small when the dielectric constant was large. This method was also effective in reducing the wire bond inductance. It was also confirmed that the ground bounce generated in the ground layer was suppressed by increasing the dielectric constant of the dielectric material in contact with the ground layer.
【００１４】なお、本発明は、上記実施例に限定されず
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。 （１） 第１、第２の実施例で、信号線３ａ，３ｂの両
方が、高誘電率の物質で囲われているが、誘導側あるい
は被誘導側のいずれか一方の信号線を囲うことでも、ク
ロストークを低減する。 （２） 第１，第２の実施例では、信号線３ａ，３ｂの
上部及び側面が高誘電率の物質で囲われているが、全周
が囲まれる構造とした方が、より効果を発揮する。 （３） 第３の実施例では、信号３１の上側に高誘電体
が被着されているが、接地層と信号線３１の間に高誘電
体３２が備えられた構成としてもよく、また、そのよう
に構成としたほうが、反射或いはグランドバウンスに対
して、より効果を発揮する。 （４） 第１、第２及び第３の実施例で用いられた高誘
電体層４、３２の誘電率９．０でなくてもよく、誘電率
の高い方がよりノイズを低減する。The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made. The following are examples of such modifications. (1) In the first and second embodiments, both the signal lines 3a and 3b are surrounded by a substance having a high dielectric constant. However, it is necessary to surround either the induction side or the induced side signal line. However, it reduces crosstalk. (2) In the first and second embodiments, the upper and side surfaces of the signal lines 3a and 3b are surrounded by a substance having a high dielectric constant, but it is more effective if the entire circumference is surrounded. To do. (3) In the third embodiment, the high dielectric is applied to the upper side of the signal 31, but the high dielectric 32 may be provided between the ground layer and the signal line 31. Such a structure is more effective against reflection or ground bounce. (4) The dielectric constants of the high-dielectric layers 4 and 32 used in the first, second, and third embodiments may not be 9.0, and the higher the dielectric constant, the more noise is reduced.
【００１５】[0015]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、電気力線と磁力線を低減する誘電体を信号線
の周囲或いは一部に備えているので、該誘電体の誘電率
を高くすると、放射する電磁波或いは受信する電磁波を
減じる。そのため、例えば、隣接する信号線に対するク
ロストークや、隣接する信号から誘導されるクロストー
クを低減することができる。第２の発明によれば、第１
の発明における電気力線と磁力線を低減する誘電体は、
信号線の表面を酸化することによっても形成することが
でき、この誘電体は、第１の発明と同様に、例えば隣接
する信号線に対するクロストークや、隣接する信号から
誘導されるクロストークを低減することができる。第３
の発明によれば、反射波により生ずる電気力線及び磁力
線を低減する誘電体で全周または一部を覆われた信号線
を備えたので、該誘電体の誘電率を高くすると、終端或
いは線路の途中で発生する反射信号を低減し、ノイズの
少ない高周波信号伝送を実現できる。第４の発明によれ
ば、接地層の電位変動によって生じる電気力線及び磁力
線を低減する誘電体を、該接地層と信号線との間に備え
たので、例えば、ＬＳＩから流れ出して接地層に落ちた
電流によって接地層の抵抗が発生させたΔＩ／ΔＴノイ
ズを減少する。接地層で発生したΔＩ／ΔＴノイズは、
電流変化による電磁界の変動が原因であるので、誘電体
の誘電率を大きくすることで低減できる。As described in detail above, according to the first aspect of the invention, the dielectric for reducing the lines of electric force and the lines of magnetic force is provided around or part of the signal line. Increasing the rate reduces the emitted or received electromagnetic waves. Therefore, for example, crosstalk with respect to adjacent signal lines and crosstalk induced from adjacent signals can be reduced. According to the second invention, the first
The dielectric for reducing the lines of electric force and lines of magnetic force in the invention of
It can also be formed by oxidizing the surface of the signal line, and this dielectric reduces crosstalk to adjacent signal lines and crosstalk induced from adjacent signals, as in the first invention. can do. Third
According to the invention, since the signal line whose entire circumference or part is covered with the dielectric for reducing the lines of electric force and the line of magnetic force generated by the reflected wave is provided, if the dielectric constant of the dielectric is increased, the termination or the line is increased. It is possible to reduce high frequency signal transmission with less noise by reducing the reflection signal generated during the process. According to the fourth aspect of the invention, since the dielectric for reducing the lines of electric force and the lines of magnetic force generated by the fluctuation of the potential of the ground layer is provided between the ground layer and the signal line, for example, the dielectric flows out from the LSI to the ground layer. The ΔI / ΔT noise generated by the resistance of the ground layer due to the dropped current is reduced. The ΔI / ΔT noise generated in the ground layer is
This is caused by the change in the electromagnetic field due to the change in current, and can be reduced by increasing the dielectric constant of the dielectric.
【図１】本発明の第１の実施例の高周波信号伝送用配線
の構造を示す斜視図である。FIG. 1 is a perspective view showing the structure of a high-frequency signal transmission wiring according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１の効果確認用の試料の構造を示す斜視図で
ある。FIG. 2 is a perspective view showing the structure of a sample for effect confirmation of FIG.
【図３】クロストーク測定用のセットアップを示す図で
ある。FIG. 3 is a diagram showing a setup for crosstalk measurement.
【図４】遠端のクロストーク測定結果を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a far-end crosstalk measurement result.
【図５】近端のクロストーク測定結果を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a crosstalk measurement result at a near end.
【図６】本発明の第２の実施例の高周波信号伝送用配線
の構造を示す斜視図である。FIG. 6 is a perspective view showing a structure of a high-frequency signal transmission wiring according to a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施例の高周波信号伝送用配線
を示す斜視図である。FIG. 7 is a perspective view showing a high-frequency signal transmission wiring according to a third embodiment of the present invention.
【図８】図７の反射を測定するセットアップの概略を示
す図である。FIG. 8 is a schematic diagram of the setup for measuring the reflection of FIG. 7.
【図９】終端素子がコンテセンサの場合の反射の測定結
果を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a measurement result of reflection when the termination element is a conte sensor.
【図１０】終端素子が抵抗の場合の反射の測定結果を示
す図である。FIG. 10 is a diagram showing a measurement result of reflection when the terminating element is a resistor.
【図１１】反射を起こす信号線の形状を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a shape of a signal line that causes reflection.
１ 接地層 ２ 絶縁用誘電体 ３ａ，３ｂ、３１ 信号線 ４，２１ａ，２１，３２ 高誘電体層 1 Ground Layer 2 Insulating Dielectrics 3a, 3b, 31 Signal Lines 4, 21a, 21, 32 High Dielectric Layer
Claims (4)
る電気力線と磁力線を低減する誘電体で全周または一部
を覆われた信号線を備えたことを特徴とする高周波信号
伝送用配線。1. A wiring for high-frequency signal transmission, comprising a radiating electric line of force and a magnetic line of force, or a receiving electric line of force and a signal line whose whole or part is covered with a dielectric for reducing the line of magnetic force. .
されて形成したことを特徴とする請求項１記載の高周波
信号伝送用配線。2. The high-frequency signal transmission wiring according to claim 1, wherein the dielectric is formed by oxidizing the surface of the signal line.
を低減する誘電体で全周または一部を覆われた信号線を
備えたことを特徴とする高周波信号伝送用配線。3. A wiring for high frequency signal transmission, comprising a signal line whose entire circumference or a part is covered with a dielectric for reducing lines of electric force and lines of magnetic force generated by reflected waves.
線及び磁力線を低減する誘電体を該接地層及び信号線間
に備えたことを特徴とする高周波信号伝送用配線。4. A wiring for high-frequency signal transmission, comprising a dielectric material between the ground layer and the signal line for reducing electric lines of force and lines of magnetic force generated by potential fluctuations of the ground layer.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5338217A JPH07202518A (en) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Wiring for high frequency signal transmission |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5338217A JPH07202518A (en) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Wiring for high frequency signal transmission |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07202518A true JPH07202518A (en) | 1995-08-04 |
Family
ID=18316033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5338217A Withdrawn JPH07202518A (en) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Wiring for high frequency signal transmission |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07202518A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005088762A1 (en) * | 2004-03-11 | 2005-09-22 | Nec Corporation | Transmission line device and method for manufacturing same |
| JP2013541280A (en) * | 2010-09-15 | 2013-11-07 | ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | Array antenna for radar sensor |
-
1993
- 1993-12-28 JP JP5338217A patent/JPH07202518A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005088762A1 (en) * | 2004-03-11 | 2005-09-22 | Nec Corporation | Transmission line device and method for manufacturing same |
| US7545241B2 (en) | 2004-03-11 | 2009-06-09 | Nec Corporation | Nanoparticle transmission line element and method of fabricating the same |
| JP2013541280A (en) * | 2010-09-15 | 2013-11-07 | ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | Array antenna for radar sensor |
| US9276327B2 (en) | 2010-09-15 | 2016-03-01 | Robert Bosch Gmbh | Array antenna for radar sensors |
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