JPH07163155A - インバータ装置の故障予知装置 - Google Patents
インバータ装置の故障予知装置Info
- Publication number
- JPH07163155A JPH07163155A JP5301518A JP30151893A JPH07163155A JP H07163155 A JPH07163155 A JP H07163155A JP 5301518 A JP5301518 A JP 5301518A JP 30151893 A JP30151893 A JP 30151893A JP H07163155 A JPH07163155 A JP H07163155A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- inverter
- current
- failure
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータ装置の主回路スイッチング素子等
のオープン故障を検出して装置のトリップ故障を予知す
る。 【構成】 インバータのスイッチング素子のゲートドラ
イブ回路に入力されるゲートパルス信号(GPu)と、
そのスイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指
令値の極性を表す極性信号(Fu)との論理積(62
a,b)は、ゲートパルス信号の正又は負極性ごとの正
常信号に相当する。一方、スイッチング素子に対応する
インバータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応す
る極性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる
電流信号(63)は、前記正常信号に対応するフィード
バック信号に相当する。そこで、論理積(62a,b)
と電流信号(63)を比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号(67)を出
力することにより、トリップ以前に故障を予知できる。
のオープン故障を検出して装置のトリップ故障を予知す
る。 【構成】 インバータのスイッチング素子のゲートドラ
イブ回路に入力されるゲートパルス信号(GPu)と、
そのスイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指
令値の極性を表す極性信号(Fu)との論理積(62
a,b)は、ゲートパルス信号の正又は負極性ごとの正
常信号に相当する。一方、スイッチング素子に対応する
インバータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応す
る極性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる
電流信号(63)は、前記正常信号に対応するフィード
バック信号に相当する。そこで、論理積(62a,b)
と電流信号(63)を比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号(67)を出
力することにより、トリップ以前に故障を予知できる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ装置のトリ
ップ故障を予知する故障予知装置に関し、特にインバー
タ主回路のスイッチング素子または還流ダイオードのオ
ープン故障、スイッチング素子のドライバ回路の故障を
早期に検出し、インバータ装置のトリップ故障を予知す
るものに関する。
ップ故障を予知する故障予知装置に関し、特にインバー
タ主回路のスイッチング素子または還流ダイオードのオ
ープン故障、スイッチング素子のドライバ回路の故障を
早期に検出し、インバータ装置のトリップ故障を予知す
るものに関する。
【0002】
【従来の技術】従来、インバータ装置の主回路スイッチ
ング素子等の短絡故障は、過電流検出により速やかに検
出できることから、特開昭59−123469号公報等
に記載れているように、過電流検出に合わせてインバー
タ装置をトリップする処置が行われている。
ング素子等の短絡故障は、過電流検出により速やかに検
出できることから、特開昭59−123469号公報等
に記載れているように、過電流検出に合わせてインバー
タ装置をトリップする処置が行われている。
【0003】また、主回路スイッチング素子が開放状態
となる、いわゆるオープン故障の場合、インバータ装置
の運転を停止して故障を検知する方法がとられていた
(特開昭62−44075号公報)。
となる、いわゆるオープン故障の場合、インバータ装置
の運転を停止して故障を検知する方法がとられていた
(特開昭62−44075号公報)。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の技術に
よれば、主回路スイッチング素子に逆並列接続される還
流ダイオードのオープン故障については故障を検出する
ことが困難であった。
よれば、主回路スイッチング素子に逆並列接続される還
流ダイオードのオープン故障については故障を検出する
ことが困難であった。
【0005】また、運転員は、インバータ装置がトリッ
プしたことにより初めてインバータ装置の故障を認識で
きるものであったことから、トリップ前に何らかの対策
をとることができない。そのため、複数のインバータ装
置が関連して設けられているプラント等の場合、一台の
インバータ装置がトリップしたために、プラント全体に
故障が波及してしまうという問題があった。
プしたことにより初めてインバータ装置の故障を認識で
きるものであったことから、トリップ前に何らかの対策
をとることができない。そのため、複数のインバータ装
置が関連して設けられているプラント等の場合、一台の
インバータ装置がトリップしたために、プラント全体に
故障が波及してしまうという問題があった。
【0006】例えば、還流ダイオードのオープン故障の
場合は、50%程度以下の負荷であれは、一定時間の運
転を継続しても問題が無いから、その場合にはトリップ
によりプラント全体が停止する前に、対応措置を講ずる
ことができる場合がある。また、ドライブ回路の故障に
より1相の主回路スイッチング素子がオンできない場合
は、1相の欠相になるが一定時間は運転に支障が無い場
合がある。
場合は、50%程度以下の負荷であれは、一定時間の運
転を継続しても問題が無いから、その場合にはトリップ
によりプラント全体が停止する前に、対応措置を講ずる
ことができる場合がある。また、ドライブ回路の故障に
より1相の主回路スイッチング素子がオンできない場合
は、1相の欠相になるが一定時間は運転に支障が無い場
合がある。
【0007】本発明の目的は、インバータ装置の主回路
スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障を
検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知できる
故障予知装置を提供することにある。
スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障を
検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知できる
故障予知装置を提供することにある。
【0008】また、そのような故障予知装置を備えたイ
ンバータ装置を提供することにある。
ンバータ装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明の故障予知装置
は、上記目的を達成するため、インバータのスイッチン
グ素子のゲートドライブ回路に入力されるゲートパルス
信号と、前記スイッチング素子と同相のインバータ出力
電流の指令値に相当する物理量の極性を表す極性信号と
の論理積をとり、前記スイッチング素子に対応するイン
バータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応する極
性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる電流
信号と前記論理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号を出力するよ
うにしたのである。
は、上記目的を達成するため、インバータのスイッチン
グ素子のゲートドライブ回路に入力されるゲートパルス
信号と、前記スイッチング素子と同相のインバータ出力
電流の指令値に相当する物理量の極性を表す極性信号と
の論理積をとり、前記スイッチング素子に対応するイン
バータ出力電流の検出電流の前記極性信号に対応する極
性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる電流
信号と前記論理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一
致のときにインバータ装置の故障予知信号を出力するよ
うにしたのである。
【0010】
【作用】このように構成されることから、本発明によれ
ば次の作用により上記目的が達成される。本発明は、ス
イッチング素子のゲートパルス信号とこのスイッチング
素子に流れる出力電流の指令値に相当する物理量の極性
の論理積は正常信号を意味する。つまり、電流指令値が
正の場合のゲートパルス信号との論理積はスイッチング
素子に対する正常なゲートパルス信号であり、電流指令
値が負のときの論理積はそのスイッチング素子に逆並列
接続された還流ダイオードに対応するスイッチング素子
に対する正常なゲートパルス信号である。一方、インバ
ータ出力電流の検出電流を正負ごとに一定のしきい値で
波形整形して得られる電流信号は前記正常信号に対応し
たいわばフィードバック信号に相当する。したがって、
ゲートパルス信号と出力電流の極性信号の論理積と、電
流信号を突き合わせることにより、インバータの主スイ
ッチング素子、還流ダイオードあるいはドライバ回路が
正常に動作したか否かを判断できる。この突合せにおい
て、ノイズの影響を除去するため、ゲートパルス信号と
極性信号の論理積と、電流信号との論理積をとり、その
論理積のパルス数が一定の許容範囲を超えてえて不一致
のときに、インバータ装置の故障と判定する。
ば次の作用により上記目的が達成される。本発明は、ス
イッチング素子のゲートパルス信号とこのスイッチング
素子に流れる出力電流の指令値に相当する物理量の極性
の論理積は正常信号を意味する。つまり、電流指令値が
正の場合のゲートパルス信号との論理積はスイッチング
素子に対する正常なゲートパルス信号であり、電流指令
値が負のときの論理積はそのスイッチング素子に逆並列
接続された還流ダイオードに対応するスイッチング素子
に対する正常なゲートパルス信号である。一方、インバ
ータ出力電流の検出電流を正負ごとに一定のしきい値で
波形整形して得られる電流信号は前記正常信号に対応し
たいわばフィードバック信号に相当する。したがって、
ゲートパルス信号と出力電流の極性信号の論理積と、電
流信号を突き合わせることにより、インバータの主スイ
ッチング素子、還流ダイオードあるいはドライバ回路が
正常に動作したか否かを判断できる。この突合せにおい
て、ノイズの影響を除去するため、ゲートパルス信号と
極性信号の論理積と、電流信号との論理積をとり、その
論理積のパルス数が一定の許容範囲を超えてえて不一致
のときに、インバータ装置の故障と判定する。
【0011】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を用いて説明す
る。図1は本発明のインバータ装置の故障予知方法を実
施するに好適な故障予知装置の主要部構成図、図2は図
1の故障予知装置を備えた一実施例のインバータ装置の
全体構成図である。本実施例では、誘導電動機(以下、
単にモータという。)をベクトル制御により駆動するP
WMインバータ装置に本発明を適用したものである。し
かし、以下の説明から明らかなように、本発明はベクト
ル制御方式、PWM制御方式、あるいはモータ駆動用イ
ンバータに限られるものではなく、要はインバータの主
回路スイッチング素子をオン・オフ駆動して出力を制御
する方式のインバータ装置に適用できる。
る。図1は本発明のインバータ装置の故障予知方法を実
施するに好適な故障予知装置の主要部構成図、図2は図
1の故障予知装置を備えた一実施例のインバータ装置の
全体構成図である。本実施例では、誘導電動機(以下、
単にモータという。)をベクトル制御により駆動するP
WMインバータ装置に本発明を適用したものである。し
かし、以下の説明から明らかなように、本発明はベクト
ル制御方式、PWM制御方式、あるいはモータ駆動用イ
ンバータに限られるものではなく、要はインバータの主
回路スイッチング素子をオン・オフ駆動して出力を制御
する方式のインバータ装置に適用できる。
【0012】図2に示すインバータ装置は、モータMの
速度を目標値に制御するように構成されている。モータ
Mを駆動するインバータ回路11はブリッジ接続された
主回路スイッチング素子を有する3相電圧形インバータ
である。このインバータ回路11はPWMパルス発生回
路12から出力されるゲートパルス信号に基づいてスイ
ッチング駆動される。
速度を目標値に制御するように構成されている。モータ
Mを駆動するインバータ回路11はブリッジ接続された
主回路スイッチング素子を有する3相電圧形インバータ
である。このインバータ回路11はPWMパルス発生回
路12から出力されるゲートパルス信号に基づいてスイ
ッチング駆動される。
【0013】モータMの速度は速度センサ13と速度演
算回路14により検出される。モータの目標速度ω*は
外部から減算器14に与えられ、ここで検出速度ωとの
偏差Δωが求められる。求められた偏差Δωは偏差速度
制御回路(ASR)16に入力され、ASR16は偏差
Δωを低減するように、モータ電流のトルク電流成分の
目標値It*を生成する。この生成された目標値It*
は減算器17に入力され、トルク電流成分の検出値It
との偏差ΔItが求められる。このトルク電流成分の偏
差ΔItはトルク電流制御回路(ACR−q)18に入
力され、ASR−q18は偏差ΔItを低減するよう
に、q軸電圧成分の目標値Vq*を生成して2/3相変
換回路21に出力する。なお、モータ電流は電流検出器
19により検出され、周知の3/2相変換回路20にお
いて、3相から励磁電流成分とトルク電流成分に対応し
たd/q軸の2相成分Im,Itに変換される。
算回路14により検出される。モータの目標速度ω*は
外部から減算器14に与えられ、ここで検出速度ωとの
偏差Δωが求められる。求められた偏差Δωは偏差速度
制御回路(ASR)16に入力され、ASR16は偏差
Δωを低減するように、モータ電流のトルク電流成分の
目標値It*を生成する。この生成された目標値It*
は減算器17に入力され、トルク電流成分の検出値It
との偏差ΔItが求められる。このトルク電流成分の偏
差ΔItはトルク電流制御回路(ACR−q)18に入
力され、ASR−q18は偏差ΔItを低減するよう
に、q軸電圧成分の目標値Vq*を生成して2/3相変
換回路21に出力する。なお、モータ電流は電流検出器
19により検出され、周知の3/2相変換回路20にお
いて、3相から励磁電流成分とトルク電流成分に対応し
たd/q軸の2相成分Im,Itに変換される。
【0014】モータMの励磁電流成分の目標値Im*は
励磁電流設定器22から与えられる。減算器23は励磁
電流成分の目標値Im*と検出値Imの偏差ΔImを求
める。励磁電流制御回路(ACR−d)24は減算器2
3から偏差ΔImを取り込み、その偏差を低減するよう
にd軸電圧成分の目標値Vd*を生成して2/3相変換
回路21に出力する。
励磁電流設定器22から与えられる。減算器23は励磁
電流成分の目標値Im*と検出値Imの偏差ΔImを求
める。励磁電流制御回路(ACR−d)24は減算器2
3から偏差ΔImを取り込み、その偏差を低減するよう
にd軸電圧成分の目標値Vd*を生成して2/3相変換
回路21に出力する。
【0015】2/3相変換回路21は生成された2つの
電圧成分の目標値Vq*,Vd*を取り込み、3相
(u,v,w)の電圧目標値Vu*,Vv*,Vw*に
変換して加算器25(u,v,w)に出力する。この加
算器25(u,v,w)のそれぞれの他の入力端子に、
電圧歪補償回路26から電圧歪補償信号Fu,Fv,F
wが入力されている。なお、位相検出回路27は3/2
相変換回路20等の相変換及び電圧歪補償回路26に必
要なモータMの回転位相θを検出する回路である。
電圧成分の目標値Vq*,Vd*を取り込み、3相
(u,v,w)の電圧目標値Vu*,Vv*,Vw*に
変換して加算器25(u,v,w)に出力する。この加
算器25(u,v,w)のそれぞれの他の入力端子に、
電圧歪補償回路26から電圧歪補償信号Fu,Fv,F
wが入力されている。なお、位相検出回路27は3/2
相変換回路20等の相変換及び電圧歪補償回路26に必
要なモータMの回転位相θを検出する回路である。
【0016】電圧歪補償回路26は周知のようにインバ
ータ回路11の正負アームのスイッチング素子を同時に
オンさせないために、オフからオンに切り替わるスイッ
チング素子を一定時間遅延させてオンする(いわゆるオ
ンディレイ)ことに起因する出力電圧の歪を補償する回
路であり、具体的な回路を図3に示す。同図に示すよう
に、電圧歪補償回路26はトルク電流成分と励磁電流成
分の各目標値It*,Im*及び検出位相θを取り込
み、演算器26aと加算器26bにより、電圧歪補償信
号の位相角φを次式に基づいて求める。
ータ回路11の正負アームのスイッチング素子を同時に
オンさせないために、オフからオンに切り替わるスイッ
チング素子を一定時間遅延させてオンする(いわゆるオ
ンディレイ)ことに起因する出力電圧の歪を補償する回
路であり、具体的な回路を図3に示す。同図に示すよう
に、電圧歪補償回路26はトルク電流成分と励磁電流成
分の各目標値It*,Im*及び検出位相θを取り込
み、演算器26aと加算器26bにより、電圧歪補償信
号の位相角φを次式に基づいて求める。
【0017】 φ=θ+tan~ 1It*/Im*+π/2 この式において、右辺第2項は電流の大きさによって位
相がずれる分を補正する項であり、右辺第3項は電圧位
相(磁束位相)を電流位相に合わせる項である。
相がずれる分を補正する項であり、右辺第3項は電圧位
相(磁束位相)を電流位相に合わせる項である。
【0018】求めた位相角φに基づいて、sin/co
sテーブル26cから、πごとに極性が反転し、2/3
πづつ位相がずれた3相分の信号を生成し、乗算器26
dにてゲインKを乗じて電圧歪補償信号Fu,Fv,F
wを生成する。この電圧歪補償信号Fu,Fv,Fwを
加算器25u,v,wに出力して、電圧目標値Vu*,
Vv*,Vw*を補正する。u相の電圧歪補償信号Fu
の波形を図4(b)に示す。図示のように、モータ電流
IMのゼロクロスを境にモータ電流の極性に合わせて極
性が反転する信号であり、図4(a)に電圧目標値Vu
*と補正された電圧目標値Vuを示す。つまり、上述し
たオンディレイのためにモータ電流の極性が正のとき
に、例えばゲートパルス信号GPuのオン時間が短くな
り、その短くなった分だけ電圧が低くなることから、こ
れを補償するために電圧歪補償信号Fuを加算するので
ある。
sテーブル26cから、πごとに極性が反転し、2/3
πづつ位相がずれた3相分の信号を生成し、乗算器26
dにてゲインKを乗じて電圧歪補償信号Fu,Fv,F
wを生成する。この電圧歪補償信号Fu,Fv,Fwを
加算器25u,v,wに出力して、電圧目標値Vu*,
Vv*,Vw*を補正する。u相の電圧歪補償信号Fu
の波形を図4(b)に示す。図示のように、モータ電流
IMのゼロクロスを境にモータ電流の極性に合わせて極
性が反転する信号であり、図4(a)に電圧目標値Vu
*と補正された電圧目標値Vuを示す。つまり、上述し
たオンディレイのためにモータ電流の極性が正のとき
に、例えばゲートパルス信号GPuのオン時間が短くな
り、その短くなった分だけ電圧が低くなることから、こ
れを補償するために電圧歪補償信号Fuを加算するので
ある。
【0019】PWMパルス発生装置12は、補正された
電圧目標値Vu,Vv,Vwを取り込み、PWMの搬送
波により変調してインバータ回路11の各アームのスイ
ッチング素子のゲートパルス信号GP(u,v,w),
GN(u,v,w)を生成してインバータ回路11に出
力するようになつている。インバータ回路11は周知の
回路構成になっており、u相に対応する1相分の主要回
路を図5に示す。図5において、ゲートパルス信号GP
u、GNuはそれぞれドライバ回路31P,Nに入力さ
れ、信号絶縁及び増幅処理されて主回路の正アームと負
アームのスイッチング素子QPu,QNuのゲートに印
加される。これにより、主回路のスイッチング素子QP
u,QNuは図6に示すようにPWM制御でオン・オフ
駆動される。主回路のスイッチング素子QPu,QNu
がオフの期間は、主回路のスイッチング素子QPu,Q
Nuにそれぞれ逆並列接続されている還流ダイオードD
Pu,DNuを介して電流が還流する。その結果、モー
タ電流IMの波形は図6に示すようになる。
電圧目標値Vu,Vv,Vwを取り込み、PWMの搬送
波により変調してインバータ回路11の各アームのスイ
ッチング素子のゲートパルス信号GP(u,v,w),
GN(u,v,w)を生成してインバータ回路11に出
力するようになつている。インバータ回路11は周知の
回路構成になっており、u相に対応する1相分の主要回
路を図5に示す。図5において、ゲートパルス信号GP
u、GNuはそれぞれドライバ回路31P,Nに入力さ
れ、信号絶縁及び増幅処理されて主回路の正アームと負
アームのスイッチング素子QPu,QNuのゲートに印
加される。これにより、主回路のスイッチング素子QP
u,QNuは図6に示すようにPWM制御でオン・オフ
駆動される。主回路のスイッチング素子QPu,QNu
がオフの期間は、主回路のスイッチング素子QPu,Q
Nuにそれぞれ逆並列接続されている還流ダイオードD
Pu,DNuを介して電流が還流する。その結果、モー
タ電流IMの波形は図6に示すようになる。
【0020】次に、本実施例の特徴である故障予知装置
30について詳細に説明する。図2に示すように、故障
予知装置30は電圧歪補償信号Fu,Fv,Fw、ゲー
トパルスGP(u,v,w),GN(u,v,w)、及
びモータ電流の検出値が入力されている。
30について詳細に説明する。図2に示すように、故障
予知装置30は電圧歪補償信号Fu,Fv,Fw、ゲー
トパルスGP(u,v,w),GN(u,v,w)、及
びモータ電流の検出値が入力されている。
【0021】この故障予知装置30の詳細な回路図を図
1に示す。図1はu相正側アームのスイッチング素子の
ゲートパルスGPuに対応する回路のみを示している。
他のスイッチング素子に対応する回路は、極性の点を除
き同様であるから図示を省略する。
1に示す。図1はu相正側アームのスイッチング素子の
ゲートパルスGPuに対応する回路のみを示している。
他のスイッチング素子に対応する回路は、極性の点を除
き同様であるから図示を省略する。
【0022】図1に示すように、電圧歪補償信号Fuは
比較器41aの+入力と、比較器41bの−入力に入力
される。比較器41aの−入力には設定器42aから設
定値が入力され、比較器41bの+入力には設定器42
bから設定値が入力されている。この設定値は”0”で
もよいが、オフセットを除去する程度の値に設定する。
比較器41a,bの出力61a,bは、いずれも比較結
果が正のときに高レベル”H”、負のときに低レベル”
L”となる。すなわち、図4に示した電圧歪補償信号F
uが正の期間(電流指令が正に相当する期間)は比較器
41aの出力61aが”H”となり、電圧歪補償信号F
uが負の期間(電流指令が負に相当する期間)は比較器
41bの出力61bが”H”となる。それらの出力61
a,bはそれぞれアンドゲート43a,bに入力されて
いる。アンドゲート43aにはゲートパルス信号GPu
がそのまま入力され、アンドゲート43bにはゲートパ
ルス信号GPuを反転素子44を介して入力されてい
る。アンドゲート43a,bの出力62a,bはそれぞ
れアンドゲート45a,bに入力されている。これらの
アンドゲート45a,bの他の入力には、モータ電流を
変換した電流信号63が入力されている。すなわち、図
1のa系統は正アームのスイッチング素子の故障を予知
する系統であり、b系統はこの正アームのスイッチング
素子に対応する負側アームの還流ダイオードの故障を予
知する系統である。
比較器41aの+入力と、比較器41bの−入力に入力
される。比較器41aの−入力には設定器42aから設
定値が入力され、比較器41bの+入力には設定器42
bから設定値が入力されている。この設定値は”0”で
もよいが、オフセットを除去する程度の値に設定する。
比較器41a,bの出力61a,bは、いずれも比較結
果が正のときに高レベル”H”、負のときに低レベル”
L”となる。すなわち、図4に示した電圧歪補償信号F
uが正の期間(電流指令が正に相当する期間)は比較器
41aの出力61aが”H”となり、電圧歪補償信号F
uが負の期間(電流指令が負に相当する期間)は比較器
41bの出力61bが”H”となる。それらの出力61
a,bはそれぞれアンドゲート43a,bに入力されて
いる。アンドゲート43aにはゲートパルス信号GPu
がそのまま入力され、アンドゲート43bにはゲートパ
ルス信号GPuを反転素子44を介して入力されてい
る。アンドゲート43a,bの出力62a,bはそれぞ
れアンドゲート45a,bに入力されている。これらの
アンドゲート45a,bの他の入力には、モータ電流を
変換した電流信号63が入力されている。すなわち、図
1のa系統は正アームのスイッチング素子の故障を予知
する系統であり、b系統はこの正アームのスイッチング
素子に対応する負側アームの還流ダイオードの故障を予
知する系統である。
【0023】このモータ電流の電流信号63は、電流変
換回路46の出力信号64と設定器48の設定値とを比
較器47により比較して得られる。電流変換回路46
は、電流検出器19を介して対応する相のモータ電流I
Muを取り込み、正側アームのスイッチング素子を対象
とする場合はIMuの正の期間、負側アームのスイッチ
ング素子を対象とする場合は負の期間の電流波形を検出
するようになっている。つまり、モータ電流IMuを所
望の極性で半波整流して正極性の出力信号64を得るよ
うになっている。設定器48の設定値はオフセット除去
程度の低い値に設定する。比較器47の出力である電流
信号63は、比較結果が正のときに高レベル”H”、負
のときに低レベル”L”となる。このようにして得られ
た電流信号63は、指令値に対して実際に流れた電流の
波形を示す信号となる。
換回路46の出力信号64と設定器48の設定値とを比
較器47により比較して得られる。電流変換回路46
は、電流検出器19を介して対応する相のモータ電流I
Muを取り込み、正側アームのスイッチング素子を対象
とする場合はIMuの正の期間、負側アームのスイッチ
ング素子を対象とする場合は負の期間の電流波形を検出
するようになっている。つまり、モータ電流IMuを所
望の極性で半波整流して正極性の出力信号64を得るよ
うになっている。設定器48の設定値はオフセット除去
程度の低い値に設定する。比較器47の出力である電流
信号63は、比較結果が正のときに高レベル”H”、負
のときに低レベル”L”となる。このようにして得られ
た電流信号63は、指令値に対して実際に流れた電流の
波形を示す信号となる。
【0024】アンドゲート45a,bの出力65a,b
はそれぞれカウンタ49a,bに入力される。カウンタ
49a,bの出力はそれぞれ比較器50a,bにて、設
定器56に設定された正常基準値と比較される。比較器
50a,bの比較結果はアンドゲート51で論理積がと
られ、故障予知信号67として出力される。
はそれぞれカウンタ49a,bに入力される。カウンタ
49a,bの出力はそれぞれ比較器50a,bにて、設
定器56に設定された正常基準値と比較される。比較器
50a,bの比較結果はアンドゲート51で論理積がと
られ、故障予知信号67として出力される。
【0025】このように構成される故障予知装置の動作
を図7,8を参照して説明する。図7は、スイッチング
素子等の故障の態様により変化するモータ電流IMの概
念波形を示す。図において、モードAはスイッチング素
子QPu又はドライブ回路31Pの故障により、スイッ
チング素子QPuがオンできない状態になった場合であ
り、モータ電流の正側は流れず、負側は正常である。モ
ードBは還流ダイオードDNuが故障によりオープン状
態になった場合であり、モータ電流の正側は歯抜けの波
形になって平均レベルが下がり、負側は正常である。同
様に、モードCはスイッチング素子QNu又はドライブ
回路31Nの故障により、スイッチング素子QNuがオ
ンできない状態になった場合である。モードDは還流ダ
イオードDPuが故障によりオープン(開放)状態にな
った場合である。
を図7,8を参照して説明する。図7は、スイッチング
素子等の故障の態様により変化するモータ電流IMの概
念波形を示す。図において、モードAはスイッチング素
子QPu又はドライブ回路31Pの故障により、スイッ
チング素子QPuがオンできない状態になった場合であ
り、モータ電流の正側は流れず、負側は正常である。モ
ードBは還流ダイオードDNuが故障によりオープン状
態になった場合であり、モータ電流の正側は歯抜けの波
形になって平均レベルが下がり、負側は正常である。同
様に、モードCはスイッチング素子QNu又はドライブ
回路31Nの故障により、スイッチング素子QNuがオ
ンできない状態になった場合である。モードDは還流ダ
イオードDPuが故障によりオープン(開放)状態にな
った場合である。
【0026】このように、故障のモードによってモータ
電流の波形が異なり、従来技術ではこのような故障の検
出は困難である。特に、モードBとDの還流ダイオード
のオープン故障を検出することはできない。
電流の波形が異なり、従来技術ではこのような故障の検
出は困難である。特に、モードBとDの還流ダイオード
のオープン故障を検出することはできない。
【0027】図1に示した故障予知装置によりモードB
の故障を検出する場合を例にして、図8に各部の動作波
形を示して動作を説明する。
の故障を検出する場合を例にして、図8に各部の動作波
形を示して動作を説明する。
【0028】図8(a)に示すように、還流ダイオード
DNuが故障によりオープン状態になるとu相のモータ
電流の正側IMuは、スイッチング素子QPuがオンの
期間は流れるが、オフの期間は流れなくなる。
DNuが故障によりオープン状態になるとu相のモータ
電流の正側IMuは、スイッチング素子QPuがオンの
期間は流れるが、オフの期間は流れなくなる。
【0029】このときの電流変換回路46により検波さ
れ比較器47で波形整形された電流信号63は図8
(b)に示すものとなる。一方、ゲートパルス信号GP
uは図8(c)に示すように、u相のモータ電流IMu
を波形整形した電流信号63と同じ波形になり、これが
アンドゲート43aに入力される。したがって、アンド
ゲート43bに入力される波形は、反転素子41で反転
されるから、図8(d)に示したものになる。
れ比較器47で波形整形された電流信号63は図8
(b)に示すものとなる。一方、ゲートパルス信号GP
uは図8(c)に示すように、u相のモータ電流IMu
を波形整形した電流信号63と同じ波形になり、これが
アンドゲート43aに入力される。したがって、アンド
ゲート43bに入力される波形は、反転素子41で反転
されるから、図8(d)に示したものになる。
【0030】この例の期間の場合、電圧歪補償信号Fu
は正極性の区間にあるから、比較器41aの出力61a
が”H”で、比較器41bの出力61bが”L”になっ
ている。したがって、アンドゲート43aの出力62a
はゲートパルス信号GPuと同じ波形になり、アンドゲ
ート43bの出力62bは一定して”L”レベルとな
る。
は正極性の区間にあるから、比較器41aの出力61a
が”H”で、比較器41bの出力61bが”L”になっ
ている。したがって、アンドゲート43aの出力62a
はゲートパルス信号GPuと同じ波形になり、アンドゲ
ート43bの出力62bは一定して”L”レベルとな
る。
【0031】一方、前述したように、アンドゲート45
a,bに入力される電流信号63は図8(b)に示した
波形であるから、アンドゲート45aの出力65aは図
8(e)に示す波形となる。しかし、アンドゲート45
bの出力65bはアンドゲート43bの出力62bが一
定して”L”レベルであるから、図8(f)に示すよう
に”L”レベルに保持される。
a,bに入力される電流信号63は図8(b)に示した
波形であるから、アンドゲート45aの出力65aは図
8(e)に示す波形となる。しかし、アンドゲート45
bの出力65bはアンドゲート43bの出力62bが一
定して”L”レベルであるから、図8(f)に示すよう
に”L”レベルに保持される。
【0032】カウンタ49aはアンドゲート45aの出
力65aのパルス数をカウントして出力するものであ
り、その出力66aは図8(g)に示すように、増加す
る信号となる。カウンタ49bの出力は図8(h)に示
すように”0”の信号である。
力65aのパルス数をカウントして出力するものであ
り、その出力66aは図8(g)に示すように、増加す
る信号となる。カウンタ49bの出力は図8(h)に示
すように”0”の信号である。
【0033】カウンタ49a,bの出力66a,bはそ
れぞれ比較器50a,bで設定器56に設定されている
正常基準値と比較される。ここで、正常基準値は正常な
場合のモータ電流半周期のゲートパルス数の例えば20
%とする。
れぞれ比較器50a,bで設定器56に設定されている
正常基準値と比較される。ここで、正常基準値は正常な
場合のモータ電流半周期のゲートパルス数の例えば20
%とする。
【0034】比較器50a,bの出力はアンドゲート5
1にて論理積がとられ、正常なときは”H”レベル、異
常なときは”L”レベルの故障検出信号57が出力され
る。ここで、アンドゲート51で論理積をとる理由は、
主スイッチング素子とこれに対応する還流ダイオードの
両方が正常な場合のみ正常と判定し、いずれか一方でも
異常のときは故障と判定するためである。
1にて論理積がとられ、正常なときは”H”レベル、異
常なときは”L”レベルの故障検出信号57が出力され
る。ここで、アンドゲート51で論理積をとる理由は、
主スイッチング素子とこれに対応する還流ダイオードの
両方が正常な場合のみ正常と判定し、いずれか一方でも
異常のときは故障と判定するためである。
【0035】図9に、故障モード別の各部の出力状態の
組合せを示す。
組合せを示す。
【0036】上述したように、本実施例によれば、過負
荷検出などによる従来の故障検出によらずに、インバー
タ回路11の主回路スイッチング素子と還流ダイオード
のオープン故障又はドライブ回路の故障を検出できる。
したがって、従来の過負荷検出によるインバータトリッ
プに至る前に、早期にインバータの故障を予知できる。
その結果、インバータトリップに至らないように、例え
ば負荷を軽減したり、又は圧延プロセス等の負荷の所定
の工程が終了する迄、そのまま一定の時間運転を継続す
ることができる。これにより、インバータトリップ等に
よりいきなりプロセスが停止するのを防止できることが
あるから、被害を少なくすることができる。
荷検出などによる従来の故障検出によらずに、インバー
タ回路11の主回路スイッチング素子と還流ダイオード
のオープン故障又はドライブ回路の故障を検出できる。
したがって、従来の過負荷検出によるインバータトリッ
プに至る前に、早期にインバータの故障を予知できる。
その結果、インバータトリップに至らないように、例え
ば負荷を軽減したり、又は圧延プロセス等の負荷の所定
の工程が終了する迄、そのまま一定の時間運転を継続す
ることができる。これにより、インバータトリップ等に
よりいきなりプロセスが停止するのを防止できることが
あるから、被害を少なくすることができる。
【0037】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ装置の主回
路スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障
を検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知でき
る。
路スイッチング素子や還流ダイオード等のオープン故障
を検出でき、インバータ装置のトリップ故障を予知でき
る。
【図1】本発明の一実施例のインバータ故障予知装置の
構成図である。
構成図である。
【図2】図1の故障予知装置を適用してなる一実施例の
インバータ装置の構成図である。
インバータ装置の構成図である。
【図3】電圧歪補償回路の一実施例の構成図である。
【図4】電圧歪補償の動作を説明する図である。
【図5】1相分のインバータ回路の主要部を示す図であ
る。
る。
【図6】インバータ回路の動作を説明する図である。
【図7】本発明の適用可能な故障の態様を説明する図で
ある。
ある。
【図8】図1実施例の故障予知装置の動作を説明するた
めの各部の波形図である。
めの各部の波形図である。
【図9】故障モード別の各部の出力状態を示す図であ
る。
る。
11 インバータ回路 12 PWMパルス発生回路 20 3/2相変換回路 21 2/3相変換回路 26 電圧歪補償回路 30 故障予知装置 43a,b アンドゲート 44 反転素子 45a,b アンドゲート 46 電流変換回路 47 比較器 48 設定器 49a,b カウンタ 50a,b 比較器 51 アンドゲート GP(u,v,w),GN(u,v,w) ゲートパル
ス信号 Fu,Fv,Fw 電圧歪補償信号
ス信号 Fu,Fv,Fw 電圧歪補償信号
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H02P 7/63 302 S 9178−5H
Claims (2)
- 【請求項1】 インバータのスイッチング素子のゲート
ドライブ回路に入力されるゲートパルス信号と、前記ス
イッチング素子と同相のインバータ出力電流の指令値に
相当する物理量の極性を表す極性信号との論理積をと
り、前記スイッチング素子に対応するインバータ出力電
流の検出電流の前記極性信号に対応する極性の電流を一
定のしきい値で波形整形して得られる電流信号と前記論
理積とを比較し、一定の範囲を超えて不一致のときにイ
ンバータ装置の故障予知信号を出力するインバータ装置
の故障予知装置。 - 【請求項2】 請求項1記載の故障予知装置を備えたイ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5301518A JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5301518A JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07163155A true JPH07163155A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=17897900
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5301518A Pending JPH07163155A (ja) | 1993-12-01 | 1993-12-01 | インバータ装置の故障予知装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07163155A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003348898A (ja) * | 2002-05-24 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置の欠相検知方法 |
JP2015192526A (ja) * | 2014-03-28 | 2015-11-02 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 負荷駆動装置 |
CN112034385A (zh) * | 2020-08-05 | 2020-12-04 | 苏州汇川联合动力***有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
-
1993
- 1993-12-01 JP JP5301518A patent/JPH07163155A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003348898A (ja) * | 2002-05-24 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置の欠相検知方法 |
JP2015192526A (ja) * | 2014-03-28 | 2015-11-02 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 負荷駆動装置 |
CN112034385A (zh) * | 2020-08-05 | 2020-12-04 | 苏州汇川联合动力***有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
CN112034385B (zh) * | 2020-08-05 | 2023-10-27 | 苏州汇川联合动力***股份有限公司 | 电机***故障检测方法、设备和计算机可读存储介质 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3302235B2 (ja) | 電動機の位置制御装置 | |
US5247237A (en) | Control device of induction motor | |
US8488344B2 (en) | Electrical power conversion apparatus including a control microprocessor for eliminating or curbing a beat phenomenon | |
US7990093B2 (en) | Electric motor control apparatus | |
US5661380A (en) | Method and apparatus for operating an electric vehicle drive system during periods of sensor malfunction | |
EP1557940B1 (en) | Motor controller | |
US7453231B2 (en) | Electric vehicle control device | |
US10263559B2 (en) | Synchronous machine controller | |
JP2002034266A (ja) | インバーターの電流センサー診断装置 | |
JPS62244297A (ja) | Pwmインバータの制御方法と装置 | |
JP2002095298A (ja) | 電動機制御装置 | |
JP2001314090A (ja) | インバータ装置 | |
JPH07227086A (ja) | インバータの故障検出方式 | |
JP6449129B2 (ja) | 電力変換装置 | |
US10944336B2 (en) | Power conversion apparatus | |
JP3415129B2 (ja) | インバータの故障検出方式 | |
JP2012157103A (ja) | インバータ装置、ファン駆動装置、圧縮機駆動装置および空気調和機 | |
JPH07163155A (ja) | インバータ装置の故障予知装置 | |
JPH1127951A (ja) | Pwmインバータ制御装置 | |
JP3592144B2 (ja) | インバータ装置の過電流保護装置 | |
CN116027240A (zh) | 电动机控制装置及用于电动机控制装置中设置的电流检测器的异常检测方法 | |
JP3751991B2 (ja) | Acサーボモータの電流制御方法 | |
JP4231970B2 (ja) | Acモータの電圧飽和処理装置 | |
JPH01259761A (ja) | 電圧形インバータの電流制御方法 | |
JPH05268721A (ja) | Acサーボ装置の欠相検出回路 |