JPH07200147A - Device and method for noise-resisting capacitive coupling coordinate detection - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To perform a stable coordinate detection even with a low signal output level obtained by a high-efficiency signal pen of a low power consumption by measuring the level of the sum of the fundamental wave current component of a balanced signal in a signal where two unbalanced received signals are mixed and the fundamental wave current component of the difference between two unbalanced signals through current-voltage conversion. CONSTITUTION:Balanced electric signals of the stylus conductor 3 and ring- shaped conductor 4 of a signal pen 5 are transmitted to adjacent electrode lines 7 of a table 6 by similar balanced transmission while having levels based upon the value of coupling capacity. An AC signal between two adjacent electrodes of respective electrode lines 7 on the tablet 6 is observed through a balanced type current buffer amplifier 18 and a balanced converter 19 with a band pass filter. And, it is decided between which electrode lines and in which half section the tip part stylus conductor of the signal pen 5 is, from up to the 2nd level from the top among signal levels detected by adjacent signal lines 7 and the connection positions of multiplexers 8 and 9 which obtain the detection levels.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】 本発明はタブレット上に当接さ
れたケーブル無しの信号ペンの、タブレット上への当接
位置情報を出力する座標検出装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a coordinate detecting device for outputting contact position information on a tablet of a signal pen without a cable contacted on the tablet.

【０００２】[0002]

【従来の技術】 従来の、装置本体とのケーブル無しの
座標指示ペンを使用するタブレット座標検出装置として
は、電磁誘導結合方式による共振ペンに信号を送受する
ものと、静電容量結合方式での疑似グランド（疑似接
地）を信号のリターン経路とする不平衡信号伝達方式に
よるものとが知られていた。2. Description of the Related Art Conventional tablet coordinate detection devices that use a coordinate pointing pen without a cable with the device body include a device that sends and receives a signal to and from a resonant pen that uses an electromagnetic inductive coupling system and a device that uses a capacitive coupling system. It has been known that the unbalanced signal transmission method uses a pseudo ground (pseudo ground) as a signal return path.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】 上述した従来の電磁
誘導結合方式による共振ペンを使用するものはタブレッ
ト上に指輪のような金属リングが近づくと誤動作し、ま
たＴＦＴカラー液晶表示パネルとタブレット盤を重ね使
用してもやはり誤動作していた。一方の静電容量結合方
式のものでも、不平衡信号伝達であることから操作する
人体により信号のリターン経路の安定性に大きなバラツ
キがあり、また外来ノイズをまともに受入れてしまい、
信号の不安定性に起因する位置検出精度の低下が多かっ
た。A device using the above-mentioned conventional resonant pen by the electromagnetic inductive coupling system malfunctions when a metal ring such as a ring approaches the tablet, and the TFT color liquid crystal display panel and the tablet board are separated from each other. Even after repeated use, it was still malfunctioning. Even on the one of the capacitive coupling type, since it is an unbalanced signal transmission, there is a large variation in the stability of the signal return path depending on the operating human body, and external noise is accepted properly.
Position detection accuracy was often reduced due to signal instability.

【０００４】[0004]

【課題を解決するための手段】 本発明は上述した従来
の問題点に鑑みなされたもので、Ｘ及びＹ座標軸に沿っ
て配設された複数の電極線を有するタブレットと、該タ
ブレットの各電極線へそれぞれ静電容量結合により電気
信号を伝えるケーブル無しの信号ペンとを有する座標検
出装置において、前記信号ペン内に配置されたＡＣ信号
発生器としての正弦波発生器または矩形波発生器と、前
記ＡＣ信号発生器への電源供給手段と、前記ＡＣ信号発
生器により平衡駆動または疑似平衡駆動される前記信号
ペン先端部の二つの導体と、前記電極線の各隣接電極線
毎の平衡受信信号と該隣接電極線の両電極線のそれぞれ
に誘起する二つの不平衡受信信号とが混在している信号
での前記平衡信号の基本波電流成分と前記二つの不平衡
信号の差の基本波電流成分との和のレベルを電流電圧変
換し計測する手段と、前記電流電圧変換された信号の周
波数を計測する手段と、前記各計測値を処理し前記タブ
レット上の前記信号ペン先端部の座標及び周波数状態を
出力する手段、とを有することを特徴とする耐ノイズ性
容量結合座標検出装置を提案するものである。Means for Solving the Problems The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and a tablet having a plurality of electrode lines arranged along X and Y coordinate axes, and each electrode of the tablet. In a coordinate detection device having a signal pen without a cable for transmitting an electric signal to each line by capacitive coupling, a sine wave generator or a rectangular wave generator as an AC signal generator arranged in the signal pen, Means for supplying power to the AC signal generator, two conductors at the tip of the signal pen that are balanced-driven or pseudo-balanced-driven by the AC signal generator, and a balanced reception signal for each adjacent electrode line of the electrode line And two unbalanced reception signals induced on both electrode lines of the adjacent electrode lines are mixed, the fundamental wave current component of the balanced signal and the fundamental wave current difference of the two unbalanced signals. Means for measuring the level of the sum with the current component by current-voltage conversion, means for measuring the frequency of the current-voltage converted signal, and the coordinates of the signal pen tip on the tablet for processing each measured value. And a means for outputting a frequency state, and a noise resistant capacitively coupled coordinate detection device.

【０００５】[0005]

【作用】 信号ペンからの平衡信号はいつもタブレット
の隣り合う二電極線間に一つの信号を伝えるため、他の
点（例えばグランド）に対する電位には無関係であるこ
とから、グランドに対し変動する外乱（外来ノイズ）の
影響がない。また隣り合う二電極線に伝わる二つの不平
衡信号の内、有効差信号成分を通し同相成分（ほとんど
コモンモードノイズ）を除去する平衡不平衡変換器によ
り、平衡信号と不平衡信号が混在している場合でも有効
信号は無駄なく通し有害外乱（ほとんどコモンモード成
分）は除去される。[Function] Since the balanced signal from the signal pen always transmits one signal between the two electrode lines adjacent to each other on the tablet, it is independent of the potential with respect to other points (for example, ground). There is no influence of (external noise). In addition, the balanced and unbalanced signals are mixed by the balanced-unbalanced converter that removes the in-phase component (most common mode noise) through the effective difference signal component of the two unbalanced signals transmitted to the adjacent two electrode lines. Even if it is present, the effective signal is passed without waste and harmful disturbance (most common mode components) is removed.

【０００６】[0006]

【実施例】 以下本発明の詳細を添付図を参照して説明
する。図１Ａ及び図１Ｂは本発明の実施例の装置全体構
成図である。信号ペン５内部にアクティブ回路の平衡型
正弦波発生器または平衡型矩形波発生器１が配置され、
連続したＡＣ信号を平衡発生する。この平衡ＡＣ信号発
生器１の平衡出力は、信号ペン先端部のスタイラス導体
３及びリング状導体４へそれぞれ印加される。電源部と
しての電池２はペン内部の回路へ動作電力を供給する。The details of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. 1A and 1B are overall configuration diagrams of an apparatus according to an embodiment of the present invention. A balanced sine wave generator or a balanced square wave generator 1 of an active circuit is arranged inside the signal pen 5,
Balanced generation of continuous AC signals. The balanced outputs of the balanced AC signal generator 1 are applied to the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen. A battery 2 as a power supply unit supplies operating power to a circuit inside the pen.

【０００７】信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及
びリング状導体４はタブレット６の盤面近くにある時、
タブレット６の各電極線７、７、７、…と小容量の静電
容量結合することになる。従って、信号ペン５の先端部
のスタイラス導体３とリング状導体４間の平衡電気信号
はタブレット６の各隣接電極線７、７、…に結合容量の
大きさに従ったレベルでそれぞれ疑似平衡伝達される。
また、不平衡信号成分も存在するが、次の等価回路で詳
細に説明する。When the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5 are near the board surface of the tablet 6,
.. of the tablet 6 are capacitively coupled with a small capacitance. Therefore, a balanced electric signal between the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5 is transmitted to each of the adjacent electrode lines 7, 7, ... Of the tablet 6 at a level according to the magnitude of the coupling capacitance. To be done.
Although there is an unbalanced signal component, it will be described in detail in the following equivalent circuit.

【０００８】実際の回路におけるＡＣ信号伝達等価回路
を図４に示すが、抵抗Ｒ1（１０１）及び抵抗Ｒ2（１０
２）は平衡ＡＣ信号発生器１の平衡分割出力インピーダ
ンスであり、コンデンサＣB1（１００）は信号ペン５先
端部の二つの導体（スタイラス及びリング状）３及び４
間の浮遊容量であり、コンデンサＣ1（１０５）は信号
ペン先端部のスタイラス導体３とタブレット６の電極線
ｎ（７）間の結合容量であり、コンデンサＣ2（１０
６）は信号ペン先端部のスタイラス導体３とタブレット
６の電極線ｎ＋１（７）間の結合容量であり、コンデン
サＣ3（１０７）は信号ペン先端部のリング状導体４と
タブレット６の電極線ｎ（７）間の結合容量であり、コ
ンデンサＣ4（１０８）は信号ペン５先端部のリング状
導体４とタブレット６の電極線ｎ＋１（７）間の結合容
量である。上記ｎは信号ペン先端部近傍の任意番目の電
極線番号の意味である。An AC signal transmission equivalent circuit in an actual circuit is shown in FIG. 4, in which a resistor R1 (101) and a resistor R2 (10
2) is the balanced split output impedance of the balanced AC signal generator 1, and the capacitor CB1 (100) is the two conductors (stylus and ring) 3 and 4 at the tip of the signal pen 5.
The stray capacitance between the stylus conductor 3 at the tip of the signal pen and the electrode wire n (7) of the tablet 6, and the capacitor C2 (10).
6) is the coupling capacitance between the stylus conductor 3 at the tip of the signal pen and the electrode line n + 1 (7) of the tablet 6, and the capacitor C3 (107) is the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen and the electrode line n of the tablet 6. The capacitor C4 (108) is the coupling capacitance between the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5 and the electrode line n + 1 (7) of the tablet 6, which is the coupling capacitance between (7). The above n means the arbitrary number of electrode wires near the tip of the signal pen.

【０００９】信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及
びリング状導体４は操作する人体を通じ、または回路グ
ランドに対する浮遊容量を通じ、さらには空間への電磁
波放射インピーダンス等により疑似グランド（疑似接
地）の効果を持つ。これらの疑似接地効果を図４に示す
ようにそれぞれ疑似接地インピーダンスＺP1（１０３）
及びＺP2（１０４）とすると、通常はＺP2（１０４）
（リング状導体４の疑似接地インピーダンス）の方が主
に表面積が多いことと人体に近い関係から、低い値を示
す。また上記結合容量Ｃ1〜Ｃ4も信号ペン５のタブレッ
ト６上の位置により大きく変動する。従って平衡信号線
間にアンバランス要因が存在することになる。尚隣接電
極線ｎ（７）及びｎ＋１（７）と回路グランド間にも不
等な浮遊容量Ｃ5（１０９）及びＣ6（１１０）が存在
し、また隣接電極線ｎ（７）、ｎ＋１（７）間にも浮遊
容量ＣB2（１１１）が存在するが、後述する電流電圧変
換を行っていることによりこれらＣ5，Ｃ6，ＣB2の容量
充放電がほとんどないので、アンバランス化の要因には
ほとんどならない。上述の不平衡誘引要因から隣接電極
線ｎ（７）、ｎ＋１（７）には平衡信号以外にも二つの
不平衡（シングルエンド）信号成分が実際には混入する
ことになる。The stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5 have the effect of a pseudo-ground (pseudo-ground) through the human body to be operated or through the stray capacitance with respect to the circuit ground, and also due to the electromagnetic wave radiation impedance to the space. have. As shown in FIG. 4, these pseudo grounding effects are respectively generated by the pseudo grounding impedance ZP1 (103).
And ZP2 (104), it is usually ZP2 (104)
(Pseudo ground impedance of ring-shaped conductor 4) shows a low value mainly because of its large surface area and the relationship close to the human body. Further, the coupling capacitances C1 to C4 also largely change depending on the position of the signal pen 5 on the tablet 6. Therefore, there is an unbalance factor between the balanced signal lines. There are unequal stray capacitances C5 (109) and C6 (110) between the adjacent electrode lines n (7) and n + 1 (7) and the circuit ground, and the adjacent electrode lines n (7) and n + 1 (7). The stray capacitance CB2 (111) is also present between them, but since there is almost no capacitance charge / discharge of these C5, C6, and CB2 due to the current-voltage conversion to be described later, it is hardly a factor of imbalance. Due to the above-mentioned unbalance attraction factor, two unbalanced (single-ended) signal components are actually mixed in the adjacent electrode lines n (7) and n + 1 (7) in addition to the balanced signal.

【００１０】これら平衡信号と不平衡信号についてさら
に詳しく説明する。隣接電極線ｎ（７）、ｎ＋１（７）
からの信号は電流バッファアンプ１８に印加される。電
流バッファアンプ１８は入力インピーダンスが非常に小
さく、入力信号は電圧変化はできず、電流変化として入
力する。その入力電流値をそのまま電流出力するが、出
力電圧に無関係な電流源として動作する。電流バッファ
アンプ１８の出力は図４に示すように平衡不平衡変換器
１９へ印加する。隣接電極線ｎ（７）、ｎ＋１（７）に
伝わったＡＣ信号は電流として平衡不平衡変換器１９ま
で伝わるが図４に示すようにその平衡信号成分をｉ1と
し上述の二つの不平衡信号成分をｉ2及びｉ3とする（図
４）。ここで不平衡信号成分ｉ2及びｉ3を和と差に分解
して考える。すなわち ｉc＝ｉ2＋ｉ3 ｉd＝ｉ2−ｉ3 とする。ここでｉcはコモンモード成分でありｉdは差成
分である。The balanced signal and the unbalanced signal will be described in more detail. Adjacent electrode lines n (7), n + 1 (7)
Is applied to the current buffer amplifier 18. The input impedance of the current buffer amplifier 18 is very small, and the input signal cannot change in voltage and is input as a change in current. The input current value is output as it is, but it operates as a current source independent of the output voltage. The output of the current buffer amplifier 18 is applied to the balance-unbalance converter 19 as shown in FIG. The AC signal transmitted to the adjacent electrode lines n (7) and n + 1 (7) is transmitted to the balance-unbalance converter 19 as a current, but as shown in FIG. Be i2 and i3 (FIG. 4). Here, the unbalanced signal components i2 and i3 are decomposed into a sum and a difference. That is, ic = i2 + i3 id = i2-i3. Here, ic is a common mode component and id is a difference component.

【００１１】本装置に採用した平衡不平衡変換器の特性
から和成分（コモンモード成分）は完全に除去される。
また差成分は平衡信号成分と同様に電流電圧変換され
る。従って不平衡変換された後の電圧出力Ｖｅは Ｖｅ＝Ｋ（ｉ1＋ｉd）…………………………………式１ となる。ここでＫは電流電圧変換係数である。式１から
分かる様に本装置は平衡信号成分と共に二つの不平衡信
号の差成分（有効信号成分）をも有効利用しており、効
率低下を防いでいる。The sum component (common mode component) is completely removed from the characteristics of the balance-unbalance converter used in the present apparatus.
Further, the difference component is current-voltage converted similarly to the balanced signal component. Therefore, the voltage output Ve after being unbalanced is expressed by the following equation: Ve = K (i1 + id) .... Here, K is a current-voltage conversion coefficient. As can be seen from Expression 1, this device effectively uses the difference signal (effective signal component) of the two unbalanced signals as well as the balanced signal component, and prevents the efficiency from decreasing.

【００１２】尚本装置は前述のように電流検出型であ
り、タブレット６の各電極線７、７、７、…に付随する
浮遊容量及び図１に示すアナログマルチプレクサ８、９
に付随する浮遊容量さらに配線基板のパターンの浮遊容
量は、電圧変動がほぼ完全にない事からそれらの充放電
電荷は殆ど無く、従ってＡＣ信号伝達の減衰要因とは事
実上ならない。As described above, this device is of the current detection type, and the stray capacitances associated with the electrode lines 7, 7, 7, ... Of the tablet 6 and the analog multiplexers 8, 9 shown in FIG.
The stray capacitances associated with the above and further the stray capacitances of the wiring board pattern have almost no charge / discharge charges because there is almost no voltage fluctuation, and thus are not practically a factor for attenuation of AC signal transmission.

【００１３】外来ノイズについて説明すると、ここまで
の信号路に混入する外来ノイズ（図示せず）はノイズ源
が通常は平衡信号線路の間隔に比してかなり大きな距離
にあるため、ほとんどコモンモードノイズとして混入す
る。このコモンモードノイズは平衡不平衡変換器で完全
に阻止される。また不平衡信号の差成分として混入した
少しのノイズ成分の内、不要周波数帯域の成分は後述の
バンドパスフィルタにより除去される。本装置は他のケ
ーブル無しペンを使用する座標検出装置に比し、大幅に
狭い帯域の周波数を使用しているので前記の平衡信号伝
達方式との相乗効果により有害ノイズ成分の混入は非常
に少なく、信号レベル検出点でのＳ／Ｎ比は大変に優れ
たもので、安定に信号ペン５のタブレット６上の位置座
標判定を可能とした。Explaining the external noise, most of the external noise (not shown) mixed in the signal path up to this point is almost common mode noise because the noise source is located at a distance considerably larger than the interval of the balanced signal line. Mixed as. This common mode noise is completely blocked by the balance-unbalance converter. Of the small noise components mixed in as the difference component of the unbalanced signal, unnecessary frequency band components are removed by the bandpass filter described later. Compared to other coordinate detection devices that use a cableless pen, this device uses a frequency in a much narrower band, so the synergistic effect with the balanced signal transmission method described above causes very little mixing of harmful noise components. The S / N ratio at the signal level detection point was very excellent, and it was possible to stably determine the position coordinates of the signal pen 5 on the tablet 6.

【００１４】図１においてＸ方向及びＹ方向アナログマ
ルチプレクサ８及び９は各電極線７、７、７、…の隣り
合う二電極線をペアーとしながら順次切り変えて、それ
ぞれの二電極線が受信した平衡及び不平衡信号をＡＣカ
ップリングコンデンサ１６及び１７を介して平衡型電流
バッファアンプ１８へ印加する。Ｘ方向及びＹ方向は時
分割で動作し、例えばＸ方向アナログマルチプレクサ８
が任意の隣接電極線７、７をセレクトしている時はＹ方
向アナログマルチプレクサ９はＯＦＦしている。ＤＣレ
ベル固定用抵抗１０、１１、１２、１３は各電極線７、
７、７、…及びアナログマルチプレクサ８及び９の出力
点のＤＣ電位を常に零に保持し、アナログマルチプレク
サ８及び９の切り換え時の電位差による切り換えショッ
ク出力を極小にしている。これらの点はＡＣ信号の電圧
の変化がほとんど出来ず、ＡＣ信号電流のみが流れるた
め、１〜１０ＫΩでＡＣ信号に対しては信号レベルの事
実上の低下はない。In FIG. 1, the X-direction and Y-direction analog multiplexers 8 and 9 sequentially switch the adjacent two-electrode lines of the respective electrode lines 7, 7, 7, ... While forming a pair, and each two-electrode line receives. The balanced and unbalanced signals are applied to the balanced current buffer amplifier 18 via the AC coupling capacitors 16 and 17. The X direction and the Y direction operate in a time division manner, and for example, the X direction analog multiplexer 8
Is selecting the adjacent electrode lines 7, 7, the Y-direction analog multiplexer 9 is off. The DC level fixing resistors 10, 11, 12 and 13 are each electrode wire 7,
.. and the DC potentials at the output points of the analog multiplexers 8 and 9 are always kept at zero to minimize the switching shock output due to the potential difference when the analog multiplexers 8 and 9 are switched. At these points, the voltage of the AC signal can hardly be changed, and only the AC signal current flows, so that the signal level does not actually drop for the AC signal at 1 to 10 KΩ.

【００１５】平衡型電流バッファアンプ１８はベース接
地トランジスタの対になっており、エミッタの入力イン
ピーダンスは約５０Ωと低い値であり、入力ＡＣ信号の
電圧変動はほとんど出来ず、電流変化のみ受け付ける。
従ってエミッタへ流入する電流変化のみコレクタへその
まま伝えるが、コレクタの電圧にはほぼ無関係に電流源
として動作する。従ってこの回路１８は電流バッファア
ンプと言えるものである。電流バッファアンプ１８の出
力はバンドパスフィルタ付平衡不平衡変換器１９へ印加
され、図４の等価回路で説明した機能により不平衡電圧
に変換される。また同時作用として並列共振回路をも構
成しているのでＡＣ信号の基本波成分のみ通過させるバ
ンドパスフィルタの機能も兼ねている。従って信号ペン
５内のＡＣ信号発生器１が矩形波発生器の場合でもここ
までの全回路がリニア（線形）であることから、信号ペ
ン５内で基本波成分の正弦波を発生しているのと等価で
ある。このメリットは後述する。平衡型並列共振回路に
よるこのバンドパスフィルタ機能は狭帯域通過特性を持
ち、信号路の途中で混入した不平衡差成分の不要周波数
帯ノイズをも減衰させる。The balanced type current buffer amplifier 18 is a pair of grounded base transistors, the input impedance of the emitter is a low value of about 50Ω, the voltage fluctuation of the input AC signal is almost impossible, and only the current change is accepted.
Therefore, only the change in the current flowing into the emitter is directly transmitted to the collector, but it operates as a current source regardless of the collector voltage. Therefore, this circuit 18 can be regarded as a current buffer amplifier. The output of the current buffer amplifier 18 is applied to the balanced / unbalanced converter 19 with a bandpass filter and converted into an unbalanced voltage by the function described in the equivalent circuit of FIG. In addition, since a parallel resonance circuit is also configured as a simultaneous action, it also has a function of a bandpass filter that passes only the fundamental wave component of the AC signal. Therefore, even if the AC signal generator 1 in the signal pen 5 is a rectangular wave generator, all the circuits up to this point are linear (linear), so that a sine wave of the fundamental wave component is generated in the signal pen 5. Is equivalent to. This merit will be described later. The bandpass filter function of the balanced parallel resonance circuit has a narrow bandpass characteristic and also attenuates unnecessary frequency band noise of the unbalanced difference component mixed in the middle of the signal path.

【００１６】平衡型電流バッファアンプ１８とバンドパ
スフィルタ付平衡不平衡変換器１９の組合せにより電流
電圧変換をも行わせている。バンドパスフィルタ付平衡
不平衡変換器１９の出力信号電圧（ＵＢ・ＳＩＧ）は図
１Ｂに示す増幅器２０へ印加される。増幅器２０の入力
インピーダンス２１は上述したバンドパスフィルタ付平
衡不平衡変換器１９の共振Ｑ値を適当な値に制限してい
る。増幅器２０の出力に接続された抵抗２２は増幅器２
０の出力インピーダンスを増加させ、次に述べるゲイン
可変のための分割抵抗の一部になっている。The combination of the balanced type current buffer amplifier 18 and the balanced / unbalanced converter 19 with a bandpass filter also performs current / voltage conversion. The output signal voltage (UB · SIG) of the balance-unbalance converter 19 with a bandpass filter is applied to the amplifier 20 shown in FIG. 1B. The input impedance 21 of the amplifier 20 limits the resonance Q value of the above-described balanced / unbalanced converter with bandpass filter 19 to an appropriate value. The resistor 22 connected to the output of the amplifier 20
The output impedance of 0 is increased, and it becomes a part of the dividing resistor for changing the gain described below.

【００１７】コンデンサ２３及びコイル２４は並列共振
回路を構成しここでもバンドパスフィルタ効果を持ち増
幅器２０及びその前後の信号ラインに混入した不要周波
数帯ノイズを減衰させている。抵抗２５はコンデンサ２
３、コイル２４による共振回路のＱ値を適当な値に制限
していると共に、本装置の総合ゲインを適当に制限して
いる。スイッチ２８は信号レベルを強制的に零にするた
めのものであり、信号零レベル自動補正時にＯＮする。
詳細は後述する。抵抗２６、２７及びスイッチ２９、３
０は本装置の総合ゲインを４通りに可変するもので、抵
抗２６と２７の抵抗値は異なる。ゲイン可変の目的は、
抵抗性（薄膜透明）電極線７、７、７、…を使用した場
合に信号ペン５のタブレット６上の位置により信号レベ
ルが大きく変わり、その計測レベルをおおよそ均一にす
る場合に、特に必要となる。The capacitor 23 and the coil 24 constitute a parallel resonance circuit, which also has a bandpass filter effect and attenuates unnecessary frequency band noise mixed in the amplifier 20 and the signal lines before and after it. Resistor 25 is capacitor 2
3. The Q value of the resonance circuit formed by the coil 24 is limited to an appropriate value, and the total gain of the device is appropriately limited. The switch 28 is for forcibly setting the signal level to zero, and is turned on during automatic signal zero level correction.
Details will be described later. Resistors 26, 27 and switches 29, 3
0 changes the total gain of this device in four ways, and the resistance values of the resistors 26 and 27 are different. The purpose of variable gain is
When the resistive (thin film transparent) electrode wires 7, 7, 7, ... Are used, the signal level greatly changes depending on the position of the signal pen 5 on the tablet 6, and is particularly necessary when the measured level is made substantially uniform. Become.

【００１８】参照符号３１は波形整形（リミッタ）回路
であり、次のステージの位相同期発振器５７の動作を安
定確実化している。位相同期発振器５７は入力信号に位
相ロックして矩形波を発生するもので、たとえ入力信号
レベルが零でもほぼ同じ周波数で発振する。次のＤタイ
プフリップフロップ４１はその入力周波数を１／２に分
周してその出力を本装置の全体をコントロールしている
制御部５６へ印加する。制御部５６はこの入力周波数を
計測し信号ペン５のステータス（サイドスイッチ７２の
ＯＮ／ＯＦＦ及びスタイラス感圧スイッチ７３のＯＮ／
ＯＦＦ状態）を検知する。尚Ｄタイプフリップフロップ
４１で入力信号周波数を１／２にしてその矩形波を制御
部５６で使用する目的は、不要帰還によるシステムの不
安定性を大幅に改善するためであり本装置の結合ゲイン
が１００ｄＢに近いにもかかわらずシールドを施す事も
なくローコストに安定動作を得ている。本願出願人の出
願になる特願平５−１９７９６６号に記載したように、
矩形波の第２高調波成分が零であることから、制御部か
ら信号受信部への不要帰還が大幅に改善される。Reference numeral 31 is a waveform shaping (limiter) circuit, which stabilizes and ensures the operation of the phase locked oscillator 57 of the next stage. The phase-locked oscillator 57 locks the phase of the input signal to generate a rectangular wave, and oscillates at substantially the same frequency even if the input signal level is zero. The next D-type flip-flop 41 divides its input frequency by half and applies its output to the control unit 56 which controls the entire apparatus. The control unit 56 measures this input frequency and determines the status of the signal pen 5 (ON / OFF of the side switch 72 and ON / OFF of the stylus pressure sensitive switch 73).
OFF state) is detected. The purpose of doubling the input signal frequency in the D-type flip-flop 41 and using the rectangular wave in the control unit 56 is to significantly improve the instability of the system due to unnecessary feedback. Even though it is close to 100 dB, stable operation is obtained at low cost without applying a shield. As described in Japanese Patent Application No. 5-197966 filed by the applicant of the present application,
Since the second harmonic component of the rectangular wave is zero, unnecessary feedback from the control unit to the signal receiving unit is greatly improved.

【００１９】位相反転増幅器３２の使用目的は、その出
力の位相を位相同期発振器５７の出力位相とほぼ等しく
するためであり、第二の目的は信号検波のために必要充
分な信号レベルに増幅するためである。抵抗３３及び３
４は同位相の二信号を加算するためでありその詳細は次
の信号検波のところで説明する。The purpose of use of the phase inverting amplifier 32 is to make the phase of its output substantially equal to the output phase of the phase locked oscillator 57, and the second purpose is to amplify it to a signal level necessary and sufficient for signal detection. This is because. Resistors 33 and 3
4 is for adding two signals of the same phase, and details thereof will be described in the next signal detection.

【００２０】検波トランジスタ３５と検波コンデンサ４
３と電流シンク抵抗４２からなる回路が信号検波回路で
ありＡＭ検波回路を構成している。電流シンク抵抗４２
は常時信号検波回路から略定電流を流出させている。検
波トランジスタ３５のベース入力の正側ピーク値をその
エミッタに接続された検波コンデンサ４３に瞬時値とし
て一時ホールドする（ベース・エミッタ間電圧ＶBEのオ
フセットがある）。入力信号のピーク時点を過ぎると検
波トランジスタ３５はＯＦＦし検波コンデンサ４３は徐
々に放電する。ここで問題になるのが低信号レベル時の
検波リニアリティであるDetection transistor 35 and detection capacitor 4
A circuit composed of 3 and the current sink resistor 42 is a signal detection circuit and constitutes an AM detection circuit. Current sink resistor 42
Always outputs a substantially constant current from the signal detection circuit. The positive side peak value of the base input of the detection transistor 35 is temporarily held as an instantaneous value in the detection capacitor 43 connected to its emitter (there is a base-emitter voltage VBE offset). After the peak time of the input signal, the detection transistor 35 is turned off and the detection capacitor 43 is gradually discharged. The problem here is the detection linearity at low signal levels.

【００２１】無信号時のＶBEは電流シンク抵抗４２を通
じて流出する一定電流（平均電流）に対するベース・エ
ミッタ順方向電圧値（ＤＣバイアス値）であり、有信号
時は検波トランジスタ３５に間欠電流が流れそのピーク
電流は平均電流より大きいことから、そのピーク電流に
対するＶBEの方が前記無信号時のＶBEより大きいことが
リニアリティを悪くしている。本装置はこの点に関して
も改善を行っている。VBE when there is no signal is a base-emitter forward voltage value (DC bias value) with respect to a constant current (average current) flowing out through the current sink resistor 42, and when there is a signal, an intermittent current flows through the detection transistor 35. Since the peak current is larger than the average current, the fact that VBE with respect to the peak current is larger than VBE when there is no signal impairs linearity. This device is also improving in this respect.

【００２２】検波トランジスタ３５に常時（無信号時で
も）間欠電流を流し（ＡＣバイアスを与える）いつでも
ＶBEの差を極小にしてリニアリティを必要充分に良くし
ている。ただしＡＣバイアス信号は入力信号と同相で且
つ入力無信号時でもＡＣバイアスは必要である。本装置
は位相同期発振器５７の矩形波出力を抵抗３４を介して
抵抗３３の信号電圧と同位相で重畳させている。無信号
入力時の検波出力は、装置毎に抵抗のバラツキ、半導体
のバラツキ等により差があり、また温度により検波トラ
ンジスタ３５のＶBEが変動し、さらに電源電圧の経時変
動によっても変動し一定しない。本装置はこの検波出力
電圧のドリフトを自動的にキャンセルしているがその詳
細を次に説明する。An intermittent current is always supplied to the detection transistor 35 (even when there is no signal) (AC bias is applied) to minimize the difference in VBE at any time to improve the linearity sufficiently. However, the AC bias signal is in phase with the input signal, and AC bias is necessary even when there is no input signal. In this device, the rectangular wave output of the phase-locked oscillator 57 is superimposed on the signal voltage of the resistor 33 via the resistor 34 in the same phase. The detection output at the time of no signal input is different due to variations in resistance, variations in semiconductor, and the like between devices, and the VBE of the detection transistor 35 changes due to temperature, and also changes due to changes over time in the power supply voltage and is not constant. The present apparatus automatically cancels the drift of the detected output voltage, the details of which will be described below.

【００２３】スイッチ４４、抵抗４７、コンデンサ４８
から成る回路がサンプル／ホールド回路であり、各隣接
電極線７、７、…のＡＣ信号レベルを計測するに先立
ち、スイッチ２８により強制的に一時信号を零にし、そ
の時の検波レベルをスイッチ４４をＯＮしコンデンサ４
８にサンプルし、充分サンプルし終わった時点（抵抗４
７、コンデンサ４８によるセットリングタイム経過後）
にスイッチ４４をＯＦＦし、その後必要時間コンデンサ
４８はこの零信号検波レベルをアナログ電圧として記憶
する（ホールドする）。このホールド後に制御部５６は
スイッチ２８をＯＦＦし入力ＡＣ信号を検波回路へ与え
る。Switch 44, resistor 47, capacitor 48
Is a sample / hold circuit. Prior to measuring the AC signal levels of the adjacent electrode lines 7, 7, ..., The switch 28 forcibly sets the temporary signal to zero, and the detection level at that time is set by the switch 44. Turn on and capacitor 4
Sampled at 8 and finished sampling (resistor 4
7, after the settling time with the condenser 48)
Then, the switch 44 is turned off, and thereafter the capacitor 48 stores (holds) the zero signal detection level as an analog voltage for a necessary time. After this hold, the control unit 56 turns off the switch 28 and supplies the input AC signal to the detection circuit.

【００２４】図５の符号１２４の検波波形図に示すよう
に、検波出力はＡＣ信号のリップルが少し残っている。
抵抗４５及びコンデンサ４６はローパスフィルタを成
し、このリップル分を除去している。またサンプル／ホ
ールド回路の抵抗４７及びコンデンサ４８もローパスフ
ィルタの機能を兼ねている。演算増幅器４９及び５０と
抵抗５１乃至５４により構成する回路がドリフト自動キ
ャンセル回路である。抵抗５１乃至５４の値を適宜選定
することにより、サンプル／ホールドした前述のドリフ
ト電圧を検波電圧からキャンセルできると共にドリフト
キャンセルされた検波レベルを増幅すると同時にオフセ
ットし、Ａ／Ｄコンバータ５５の入力電圧レンジに合わ
せている。Ａ／Ｄコンバータ５５によりディジタル情報
に変換されたＡＣ信号の計測レベルは制御部５６へ印加
される。As shown in the detection waveform diagram of reference numeral 124 in FIG. 5, a small amount of ripple of the AC signal remains in the detection output.
The resistor 45 and the capacitor 46 form a low pass filter to remove this ripple component. The resistor 47 and the capacitor 48 of the sample / hold circuit also have the function of a low pass filter. A circuit configured by the operational amplifiers 49 and 50 and the resistors 51 to 54 is a drift automatic cancel circuit. By appropriately selecting the values of the resistors 51 to 54, the above-mentioned drift voltage sampled / held can be canceled from the detection voltage, and the drift-cancelled detection level can be amplified and offset at the same time, and the input voltage range of the A / D converter 55 can be increased. It suits. The measurement level of the AC signal converted into digital information by the A / D converter 55 is applied to the control unit 56.

【００２５】ここで各隣接電極線毎のＡＣ信号計測のタ
イミングを図５を参照して簡単に説明する。符号１２０
のタイミング図は図１ＡのＸ方向及びＹ方向アナログマ
ルチプレクサ８及び９の切り変え時点を示す。斜線部以
外の時点は切り換えを固定する（変換させない）範囲で
あり、セレクトされた隣接電極線７、７、からのＡＣ信
号が電流バッファアンプ１８へ伝わる。符号１２１のタ
イミング図は本装置の総合ゲイン可変スイッチ２９及び
３０（図１Ｂ）の切り換えを固定する時間範囲を示す。
符号１２２のタイミング図は図１Ｂのスイッチ２８の動
作タイミング図であり、マルチプレクサ８及び９を切り
換えている時の信号を計測できない時間に強制的にＡＣ
信号を零にし、零信号検波レベルサンプルの時間に割り
当てていることを示している。符号１２３のタイミング
図は図１Ｂのスイッチ４４のタイミング図であり検波ト
ランジスタ３５のエミッタ波形（検波波形）１２４のレ
ベルが安定している時間内に零信号検波レベルのサンプ
ルを行っていることを示している。Here, the timing of AC signal measurement for each adjacent electrode line will be briefly described with reference to FIG. Reference numeral 120
The timing diagram of FIG. 2 shows the switching times of the X-direction and Y-direction analog multiplexers 8 and 9 of FIG. 1A. The time points other than the shaded areas are the ranges in which the switching is fixed (not converted), and the AC signals from the selected adjacent electrode lines 7, 7 are transmitted to the current buffer amplifier 18. A timing diagram 121 indicates a time range in which the switching of the total gain variable switches 29 and 30 (FIG. 1B) of the present apparatus is fixed.
The timing diagram of reference numeral 122 is an operation timing diagram of the switch 28 of FIG. 1B, and the signal is forced to be AC at a time when the signals cannot be measured when the multiplexers 8 and 9 are being switched.
It shows that the signal is set to zero and is assigned to the time of the zero signal detection level sample. A timing diagram of reference numeral 123 is a timing diagram of the switch 44 of FIG. 1B, and shows that the zero signal detection level is sampled within the time when the level of the emitter waveform (detection waveform) 124 of the detection transistor 35 is stable. ing.

【００２６】符号１２４の波形は検波波形であり検波ト
ランジスタ３５のエミッタの電圧を示し、スイッチ２８
の動作（符号１２２のタイミング）に応じて図示のよう
にＡＭ検波する。符号１２５の波形はＡ／Ｄコンバータ
５５の入力電圧波形であり、ローパスフィルタ４５及び
４６によりなだらかな変動であり符号１２２の信号ＯＮ
時には、零信号検出レベルによりドリフト電圧をすでに
キャンセルされた電圧波形である。符号１２６のタイミ
ング図はＡ／Ｄ変換動作時期を示すもので、符号１２５
のＡＣ信号検出レベルが充分セットリングした時点でＡ
／Ｄ変換動作させている。尚ここでの説明において、零
信号検波レベルのサンプルをＡＣ信号レベル計測１回に
つき１回の割合で行うように説明してあるが、ＡＣ信号
レベル計測数十回に１回の割合で零信号検波レベルのサ
ンプルを行うことも可能であることは言うまでもない。The waveform of reference numeral 124 is a detection waveform, which indicates the voltage of the emitter of the detection transistor 35, and the switch 28
AM detection is performed as shown in the drawing in accordance with the operation (timing 122). The waveform of reference numeral 125 is the input voltage waveform of the A / D converter 55, is a gentle fluctuation due to the low-pass filters 45 and 46, and the signal of reference numeral 122 is ON.
Sometimes it is a voltage waveform in which the drift voltage has already been canceled by the zero signal detection level. The timing chart indicated by reference numeral 126 indicates the A / D conversion operation timing.
A when the AC signal detection level of
/ D conversion operation is performed. In the description here, the zero signal detection level is sampled once per AC signal level measurement, but the zero signal is detected once every several tens of AC signal level measurements. It goes without saying that it is possible to sample at the detection level.

【００２７】次に信号ペン５のタブレット６上の位置に
よるＡＣ信号レベルとその座標判定について説明する。
タブレット６上の各電極線７、７、７、…の隣り合う二
電極線間のＡＣ信号を平衡型電流バッファアンプ１８及
びバンドパスフィルタ付平衡不平衡変換器１９を介して
観測するため、信号ペン５の先端部スタイラス導体３の
タブレット６上のＸ軸上位置（Ｙ軸上位置に対しても同
様）に対する、信号検出レベルは図６に示すが、中心が
ディップした左右対称の二山特性になる。特性曲線１３
１はｎを任意番目の電極線としてｎとｎ＋１番目の電極
線７、７、による信号検出レベル特性であり、特性曲線
１３２はｎ＋１とｎ＋２番目の電極線７、７、による特
性であり、特性曲線１３３はｎ＋２とｎ＋３番目の電極
線７、７、による特性である。信号ペン５が特定位置
（Ｐ位置）にある場合、図示のようにそれぞれＡレベ
ル、Ｂレベル、Ｃレベルとして検出され、これらの検出
レベルから、Ｐ位置を補間し座標判定する。Next, the AC signal level based on the position of the signal pen 5 on the tablet 6 and its coordinate determination will be described.
Since the AC signal between the two adjacent electrode lines of the electrode lines 7, 7, 7, ... On the tablet 6 is observed via the balanced type current buffer amplifier 18 and the balance / unbalance converter 19 with a bandpass filter, The signal detection level is shown in FIG. 6 for the position on the tablet 6 of the stylus conductor 3 at the tip of the pen 5 on the tablet 6 (the same applies for the position on the Y axis). become. Characteristic curve 13
1 is the signal detection level characteristic by n and the n + 1th electrode line 7, 7 with n being the arbitrary electrode line, and the characteristic curve 132 is the characteristic by the n + 1 and n + 2nd electrode line 7, 7. A curve 133 is the characteristic of the n + 2 and n + 3th electrode lines 7, 7. When the signal pen 5 is at a specific position (P position), it is detected as an A level, a B level, and a C level, respectively, as shown in the figure, and the P position is interpolated from these detected levels to determine coordinates.

【００２８】各隣接電極線７、７、…毎に検出した信号
レベルの上位二までのレベル及びその検出レベルを得た
マルチプレクサ８及び９の接続位置から信号ペン５の先
端部スタイラス導体３がどの電極線間のそのまたどちら
の半区間内にあるかを判別できる事は説明するまでもな
い。電極線間隔の上位又は下位半区間内のどの位置に信
号ペン５の先端部スタイラス導体３が存在するかを次に
述べる補間法で判定している。本装置においては、小型
タブレットと大型タブレットに対し異なる補間法により
座標判定しているが、小型タブレットに対するものを第
１の補間法とし、大型タブレットに対するものを第２の
補間法とする。The uppermost two levels of the signal level detected for each of the adjacent electrode lines 7, 7, ... And the connection positions of the multiplexers 8 and 9 which have obtained the detected levels indicate the stylus conductor 3 at the tip of the signal pen 5. It goes without saying that it is possible to determine in which half section between the electrode lines and in which half section. The position in the upper or lower half section of the electrode wire interval where the tip stylus conductor 3 of the signal pen 5 exists is determined by the interpolation method described below. In this device, the coordinate determination is performed for the small tablet and the large tablet by different interpolation methods, but the one for the small tablet is the first interpolation method and the one for the large tablet is the second interpolation method.

【００２９】図７は図６の中心部を左右に拡大したもの
でｎ＋１番目の電極線とｎ＋２番目の電極線との間にＰ
点（ペン位置）がある例であり、左（下位側）半区間に
Ｐ点がある場合をＰ1とし、右側（上位側）半区間にＰ
点がある場合をＰ2とする。隣接電極線７、７間隔をｄ
としＰ1に対する補間量をｘ1としＰ2に対する補間量を
ｘ2とする。ｘ1はｎ＋１番目の電極線の中心からＰ1ま
での距離を意味し、ｘ2はｎ＋１番目とｎ＋２番目の電
極線の中間点からＰ2までの距離を意味する。また特性
曲線１３１をＡカーブとし、特性曲線１３２をＢカーブ
とし、特性曲線１３３をＣカーブとすると、Ｐ1点にお
いてそれぞれＡ1、Ｂ1、Ｃ1の検出レベルとなり、Ｐ2点
においてそれぞれＡ2、Ｂ2、Ｃ2の検出レベルとなる。FIG. 7 is an enlarged view of the center of FIG. 6 in the left and right direction. P is provided between the n + 1th electrode line and the n + 2th electrode line.
In this example, there is a point (pen position). If there is a P point in the left (lower side) half section, P1 is set, and P in the right (upper side) half section.
When there is a point, it is designated as P2. Adjacent electrode lines 7, spacing 7
The interpolation amount for P1 is x1, and the interpolation amount for P2 is x2. x1 means the distance from the center of the (n + 1) th electrode line to P1, and x2 means the distance from the midpoint of the (n + 1) th and n + 2th electrode lines to P2. When the characteristic curve 131 is the A curve, the characteristic curve 132 is the B curve, and the characteristic curve 133 is the C curve, the detection levels of A1, B1, and C1 are obtained at the point P1 and A2, B2, and C2 at the point P2, respectively. It becomes the detection level.

【００３０】第１の補間法において、説明の都合上Ｐ2
の補間量ｘ2を求める方を先に説明する。図７に示す点
Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈに関して図８に示すように近似直線図形
を考える。ここで直線ＥＧはＢカーブのＥＧ区間を直線
近似化したものであり、直線ＨＧはＣカーブのＨＧ区間
を直線近似化したものである。三角形ＥＦＧに注目する
とＢ2の大きさと近似補間量Ｘ2が比例することがわか
る。ここで補間区間ｄ／２を１に正規化すると、Ｃ2を
通る直線ＨＧが直線ＥＧと交わる点がちょうどｎ＋２番
目の電極線の中心線上にあるので、Ｂ2レベルをＣ2レベ
ルにより正規化することができる。すなわちＢ2／Ｃ2は
正規化した計測レベルであり、それは正規化した近似補
間量に比例し、一意的に対応する。且つその比例係数は
１である。従って、 正規化近似補間量＝Ｂ2／Ｃ2 である。従って近似補間量Ｘ2は、 Ｘ2＝（ｄ／２）×（Ｂ2／Ｃ2）………………………式２ となる。In the first interpolation method, P2 is used for convenience of explanation.
A method of obtaining the interpolation amount x2 of will be described first. Consider an approximate linear figure as shown in FIG. 8 with respect to points E, F, G, and H shown in FIG. Here, the straight line EG is a linear approximation of the EG section of the B curve, and the straight line HG is a linear approximation of the HG section of the C curve. Focusing on the triangle EFG, it can be seen that the size of B2 is proportional to the approximate interpolation amount X2. Here, if the interpolation section d / 2 is normalized to 1, the point where the straight line HG passing through C2 and the straight line EG intersect is exactly on the center line of the (n + 2) th electrode line, so the B2 level can be normalized by the C2 level. it can. That is, B2 / C2 is the normalized measurement level, which is proportional to the normalized approximate interpolation amount and uniquely corresponds to it. And the proportional coefficient is 1. Therefore, the normalized approximation interpolation amount = B2 / C2. Therefore, the approximate interpolation amount X2 is given by: X2 = (d / 2) × (B2 / C2).

【００３１】式２により求めた近似補間量はＢカーブ及
びＣカーブを直線とみなしたもので、実際の信号ペン５
の先端部の位置とは少しズレがある。これを補正表によ
り補正するのであるが、電極線パターンの形状及びサイ
ズにより、信号ペン５の先端部のスタイラス導体３及び
リング状導体４の物理的寸法により、また電極線７、
７、７、…を覆う絶縁層の厚さにより、補正特性が少し
ではあるが異なる。しかし正規化した量を扱ったことに
より、補正表が１種で済み、制御部５６を簡素化でき
た。The approximate interpolation amount obtained by the equation 2 is obtained by considering the B curve and the C curve as straight lines, and the actual signal pen 5
There is a slight deviation from the position of the tip of. This is corrected by the correction table. Depending on the shape and size of the electrode wire pattern, the physical dimensions of the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5, the electrode wire 7,
The correction characteristics are slightly different depending on the thickness of the insulating layer covering 7, 7, .... However, by handling the normalized amount, only one correction table is required, and the control unit 56 can be simplified.

【００３２】一方Ｐ1に対する補間量ｘ1を求める場合は
近似三角形が逆向きになるので、 正規化近似補間量＝１−（Ｂ1／Ａ1） である。従って近似補間量Ｘ1は、 Ｘ1＝（ｄ／２）×（１−Ｂ1／Ａ1）……………………式３ となる。これを、前記の補正表とミラー対称形の補正表
により補正し実際の補間量ｘ1とする。On the other hand, when the interpolation amount x1 for P1 is obtained, the approximation triangle is reversed, so that the normalized approximation interpolation amount = 1- (B1 / A1). Therefore, the approximate interpolation amount X1 is expressed by the following formula: X1 = (d / 2) × (1-B1 / A1). This is corrected by the correction table and the mirror symmetric correction table to obtain the actual interpolation amount x1.

【００３３】尚ｘ1を考えないで、ｎ＋１とｎ＋２番目
の電極線の中間点から左向きに補間量を考えれば、図７
での中間線ＨＥに関して左右対称であることから、Ｐ1
の補間量を式２と全く同形式（ただしＣ2の代わりにＡ1
を使用）にすることもできる。その場合、ミラー対称の
補間表も必要ない。小型タブレットを使用する場合は上
述の第１の補間法で充分である。ちなみに、１５ｃｍ×
１０ｃｍの有効エリア透明タブレットでｄ＝４ｍｍの場
合、絶対位置検出確度０．２５ｍｍを得ている。If x1 is not considered and the interpolation amount is considered leftward from the midpoint between the n + 1 and n + 2 electrode lines,
Since it is symmetric with respect to the middle line HE at
The interpolation amount of is exactly the same as formula 2 (A1 instead of C2
Can be used). In that case, a mirror symmetric interpolation table is not necessary. When using a small tablet, the first interpolation method described above is sufficient. By the way, 15cm ×
When the effective area transparent tablet of 10 cm is d = 4 mm, the absolute position detection accuracy is 0.25 mm.

【００３４】大型のタブレットに対する第２の補間法に
ついて説明する。説明の都合上Ｐ1の補間量ｘ1を求める
方を先に説明する。第１の補間法においては、２個の計
測値を近似補間計算に使用したが、第２の補間法におい
ては、３個の計測値を近似補間計算に使用する。また大
型タブレットの場合、電極パターン製造上の精度、配線
基板上の配線パターンの引き回し等により、Ａカーブと
Ｃカーブの交点（この点を境界にしてどちらの半区間か
判別する）の位置と、Ｂカーブのディップ点の位置を完
全に一致させる事は難しく、第１の補間法を使用した場
合隣接電極線の中間点での検出位置の連続性を高精度で
保持することが難しい。第２の補間法はこの点も改善し
ている。The second interpolation method for a large tablet will be described. For convenience of description, a method of obtaining the interpolation amount x1 of P1 will be described first. In the first interpolation method, two measured values are used for the approximate interpolation calculation, but in the second interpolation method, three measured values are used for the approximate interpolation calculation. In the case of a large tablet, the position of the intersection point of the A curve and the C curve (which half section is determined with this point as a boundary) is determined depending on the accuracy of electrode pattern manufacturing, the wiring pattern on the wiring board, and the like. It is difficult to completely match the positions of the dip points of the B curve, and when using the first interpolation method, it is difficult to maintain the continuity of the detection positions at the intermediate points of the adjacent electrode lines with high accuracy. The second interpolation method also improves this point.

【００３５】図９は図７のＰ1のある半区間を拡大した
ものである。誤差を少なくする意味で図９に示すように
ＡカーブとＣカーブの平均（Ａ＋Ｃ）／２及びＢカーブ
とＣカーブの平均（Ｂ＋Ｃ）／２を考える。曲線（Ａ＋
Ｃ）／２は位置による変動が少なく、正規化するための
除数として大変都合が良い。二つの平均曲線（Ａ＋Ｃ）
／２及び（Ｂ＋Ｃ）／２の差の２倍を（Ａ＋Ｃ）／２で
割算すると、FIG. 9 is an enlarged view of a half section having P1 in FIG. To reduce the error, consider the average (A + C) / 2 of the A curve and the C curve and the average (B + C) / 2 of the B curve and the C curve as shown in FIG. Curve (A +
C) / 2 is very convenient as a divisor for normalization because it hardly changes depending on the position. Two average curves (A + C)
If the double of the difference between / 2 and (B + C) / 2 is divided by (A + C) / 2,

【数３】 となり正規化近似補間量の一つである。これはｎ＋１と
ｎ＋２番目の電極線の中間点付近以外は非常に直線性が
良く式４をｄ／２倍したものは実際の信号ペン５の先端
部の位置に大変近い。電極線の中間点付近の精度を上げ
るためもう一つの正規化近似補間量を考える。[Equation 3] Is one of the normalized approximate interpolation amounts. This has very good linearity except near the midpoint between the n + 1 and n + 2 electrode lines, and the value obtained by multiplying Equation 4 by d / 2 is very close to the actual position of the tip of the signal pen 5. Consider another normalized approximation interpolation amount in order to improve the accuracy near the midpoint of the electrode line.

【００３６】Ｂカーブのディップ点のズレが精度低下を
起こし易いことから、電極線の中間点付近はＡ及びＣカ
ーブのみ使用した、Since the deviation of the dip point of the B curve is likely to cause a decrease in accuracy, only the A and C curves are used near the midpoint of the electrode line.

【数４】 を考える。この式の中の０．５の乗数は多くの電極線パ
ターン及びサイズから得た値である。[Equation 4] think of. The multiplier of 0.5 in this equation is a value obtained from many electrode line patterns and sizes.

【００３７】ＢカーブとＣカーブの交点をＪ点とする
と、Ｊ点より左を式４を使用し、Ｊ点より右の区間は式
４と式５を混合して使用する。混合の比率を、Ｊ点に近
い程式４の比率を多くし電極線の中間点に近い程式５の
比率を多くするため、概三角形ＪＥＨを利用し、Assuming that the intersection of the B curve and the C curve is point J, equation 4 is used to the left of point J, and equations 4 and 5 are mixed and used for the section to the right of point J. In order to increase the mixing ratio in Equation 4 toward the J point and increase the ratio in Equation 5 toward the midpoint of the electrode wire, the approximate triangle JEH is used.

【数５】 を式５の比率とする。式４の比率は[Equation 5] Is the ratio of Equation 5. The ratio of Equation 4 is

【数６】 ある。従ってＣ＞Ｂの区間では、[Equation 6] is there. Therefore, in the section of C> B,

【数７】 という正規化近似補間量を得る。従って、Ｂ1≧Ｃ1のと
きは式４をｄ／２倍したものを、Ｂ1＜Ｃ1のときは式６
をｄ／２倍したものを、近似補間量Ｘ1とする。[Equation 7] That is, the normalized approximate interpolation amount is obtained. Therefore, when B1 ≧ C1, the formula 4 is multiplied by d / 2, and when B1 <C1, the formula 6 is obtained.
Is multiplied by d / 2 to obtain an approximate interpolation amount X1.

【００３８】この近似補間量Ｘ1は実際の補間量ｘ1に大
変近く、更なる補正表による補正を必要としない程であ
る。同様の考え方で右（上位側）半区間にＰ点がある場
合、近似補間量Ｘ2は、Ｂ2≧Ａ2のとき Ｘ2＝ｄ×（１／２ー（Ｃ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ））………式７ Ｂ2＜Ａ2のときThis approximate interpolation amount X1 is very close to the actual interpolation amount x1 and does not require further correction by the correction table. In the same way, when there is a point P in the right (upper side) half section, the approximate interpolation amount X2 is when B2 ≧ A2 X2 = d × (1 / 2− (C−B) / (A + C)). … Equation 7 When B2 <A2

【数８】 である。これを補正表によりさらに高精度の補間量とす
ることができる。尚第１の補間法での説明と同様に、ｘ
2を考えないで、ｎ＋２番目の電極線の中心点から逆向
き（左向き）に補間量を考えればＰ2に対する近似補間
量をＰ1に対する近似補間量と同じ形式の式（ＡとＣが
入れかわる）で求めることもできる。またその場合は補
正表も１種類のみでよい。[Equation 8] Is. This can be used as a highly accurate interpolation amount by the correction table. Note that, as in the case of the first interpolation method, x
If you consider the interpolation amount in the opposite direction (leftward) from the center point of the n + 2nd electrode line without considering 2, the approximate interpolation amount for P2 is the same as the approximate interpolation amount for P1 (A and C are swapped). You can also ask. Further, in that case, only one type of correction table is required.

【００３９】制御部５６が上記の第１の補間法または第
２の補間法により数値計算し、信号ペン５の先端部のタ
ブレット６上のＸ及びＹ座標を判定し、その座標情報
と、信号ペン５のサイドスイッチ７２及びスタイラス感
圧スイッチ７３のＯＮ／ＯＦＦステータス情報とを出力
する。The control unit 56 numerically calculates by the first interpolation method or the second interpolation method described above, determines the X and Y coordinates of the tip of the signal pen 5 on the tablet 6, and determines the coordinate information and the signal. The ON / OFF status information of the side switch 72 of the pen 5 and the stylus pressure sensitive switch 73 is output.

【００４０】次に信号ペン５内の回路及びその動作につ
いて説明する。ＡＣ信号発生回路についても小型タブレ
ット用と大型タブレット用で異なる回路を使用してい
る。図２に示す回路は小型タブレット用のもので能動素
子としては２ヶのＣＭＯＳインバータ６１及び６２を使
用している。能動素子への電源供給は電池２でありスイ
ッチ６０によりＯＮ／ＯＦＦできる。Next, the circuit in the signal pen 5 and its operation will be described. Regarding the AC signal generation circuit, different circuits are used for small tablets and large tablets. The circuit shown in FIG. 2 is for a small tablet and uses two CMOS inverters 61 and 62 as active elements. The power supply to the active element is the battery 2 and can be turned on / off by the switch 60.

【００４１】ＣＭＯＳインバータ６１はセラミック振動
子６７と共に無調整発振回路を構成している。ＣＭＯＳ
インバータ６１の出力は矩形波であり、抵抗６４を介し
て信号ペン５の先端部スタイラス導体３へ印加する。ま
たその出力はＣＭＯＳインバータ６２へも印加する。Ｃ
ＭＯＳインバータ６２の出力も矩形波であり位相が反転
している。ＣＭＯＳインバータ６２の出力は抵抗６５を
介して信号ペン５の先端部リング状導体４へ印加する。
ＣＭＯＳインバータ６１及び６２の出力電圧振幅はほぼ
電源電圧からグランドまでスイングするため、スタイラ
ス導体３及びリング状導体４は平衡に略電源電圧の２倍
の振幅で矩形波ドライブされる。The CMOS inverter 61 constitutes an unadjusted oscillation circuit together with the ceramic oscillator 67. CMOS
The output of the inverter 61 is a rectangular wave, and is applied to the tip stylus conductor 3 of the signal pen 5 via the resistor 64. The output is also applied to the CMOS inverter 62. C
The output of the MOS inverter 62 is also a rectangular wave and its phase is inverted. The output of the CMOS inverter 62 is applied to the tip ring conductor 4 of the signal pen 5 via the resistor 65.
Since the output voltage amplitudes of the CMOS inverters 61 and 62 swing substantially from the power supply voltage to the ground, the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 are balanced and driven by a rectangular wave with an amplitude approximately twice the power supply voltage.

【００４２】本装置は段落００１５で説明したように、
矩形波信号の場合でもその基本波成分のみ利用してい
る。矩形波の性質としてその基本波成分の振幅は矩形波
の振幅の４／π倍のピークツーピーク値を持つ。従って
スタイラス導体３及びリング状導体４は電源電圧の（２
×４／π≒２．５４）倍のピークツーピーク振幅を持つ
正弦波で平衡駆動されているのと等価である。従って低
い電池電圧でも充分なＡＣ信号出力レベルを得ている。
またＣＭＯＳインバータを使用していることから大変に
電力消費も少なく、通常相反する高出力／低電力消費と
いう要求を高いレベルで満たしている。This device, as described in paragraph 0015,
Even in the case of a rectangular wave signal, only the fundamental wave component is used. As a property of a rectangular wave, the amplitude of its fundamental wave component has a peak-to-peak value that is 4 / π times the amplitude of the rectangular wave. Therefore, the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 are (2
It is equivalent to being balanced-driven by a sine wave having a peak-to-peak amplitude of × 4 / π≈2.54) times. Therefore, a sufficient AC signal output level is obtained even with a low battery voltage.
Further, since the CMOS inverter is used, the power consumption is very small, and the requirements of high output / low power consumption, which are usually contradictory, are satisfied at a high level.

【００４３】ちなみに小型タブレット用の本回路は電池
電圧２．８Ｖ、発振周波数４５５ｋＨｚにおいて、略１
０５マイクロアンペアの電源電流であり、本発明のキー
ポイントである高耐ノイズ性の信号伝達方式とにより、
小型タブレットに対してこれで充分な位置検出精度を得
ている。By the way, this circuit for a small tablet is approximately 1 when the battery voltage is 2.8 V and the oscillation frequency is 455 kHz.
With a power supply current of 05 microamperes and a signal transmission system with high noise resistance, which is a key point of the present invention,
This gives sufficient position detection accuracy for small tablets.

【００４４】スイッチ７２は信号ペン５のサイドスイッ
チであり、操作者の指により押されるもので、ペンステ
ータスの一つである。スイッチ７２が押されると、共振
分割コンデンサ６９とパラレルにコンデンサ７０が接続
され、発振周波数を数ｋＨｚ低下させる。またスイッチ
７３はスタイラス感圧スイッチであり、操作者が信号ペ
ン５のスタイラス３をタブレット盤面に押圧するとＯＮ
する。これもペンステータスの一つであり、スイッチ７
３がＯＮするとコンデンサ７１によりやはり発振周波数
を数ｋＨｚ低下させる。コンデンサ７０と７１の容量値
は異なり、結局スイッチ７２と７３の４通りの状態組み
合わせに対して４通りの周波数のＡＣ信号を信号ペン５
が出力する。この周波数シフトを、図１ＢのＤタイプフ
リップフロップ４１の出力周波数を制御部５６が計測す
ることによりステータスデコードを行っている。The switch 72 is a side switch of the signal pen 5, which is pressed by the operator's finger and is one of the pen statuses. When the switch 72 is pressed, the capacitor 70 is connected in parallel with the resonance dividing capacitor 69, and the oscillation frequency is lowered by several kHz. The switch 73 is a stylus pressure-sensitive switch, which is turned on when the operator presses the stylus 3 of the signal pen 5 on the tablet board surface.
To do. This is also one of the pen statuses, and switch 7
When 3 is turned on, the capacitor 71 also lowers the oscillation frequency by several kHz. The capacitance values of the capacitors 70 and 71 are different, and eventually, the AC signals of four different frequencies are supplied to the signal pen 5 with respect to the four state combinations of the switches 72 and 73.
Will output. This frequency shift is status-decoded by the control unit 56 measuring the output frequency of the D-type flip-flop 41 of FIG. 1B.

【００４５】図３に示す回路は大型タブレット用の信号
ペン５の回路であり、能動素子としては１ヶのＣＭＯＳ
インバータ８１を使用している。電源供給は電池２であ
る。ＣＭＯＳインバータ８１はセラミック振動子８３と
共に無調整発振回路を構成している。周波数シフトを行
うため、本回路において共振分割コンデンサ８４及び８
５の容量比は８５の方を小さくしている。この場合コン
デンサ８５の端子電圧はスイッチ９０及び９１がＯＦＦ
しているとき、容易にＣＭＯＳインバータ８１の入力ク
ランプレベルを越す。その場合、発振振幅が制限される
が、その制限を除く目的に抵抗８６をセラミック振動子
８３の一端とＣＭＯＳインバータ８１の入力間に入れて
いる。しかし位相の遅れを少なくするためスピードアッ
プコンデンサ８７をコンプライアンス抵抗８６と並列に
入れている。このようにしてスイッチ９０及び９１の状
態に関係なくセラミック振動子８３の振動ロスを防いで
いる。サイドスイッチ９０及びスタイラス感圧スイッチ
９１は図２の小型タブレット用回路のものと機能及び目
的が同じである。The circuit shown in FIG. 3 is a circuit of the signal pen 5 for a large tablet, and one CMOS is used as an active element.
The inverter 81 is used. The power supply is the battery 2. The CMOS inverter 81 constitutes an unadjusted oscillation circuit together with the ceramic oscillator 83. In order to shift the frequency, resonance dividing capacitors 84 and 8 are used in this circuit.
The capacity ratio of 5 is smaller than that of 85. In this case, the terminal voltage of the capacitor 85 turns off the switches 90 and 91.
The input clamp level of the CMOS inverter 81 is easily exceeded during the operation. In that case, although the oscillation amplitude is limited, the resistor 86 is inserted between one end of the ceramic oscillator 83 and the input of the CMOS inverter 81 for the purpose of removing the limitation. However, in order to reduce the phase delay, the speed-up capacitor 87 is inserted in parallel with the compliance resistor 86. In this way, vibration loss of the ceramic vibrator 83 is prevented regardless of the states of the switches 90 and 91. The side switch 90 and the stylus pressure sensitive switch 91 have the same function and purpose as those of the circuit for the small tablet in FIG.

【００４６】図３の回路の特徴は共振コイル９４及び共
振コンデンサ９５による昇圧回路にある。ＬＣ並列共振
回路は共振周波数においてそのインピーダンスが大であ
り且つ先端部の二つの導体３及び４とタブレット６の各
電極線７、７、７、…間の結合容量は数ピコファラッド
以下でありこれもインピーダンスが大であり、発振回路
から見た負荷は非常に小さい。従って図３に示すような
ＬＣによる昇圧回路をセラミック振動子８３の両端に接
続しても、セラミック振動子がほぼ正弦波で動作してい
るので、振動エネルギーの損失は微少である。The circuit of FIG. 3 is characterized by a booster circuit including a resonance coil 94 and a resonance capacitor 95. The LC parallel resonance circuit has a large impedance at the resonance frequency, and the coupling capacitance between the two conductors 3 and 4 at the tip and the electrode lines 7, 7, 7, ... Of the tablet 6 is less than a few picofarads. Also has a large impedance and the load seen from the oscillation circuit is very small. Therefore, even if the LC booster circuit as shown in FIG. 3 is connected to both ends of the ceramic vibrator 83, the ceramic vibrator operates almost in a sine wave, so that the loss of vibration energy is very small.

【００４７】セラミック振動子８３の両端は回路グラン
ドに対し逆相動作をしており、平衡信号出力するのに都
合が良い。段落０００９で説明したように先端部スタイ
ラス導体３とリング状導体４を比較するとリング状導体
４の方がインピーダンスが低く、セラミック振動子の一
端（ＣＭＯＳインバータ８１の出力側）の電圧レベルを
ほぼそのまま与え、スタイラス導体３へセラミック振動
子８３の他端の電圧を昇圧して与えている。抵抗９２及
び９３は共振回路９４及び９５のリアクタンス分が、発
振回路の周波数シフトに対し悪影響しないために入れて
いる。Both ends of the ceramic oscillator 83 operate in reverse phase with respect to the circuit ground, which is convenient for outputting a balanced signal. As described in paragraph 0009, comparing the tip stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4, the ring-shaped conductor 4 has a lower impedance, and the voltage level at one end of the ceramic vibrator (the output side of the CMOS inverter 81) remains almost unchanged. Then, the voltage at the other end of the ceramic vibrator 83 is boosted and applied to the stylus conductor 3. The resistors 92 and 93 are included because the reactance components of the resonance circuits 94 and 95 do not adversely affect the frequency shift of the oscillation circuit.

【００４８】以上の説明のように図３の回路において信
号ペン５の先端部のスタイラス導体３及びリング状導体
４は高電圧の正弦波により疑似平衡駆動される。高電圧
出力ではあっても矩形波出力とは違い、不要な高調波を
周囲に放射することはない。ちなみに大型タブレット用
の本回路は電池電圧２．８Ｖ、発振周波数４５５ｋＨｚ
において、正弦波出力電圧１２ＶP-P及び略１９０マイ
クロアンペアの電源電流であり、大型タブレットに対し
て充分な位置検出精度を得ている。As described above, in the circuit of FIG. 3, the stylus conductor 3 and the ring-shaped conductor 4 at the tip of the signal pen 5 are pseudo-balanced driven by the high voltage sine wave. Even if it is a high voltage output, unlike a rectangular wave output, it does not radiate unnecessary harmonics to the surroundings. By the way, this circuit for large tablets has a battery voltage of 2.8 V and an oscillation frequency of 455 kHz.
In the above, the sine wave output voltage is 12 VP-P and the power source current is about 190 microamperes, and sufficient position detection accuracy is obtained for a large tablet.

【００４９】図２及び図３の両回路共に最大周波数シフ
トを５ｋＨｚにしているので使用周波数帯域は狭く、Ａ
Ｃ信号のＳ／Ｎ比向上に寄与している。また狭帯域の中
に４通りのスイッチステータス情報を詰め込んでいる
が、セラミック振動子８３の周波数安定性により信頼性
の高いデコードができた。Since the maximum frequency shift in both circuits of FIGS. 2 and 3 is 5 kHz, the usable frequency band is narrow.
This contributes to improving the S / N ratio of the C signal. Further, although four types of switch status information are packed in the narrow band, the frequency stability of the ceramic oscillator 83 enables highly reliable decoding.

【００５０】尚信号ペン先端部の導体をスタイラス導体
と、このスタイラス導体を囲繞するリング状導体で説明
したが、本発明はこれに限定されるものではなく、二本
の信号用導体を使用するものでも実現できるものであ
る。また、信号ペン内部の電源部を電池で説明したが、
これに限らず太陽電池またはケーブル無しでの誘導結合
による電気エネルギーの供給等による電源部でも実現で
きるものである。The conductor at the tip of the signal pen has been described as the stylus conductor and the ring-shaped conductor surrounding the stylus conductor. However, the present invention is not limited to this, and two signal conductors are used. Anything can be realized. Also, the power supply inside the signal pen was explained using a battery,
However, the present invention is not limited to this, and can be realized by a power supply unit by supplying electric energy by inductive coupling without a solar cell or cable.

【００５１】[0051]

【発明の効果】 本発明による座標検出装置は、静電容
量結合方式のケーブル無しの信号ペンを使用した従来技
術によるタブレット座標検出装置が必須として利用して
いた疑似グランドによる信号リターン経路を必要としな
い平衡信号伝達手段を採用しており、それがまた実際回
路における有効信号成分を可能な限りロスなく検出し、
且つ有害成分に対しほとんど不感覚とすることにより高
Ｓ／Ｎ比を得て、低消費電力の高効率信号ペンによる従
来より低い信号出力レベルでも安定な座標検出を高分解
能で可能とした。The coordinate detection device according to the present invention requires the signal return path by the pseudo-ground, which is essentially used by the tablet coordinate detection device according to the prior art which uses the signal pen without the cable of the capacitive coupling type. The balanced signal transmission means that does not detect the effective signal component in the actual circuit as much as possible without loss,
Moreover, by making the harmful components almost insensitive, a high S / N ratio is obtained, and stable coordinate detection can be performed with high resolution even at a signal output level lower than before by a highly efficient signal pen with low power consumption.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 装置全体構成図FIG. 1 Overall configuration diagram of the apparatus

【図２】 小型タブレット用信号ペン回路図[Figure 2] Signal pen circuit diagram for small tablets

【図３】 大型タブレット用信号ペン回路図[Figure 3] Signal pen circuit diagram for large tablets

【図４】 信号伝達等価回路FIG. 4 Signal transmission equivalent circuit

【図５】 信号レベル検出動作タイミング及び検波波形
図FIG. 5 is a signal level detection operation timing and detection waveform diagram.

【図６】 信号検出レベル特性図FIG. 6 is a signal detection level characteristic diagram.

【図７】 補間法の説明図FIG. 7 is an explanatory diagram of an interpolation method.

【図８】 第１の補間法の説明図FIG. 8 is an explanatory diagram of a first interpolation method.

【図９】 第２の補間法の説明図FIG. 9 is an explanatory diagram of a second interpolation method.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 平衡型正弦波または矩形波発生器 ２ 電池 ３ 信号ペン先端部のスタイラス導体 ４ 信号ペン先端部のリング状導体 ５ 信号ペン ６ タブレット ７ 電極線 ８ Ｘ方向アナログマルチプレクサ ９ Ｙ方向アナログマルチプレクサ １０ ＤＣレベル固定用抵抗 １１ ＤＣレベル固定用抵抗 １２ ＤＣレベル固定用抵抗 １３ ＤＣレベル固定用抵抗 １４ ＤＣ電流シンク抵抗 １５ ＤＣ電流シンク抵抗 １６ ＡＣカップリングコンデンサ １７ ＡＣカップリングコンデンサ １８ 平衡型電流バッファアンプ １９ バンドパスフィルタ付平衡不平衡変換器 ２０ 増幅器 ２１ 増幅器２０の入力インピーダンス ２２ インピーダンス増加抵抗 ２３ フィルタコンデンサ ２４ フィルタコイル ２５ Ｑダンピング抵抗 ２６ ゲイン可変抵抗 ２７ ゲイン可変抵抗 ２８ スイッチ ２９ スイッチ ３０ スイッチ ３１ 波形整形（リミッタ）回路 ３２ 位相反転増幅器 ３３ インピーダンス増加抵抗 ３４ 加算抵抗 ３５ 検波トランジスタ ３６ シュミットインバータ ３７ 充放電タイミングコンデンサ ３８ フィードバック抵抗 ３９ 抵抗 ４０ コンデンサ ４１ Ｄタイプフリップフロップ ４２ 電流シンク抵抗 ４３ 検波コンデンサ ４４ スイッチ ４５ ローパスフィルタ抵抗 ４６ ローパスフィルタコンデンサ ４７ ローパスフィルタ抵抗 ４８ サンプル／ホールドコンデンサ ４９ 演算増幅器 ５０ 演算増幅器 ５１ 演算抵抗 ５２ 演算抵抗 ５３ 演算抵抗 ５４ 演算抵抗 ５５ Ａ／Ｄコンバータ ５６ 制御部 ５７ 位相同期発振器 ６０ 電源スイッチ ６１ ＣＭＯＳインバータ ６２ ＣＭＯＳインバータ ６３ ＤＣフィードバック抵抗 ６４ 出力抵抗 ６５ 出力抵抗 ６６ 振動子駆動抵抗 ６７ セラミック振動子 ６８ 共振分割コンデンサ ６９ 共振分割コンデンサ ７０ 周波数シフトコンデンサ ７１ 周波数シフトコンデンサ ７２ サイドスイッチ ７３ スタイラス感圧スイッチ ８０ 電源スイッチ ８１ ＣＭＯＳインバータ ８２ 振動子駆動抵抗 ８３ セラミック振動子 ８４ 共振分割コンデンサ ８５ 共振分割コンデンサ ８６ コンプライアンス抵抗 ８７ スピードアップコンデンサ ８８ 周波数シフトコンデンサ ８９ 周波数シフトコンデンサ ９０ サイドスイッチ ９１ スタイラス感圧スイッチ ９２ 抵抗 ９３ 抵抗 ９４ 昇圧共振コイル ９５ 昇圧共振コンデンサ ９６ 昇圧共振部シールド ９７ 出力抵抗 ９８ 出力抵抗 １００ スタイラス導体３とリング状導体４間の浮遊容
量 １０１ ＡＣ信号発生器の平衡分割出力インピーダンス １０２ ＡＣ信号発生器の平衡分割出力インピーダンス １０３ スタイラス導体３の疑似接地インピーダンス １０４ リング状導体４の疑似接地インピーダンス １０５ スタイラス導体３と電極線（ｎ）間の結合容量 １０６ スタイラス導体３と電極線（ｎ＋１）間の結合
容量 １０７ リング状導体４と電極線（ｎ）間の結合容量 １０８ リング状導体４と電極線（ｎ＋１）間の結合容
量 １０９ 電極線（ｎ）の対グランド浮遊容量 １１０ 電極線（ｎ＋１）の対グランド浮遊容量 １１１ 電極線（ｎ）と電極線（ｎ＋１）間の浮遊容量 １２０ アナログマルチプレクサ切り換えタイミング １２１ ゲイン切り換えタイミング １２２ スイッチ２８の動作タイミング １２３ サンプルホールドスイッチ４４の動作タイミン
グ １２４ ＡＭ検波波形 １２５ Ａ／Ｄコンバータ入力波形 １２６ Ａ／Ｄ変換動作タイミング １３１ ｎとｎ＋１番目の電極線による信号検出レベル
特性 １３２ ｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による信号検出レ
ベル特性 １３３ ｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による信号検出レ
ベル特性1 Balanced sine wave or rectangular wave generator 2 Battery 3 Stylus conductor at tip of signal pen 4 Ring conductor at tip of signal pen 5 Signal pen 6 Tablet 7 Electrode wire 8 X direction analog multiplexer 9 Y direction analog multiplexer 10 DC level Fixed resistor 11 DC level fixed resistor 12 DC level fixed resistor 13 DC level fixed resistor 14 DC current sink resistor 15 DC current sink resistor 16 AC coupling capacitor 17 AC coupling capacitor 18 Balanced current buffer amplifier 19 Bandpass Balanced / unbalanced converter with filter 20 Amplifier 21 Input impedance of amplifier 20 22 Impedance increasing resistor 23 Filter capacitor 24 Filter coil 25 Q damping resistor 26 Gain variable resistor 27 Gain variable resistor 28 Switch 29 Switch 30 Switch 31 Waveform shaping (limiter) circuit 32 Phase inversion amplifier 33 Impedance increasing resistor 34 Summing resistor 35 Detection transistor 36 Schmitt inverter 37 Charge / discharge timing capacitor 38 Feedback resistor 39 Resistor 40 Capacitor 41 D type flip-flop 42 Current sink resistor 43 Detection Capacitor 44 Switch 45 Low Pass Filter Resistor 46 Low Pass Filter Capacitor 47 Low Pass Filter Resistor 48 Sample / Hold Capacitor 49 Operational Amplifier 50 Operational Amplifier 51 Operational Resistance 52 Operational Resistance 53 Operational Resistance 54 Operational Resistance 55 A / D Converter 56 Control Section 57 Phase Synchronous oscillator 60 Power switch 61 CMOS inverter 62 CMOS inverter 63 DC feedback Resistance 64 Output resistance 65 Output resistance 66 Oscillator drive resistance 67 Ceramic oscillator 68 Resonance division capacitor 69 Resonance division capacitor 70 Frequency shift capacitor 71 Frequency shift capacitor 72 Side switch 73 Stylus pressure sensitive switch 80 Power switch 81 CMOS inverter 82 Oscillator drive Resistor 83 Ceramic resonator 84 Resonance dividing capacitor 85 Resonance dividing capacitor 86 Compliance resistor 87 Speed-up capacitor 88 Frequency shift capacitor 89 Frequency shift capacitor 90 Side switch 91 Stylus pressure sensitive switch 92 Resistor 93 Resistor 94 Boost resonant coil 95 Boost resonant capacitor 96 Boost Resonant shield 97 Output resistance 98 Output resistance 100 Stray capacitance between stylus conductor 3 and ring-shaped conductor 4 101 balanced output impedance of AC signal generator 102 balanced output impedance of AC signal generator 103 pseudo ground impedance of stylus conductor 3 104 pseudo ground impedance of ring conductor 4 105 coupling between stylus conductor 3 and electrode wire (n) Capacitance 106 Coupling capacitance between stylus conductor 3 and electrode line (n + 1) 107 Coupling capacitance between ring conductor 4 and electrode line (n) 108 Coupling capacitance between ring conductor 4 and electrode line (n + 1) 109 Electrode line (n ) Stray capacitance to ground 110 stray capacitance to ground of electrode line (n + 1) 111 stray capacitance between electrode line (n) and electrode line (n + 1) 120 analog multiplexer switching timing 121 gain switching timing 122 switch 28 operation timing 123 samples Holdsui Operation timing of switch 44 AM detection waveform 125 A / D converter input waveform 126 A / D conversion operation timing 131 n and n + 1th electrode wire signal detection level characteristics 132 n + 1 and n + 2nd electrode wire signal detection level characteristics 133 Signal detection level characteristics by n + 2 and n + 3 electrode lines

【手続補正書】[Procedure amendment]

【提出日】平成７年３月９日[Submission date] March 9, 1995

【手続補正１】[Procedure Amendment 1]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】請求項７[Name of item to be corrected] Claim 7

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【数１】 上位側半補間区間において Ｘ＝ｄ×（１／２−（Ｃ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ））………（Ｂ＞＝Ａのとき）[Equation 1] X = d × (1 / 2- (CB) / (A + C)) in the upper half-interpolation interval (when B> = A)

【数２】 により近似補間量を求め、更に必要なら補正表により補
正する補間方法を使用する耐ノイズ性容量結合座標検出
方法 但し、 ｄは隣接電極線間隔 Ａはｎを任意の正の整数として ｎとｎ＋１番目の電極線による計測信号レベル Ｂはｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による計測信号レベル Ｃはｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による計測信号レベル である。[Equation 2] The noise-resistant capacitive coupling coordinate detection method that uses an interpolation method that calculates an approximate interpolation amount by using, and further, corrects using a correction table, where d is the adjacent electrode line spacing, A is n and n + 1 The measurement signal level B by the electrode line of No. 2 is the measurement signal level by the n + 1 and n + 2th electrode lines, and C is the measurement signal level by the n + 2 and n + 3th electrode lines.

【手続補正２】[Procedure Amendment 2]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】００３７[Name of item to be corrected] 0037

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【００３７】ＢカーブとＣカーブの交点をＪ点とする
と、Ｊ点より左を式４を使用し、Ｊ点より右の区間は式
４と式５を混合して使用する。混合の比率を、Ｊ点に近
い程式４の比率を多くし電極線の中間点に近い程式５の
比率を多くするため、概三角形ＪＥＨを利用し、Assuming that the intersection of the B curve and the C curve is point J, equation 4 is used to the left of point J, and equations 4 and 5 are mixed and used for the section to the right of point J. In order to increase the mixing ratio in Equation 4 toward the J point and increase the ratio in Equation 5 toward the midpoint of the electrode wire, the approximate triangle JEH is used.

【数５】を式５の比率とする。式４の比率はLet [Equation 5] be the ratio of Equation 5. The ratio of Equation 4 is

【数６】である。従ってＣ＞Ｂの区間では、[Equation 6] Therefore, in the section of C> B,

【数７】という正規化近似補間量を得る。従って、Ｂ１
≧Ｃ１のときは式４をｄ／２倍したものを、Ｂ１＜Ｃ１
のときは式６をｄ／２倍したものを、近似補間量Ｘ１と
する。A normalized approximate interpolation amount of ## EQU7 ## is obtained. Therefore, B1
When ≧ C1, the value obtained by multiplying Equation 4 by d / 2 is calculated as B1 <C1.
In this case, the value obtained by multiplying Equation 6 by d / 2 is set as the approximate interpolation amount X1.

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 Ｘ及びＹ座標軸に沿って配設された複数
電極線を有するタブレットと、該タブレットの各電極線
へそれぞれ静電容量結合により電気信号を伝えるケーブ
ル無しの信号ペンとを有する座標検出装置において、前
記信号ペン内に配置されたＡＣ信号発生器と、前記ＡＣ
信号発生器への電源供給手段と、前記ＡＣ信号発生器に
より平衡駆動または疑似平衡駆動される前記信号ペン先
端部の二つの導体と、前記電極線の各隣接電極線毎の平
衡受信信号と隣接電極線の両電極線のそれぞれに誘起す
る二つの不平衡受信信号とが混在している信号での前記
平衡信号の基本波電流成分と前記二つの不平衡信号の差
の基本波電流成分との和のレベルを電流電圧変換し計測
する手段と、前記電流電圧変換された信号の周波数を計
測する手段と、前記各計測値を処理し前記タブレット上
の前記信号ペン先端部の座標及び周波数状態を出力する
手段とを有することを特徴とする耐ノイズ性容量結合座
標検出装置。1. Coordinates having a tablet having a plurality of electrode lines arranged along X and Y coordinate axes and a signal pen without a cable for transmitting an electric signal to each electrode line of the tablet by capacitive coupling. In the detection device, an AC signal generator disposed in the signal pen;
Power supply means for the signal generator, two conductors at the tip of the signal pen that are balanced-driven or pseudo-balance-driven by the AC signal generator, and adjacent to the balanced reception signal for each adjacent electrode line of the electrode line. Between the fundamental wave current component of the balanced signal and the fundamental current component of the difference between the two unbalanced signals in a signal in which two unbalanced reception signals induced in each of the electrode lines are mixed. Means for current-voltage converting and measuring the sum level, means for measuring the frequency of the current-voltage converted signal, and processing the measured values to determine the coordinates and frequency state of the signal pen tip on the tablet. A noise-resistant capacitively-coupled coordinate detection device comprising: an output unit. 【請求項２】 電極線を抵抗性薄膜透明電極線とした請
求項１の耐ノイズ性容量結合座標検出装置。2. The noise-resistant capacitively-coupled coordinate detection device according to claim 1, wherein the electrode lines are resistive thin film transparent electrode lines. 【請求項３】 矩形波発生器の正相及び逆相電圧を信号
ペンの先端部の二つの導体へ平衡出力し、電源電圧の
２．５４倍以上のピークツーピーク基本波成分平衡電圧
出力する信号ペンとした請求項１の耐ノイズ性容量結合
座標検出装置。3. The positive and negative phase voltages of the rectangular wave generator are balancedly output to the two conductors at the tip of the signal pen, and the peak-to-peak fundamental wave component balanced voltage of 2.54 times or more the power supply voltage is output. The noise-resistant capacitively-coupled coordinate detection device according to claim 1, which is a signal pen. 【請求項４】 信号ペンを、無調整型セラミック発振器
のセラミック振動子の両端出力をＬＣ並列共振回路の一
端及びコイルの途中タップへ印加し、昇圧された前記Ｌ
Ｃ共振回路の両端の疑似平衡正弦波電圧を先端部の二つ
の導体へ印加する信号ペンとした請求項１の耐ノイズ性
容量結合座標検出装置。4. The signal L is boosted by applying the output from both ends of the ceramic oscillator of the unadjusted ceramic oscillator to one end of the LC parallel resonance circuit and the tap in the middle of the coil.
The noise-resistant capacitively-coupled coordinate detection device according to claim 1, which is a signal pen for applying a quasi-balanced sinusoidal voltage across the C resonance circuit to the two conductors at the tip. 【請求項５】 信号レベル計測部を、入力信号と、該入
力信号に位相同期した常時連続矩形波発生器の出力とを
重畳し、半波整流ＡＭ検波を行い無信号入力レベルをサ
ンプル／ホールドすることにより二個の演算増幅器によ
り無信号入力時のレベル及びドリフトを自動キャンセル
する信号レベル計測手段を有する請求項１の耐ノイズ性
容量結合座標検出装置。5. A signal level measuring unit superimposes an input signal and an output of a continuous continuous rectangular wave generator that is phase-synchronized with the input signal, performs half-wave rectification AM detection, and samples / holds a no-signal input level. The noise-resistant capacitively coupled coordinate detection device according to claim 1, further comprising signal level measuring means for automatically canceling the level and the drift when no signal is input by the two operational amplifiers. 【請求項６】 Ｘ及びＹ座標軸に沿って配設された複数
の電極線を有するタブレットと、該タブレットの各電極
線へそれぞれ静電結合により平衡電気信号を伝えるケー
ブル無しの信号ペンとを有する座標検出装置において、
近似補間量をＸとして下位側半補間区間において、 Ｘ＝（ｄ／２）×（１−Ｂ／Ａ） 上位側半補間区間において Ｘ＝（ｄ／２）×（Ｂ／Ｃ） により近似補間量を求め、更に補正表により補正する補
間方法を使用した耐ノイズ性容量結合座標検出方法。但
し、 ｄは隣接電極線間隔 Ａはｎを任意の正の整数として ｎとｎ＋１番目の電極線による計測信号レベル Ｂはｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による計測信号レベル Ｃはｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による計測信号レベル である。6. A tablet having a plurality of electrode lines arranged along the X and Y coordinate axes, and a signal pen without a cable for transmitting a balanced electric signal to each electrode line of the tablet by electrostatic coupling. In the coordinate detection device,
Approximate interpolation by X = (d / 2) × (1-B / A) in the lower half-interpolation section, where X is the approximate interpolation amount, and X = (d / 2) × (B / C) in the upper half-interpolation section A noise-resistant capacitively-coupled coordinate detection method that uses an interpolation method in which the amount is obtained and further corrected by a correction table. Where d is the interval between adjacent electrode lines, A is n as an arbitrary positive integer, and the measurement signal level by the n and n + 1th electrode lines is B, the measurement signal level by the n + 1 and n + 2nd electrode lines is C, and the measurement signal level by the n + 2 and n + 3rd electrodes. It is the measurement signal level by the line. 【請求項７】 Ｘ及びＹ座標軸に沿って配設された複数
の電極線を有するタブレットと、該タブレットの各電極
線へそれぞれ静電結合により平衡電気信号を伝えるケー
ブル無しの信号ペンとを有する座標検出装置において、
近似補間量をＸとして下位側半補間区間において、 Ｘ＝ｄ×（Ａ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ）………………（Ｂ＝＜Ｃのとき） 【数１】 上位側半補間区間において Ｘ＝ｄ×（１／２−（Ｃ−Ｂ）／（Ａ＋Ｃ））………（Ｂ＞＝Ａのとき） 【数２】 により近似補間量を求め、更に必要なら補正表により補
正する補間方法を使用する耐ノイズ性容量結合座標検出
方法 但し、 ｄは隣接電極線間隔 Ａはｎを任意の正の整数として ｎとｎ＋１番目の電極線による計測信号レベル Ｂはｎ＋１とｎ＋２番目の電極線による計測信号レベル Ｃはｎ＋２とｎ＋３番目の電極線による計測信号レベル である。7. A tablet having a plurality of electrode lines arranged along the X and Y coordinate axes, and a signal pen without a cable for transmitting a balanced electric signal to each electrode line of the tablet by electrostatic coupling. In the coordinate detection device,
In the lower half-interpolation section where the approximate interpolation amount is X, X = d × (A−B) / (A + C) ………… (when B = << C) [Equation 1] X = d × (1 / 2- (CB) / (A + C)) in the upper half-interpolation section (when B> = A) [Equation 2] The noise-resistant capacitive coupling coordinate detection method that uses an interpolation method that calculates an approximate interpolation amount by using, and further, corrects using a correction table, where d is the adjacent electrode line spacing, A is n and n + 1 The measurement signal level B by the electrode line of No. 2 is the measurement signal level by the n + 1 and n + 2th electrode lines, and C is the measurement signal level by the n + 2 and n + 3th electrode lines.