JPH07163155A - インバータ装置の故障予知装置 - Google Patents
インバータ装置の故障予知装置Info
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- JPH07163155A JPH07163155A JP5301518A JP30151893A JPH07163155A JP H07163155 A JPH07163155 A JP H07163155A JP 5301518 A JP5301518 A JP 5301518A JP 30151893 A JP30151893 A JP 30151893A JP H07163155 A JPH07163155 A JP H07163155A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータ装置の主回路スイッチング素子等
のオープン故障を検出して装置のトリップ故障を予知す
る。 【構成】 インバータのスイッチング素子のゲートドラ
イブ回路に入力されるゲートパルス信号（ＧＰｕ）と、
そのスイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指
令値の極性を表す極性信号（Ｆｕ）との論理積（６２
ａ，ｂ）は、ゲートパルス信号の正又は負極性ごとの正
常信号に相当する。一方、スイッチング素子に対応する
インバータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応す
る極性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる
電流信号（６３）は、前記正常信号に対応するフィード
バック信号に相当する。そこで、論理積（６２ａ，ｂ）
と電流信号（６３）を比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号（６７）を出
力することにより、トリップ以前に故障を予知できる。
のオープン故障を検出して装置のトリップ故障を予知す
る。 【構成】 インバータのスイッチング素子のゲートドラ
イブ回路に入力されるゲートパルス信号（ＧＰｕ）と、
そのスイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指
令値の極性を表す極性信号（Ｆｕ）との論理積（６２
ａ，ｂ）は、ゲートパルス信号の正又は負極性ごとの正
常信号に相当する。一方、スイッチング素子に対応する
インバータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応す
る極性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる
電流信号（６３）は、前記正常信号に対応するフィード
バック信号に相当する。そこで、論理積（６２ａ，ｂ）
と電流信号（６３）を比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号（６７）を出
力することにより、トリップ以前に故障を予知できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ装置のトリ
ップ故障を予知する故障予知装置に関し、特にインバー
タ主回路のスイッチング素子または還流ダイオードのオ
ープン故障、スイッチング素子のドライバ回路の故障を
早期に検出し、インバータ装置のトリップ故障を予知す
るものに関する。
ップ故障を予知する故障予知装置に関し、特にインバー
タ主回路のスイッチング素子または還流ダイオードのオ
ープン故障、スイッチング素子のドライバ回路の故障を
早期に検出し、インバータ装置のトリップ故障を予知す
るものに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、インバータ装置の主回路スイッチ
ング素子等の短絡故障は、過電流検出により速やかに検
出できることから、特開昭５９−１２３４６９号公報等
に記載れているように、過電流検出に合わせてインバー
タ装置をトリップする処置が行われている。
ング素子等の短絡故障は、過電流検出により速やかに検
出できることから、特開昭５９−１２３４６９号公報等
に記載れているように、過電流検出に合わせてインバー
タ装置をトリップする処置が行われている。
【０００３】また、主回路スイッチング素子が開放状態
となる、いわゆるオープン故障の場合、インバータ装置
の運転を停止して故障を検知する方法がとられていた
（特開昭６２−４４０７５号公報）。
となる、いわゆるオープン故障の場合、インバータ装置
の運転を停止して故障を検知する方法がとられていた
（特開昭６２−４４０７５号公報）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の技術に
よれば、主回路スイッチング素子に逆並列接続される還
流ダイオードのオープン故障については故障を検出する
ことが困難であった。
よれば、主回路スイッチング素子に逆並列接続される還
流ダイオードのオープン故障については故障を検出する
ことが困難であった。
【０００５】また、運転員は、インバータ装置がトリッ
プしたことにより初めてインバータ装置の故障を認識で
きるものであったことから、トリップ前に何らかの対策
をとることができない。そのため、複数のインバータ装
置が関連して設けられているプラント等の場合、一台の
インバータ装置がトリップしたために、プラント全体に
故障が波及してしまうという問題があった。
プしたことにより初めてインバータ装置の故障を認識で
きるものであったことから、トリップ前に何らかの対策
をとることができない。そのため、複数のインバータ装
置が関連して設けられているプラント等の場合、一台の
インバータ装置がトリップしたために、プラント全体に
故障が波及してしまうという問題があった。
【０００６】例えば、還流ダイオードのオープン故障の
場合は、５０％程度以下の負荷であれは、一定時間の運
転を継続しても問題が無いから、その場合にはトリップ
によりプラント全体が停止する前に、対応措置を講ずる
ことができる場合がある。また、ドライブ回路の故障に
より１相の主回路スイッチング素子がオンできない場合
は、１相の欠相になるが一定時間は運転に支障が無い場
合がある。
場合は、５０％程度以下の負荷であれは、一定時間の運
転を継続しても問題が無いから、その場合にはトリップ
によりプラント全体が停止する前に、対応措置を講ずる
ことができる場合がある。また、ドライブ回路の故障に
より１相の主回路スイッチング素子がオンできない場合
は、１相の欠相になるが一定時間は運転に支障が無い場
合がある。
【０００７】本発明の目的は、インバータ装置の主回路
スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障を
検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知できる
故障予知装置を提供することにある。
スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障を
検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知できる
故障予知装置を提供することにある。
【０００８】また、そのような故障予知装置を備えたイ
ンバータ装置を提供することにある。
ンバータ装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の故障予知装置
は、上記目的を達成するため、インバータのスイッチン
グ素子のゲートドライブ回路に入力されるゲートパルス
信号と、前記スイッチング素子と同相のインバータ出力
電流の指令値に相当する物理量の極性を表す極性信号と
の論理積をとり、前記スイッチング素子に対応するイン
バータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応する極
性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる電流
信号と前記論理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号を出力するよ
うにしたのである。
は、上記目的を達成するため、インバータのスイッチン
グ素子のゲートドライブ回路に入力されるゲートパルス
信号と、前記スイッチング素子と同相のインバータ出力
電流の指令値に相当する物理量の極性を表す極性信号と
の論理積をとり、前記スイッチング素子に対応するイン
バータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応する極
性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる電流
信号と前記論理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号を出力するよ
うにしたのである。
【００１０】
【作用】このように構成されることから、本発明によれ
ば次の作用により上記目的が達成される。本発明は、ス
イッチング素子のゲートパルス信号とこのスイッチング
素子に流れる出力電流の指令値に相当する物理量の極性
の論理積は正常信号を意味する。つまり、電流指令値が
正の場合のゲートパルス信号との論理積はスイッチング
素子に対する正常なゲートパルス信号であり、電流指令
値が負のときの論理積はそのスイッチング素子に逆並列
接続された還流ダイオードに対応するスイッチング素子
に対する正常なゲートパルス信号である。一方、インバ
ータ出力電流の検出電流を正負ごとに一定のしきい値で
波形整形して得られる電流信号は前記正常信号に対応し
たいわばフィードバック信号に相当する。したがって、
ゲートパルス信号と出力電流の極性信号の論理積と、電
流信号を突き合わせることにより、インバータの主スイ
ッチング素子、還流ダイオードあるいはドライバ回路が
正常に動作したか否かを判断できる。この突合せにおい
て、ノイズの影響を除去するため、ゲートパルス信号と
極性信号の論理積と、電流信号との論理積をとり、その
論理積のパルス数が一定の許容範囲を超えてえて不一致
のときに、インバータ装置の故障と判定する。
ば次の作用により上記目的が達成される。本発明は、ス
イッチング素子のゲートパルス信号とこのスイッチング
素子に流れる出力電流の指令値に相当する物理量の極性
の論理積は正常信号を意味する。つまり、電流指令値が
正の場合のゲートパルス信号との論理積はスイッチング
素子に対する正常なゲートパルス信号であり、電流指令
値が負のときの論理積はそのスイッチング素子に逆並列
接続された還流ダイオードに対応するスイッチング素子
に対する正常なゲートパルス信号である。一方、インバ
ータ出力電流の検出電流を正負ごとに一定のしきい値で
波形整形して得られる電流信号は前記正常信号に対応し
たいわばフィードバック信号に相当する。したがって、
ゲートパルス信号と出力電流の極性信号の論理積と、電
流信号を突き合わせることにより、インバータの主スイ
ッチング素子、還流ダイオードあるいはドライバ回路が
正常に動作したか否かを判断できる。この突合せにおい
て、ノイズの影響を除去するため、ゲートパルス信号と
極性信号の論理積と、電流信号との論理積をとり、その
論理積のパルス数が一定の許容範囲を超えてえて不一致
のときに、インバータ装置の故障と判定する。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を用いて説明す
る。図１は本発明のインバータ装置の故障予知方法を実
施するに好適な故障予知装置の主要部構成図、図２は図
１の故障予知装置を備えた一実施例のインバータ装置の
全体構成図である。本実施例では、誘導電動機（以下、
単にモータという。）をベクトル制御により駆動するＰ
ＷＭインバータ装置に本発明を適用したものである。し
かし、以下の説明から明らかなように、本発明はベクト
ル制御方式、ＰＷＭ制御方式、あるいはモータ駆動用イ
ンバータに限られるものではなく、要はインバータの主
回路スイッチング素子をオン・オフ駆動して出力を制御
する方式のインバータ装置に適用できる。
る。図１は本発明のインバータ装置の故障予知方法を実
施するに好適な故障予知装置の主要部構成図、図２は図
１の故障予知装置を備えた一実施例のインバータ装置の
全体構成図である。本実施例では、誘導電動機（以下、
単にモータという。）をベクトル制御により駆動するＰ
ＷＭインバータ装置に本発明を適用したものである。し
かし、以下の説明から明らかなように、本発明はベクト
ル制御方式、ＰＷＭ制御方式、あるいはモータ駆動用イ
ンバータに限られるものではなく、要はインバータの主
回路スイッチング素子をオン・オフ駆動して出力を制御
する方式のインバータ装置に適用できる。
【００１２】図２に示すインバータ装置は、モータＭの
速度を目標値に制御するように構成されている。モータ
Ｍを駆動するインバータ回路１１はブリッジ接続された
主回路スイッチング素子を有する３相電圧形インバータ
である。このインバータ回路１１はＰＷＭパルス発生回
路１２から出力されるゲートパルス信号に基づいてスイ
ッチング駆動される。
速度を目標値に制御するように構成されている。モータ
Ｍを駆動するインバータ回路１１はブリッジ接続された
主回路スイッチング素子を有する３相電圧形インバータ
である。このインバータ回路１１はＰＷＭパルス発生回
路１２から出力されるゲートパルス信号に基づいてスイ
ッチング駆動される。
【００１３】モータＭの速度は速度センサ１３と速度演
算回路１４により検出される。モータの目標速度ω＊は
外部から減算器１４に与えられ、ここで検出速度ωとの
偏差Δωが求められる。求められた偏差Δωは偏差速度
制御回路（ＡＳＲ）１６に入力され、ＡＳＲ１６は偏差
Δωを低減するように、モータ電流のトルク電流成分の
目標値Ｉｔ＊を生成する。この生成された目標値Ｉｔ＊
は減算器１７に入力され、トルク電流成分の検出値Ｉｔ
との偏差ΔＩｔが求められる。このトルク電流成分の偏
差ΔＩｔはトルク電流制御回路（ＡＣＲ−ｑ）１８に入
力され、ＡＳＲ−ｑ１８は偏差ΔＩｔを低減するよう
に、ｑ軸電圧成分の目標値Ｖｑ＊を生成して２／３相変
換回路２１に出力する。なお、モータ電流は電流検出器
１９により検出され、周知の３／２相変換回路２０にお
いて、３相から励磁電流成分とトルク電流成分に対応し
たｄ／ｑ軸の２相成分Ｉｍ，Ｉｔに変換される。
算回路１４により検出される。モータの目標速度ω＊は
外部から減算器１４に与えられ、ここで検出速度ωとの
偏差Δωが求められる。求められた偏差Δωは偏差速度
制御回路（ＡＳＲ）１６に入力され、ＡＳＲ１６は偏差
Δωを低減するように、モータ電流のトルク電流成分の
目標値Ｉｔ＊を生成する。この生成された目標値Ｉｔ＊
は減算器１７に入力され、トルク電流成分の検出値Ｉｔ
との偏差ΔＩｔが求められる。このトルク電流成分の偏
差ΔＩｔはトルク電流制御回路（ＡＣＲ−ｑ）１８に入
力され、ＡＳＲ−ｑ１８は偏差ΔＩｔを低減するよう
に、ｑ軸電圧成分の目標値Ｖｑ＊を生成して２／３相変
換回路２１に出力する。なお、モータ電流は電流検出器
１９により検出され、周知の３／２相変換回路２０にお
いて、３相から励磁電流成分とトルク電流成分に対応し
たｄ／ｑ軸の２相成分Ｉｍ，Ｉｔに変換される。
【００１４】モータＭの励磁電流成分の目標値Ｉｍ＊は
励磁電流設定器２２から与えられる。減算器２３は励磁
電流成分の目標値Ｉｍ＊と検出値Ｉｍの偏差ΔＩｍを求
める。励磁電流制御回路（ＡＣＲ−ｄ）２４は減算器２
３から偏差ΔＩｍを取り込み、その偏差を低減するよう
にｄ軸電圧成分の目標値Ｖｄ＊を生成して２／３相変換
回路２１に出力する。
励磁電流設定器２２から与えられる。減算器２３は励磁
電流成分の目標値Ｉｍ＊と検出値Ｉｍの偏差ΔＩｍを求
める。励磁電流制御回路（ＡＣＲ−ｄ）２４は減算器２
３から偏差ΔＩｍを取り込み、その偏差を低減するよう
にｄ軸電圧成分の目標値Ｖｄ＊を生成して２／３相変換
回路２１に出力する。
【００１５】２／３相変換回路２１は生成された２つの
電圧成分の目標値Ｖｑ＊，Ｖｄ＊を取り込み、３相
（ｕ，ｖ，ｗ）の電圧目標値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に
変換して加算器２５（ｕ，ｖ，ｗ）に出力する。この加
算器２５（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの他の入力端子に、
電圧歪補償回路２６から電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆ
ｗが入力されている。なお、位相検出回路２７は３／２
相変換回路２０等の相変換及び電圧歪補償回路２６に必
要なモータＭの回転位相θを検出する回路である。
電圧成分の目標値Ｖｑ＊，Ｖｄ＊を取り込み、３相
（ｕ，ｖ，ｗ）の電圧目標値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に
変換して加算器２５（ｕ，ｖ，ｗ）に出力する。この加
算器２５（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの他の入力端子に、
電圧歪補償回路２６から電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆ
ｗが入力されている。なお、位相検出回路２７は３／２
相変換回路２０等の相変換及び電圧歪補償回路２６に必
要なモータＭの回転位相θを検出する回路である。
【００１６】電圧歪補償回路２６は周知のようにインバ
ータ回路１１の正負アームのスイッチング素子を同時に
オンさせないために、オフからオンに切り替わるスイッ
チング素子を一定時間遅延させてオンする（いわゆるオ
ンディレイ）ことに起因する出力電圧の歪を補償する回
路であり、具体的な回路を図３に示す。同図に示すよう
に、電圧歪補償回路２６はトルク電流成分と励磁電流成
分の各目標値Ｉｔ＊，Ｉｍ＊及び検出位相θを取り込
み、演算器２６ａと加算器２６ｂにより、電圧歪補償信
号の位相角φを次式に基づいて求める。
ータ回路１１の正負アームのスイッチング素子を同時に
オンさせないために、オフからオンに切り替わるスイッ
チング素子を一定時間遅延させてオンする（いわゆるオ
ンディレイ）ことに起因する出力電圧の歪を補償する回
路であり、具体的な回路を図３に示す。同図に示すよう
に、電圧歪補償回路２６はトルク電流成分と励磁電流成
分の各目標値Ｉｔ＊，Ｉｍ＊及び検出位相θを取り込
み、演算器２６ａと加算器２６ｂにより、電圧歪補償信
号の位相角φを次式に基づいて求める。
【００１７】 φ＝θ＋ｔａｎ~ 1Ｉｔ＊／Ｉｍ＊＋π／２ この式において、右辺第２項は電流の大きさによって位
相がずれる分を補正する項であり、右辺第３項は電圧位
相（磁束位相）を電流位相に合わせる項である。
相がずれる分を補正する項であり、右辺第３項は電圧位
相（磁束位相）を電流位相に合わせる項である。
【００１８】求めた位相角φに基づいて、ｓｉｎ／ｃｏ
ｓテーブル２６ｃから、πごとに極性が反転し、２／３
πづつ位相がずれた３相分の信号を生成し、乗算器２６
ｄにてゲインＫを乗じて電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆ
ｗを生成する。この電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗを
加算器２５ｕ，ｖ，ｗに出力して、電圧目標値Ｖｕ＊，
Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。ｕ相の電圧歪補償信号Ｆｕ
の波形を図４（ｂ）に示す。図示のように、モータ電流
ＩMのゼロクロスを境にモータ電流の極性に合わせて極
性が反転する信号であり、図４（ａ）に電圧目標値Ｖｕ
＊と補正された電圧目標値Ｖｕを示す。つまり、上述し
たオンディレイのためにモータ電流の極性が正のとき
に、例えばゲートパルス信号ＧＰｕのオン時間が短くな
り、その短くなった分だけ電圧が低くなることから、こ
れを補償するために電圧歪補償信号Ｆｕを加算するので
ある。
ｓテーブル２６ｃから、πごとに極性が反転し、２／３
πづつ位相がずれた３相分の信号を生成し、乗算器２６
ｄにてゲインＫを乗じて電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆ
ｗを生成する。この電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗを
加算器２５ｕ，ｖ，ｗに出力して、電圧目標値Ｖｕ＊，
Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。ｕ相の電圧歪補償信号Ｆｕ
の波形を図４（ｂ）に示す。図示のように、モータ電流
ＩMのゼロクロスを境にモータ電流の極性に合わせて極
性が反転する信号であり、図４（ａ）に電圧目標値Ｖｕ
＊と補正された電圧目標値Ｖｕを示す。つまり、上述し
たオンディレイのためにモータ電流の極性が正のとき
に、例えばゲートパルス信号ＧＰｕのオン時間が短くな
り、その短くなった分だけ電圧が低くなることから、こ
れを補償するために電圧歪補償信号Ｆｕを加算するので
ある。
【００１９】ＰＷＭパルス発生装置１２は、補正された
電圧目標値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを取り込み、ＰＷＭの搬送
波により変調してインバータ回路１１の各アームのスイ
ッチング素子のゲートパルス信号ＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ），
ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ）を生成してインバータ回路１１に出
力するようになつている。インバータ回路１１は周知の
回路構成になっており、ｕ相に対応する１相分の主要回
路を図５に示す。図５において、ゲートパルス信号ＧＰ
ｕ、ＧＮｕはそれぞれドライバ回路３１Ｐ，Ｎに入力さ
れ、信号絶縁及び増幅処理されて主回路の正アームと負
アームのスイッチング素子ＱＰｕ，ＱＮｕのゲートに印
加される。これにより、主回路のスイッチング素子ＱＰ
ｕ，ＱＮｕは図６に示すようにＰＷＭ制御でオン・オフ
駆動される。主回路のスイッチング素子ＱＰｕ，ＱＮｕ
がオフの期間は、主回路のスイッチング素子ＱＰｕ，Ｑ
Ｎｕにそれぞれ逆並列接続されている還流ダイオードＤ
Ｐｕ，ＤＮｕを介して電流が還流する。その結果、モー
タ電流ＩMの波形は図６に示すようになる。
電圧目標値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを取り込み、ＰＷＭの搬送
波により変調してインバータ回路１１の各アームのスイ
ッチング素子のゲートパルス信号ＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ），
ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ）を生成してインバータ回路１１に出
力するようになつている。インバータ回路１１は周知の
回路構成になっており、ｕ相に対応する１相分の主要回
路を図５に示す。図５において、ゲートパルス信号ＧＰ
ｕ、ＧＮｕはそれぞれドライバ回路３１Ｐ，Ｎに入力さ
れ、信号絶縁及び増幅処理されて主回路の正アームと負
アームのスイッチング素子ＱＰｕ，ＱＮｕのゲートに印
加される。これにより、主回路のスイッチング素子ＱＰ
ｕ，ＱＮｕは図６に示すようにＰＷＭ制御でオン・オフ
駆動される。主回路のスイッチング素子ＱＰｕ，ＱＮｕ
がオフの期間は、主回路のスイッチング素子ＱＰｕ，Ｑ
Ｎｕにそれぞれ逆並列接続されている還流ダイオードＤ
Ｐｕ，ＤＮｕを介して電流が還流する。その結果、モー
タ電流ＩMの波形は図６に示すようになる。
【００２０】次に、本実施例の特徴である故障予知装置
３０について詳細に説明する。図２に示すように、故障
予知装置３０は電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗ、ゲー
トパルスＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ），ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ）、及
びモータ電流の検出値が入力されている。
３０について詳細に説明する。図２に示すように、故障
予知装置３０は電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗ、ゲー
トパルスＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ），ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ）、及
びモータ電流の検出値が入力されている。
【００２１】この故障予知装置３０の詳細な回路図を図
１に示す。図１はｕ相正側アームのスイッチング素子の
ゲートパルスＧＰｕに対応する回路のみを示している。
他のスイッチング素子に対応する回路は、極性の点を除
き同様であるから図示を省略する。
１に示す。図１はｕ相正側アームのスイッチング素子の
ゲートパルスＧＰｕに対応する回路のみを示している。
他のスイッチング素子に対応する回路は、極性の点を除
き同様であるから図示を省略する。
【００２２】図１に示すように、電圧歪補償信号Ｆｕは
比較器４１ａの＋入力と、比較器４１ｂの−入力に入力
される。比較器４１ａの−入力には設定器４２ａから設
定値が入力され、比較器４１ｂの＋入力には設定器４２
ｂから設定値が入力されている。この設定値は”０”で
もよいが、オフセットを除去する程度の値に設定する。
比較器４１ａ，ｂの出力６１ａ，ｂは、いずれも比較結
果が正のときに高レベル”Ｈ”、負のときに低レベル”
Ｌ”となる。すなわち、図４に示した電圧歪補償信号Ｆ
ｕが正の期間（電流指令が正に相当する期間）は比較器
４１ａの出力６１ａが”Ｈ”となり、電圧歪補償信号Ｆ
ｕが負の期間（電流指令が負に相当する期間）は比較器
４１ｂの出力６１ｂが”Ｈ”となる。それらの出力６１
ａ，ｂはそれぞれアンドゲート４３ａ，ｂに入力されて
いる。アンドゲート４３ａにはゲートパルス信号ＧＰｕ
がそのまま入力され、アンドゲート４３ｂにはゲートパ
ルス信号ＧＰｕを反転素子４４を介して入力されてい
る。アンドゲート４３ａ，ｂの出力６２ａ，ｂはそれぞ
れアンドゲート４５ａ，ｂに入力されている。これらの
アンドゲート４５ａ，ｂの他の入力には、モータ電流を
変換した電流信号６３が入力されている。すなわち、図
１のａ系統は正アームのスイッチング素子の故障を予知
する系統であり、ｂ系統はこの正アームのスイッチング
素子に対応する負側アームの還流ダイオードの故障を予
知する系統である。
比較器４１ａの＋入力と、比較器４１ｂの−入力に入力
される。比較器４１ａの−入力には設定器４２ａから設
定値が入力され、比較器４１ｂの＋入力には設定器４２
ｂから設定値が入力されている。この設定値は”０”で
もよいが、オフセットを除去する程度の値に設定する。
比較器４１ａ，ｂの出力６１ａ，ｂは、いずれも比較結
果が正のときに高レベル”Ｈ”、負のときに低レベル”
Ｌ”となる。すなわち、図４に示した電圧歪補償信号Ｆ
ｕが正の期間（電流指令が正に相当する期間）は比較器
４１ａの出力６１ａが”Ｈ”となり、電圧歪補償信号Ｆ
ｕが負の期間（電流指令が負に相当する期間）は比較器
４１ｂの出力６１ｂが”Ｈ”となる。それらの出力６１
ａ，ｂはそれぞれアンドゲート４３ａ，ｂに入力されて
いる。アンドゲート４３ａにはゲートパルス信号ＧＰｕ
がそのまま入力され、アンドゲート４３ｂにはゲートパ
ルス信号ＧＰｕを反転素子４４を介して入力されてい
る。アンドゲート４３ａ，ｂの出力６２ａ，ｂはそれぞ
れアンドゲート４５ａ，ｂに入力されている。これらの
アンドゲート４５ａ，ｂの他の入力には、モータ電流を
変換した電流信号６３が入力されている。すなわち、図
１のａ系統は正アームのスイッチング素子の故障を予知
する系統であり、ｂ系統はこの正アームのスイッチング
素子に対応する負側アームの還流ダイオードの故障を予
知する系統である。
【００２３】このモータ電流の電流信号６３は、電流変
換回路４６の出力信号６４と設定器４８の設定値とを比
較器４７により比較して得られる。電流変換回路４６
は、電流検出器１９を介して対応する相のモータ電流Ｉ
Mｕを取り込み、正側アームのスイッチング素子を対象
とする場合はＩMｕの正の期間、負側アームのスイッチ
ング素子を対象とする場合は負の期間の電流波形を検出
するようになっている。つまり、モータ電流ＩMｕを所
望の極性で半波整流して正極性の出力信号６４を得るよ
うになっている。設定器４８の設定値はオフセット除去
程度の低い値に設定する。比較器４７の出力である電流
信号６３は、比較結果が正のときに高レベル”Ｈ”、負
のときに低レベル”Ｌ”となる。このようにして得られ
た電流信号６３は、指令値に対して実際に流れた電流の
波形を示す信号となる。
換回路４６の出力信号６４と設定器４８の設定値とを比
較器４７により比較して得られる。電流変換回路４６
は、電流検出器１９を介して対応する相のモータ電流Ｉ
Mｕを取り込み、正側アームのスイッチング素子を対象
とする場合はＩMｕの正の期間、負側アームのスイッチ
ング素子を対象とする場合は負の期間の電流波形を検出
するようになっている。つまり、モータ電流ＩMｕを所
望の極性で半波整流して正極性の出力信号６４を得るよ
うになっている。設定器４８の設定値はオフセット除去
程度の低い値に設定する。比較器４７の出力である電流
信号６３は、比較結果が正のときに高レベル”Ｈ”、負
のときに低レベル”Ｌ”となる。このようにして得られ
た電流信号６３は、指令値に対して実際に流れた電流の
波形を示す信号となる。
【００２４】アンドゲート４５ａ，ｂの出力６５ａ，ｂ
はそれぞれカウンタ４９ａ，ｂに入力される。カウンタ
４９ａ，ｂの出力はそれぞれ比較器５０ａ，ｂにて、設
定器５６に設定された正常基準値と比較される。比較器
５０ａ，ｂの比較結果はアンドゲート５１で論理積がと
られ、故障予知信号６７として出力される。
はそれぞれカウンタ４９ａ，ｂに入力される。カウンタ
４９ａ，ｂの出力はそれぞれ比較器５０ａ，ｂにて、設
定器５６に設定された正常基準値と比較される。比較器
５０ａ，ｂの比較結果はアンドゲート５１で論理積がと
られ、故障予知信号６７として出力される。
【００２５】このように構成される故障予知装置の動作
を図７，８を参照して説明する。図７は、スイッチング
素子等の故障の態様により変化するモータ電流ＩMの概
念波形を示す。図において、モードＡはスイッチング素
子ＱＰｕ又はドライブ回路３１Ｐの故障により、スイッ
チング素子ＱＰｕがオンできない状態になった場合であ
り、モータ電流の正側は流れず、負側は正常である。モ
ードＢは還流ダイオードＤＮｕが故障によりオープン状
態になった場合であり、モータ電流の正側は歯抜けの波
形になって平均レベルが下がり、負側は正常である。同
様に、モードＣはスイッチング素子ＱＮｕ又はドライブ
回路３１Ｎの故障により、スイッチング素子ＱＮｕがオ
ンできない状態になった場合である。モードＤは還流ダ
イオードＤＰｕが故障によりオープン（開放）状態にな
った場合である。
を図７，８を参照して説明する。図７は、スイッチング
素子等の故障の態様により変化するモータ電流ＩMの概
念波形を示す。図において、モードＡはスイッチング素
子ＱＰｕ又はドライブ回路３１Ｐの故障により、スイッ
チング素子ＱＰｕがオンできない状態になった場合であ
り、モータ電流の正側は流れず、負側は正常である。モ
ードＢは還流ダイオードＤＮｕが故障によりオープン状
態になった場合であり、モータ電流の正側は歯抜けの波
形になって平均レベルが下がり、負側は正常である。同
様に、モードＣはスイッチング素子ＱＮｕ又はドライブ
回路３１Ｎの故障により、スイッチング素子ＱＮｕがオ
ンできない状態になった場合である。モードＤは還流ダ
イオードＤＰｕが故障によりオープン（開放）状態にな
った場合である。
【００２６】このように、故障のモードによってモータ
電流の波形が異なり、従来技術ではこのような故障の検
出は困難である。特に、モードＢとＤの還流ダイオード
のオープン故障を検出することはできない。
電流の波形が異なり、従来技術ではこのような故障の検
出は困難である。特に、モードＢとＤの還流ダイオード
のオープン故障を検出することはできない。
【００２７】図１に示した故障予知装置によりモードＢ
の故障を検出する場合を例にして、図８に各部の動作波
形を示して動作を説明する。
の故障を検出する場合を例にして、図８に各部の動作波
形を示して動作を説明する。
【００２８】図８（ａ）に示すように、還流ダイオード
ＤＮｕが故障によりオープン状態になるとｕ相のモータ
電流の正側ＩMｕは、スイッチング素子ＱＰｕがオンの
期間は流れるが、オフの期間は流れなくなる。
ＤＮｕが故障によりオープン状態になるとｕ相のモータ
電流の正側ＩMｕは、スイッチング素子ＱＰｕがオンの
期間は流れるが、オフの期間は流れなくなる。
【００２９】このときの電流変換回路４６により検波さ
れ比較器４７で波形整形された電流信号６３は図８
（ｂ）に示すものとなる。一方、ゲートパルス信号ＧＰ
ｕは図８（ｃ）に示すように、ｕ相のモータ電流ＩMｕ
を波形整形した電流信号６３と同じ波形になり、これが
アンドゲート４３ａに入力される。したがって、アンド
ゲート４３ｂに入力される波形は、反転素子４１で反転
されるから、図８（ｄ）に示したものになる。
れ比較器４７で波形整形された電流信号６３は図８
（ｂ）に示すものとなる。一方、ゲートパルス信号ＧＰ
ｕは図８（ｃ）に示すように、ｕ相のモータ電流ＩMｕ
を波形整形した電流信号６３と同じ波形になり、これが
アンドゲート４３ａに入力される。したがって、アンド
ゲート４３ｂに入力される波形は、反転素子４１で反転
されるから、図８（ｄ）に示したものになる。
【００３０】この例の期間の場合、電圧歪補償信号Ｆｕ
は正極性の区間にあるから、比較器４１ａの出力６１ａ
が”Ｈ”で、比較器４１ｂの出力６１ｂが”Ｌ”になっ
ている。したがって、アンドゲート４３ａの出力６２ａ
はゲートパルス信号ＧＰｕと同じ波形になり、アンドゲ
ート４３ｂの出力６２ｂは一定して”Ｌ”レベルとな
る。
は正極性の区間にあるから、比較器４１ａの出力６１ａ
が”Ｈ”で、比較器４１ｂの出力６１ｂが”Ｌ”になっ
ている。したがって、アンドゲート４３ａの出力６２ａ
はゲートパルス信号ＧＰｕと同じ波形になり、アンドゲ
ート４３ｂの出力６２ｂは一定して”Ｌ”レベルとな
る。
【００３１】一方、前述したように、アンドゲート４５
ａ，ｂに入力される電流信号６３は図８（ｂ）に示した
波形であるから、アンドゲート４５ａの出力６５ａは図
８（ｅ）に示す波形となる。しかし、アンドゲート４５
ｂの出力６５ｂはアンドゲート４３ｂの出力６２ｂが一
定して”Ｌ”レベルであるから、図８（ｆ）に示すよう
に”Ｌ”レベルに保持される。
ａ，ｂに入力される電流信号６３は図８（ｂ）に示した
波形であるから、アンドゲート４５ａの出力６５ａは図
８（ｅ）に示す波形となる。しかし、アンドゲート４５
ｂの出力６５ｂはアンドゲート４３ｂの出力６２ｂが一
定して”Ｌ”レベルであるから、図８（ｆ）に示すよう
に”Ｌ”レベルに保持される。
【００３２】カウンタ４９ａはアンドゲート４５ａの出
力６５ａのパルス数をカウントして出力するものであ
り、その出力６６ａは図８（ｇ）に示すように、増加す
る信号となる。カウンタ４９ｂの出力は図８（ｈ）に示
すように”０”の信号である。
力６５ａのパルス数をカウントして出力するものであ
り、その出力６６ａは図８（ｇ）に示すように、増加す
る信号となる。カウンタ４９ｂの出力は図８（ｈ）に示
すように”０”の信号である。
【００３３】カウンタ４９ａ，ｂの出力６６ａ，ｂはそ
れぞれ比較器５０ａ，ｂで設定器５６に設定されている
正常基準値と比較される。ここで、正常基準値は正常な
場合のモータ電流半周期のゲートパルス数の例えば２０
％とする。
れぞれ比較器５０ａ，ｂで設定器５６に設定されている
正常基準値と比較される。ここで、正常基準値は正常な
場合のモータ電流半周期のゲートパルス数の例えば２０
％とする。
【００３４】比較器５０ａ，ｂの出力はアンドゲート５
１にて論理積がとられ、正常なときは”Ｈ”レベル、異
常なときは”Ｌ”レベルの故障検出信号５７が出力され
る。ここで、アンドゲート５１で論理積をとる理由は、
主スイッチング素子とこれに対応する還流ダイオードの
両方が正常な場合のみ正常と判定し、いずれか一方でも
異常のときは故障と判定するためである。
１にて論理積がとられ、正常なときは”Ｈ”レベル、異
常なときは”Ｌ”レベルの故障検出信号５７が出力され
る。ここで、アンドゲート５１で論理積をとる理由は、
主スイッチング素子とこれに対応する還流ダイオードの
両方が正常な場合のみ正常と判定し、いずれか一方でも
異常のときは故障と判定するためである。
【００３５】図９に、故障モード別の各部の出力状態の
組合せを示す。
組合せを示す。
【００３６】上述したように、本実施例によれば、過負
荷検出などによる従来の故障検出によらずに、インバー
タ回路１１の主回路スイッチング素子と還流ダイオード
のオープン故障又はドライブ回路の故障を検出できる。
したがって、従来の過負荷検出によるインバータトリッ
プに至る前に、早期にインバータの故障を予知できる。
その結果、インバータトリップに至らないように、例え
ば負荷を軽減したり、又は圧延プロセス等の負荷の所定
の工程が終了する迄、そのまま一定の時間運転を継続す
ることができる。これにより、インバータトリップ等に
よりいきなりプロセスが停止するのを防止できることが
あるから、被害を少なくすることができる。
荷検出などによる従来の故障検出によらずに、インバー
タ回路１１の主回路スイッチング素子と還流ダイオード
のオープン故障又はドライブ回路の故障を検出できる。
したがって、従来の過負荷検出によるインバータトリッ
プに至る前に、早期にインバータの故障を予知できる。
その結果、インバータトリップに至らないように、例え
ば負荷を軽減したり、又は圧延プロセス等の負荷の所定
の工程が終了する迄、そのまま一定の時間運転を継続す
ることができる。これにより、インバータトリップ等に
よりいきなりプロセスが停止するのを防止できることが
あるから、被害を少なくすることができる。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ装置の主回
路スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障
を検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知でき
る。
路スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障
を検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知でき
る。
【図１】本発明の一実施例のインバータ故障予知装置の
構成図である。
構成図である。
【図２】図１の故障予知装置を適用してなる一実施例の
インバータ装置の構成図である。
インバータ装置の構成図である。
【図３】電圧歪補償回路の一実施例の構成図である。
【図４】電圧歪補償の動作を説明する図である。
【図５】１相分のインバータ回路の主要部を示す図であ
る。
る。
【図６】インバータ回路の動作を説明する図である。
【図７】本発明の適用可能な故障の態様を説明する図で
ある。
ある。
【図８】図１実施例の故障予知装置の動作を説明するた
めの各部の波形図である。
めの各部の波形図である。
【図９】故障モード別の各部の出力状態を示す図であ
る。
る。
１１ インバータ回路 １２ ＰＷＭパルス発生回路 ２０ ３／２相変換回路 ２１ ２／３相変換回路 ２６ 電圧歪補償回路 ３０ 故障予知装置 ４３ａ，ｂ アンドゲート ４４ 反転素子 ４５ａ，ｂ アンドゲート ４６ 電流変換回路 ４７ 比較器 ４８ 設定器 ４９ａ，ｂ カウンタ ５０ａ，ｂ 比較器 ５１ アンドゲート ＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ），ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ） ゲートパル
ス信号 Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗ 電圧歪補償信号
ス信号 Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗ 電圧歪補償信号
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｓ 9178−5Ｈ
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータのスイッチング素子のゲート
ドライブ回路に入力されるゲートパルス信号と、前記ス
イッチング素子と同相のインバータ出力電流の指令値に
相当する物理量の極性を表す極性信号との論理積をと
り、前記スイッチング素子に対応するインバータ出力電
流の検出電流の前記極性信号に対応する極性の電流を一
定のしきい値で波形整形して得られる電流信号と前記論
理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一致のときにイ
ンバータ装置の故障予知信号を出力するインバータ装置
の故障予知装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の故障予知装置を備えたイ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5301518A JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5301518A JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163155A true JPH07163155A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=17897900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5301518A Pending JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07163155A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003348898A (ja) * | 2002-05-24 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置の欠相検知方法 |
| JP2015192526A (ja) * | 2014-03-28 | 2015-11-02 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 負荷駆動装置 |
| CN112034385A (zh) * | 2020-08-05 | 2020-12-04 | 苏州汇川联合动力***有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
-
1993
- 1993-12-01 JP JP5301518A patent/JPH07163155A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003348898A (ja) * | 2002-05-24 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置の欠相検知方法 |
| JP2015192526A (ja) * | 2014-03-28 | 2015-11-02 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 負荷駆動装置 |
| CN112034385A (zh) * | 2020-08-05 | 2020-12-04 | 苏州汇川联合动力***有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
| CN112034385B (zh) * | 2020-08-05 | 2023-10-27 | 苏州汇川联合动力***股份有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
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