JPH0715787A - Audio signal processor - Google Patents
Audio signal processorInfo
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- JPH0715787A JPH0715787A JP5152094A JP15209493A JPH0715787A JP H0715787 A JPH0715787 A JP H0715787A JP 5152094 A JP5152094 A JP 5152094A JP 15209493 A JP15209493 A JP 15209493A JP H0715787 A JPH0715787 A JP H0715787A
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- Japan
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- signal
- output signal
- sampling
- subtractor
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- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、入力された音声信号中
に混在する騒音信号を減衰させて所用の音声信号を出力
するようにした音声信号処理装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an audio signal processing device for attenuating a noise signal mixed in an input audio signal and outputting a desired audio signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種の音声信号処理装置に関する技術
が、特開平２−２４４０９９号公報によって開示されて
いる。図２はその音声信号処理装置の構成を示すブロッ
ク図である。2. Description of the Related Art A technique relating to an audio signal processing device of this type is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 244099/1990. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the audio signal processing device.
【０００３】この音声信号処理装置は、乗用車等におい
て、放送設備を備えていてエアコン等の付属装置を音声
入力によって操作し得るようにしていて、放送設備から
出力される音声周波数帯域の音響が該音声入力に混入す
るが、混入された音響信号を取り除いて、高Ｓ／Ｎ比の
音声入力が抽出されるようにしている。This audio signal processing device is equipped with broadcasting equipment in a passenger car or the like so that an auxiliary device such as an air conditioner can be operated by voice input, and the sound in the audio frequency band output from the broadcasting equipment is Although mixed with the voice input, the mixed acoustic signal is removed so that the voice input with a high S / N ratio is extracted.
【０００４】同図において、Ｍは指令信号入力用のマイ
クロフォンで、車室内に取り付けられていて、付属装置
を操作するための指令信号を音声入力する。マイクロフ
ォンＭによって受信された音声入力信号は、ローパスフ
ィルタＬＰＦ1 によってローパスされ、増幅器ＡＭＰ1
によって増幅される。ＡＤ1 はＡ／Ｄ変換器で、ローパ
スフィルタＬＰＦ1 を通過した音声入力信号を所定の周
期のサンプリングタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子化）
する。ＤＥＬは遅延器で、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1の出力信
号をこの制御に適正にすべく遅延させる。ＡＵＤは付属
装置を操作するための音声信号を出力し且つ音楽放送等
を行う放送設備で、スピーカＳＰ1 からその操作に関わ
る音声や音楽等が出力される。放送設備ＡＵＤから出力
された放送信号は、ローパスフィルタＬＰＦ2 によって
ローパスされ、増幅器ＡＭＰ2 によって増幅される。Ａ
Ｄ2 はＡ／Ｄ変換器で、ローパスフィルタＬＰＦ2 を通
過した放送信号をＡ／Ｄ変換器ＡＤ1 におけると同一の
周期のサンプリングタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子
化）する。ＡＤＦは適応フィルタ、ＡＤＤは加算器で、
加算器ＡＤＤは遅延回路ＤＥＬの出力信号から適応フィ
ルタＡＤＦの出力信号を減算する。適応フィルタＡＤＦ
は、そのフィルタ係数が加算器ＡＤＤの出力信号によっ
て調整されて、スピーカＳＰ1 とマイクロフォンＭとの
間における音波の伝達経路（エコー経路等）によって遅
延回路ＤＥＬの出力信号に混入しているスピーカＳＰ1
の信号成分（騒音）に与える影響が推定されて、遅延回
路ＤＥＬの出力信号中の騒音に相当させるべく自己の出
力信号を制御する。よって加算器ＡＤＤの出力信号は遅
延回路ＤＥＬの出力信号からスピーカＳＰ1 の信号成分
を除去した値相当に制御される。加算器ＡＤＤの出力信
号は音声認識ユニットＶＲによって音声認識されて、マ
イクロコンピュ−タμＰに入力され、或いはモニタ用の
スピーカＳＰ2 を作動させる。In the figure, M is a microphone for inputting a command signal, which is mounted in the vehicle compartment and inputs a command signal for operating an accessory device by voice. The audio input signal received by the microphone M is low-passed by the low-pass filter LPF1 and the amplifier AMP1
Is amplified by. AD1 is an A / D converter that A / D-converts (quantizes) the audio input signal that has passed through the low-pass filter LPF1 with a sampling time of a predetermined cycle.
To do. DEL is a delay device, which delays the output signal of the A / D converter AD1 in order to make it appropriate for this control. The AUD is a broadcasting facility that outputs a voice signal for operating the attached device and also performs a music broadcast, and the speaker SP1 outputs the voice and music related to the operation. The broadcast signal output from the broadcasting facility AUD is low-passed by the low-pass filter LPF2 and amplified by the amplifier AMP2. A
D2 is an A / D converter which performs A / D conversion (quantization) on the broadcast signal that has passed through the low-pass filter LPF2 at the sampling time of the same cycle as in the A / D converter AD1. ADF is an adaptive filter, ADD is an adder,
The adder ADD subtracts the output signal of the adaptive filter ADF from the output signal of the delay circuit DEL. Adaptive filter ADF
Of the speaker SP1 whose filter coefficient is adjusted by the output signal of the adder ADD and is mixed in the output signal of the delay circuit DEL by the transmission path (echo path or the like) of the sound wave between the speaker SP1 and the microphone M.
Is estimated, and its own output signal is controlled so as to correspond to the noise in the output signal of the delay circuit DEL. Therefore, the output signal of the adder ADD is controlled to a value obtained by removing the signal component of the speaker SP1 from the output signal of the delay circuit DEL. The output signal of the adder ADD is voice-recognized by the voice recognition unit VR and input to the microcomputer .mu.P, or the speaker SP2 for monitoring is operated.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上記の音声信号処理装
置においてこの装置が安定して動作するためには、適応
フィルタＡＤＦの出力信号（誤差信号）は、遅延回路Ｄ
ＥＬの出力信号中の騒音にほぼ相当する信号のみが出力
されていることを条件としている。しかしながら上記の
加算器ＡＤＤの＋入力信号としての遅延回路ＤＥＬの出
力信号は高レベルの音声信号と低レベルの騒音とよりな
っていて、加算器ＡＤＤは適応フィルタＡＤＦの出力信
号を−入力信号としているので、加算器ＡＤＤの出力信
号によって制御される適応フィルタＡＤＦの出力信号に
は音声信号成分が比較的に多く残ってしまい、その結
果、該出力信号が発散するおそれがある。また、音声信
号処理装置を通信エコーキャンセラとして応用した場合
には、送信用音声信号と共に入力される騒音中には送信
用音声信号と相関のあるエコーが混在するので、これら
騒音を入力する適応フィルタＡＤＦは、他の騒音とエコ
ーとを分離することができず、よって送信用音声信号と
共に入力された騒音と適応フィルタＡＤＦから出力され
る信号との位相にずれを生じて適応フィルタＡＤＦの動
作が不安定になり、安定した音声信号処理制御が得られ
なかった。In order for the above-mentioned audio signal processing device to operate stably, the output signal (error signal) of the adaptive filter ADF is delayed by the delay circuit D.
The condition is that only a signal substantially corresponding to the noise in the EL output signal is output. However, the output signal of the delay circuit DEL as the + input signal of the adder ADD is composed of the high level voice signal and the low level noise, and the adder ADD uses the output signal of the adaptive filter ADF as the − input signal. Therefore, a relatively large amount of audio signal component remains in the output signal of the adaptive filter ADF controlled by the output signal of the adder ADD, and as a result, the output signal may diverge. Further, when the voice signal processing device is applied as a communication echo canceller, since echoes correlated with the transmission voice signal are mixed in the noise input together with the transmission voice signal, an adaptive filter for inputting these noises. The ADF cannot separate the echo from other noises, so that the noise input together with the transmission voice signal and the signal output from the adaptive filter ADF are out of phase, and the operation of the adaptive filter ADF is reduced. It became unstable and stable audio signal processing control could not be obtained.
【０００６】本発明の目的は、入力された音声信号中に
混在する騒音信号を確実に減衰させて所用の音声信号を
安定して出力するようにした音声信号処理装置を提供す
ることにある。It is an object of the present invention to provide an audio signal processing device capable of reliably attenuating a noise signal mixed in an input audio signal and stably outputting a desired audio signal.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明は、送信用音声を受信すると共に
騒音発生源からの騒音を受信可能にしているマイクロフ
ォンから受信されてなる送信用信号をサンプリングする
第１のサンプリング回路と、騒音発生源に近接させて設
置されその騒音を受信する騒音受信器から受信されてな
る騒音信号を第１のサンプリング回路によるサンプリン
グ周期と同一の周期をもってサンプリングする第２のサ
ンプリング回路と、単位サンプリングだけ遅延させてな
る音声信号処理による音声処理遅延出力信号を当該各サ
ンプリング毎に受けて且つ自己のフィルタ係数を加減し
て当該サンプリングによる音声処理出力信号に対する予
測出力信号を出力する予測器と、音声処理出力信号から
予測器の出力信号を減算してその各サンプリング毎の該
予測器のフィルタ係数の偏位に対して該各減算値相互の
偏位を最小ならしめるべく該フィルタ係数を加減する第
１の減算器と、第１のサンプリング回路の出力信号から
予測出力信号を減算する第２の減算器と、第２のサンプ
リング回路の出力信号を受け且つ自己のフィルタ係数を
加減して当該サンプリングによる第１のサンプリング回
路の出力信号と前記予測出力信号との相互の誤差の推定
信号を出力する適応フィルタと、第２の減算器の出力信
号から適応フィルタの出力信号を減算して各サンプリン
グ毎の該適応フィルタのフィルタ係数の偏位に対して該
各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく該フィルタ係
数を加減する第３の減算器と、第１のサンプリング回路
の出力信号から適応フィルタの出力信号を減算して音声
処理出力信号を出力する第４の減算器とを備えた。In order to achieve the above-mentioned object, the invention of claim 1 receives a voice for transmission and receives from a microphone capable of receiving noise from a noise source. A noise signal received from a first sampling circuit that samples a signal for transmission and a noise receiver that is installed close to a noise source and receives the noise has the same cycle as the sampling cycle of the first sampling circuit. And a second sampling circuit for sampling with a sampling processing, and a speech processing delayed output signal by speech signal processing which is delayed by unit sampling for each sampling Predictor that outputs the predicted output signal for the A first subtractor which subtracts and adjusts the filter coefficient so as to minimize the deviation of the subtracted values from the deviation of the filter coefficient of the predictor for each sampling; A second subtractor for subtracting the predicted output signal from the output signal of the circuit; and an output signal of the first sampling circuit for receiving the output signal of the second sampling circuit and adjusting its own filter coefficient An adaptive filter that outputs an estimated signal of a mutual error with the predicted output signal, and an output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the second subtractor to obtain the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter for each sampling. On the other hand, a third subtractor that adjusts the filter coefficient so as to minimize the deviation between the subtracted values, and the output of the adaptive filter from the output signal of the first sampling circuit. And a fourth subtracter for outputting a sound processing output signal No. subtracts.
【０００８】そして請求項２の発明は、請求項１におけ
る第１と第２のサンプリング回路に代えて、送信用音声
を受信すると共に受信音声信号を音声に変換するスピー
カの音声を受信可能にしているマイクロフォンから受信
されてなる送信用信号を所定のサンプリング周期をもっ
てサンプリングする第１のサンプリング回路と、前記受
信音声信号を第１のサンプリング回路によるサンプリン
グ周期と同一の周期をもってサンプリングする第２のサ
ンプリング回路と、以下、請求項１におけると同様な各
要素を備えた。According to a second aspect of the present invention, instead of the first and second sampling circuits according to the first aspect, it is possible to receive a voice for transmission and receive a voice of a speaker for converting a received voice signal into a voice. And a second sampling circuit for sampling the transmission signal received from the microphone with a predetermined sampling period, and a second sampling circuit for sampling the received voice signal with the same period as the sampling period by the first sampling circuit. Then, the same elements as in claim 1 are provided below.
【０００９】そして請求項３の発明は、一端側及び他端
側のそれぞれの音声送受信用の送信用信号と受信信号と
が、該各信号に共通の通信回路と、該各端側と該通信回
路とをインピーダンス整合要素により結合してなる該各
信号に共通の一対の結合回路とを介して送受信される通
信システムの音声信号処理装置であって前記通信回路の
各端側に備えた該音声信号処理装置において、請求項１
における第１と第２のサンプリング回路に代えて、所定
のサンプリング周期をもって前記送信用信号をサンプリ
ングする第１のサンプリング回路と、前記受信信号を第
１のサンプリング回路によるサンプリング周期と同一の
周期をもってサンプリングする第２のサンプリング回路
と、以下、請求項１におけると同様な各要素を備えた。According to a third aspect of the present invention, a transmission circuit and a reception signal for transmitting and receiving voices on one end side and the other end side are common to each signal, and the communication circuit communicates with each end side. A voice signal processing device of a communication system for transmitting and receiving via a pair of coupling circuits common to each signal formed by coupling the circuit with an impedance matching element, wherein the voice is provided at each end of the communication circuit. A signal processing device according to claim 1.
In place of the first and second sampling circuits in, a first sampling circuit for sampling the transmission signal at a predetermined sampling cycle and a sampling of the reception signal at the same cycle as the sampling cycle by the first sampling circuit And a second sampling circuit which is the same as that of claim 1 below.
【００１０】[0010]
【作用】請求項１の発明によれば、送信用音声と共に騒
音発生源からの騒音がマイクロフォンから受信される
と、受信された送信用信号は第１のサンプリング回路に
よってサンプリングされる。一方、該騒音は騒音受信器
から受信されて、第２のサンプリング回路によってサン
プリングされる。そして予測器が、この音声信号処理装
置の音声処理出力信号を単位サンプリングだけ遅延させ
てなる音声処理遅延出力信号を当該各サンプリング毎に
受けて、且つ自己のフィルタ係数を加減して当該サンプ
リングによる音声処理出力信号に対する予測出力信号を
出力する。そして第１の減算器によって音声処理出力信
号から予測器の出力信号が減算され、その結果に対し
て、各サンプリング毎の該予測器のフィルタ係数の偏位
に対して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく該
フィルタ係数が加減される。そして第２の減算器によっ
て、第１のサンプリング回路の出力信号から予測出力信
号が減算される。そして適応フィルタが、第２のサンプ
リング回路の出力信号を受け且つ自己のフィルタ係数を
加減して当該サンプリングによる第１のサンプリング回
路の出力信号と前記予測出力信号との相互の誤差の推定
信号を出力する。そして第３の減算器によって、第２の
減算器の出力信号から適応フィルタの出力信号が減算さ
れて、各サンプリング毎の該適応フィルタのフィルタ係
数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならしめ
るべく該フィルタ係数が加減される。そして第４の減算
器によって、第１のサンプリング回路の出力信号から適
応フィルタの出力信号が減算されて音声処理出力信号が
出力される。According to the first aspect of the present invention, when the noise from the noise source is received from the microphone together with the transmitting voice, the received transmitting signal is sampled by the first sampling circuit. On the other hand, the noise is received from the noise receiver and sampled by the second sampling circuit. Then, the predictor receives an audio processing delay output signal obtained by delaying the audio processing output signal of the audio signal processing device by unit sampling for each sampling, and adjusts the filter coefficient of its own to obtain the audio by the sampling. A predicted output signal for the processed output signal is output. Then, the output signal of the predictor is subtracted from the speech processing output signal by the first subtractor, and with respect to the result, the deviation of the subtracted values from each other with respect to the deviation of the filter coefficient of the predictor for each sampling. The filter coefficient is adjusted to minimize the order. Then, the predicted output signal is subtracted from the output signal of the first sampling circuit by the second subtractor. Then, the adaptive filter receives the output signal of the second sampling circuit, adjusts its own filter coefficient, and outputs an estimated signal of a mutual error between the output signal of the first sampling circuit and the predicted output signal by the sampling. To do. Then, the output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the second subtractor by the third subtractor, and the deviation of the subtracted values from each other with respect to the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter for each sampling. The filter coefficient is adjusted to minimize the order. Then, the output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the first sampling circuit by the fourth subtractor, and the audio processing output signal is output.
【００１１】そして請求項２の発明によれば、請求項１
における騒音発生源からの騒音に代って、受信音声信号
を音声に変換するスピーカの音声が送信用音声と共にマ
イクロフォンから受信されて、受信された送信用信号が
第１のサンプリング回路によってサンプリングされ、一
方、受信音声信号が第２のサンプリング回路によってサ
ンプリングされ、以下、請求項１におけると同様に信号
処理されて音声処理出力信号が出力される。According to the invention of claim 2, claim 1
In place of the noise from the noise generation source in, the sound of the speaker that converts the received sound signal into sound is received from the microphone together with the sound for transmission, and the received signal for transmission is sampled by the first sampling circuit, On the other hand, the received voice signal is sampled by the second sampling circuit, and thereafter, signal processing is performed in the same manner as in claim 1 to output a voice processing output signal.
【００１２】そして請求項３の発明によれば、一端側及
び他端側のそれぞれの音声送受信用の送信用信号と受信
信号とが、該各信号に共通の通信回路と、該各端側と該
通信回路とをインピーダンス整合要素により結合してな
る該各信号に共通の一対の結合回路とを介して送受信さ
れる通信システムの音声信号処理装置であって前記通信
回路の各端側に備えた音声信号処理装置において、送信
用信号が第１のサンプリング回路によってサンプリング
され、一方、受信信号が第２のサンプリング回路によっ
てサンプリングされ、以下、請求項１におけると同様に
信号処理されて音声処理出力信号が出力される。According to the third aspect of the present invention, the transmission signal and the reception signal for transmitting and receiving the audio signals at the one end side and the other end side are common to the respective signals and the communication circuit and the respective end sides. A voice signal processing device of a communication system, which is transmitted and received through a pair of coupling circuits common to each signal, which is formed by coupling the communication circuit with an impedance matching element, and is provided at each end of the communication circuit. In the audio signal processing device, the signal for transmission is sampled by the first sampling circuit, while the received signal is sampled by the second sampling circuit, and thereafter, signal processing is performed in the same manner as in claim 1 to output the audio processing output signal. Is output.
【００１３】[0013]
【実施例】図１は本発明の第１の実施例として自動車の
ナビゲーションシステムに適用した音声信号処理装置の
構成を示すブロック図である。同図において、図２と同
等の部分には同一の符号を付して示し、以下に異なる部
分について説明する。1 is a block diagram showing the configuration of an audio signal processing apparatus applied to a navigation system for an automobile as a first embodiment of the present invention. In the figure, the same parts as those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and different parts will be described below.
【００１４】１A は音声信号処理装置、２はナビゲーシ
ョンシステムである。ＭA は指令信号入力用のマイクロ
フォンで、車室内に取り付けられていて音声信号処理装
置１の送信用信号受け入れ端子ａに接続され、ナビゲー
ションのための指令信号（送信用音声）と自動車のエン
ジンＥＧの騒音が混在してなる送信用信号を受信する。
ＰＵは騒音受信器としての振動ピックアップで、エンジ
ンＥＧに近接させて設置されていて音声信号処理装置１
A の受信信号受け入れ端子ｂに接続され、その振動騒音
を受信する。ｃは音声信号処理装置１の音声処理出力信
号ｚ（ｎ）を外部に出力すべく接続するための音声処理
出力端子である。Reference numeral 1A is a voice signal processing device, and 2 is a navigation system. MA is a microphone for inputting a command signal, which is mounted in the vehicle compartment and is connected to the transmission signal receiving terminal a of the audio signal processing device 1, and a command signal for navigation (sending voice) and an engine EG of the automobile are connected. Receives a transmission signal that is a mixture of noise.
PU is a vibration pickup as a noise receiver and is installed close to the engine EG.
It is connected to the reception signal receiving terminal b of A and receives the vibration noise. Reference numeral c is a sound processing output terminal for connecting the sound processing output signal z (n) of the sound signal processing device 1 to the outside.
【００１５】増幅器ＡＭＰ2 は、その出力の実効値が増
幅器ＡＭＰ1 の出力の実効値と等価になるようにその増
幅率が設定されている。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 は第１のサ
ンプリング回路をなし、送信用信号をサンプリングして
ディジタルの送信用信号ｙ（ｎ）＝Ｓ（ｎ）＋ｄ（ｎ）
（但しＳ（ｎ）は送信用音声分，ｄ（ｎ）は騒音分，ｎ
は標本化によるサンプリング時点を示し、ｚはｚ変換を
示す。そしてマイクロフォンＭA に対するエンジンＥＧ
の騒音の離散時間の伝達関数をＨ（ｚ）とする。）を出
力する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 は第２のサンプリング回路
をなし、騒音信号をサンプリングしてディジタルの騒音
信号ｘ（ｎ）を出力する。The amplification factor of the amplifier AMP2 is set so that the effective value of its output is equivalent to the effective value of the output of the amplifier AMP1. The A / D converter AD1 constitutes the first sampling circuit, samples the transmission signal, and digitally transmits the transmission signal y (n) = S (n) + d (n).
(However, S (n) is the transmission voice component, d (n) is the noise component, n
Indicates a sampling time point by sampling, and z indicates z conversion. And engine EG for microphone MA
Let H (z) be the discrete-time transfer function of the noise. ) Is output. The A / D converter AD2 forms a second sampling circuit, samples the noise signal and outputs a digital noise signal x (n).
【００１６】ＤＥＬT は遅延回路で、音声処理出力信号
Ｚ（ｎ）を受けて当該サンプリング時点ｎにおいて、単
位サンプリングだけ遅延させてなる前回の時点ｎ−１に
おける音声処理遅延出力信号Ｚ（ｎ−１）を出力する。
ＥＳＴは予測器で、例えばＦＩＲ（非巡回形）ディジタ
ルフィルタよりなり、音声処理遅延出力信号Ｚ（ｎ−
１）を当該各サンプリングｎ毎に受けて、例えばＬＭＳ
（最小２乗平均）アルゴリズムによって自己のフィルタ
係数を加減して当該サンプリングｎによる音声処理出力
信号Ｚ（ｎ）に対する予測出力信号Ｚ’（ｎ）＝Ｚ（ｎ
−１）Ｗ（ｚ）（但しＷ（ｚ）は、予測器ＥＳＴによっ
て演算されて、Ｚ（ｎ−１）からＺ’（ｎ）を予測する
ための伝達関数）を出力する。ＡＤＤ1 は第１の減算器
で、音声処理出力信号Ｚ（ｎ）から予測出力信号Ｚ’
（ｎ）を減算して、その各サンプリングｎ毎の該予測器
ＥＳＴのフィルタ係数の偏位に対して該各減算値相互の
偏位を最小ならしめるべく、該予測器ＥＳＴと協働して
そのフィルタ係数を加減する。ＡＤＤ2 は第２の減算器
で、送信用信号ｙ（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を
減算して、送信用信号ｙ（ｎ）中の騒音の予測値ｙ’
（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ｚ’（ｎ）を出力する。ＡＤＦA は
適応フィルタで、例えばＦＩＲディジタルフィルタより
なり、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 出力信号ｘ（ｎ）を受けて、
例えばＬＭＳアルゴリズムによって自己のフィルタ係数
を加減してマイクロフォンＭA に対する騒音の伝達関数
Ｈ（ｚ）の推定伝達関数Ｈ”（ｚ）を逐次推定しなが
ら、当該サンプリングｎによる送信用信号ｙ（ｎ）中の
騒音（誤差）の推定信号ｙ”（ｎ）＝ｘ（ｎ）Ｈ”
（ｚ）を出力する。ＡＤＤ3 は第３の減算器で、第２の
減算器ＡＤＤ2 の出力信号ｙ’（ｎ）から適応フィルタ
ＡＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）を減算して、各サンプリ
ングｎ毎の該適応フィルタＡＤＦA のフィルタ係数の偏
位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべ
く、該適応フィルタＡＤＦA と協働してそのフィルタ係
数を加減する。ＡＤＤ4 は第４の減算器で、送信用信号
ｙ（ｎ）から適応フィルタＡＤＦA の出力信号ｙ”
（ｎ）を減算して、音声処理出力信号Ｚ（ｎ）を出力す
る。DELT is a delay circuit, which receives the audio processing output signal Z (n) and delays it by unit sampling at the sampling time n, and delays the audio processing delay output signal Z (n-1) at the previous time n-1. ) Is output.
The EST is a predictor, which is composed of, for example, an FIR (non-recursive) digital filter, and has a speech processing delay output signal Z (n-
1) is received for each sampling n, for example, LMS
The (least mean square) algorithm is used to adjust the filter coefficient of its own, and the predicted output signal Z ′ (n) = Z (n
−1) W (z) (where W (z) is calculated by the predictor EST and outputs a transfer function for predicting Z ′ (n) from Z (n−1)). ADD1 is a first subtractor, which calculates the predicted output signal Z'from the audio processing output signal Z (n).
(N) is subtracted to cooperate with the predictor EST in order to minimize the deviation between the subtraction values with respect to the deviation of the filter coefficient of the predictor EST for each sampling n. The filter coefficient is adjusted. ADD2 is a second subtractor, which subtracts the predicted output signal Z '(n) from the transmission signal y (n) to obtain the predicted noise value y'in the transmission signal y (n).
(N) = y (n) -Z '(n) is output. ADFA is an adaptive filter, which is composed of, for example, a FIR digital filter, receives the A / D converter AD2 output signal x (n),
For example, the estimated transfer function H ″ (z) of the transfer function H (z) of noise to the microphone MA is sequentially estimated by adjusting the filter coefficient of its own by the LMS algorithm, and the transmission signal y (n) in the sampling n is Noise (error) estimation signal y ″ (n) = x (n) H ″
Output (z). ADD3 is a third subtracter, which subtracts the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA from the output signal y ′ (n) of the second subtractor ADD2 to obtain the adaptive filter ADFA of each sampling n. ADD4 is a fourth subtracter, which adjusts the filter coefficient in cooperation with the adaptive filter ADFA in order to minimize the deviation between the subtraction values with respect to the deviation of the filter coefficient. The output signal y ″ of the adaptive filter ADFA from y (n)
(N) is subtracted and the audio processing output signal Z (n) is output.
【００１７】音声処理出力信号Ｚ（ｎ）は音声認識ユニ
ットＶＲによって音声認識されて、マイクロコンピュ−
タμＰに入力され、モニタテレビＴＶを作動させる。The voice-processed output signal Z (n) is voice-recognized by the voice recognition unit VR, and a micro computer is used.
Is input to the monitor μP and activates the monitor TV.
【００１８】以上の図１の構成において、マイクロフォ
ンＭA はナビゲーションのための指令信号（送信用音
声）と自動車のエンジンＥＧの騒音が混在してなる送信
用信号を受信する。該送信用信号はローパスフィルタＬ
ＰＦ1 によってローパスされ、増幅器ＡＭＰ1 によって
増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 はその信号を所定の周
期のサンプリングタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子化）
して、送信用信号ｙ（ｎ）＝Ｓ（ｎ）＋ｄ（ｎ）を出力
する。一方、振動ピックアップＰＵはエンジンＥＧの振
動騒音によりなる騒音信号を受信する。該騒音信号はロ
ーパスフィルタＬＰＦ2 によってローパスされ、増幅器
ＡＭＰ2 によって増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 はそ
の信号をＡ／Ｄ変換器ＡＤ1 におけると同一の周期のサ
ンプリングタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子化）して、
騒音信号ｘ（ｎ）を出力する。In the configuration of FIG. 1 described above, the microphone MA receives the command signal for navigation (transmission voice) and the transmission signal in which the noise of the engine EG of the automobile is mixed. The transmission signal is a low-pass filter L
It is low-passed by PF1 and amplified by amplifier AMP1. The A / D converter AD1 performs A / D conversion (quantization) on the signal with a sampling time of a predetermined cycle.
Then, the transmission signal y (n) = S (n) + d (n) is output. On the other hand, the vibration pickup PU receives a noise signal composed of vibration noise of the engine EG. The noise signal is low-passed by the low-pass filter LPF2 and amplified by the amplifier AMP2. The A / D converter AD2 performs A / D conversion (quantization) on the signal with a sampling time of the same cycle as in the A / D converter AD1,
The noise signal x (n) is output.
【００１９】遅延回路ＤＥＬT は、音声処理出力信号Ｚ
（ｎ）を受けて当該サンプリング時点ｎにおいて、音声
処理遅延出力信号Ｚ（ｎ−１）を出力する。予測器ＥＳ
Ｔは、音声処理遅延出力信号Ｚ（ｎ−１）を当該各サン
プリングｎ毎に受けて、且つアルゴリズムによって自己
のフィルタ係数を加減して、当該サンプリングｎによる
音声処理出力信号Ｚ（ｎ）に対する予Ａ／Ｄ変換器ＡＤ
1 測出力信号Ｚ’（ｎ）＝Ｚ（ｎ−１）Ｗ（ｚ）を出力
する。第１の減算器ＡＤＤ1 は、音声処理出力信号Ｚ
（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算して、各サン
プリングｎ毎の該予測器ＥＳＴのフィルタ係数の偏位に
対して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく、該
予測器ＥＳＴと協働して、そのフィルタ係数を加減す
る。第２の減算器ＡＤＤ2 は、送信用信号ｙ（ｎ）から
予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算して、送信用信号ｙ
（ｎ）中の騒音の予測値ｙ’（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ｚ’
（ｎ）を出力する。よって該予測値ｙ’（ｎ）は、送信
用信号ｙ（ｎ）から送信用音声分Ｓ（ｎ）を除去した予
測値をなしている。適応フィルタＡＤＦA は、Ａ／Ｄ変
換器ＡＤ2 出力信号ｘ（ｎ）を受け、且つアルゴリズム
によって自己のフィルタ係数を加減して、マイクロフォ
ンＭA に対する騒音の伝達関数Ｈ（ｚ）の推定伝達関数
Ｈ”（ｚ）を逐次推定しながら、当該サンプリングｎに
よる送信用信号ｙ（ｎ）中の騒音（誤差）の推定信号
ｙ”（ｎ）＝ｘ（ｎ）Ｈ”（ｚ）を出力する。第３の減
算器ＡＤＤ3 は、第２の減算器ＡＤＤ2 の出力信号ｙ’
（ｎ）から適応フィルタＡＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）
を減算して、各サンプリングｎ毎の該適応フィルタＡＤ
ＦA のフィルタ係数の偏位に対して該各減算値相互の偏
位を最小ならしめるべく、該適応フィルタＡＤＦA と協
働して、そのフィルタ係数を加減する。即ち、第３の減
算器ＡＤＤ3 が演算に用いる各データ中には送信用音声
分Ｓ（ｎ）を含んでいないので、第３の減算器ＡＤＤ3
の出力信号は容易に０に収斂し得て、フィルタ係数が上
記の条件を満たして収斂することが可能になる。第４の
減算器ＡＤＤ4 は、送信用信号ｙ（ｎ）から適応フィル
タＡＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）を減算して、音声処理
出力信号Ｚ（ｎ）を出力する。The delay circuit DELT has a voice processing output signal Z.
Upon receiving (n), the audio processing delay output signal Z (n-1) is output at the sampling time point n. Predictor ES
T receives the audio processing delayed output signal Z (n-1) for each sampling n, and adjusts its own filter coefficient by an algorithm so as to predict the audio processing output signal Z (n) by the sampling n. A / D converter AD
1 The measurement output signal Z ′ (n) = Z (n−1) W (z) is output. The first subtractor ADD1 outputs the audio processing output signal Z
The predicted output signal Z ′ (n) is subtracted from (n) to minimize the deviation between the subtracted values with respect to the deviation of the filter coefficient of the predictor EST for each sampling n. The filter coefficient is adjusted in cooperation with the predictor EST. The second subtractor ADD2 subtracts the predicted output signal Z '(n) from the transmission signal y (n) to obtain the transmission signal y.
Predicted value of noise in (n) y '(n) = y (n) -Z'
(N) is output. Therefore, the predicted value y ′ (n) is a predicted value obtained by removing the transmission voice component S (n) from the transmission signal y (n). The adaptive filter ADFA receives the A / D converter AD2 output signal x (n) and adjusts its own filter coefficient by an algorithm to estimate the transfer function H ″ (of the transfer function H (z) of the noise to the microphone MA. z) is sequentially estimated, and an estimated signal y ″ (n) = x (n) H ″ (z) of noise (error) in the transmission signal y (n) by the sampling n is output. The subtractor ADD3 outputs the output signal y'of the second subtractor ADD2.
From (n) the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA
Of the adaptive filter AD for each sampling n
The filter coefficient is adjusted in cooperation with the adaptive filter ADFA in order to minimize the deviation between the respective subtracted values with respect to the deviation of the filter coefficient of FA. That is, since the transmission voice component S (n) is not included in each data used by the third subtractor ADD3 for the calculation, the third subtractor ADD3
The output signal of can easily converge to 0, and the filter coefficient can converge to satisfy the above condition. The fourth subtracter ADD4 subtracts the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA from the transmission signal y (n) and outputs the audio processing output signal Z (n).
【００２０】該音声処理出力信号Ｚ（ｎ）は、送信用信
号ｙ（ｎ）中の騒音が除去されてなり、よって音声認識
ユニットＶＲによって確実に音声認識されて、マイクロ
コンピュ−タμＰに入力され、モニタテレビＴＶを作動
させる。The voice processing output signal Z (n) is obtained by removing the noise in the transmission signal y (n), so that the voice recognition unit VR reliably recognizes the voice and inputs it to the micro computer μP. Then, the monitor TV TV is operated.
【００２１】図３は本発明の第２の実施例として電話通
信における音響エコーキャンセラに適用した音声信号処
理装置の構成を示すブロック図である。以下、図１と異
なる部分について説明する。１B は音声信号処理装置
で、通話者Ａ側のもののみ示しており、各端子ｃ，ｄに
接続された電話回線を介して、図示しない通話者Ｂ側に
も互いに対称状態に接続された同様な音声信号処理装置
１B を備えている。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a voice signal processing device applied to an acoustic echo canceller in telephone communication as a second embodiment of the present invention. Hereinafter, parts different from FIG. 1 will be described. Reference numeral 1B denotes a voice signal processing device, which is shown only on the side of the caller A, and is also symmetrically connected to the side of the caller B (not shown) through the telephone line connected to the terminals c and d. The audio signal processing device 1B is provided.
【００２２】ＭB は送信用音声を受信するマイクロフォ
ン、ＳＰは受信音声信号を音声に変換するスピーカで、
拡声電話機或いはテレビ会議システム或いはまたハンズ
フリー自動車電話等において、マイクロフォンＭB はス
ピーカＳＰの音を受信可能な位置に設けている。マイク
ロフォンＭB は送信用信号受け入れ端子ａに接続され、
スピーカＳＰの音（騒音）が混在してなる送信用信号を
受信する。該マイクロフォンＭB が受信する騒音は、ス
ピーカＳＰから直接に到達する音声と、壁などに反響し
て到達する音響エコー信号とよりなる。スピーカＳＰは
受信信号受け入れ端子ｂに接続され、電話回線側の受信
信号受け入れ端子ｄを介して受信した受信音声信号を音
声に変換する。MB is a microphone for receiving the voice for transmission, SP is a speaker for converting the received voice signal into voice,
In a loudspeaker telephone, a video conference system, a hands-free car telephone, or the like, the microphone MB is provided at a position where the sound of the speaker SP can be received. The microphone MB is connected to the transmission signal receiving terminal a,
A transmission signal in which the sound (noise) of the speaker SP is mixed is received. The noise received by the microphone MB is composed of a voice that directly arrives from the speaker SP and an acoustic echo signal that reverberates and arrives at a wall or the like. The speaker SP is connected to the reception signal receiving terminal b, and converts the reception voice signal received via the reception signal receiving terminal d on the telephone line side into voice.
【００２３】Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 は送信用信号をサンプ
リングしてディジタルの送信用信号ｙ（ｎ）＝Ｓ（ｎ）
＋ｄ（ｎ）（但しＳ（ｎ）は送信用音声分，ｄ（ｎ）は
騒音分を示す。そしてマイクロフォンＭA に対するスピ
ーカＳＰの音の離散時間の伝達関数をＨ（ｚ）とす
る。）を出力する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 は受信音声信号
をサンプリングしてディジタルの受信音声信号ｘ（ｎ）
を出力する。尚、この音声信号処理装置１B は、各Ａ／
Ｄ変換器ＡＤ1 ，ＡＤ2 の出力レベルを増幅器ＡＭＰ1
によって互いに等価に調整し得るので、図１における増
幅器ＡＭＰ2 は備えていない。The A / D converter AD1 samples the transmission signal and digitally transmits the transmission signal y (n) = S (n).
+ D (n) (where S (n) is the transmission voice component, d (n) is the noise component, and the discrete-time transfer function of the sound of the speaker SP to the microphone MA is H (z)). Output. The A / D converter AD2 samples the received voice signal to digitally receive the voice signal x (n)
Is output. In addition, this audio signal processing device 1B is
The output level of the D converters AD1 and AD2 is converted to the amplifier AMP1.
The amplifiers AMP2 in FIG. 1 are not provided as they can be adjusted equivalently to each other.
【００２４】以上の図３の構成において、マイクロフォ
ンＭB は、送信用音声にスピーカＳＰの騒音が混在して
なる送信用信号を受信する。該送信用信号はローパスフ
ィルタＬＰＦ1 によってローパスされ、増幅器ＡＭＰ1
によって増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 は、その信号
を所定の周期のサンプリングタイムをもってＡ／Ｄ変換
（量子化）して、送信用信号ｙ（ｎ）＝Ｓ（ｎ）＋ｄ
（ｎ）を出力する。一方、受信音声信号はローパスフィ
ルタＬＰＦ2 によってローパスされ、増幅器ＡＭＰ2 に
よって増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 は、その信号を
Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 におけると同一の周期のサンプリン
グタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子化）して、騒音信号
ｘ（ｎ）を出力する。In the configuration of FIG. 3 described above, the microphone MB receives the transmission signal in which the noise of the speaker SP is mixed with the transmission voice. The transmission signal is low-passed by the low-pass filter LPF1 and the amplifier AMP1
Is amplified by. The A / D converter AD1 performs A / D conversion (quantization) on the signal with a sampling time of a predetermined cycle, and a transmission signal y (n) = S (n) + d
(N) is output. On the other hand, the received voice signal is low-passed by the low-pass filter LPF2 and amplified by the amplifier AMP2. The A / D converter AD2 performs A / D conversion (quantization) on the signal with a sampling time of the same cycle as in the A / D converter AD1, and outputs a noise signal x (n).
【００２５】予測器ＥＳＴは、そのフィルタ係数を加減
して、当該サンプリングｎによる音声処理出力信号Ｚ
（ｎ）に対する予測出力信号Ｚ’（ｎ）＝Ｚ（ｎ−１）
Ｗ（ｚ）を出力する。第１の減算器ＡＤＤ1 は、音声処
理出力信号Ｚ（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算
して、各サンプリングｎ毎の該予測器ＥＳＴのフィルタ
係数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならし
めるべく、該予測器ＥＳＴと協働して、そのフィルタ係
数を加減する。第２の減算器ＡＤＤ2 は、送信用信号ｙ
（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算して、送信用
信号ｙ（ｎ）中の騒音の予測値ｙ’（ｎ）＝ｙ（ｎ）−
Ｚ’（ｎ）を出力する。よって該予測値ｙ’（ｎ）は、
送信用信号ｙ（ｎ）から送信用音声分Ｓ（ｎ）を除去し
た予測値即ちスピーカＳＰから直接に到達する音声と音
響エコー信号とよりなる騒音相当値をなしている。適応
フィルタＡＤＦA は、そのフィルタ係数を加減して、マ
イクロフォンＭB に対する騒音の伝達関数Ｈ（ｚ）の推
定伝達関数Ｈ”（ｚ）を逐次推定しながら、当該サンプ
リングｎによる送信用信号ｙ（ｎ）中の騒音（誤差）の
推定信号ｙ”（ｎ）＝ｘ（ｎ）Ｈ”（ｚ）を出力する。
第３の減算器ＡＤＤ3は、第２の減算器ＡＤＤ2 の出力
信号ｙ’（ｎ）から適応フィルタＡＤＦA の出力信号
ｙ”（ｎ）を減算して、各サンプリングｎ毎の該適応フ
ィルタＡＤＦA のフィルタ係数の偏位に対して該各減算
値相互の偏位を最小ならしめるべく、該適応フィルタＡ
ＤＦA と協働して、そのフィルタ係数を加減する。第３
の減算器ＡＤＤ3 が演算に用いる各データ中には送信用
音声分Ｓ（ｎ）を含んでいないので、第３の減算器ＡＤ
Ｄ3 の出力信号は容易に０に収斂し得て、フィルタ係数
が上記の条件を満たして収斂することが可能になる。第
４の減算器ＡＤＤ4 は、送信用信号ｙ（ｎ）から適応フ
ィルタＡＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）を減算して、音声
処理出力信号Ｚ（ｎ）を出力する。音声処理出力信号Ｚ
（ｎ）は音声処理出力端子ｃ及び電話回線を介して、図
示しない通話者Ｂ側に送信される。該音声処理出力信号
Ｚ（ｎ）は、送信用信号ｙ（ｎ）中の騒音が除去されて
なり、よって通話者Ｂにおいては、通話者Ａの音声信号
のみが受信される。The predictor EST adjusts the filter coefficient, and outputs the audio processing output signal Z by the sampling n.
Predicted output signal Z '(n) = Z (n-1) for (n)
Output W (z). The first subtractor ADD1 subtracts the prediction output signal Z '(n) from the speech processing output signal Z (n) to obtain the deviation of the filter coefficient of the prediction device EST for each sampling n. In order to minimize the deviation between the subtracted values, the filter coefficient is adjusted in cooperation with the predictor EST. The second subtractor ADD2 outputs the transmission signal y
The predicted output signal Z ′ (n) is subtracted from (n) to predict the noise value y ′ (n) = y (n) − in the transmission signal y (n).
Z '(n) is output. Therefore, the predicted value y ′ (n) is
A predicted value obtained by removing the transmission voice component S (n) from the transmission signal y (n), that is, a noise equivalent value composed of a voice and an acoustic echo signal directly arriving from the speaker SP. The adaptive filter ADFA adjusts its filter coefficient to sequentially estimate the estimated transfer function H ″ (z) of the noise transfer function H (z) with respect to the microphone MB, while transmitting signal y (n) for the sampling n. An estimated signal y ″ (n) = x (n) H ″ (z) of the inside noise (error) is output.
The third subtractor ADD3 subtracts the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA from the output signal y ′ (n) of the second subtractor ADD2 to obtain the filter of the adaptive filter ADFA for each sampling n. In order to minimize the deviation between the respective subtracted values with respect to the deviation of the coefficient, the adaptive filter A
Works with DFA to adjust its filter coefficients. Third
Since the data S (n) for transmission is not included in each data used by the subtractor ADD3 of FIG.
The output signal of D3 can easily converge to 0, allowing the filter coefficients to converge to meet the above conditions. The fourth subtractor ADD4 subtracts the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA from the transmission signal y (n) and outputs a voice processing output signal Z (n).
(N) is transmitted to the caller B side (not shown) through the voice processing output terminal c and the telephone line. The voice processing output signal Z (n) is obtained by removing noise in the transmission signal y (n), so that the caller B receives only the voice signal of the caller A.
【００２６】図４は本発明の第３の実施例として電話通
信における通信エコーキャンセラに適用した音声信号処
理装置の構成を示すブロック図である。以下、図３と異
なる部分について説明する。音声信号処理装置１B は通
話者Ａ側のもののみ示しており、各端子ｃ，ｄに接続さ
れた電話回線を介して、図示しない通話者Ｂ側にも互い
に対称状態に接続された同様な音声信号処理装置１B を
備えている。そして該電話回線は４線式をなしている。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a voice signal processing device applied to a communication echo canceller in telephone communication as a third embodiment of the present invention. Hereinafter, a part different from FIG. 3 will be described. The voice signal processing device 1B is shown only on the side of the caller A, and similar voices connected symmetrically to the side of the caller B, not shown, via the telephone lines connected to the terminals c and d. The signal processing device 1B is provided. The telephone line is a four-wire system.
【００２７】ＨＴは２線−４線変換用のハイブリッドト
ランスで、図の左側の延長端には通話者Ａの図示しない
送受話器が接続され、インピーダンス整合要素をなして
２線−４線結合させている。ＡＭＰS は送信用の増幅
器、ＡＭＰR は受信用の増幅器、ＢＮＷはバランス用の
ネットワークである。HT is a hybrid transformer for 2-wire to 4-wire conversion, and a handset (not shown) of the caller A is connected to the extension end on the left side of the figure, and an impedance matching element is formed to couple the 2-wire to 4-wire. ing. AMPS is a transmission amplifier, AMPR is a reception amplifier, and BNW is a balancing network.
【００２８】以上の図４の構成において、以下、通話者
Ａ側の通信エコーキャンセラを主体にその動作を説明す
る。ハイブリッドトランスＨＴは図の左側の延長端のイ
ンピーダンスのばらつき等により、厳密にインピーダン
ス整合されることはない。よって通話者Ａ側の通信エコ
ーキャンセラが十分に機能していないと仮定すると、通
話者Ｂから送信された送信用信号が通話者Ａ側のハイブ
リッドトランスＨＴを介して通信エコーとなって、通話
者Ａの音声信号と共に通話者Ｂの送受話器に戻ってく
る。この通話者Ａの音声信号と、通話者Ｂの音声信号と
通信エコーとの混合による騒音とよりなる送信用信号
は、受け入れ端子ａに入力される。該送信用信号はロー
パスフィルタＬＰＦ1 によってローパスされ、増幅器Ａ
ＭＰ1 によって増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 はその
信号を所定の周期のサンプリングタイムをもってＡ／Ｄ
変換（量子化）して、送信用信号ｙ（ｎ）＝Ｓ（ｎ）＋
ｄ（ｎ）（但しＳ（ｎ）は送信用音声分，ｄ（ｎ）は騒
音分を示す。そして受け入れ端子ａと受信信号受け入れ
端子ｂとの間の騒音の離散時間の伝達関数をＨ（ｚ）と
する。）を出力する。一方、受信音声信号はローパスフ
ィルタＬＰＦ2 によってローパスされ、増幅器ＡＭＰ2
によって増幅される。Ａ／Ｄ変換器ＡＤ2 はその信号を
Ａ／Ｄ変換器ＡＤ1 におけると同一の周期のサンプリン
グタイムをもってＡ／Ｄ変換（量子化）して、騒音信号
ｘ（ｎ）を出力する。In the configuration of FIG. 4 described above, the operation of the communication echo canceller on the caller A side will be mainly described below. The hybrid transformer HT is not strictly impedance-matched due to variations in impedance at the extension end on the left side of the drawing. Therefore, assuming that the communication echo canceller on the caller A side is not functioning sufficiently, the transmission signal transmitted from the caller B becomes a communication echo via the hybrid transformer HT on the caller A side and becomes a caller. The voice signal of A is returned to the handset of the caller B. The transmission signal including the voice signal of the caller A and the noise generated by mixing the voice signal of the caller B and the communication echo is input to the receiving terminal a. The transmission signal is low-passed by the low-pass filter LPF1 and the amplifier A
Amplified by MP1. The A / D converter AD1 converts the signal into an A / D signal with a sampling time of a predetermined cycle.
After conversion (quantization), the transmission signal y (n) = S (n) +
d (n) (where S (n) is the voice component for transmission, d (n) is the noise component, and the discrete time transfer function of noise between the receiving terminal a and the receiving signal receiving terminal b is H ( z)) is output. On the other hand, the received voice signal is low-passed by the low-pass filter LPF2 and the amplifier AMP2
Is amplified by. The A / D converter AD2 performs A / D conversion (quantization) on the signal with a sampling time of the same cycle as in the A / D converter AD1, and outputs a noise signal x (n).
【００２９】予測器ＥＳＴは、そのフィルタ係数を加減
して、当該サンプリングｎによる音声処理出力信号Ｚ
（ｎ）に対する予測出力信号Ｚ’（ｎ）＝Ｚ（ｎ−１）
Ｗ（ｚ）を出力する。第１の減算器ＡＤＤ1 は、音声処
理出力信号Ｚ（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算
して、各サンプリングｎ毎の該予測器ＥＳＴのフィルタ
係数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならし
めるべく、該予測器ＥＳＴと協働して、そのフィルタ係
数を加減する。第２の減算器ＡＤＤ2 は、送信用信号ｙ
（ｎ）から予測出力信号Ｚ’（ｎ）を減算して、送信用
信号ｙ（ｎ）中の騒音の予測値ｙ’（ｎ）＝ｙ（ｎ）−
Ｚ’（ｎ）を出力する。よって該予測値ｙ’（ｎ）は、
送信用信号ｙ（ｎ）から送信用音声分Ｓ（ｎ）を除去し
た予測値即ち通話者Ｂ側から到達する音声と通信エコー
信号とよりなる騒音相当値をなしている。適応フィルタ
ＡＤＦA は、そのフィルタ係数を加減して、騒音の伝達
関数Ｈ（ｚ）の推定伝達関数Ｈ”（ｚ）を逐次推定しな
がら、当該サンプリングｎによる送信用信号ｙ（ｎ）中
の騒音（誤差）の推定信号ｙ”（ｎ）＝ｘ（ｎ）Ｈ”
（ｚ）を出力する。第３の減算器ＡＤＤ3 は、第２の減
算器ＡＤＤ2 の出力信号ｙ’（ｎ）から適応フィルタＡ
ＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）を減算して、各サンプリン
グｎ毎の該適応フィルタＡＤＦA のフィルタ係数の偏位
に対して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく、
該適応フィルタＡＤＦA と協働して、そのフィルタ係数
を加減する。第３の減算器ＡＤＤ3 が演算に用いる各デ
ータ中には送信用音声分Ｓ（ｎ）を含んでいないので、
第３の減算器ＡＤＤ3 の出力信号は容易に０に収斂し得
て、フィルタ係数が上記の条件を満たして収斂すること
が可能になる。第４の減算器ＡＤＤ4 は、送信用信号ｙ
（ｎ）から適応フィルタＡＤＦA の出力信号ｙ”（ｎ）
を減算して、音声処理出力信号Ｚ（ｎ）を出力する。該
音声処理出力信号Ｚ（ｎ）は、送信用信号ｙ（ｎ）中の
騒音が除去されてなり、音声処理出力端子ｃ及び電話回
線を介して、通話者Ｂ側に送信される。よって通話者Ｂ
においては、通話者Ａの音声信号のみが受信される。The predictor EST adjusts the filter coefficient, and outputs the audio processing output signal Z by the sampling n.
Predicted output signal Z '(n) = Z (n-1) for (n)
Output W (z). The first subtractor ADD1 subtracts the prediction output signal Z '(n) from the speech processing output signal Z (n) to obtain the deviation of the filter coefficient of the prediction device EST for each sampling n. In order to minimize the deviation between the subtracted values, the filter coefficient is adjusted in cooperation with the predictor EST. The second subtractor ADD2 outputs the transmission signal y
The predicted output signal Z ′ (n) is subtracted from (n) to predict the noise value y ′ (n) = y (n) − in the transmission signal y (n).
Z '(n) is output. Therefore, the predicted value y ′ (n) is
A predicted value obtained by removing the transmission voice component S (n) from the transmission signal y (n), that is, a noise equivalent value composed of a voice arriving from the caller B side and a communication echo signal is formed. The adaptive filter ADFA adjusts the filter coefficient thereof to sequentially estimate the estimated transfer function H ″ (z) of the noise transfer function H (z), and at the same time, the noise in the transmission signal y (n) according to the sampling n. (Error) estimated signal y ″ (n) = x (n) H ″
Output (z). The third subtracter ADD3 receives the adaptive filter A from the output signal y '(n) of the second subtractor ADD2.
The output signal y ″ (n) of DFA is subtracted to minimize the deviation between the subtracted values with respect to the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter ADFA for each sampling n.
The filter coefficient is adjusted in cooperation with the adaptive filter ADFA. Since the data for transmission S (n) is not included in each data used by the third subtractor ADD3 for calculation,
The output signal of the third subtractor ADD3 can easily converge to 0, allowing the filter coefficient to satisfy the above conditions. The fourth subtractor ADD4 outputs the transmission signal y
From (n) the output signal y ″ (n) of the adaptive filter ADFA
Is subtracted to output the audio processing output signal Z (n). The voice processing output signal Z (n) is obtained by removing the noise in the transmission signal y (n), and is transmitted to the party B side through the voice processing output terminal c and the telephone line. Therefore, caller B
In, only the voice signal of the caller A is received.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上説明したように請求項１の発明によ
れば、マイクロフォンから受信された送信用信号中の送
信用音声信号に相当の予測出力信号を求め、送信用音声
信号から該予測出力信号を減算して、マイクロフォンに
同時に受信されてなる送信用音声信号中の騒音成分を推
定し、一方、騒音受信器から受信された騒音信号に基づ
いて、適応フィルタが、送信用音声信号中の騒音成分の
推定信号を出力し、マイクロフォンから受信された送信
用音声信号中の推定騒音成分から、適応フィルタによる
騒音成分の推定信号を減算し、これが微小値に収斂して
なる該騒音成分の推定信号を送信用音声信号から減算し
て、これを音声処理出力信号となしたので、適応フィル
タが安定して作動し、入力された音声信号中に混在する
騒音信号を確実に減衰させて所用の音声信号を安定して
出力することが可能になる。As described above, according to the invention of claim 1, a predicted output signal corresponding to the transmission voice signal in the transmission signals received from the microphone is obtained, and the predicted output is made from the transmission voice signal. The signal is subtracted to estimate the noise component in the transmission voice signal that is received by the microphone at the same time, while the adaptive filter detects the noise component in the transmission voice signal based on the noise signal received from the noise receiver. Estimate the noise component by outputting the estimated signal of the noise component, subtracting the estimated signal of the noise component by the adaptive filter from the estimated noise component in the transmission voice signal received from the microphone, and converging this to a very small value Since the signal is subtracted from the voice signal for transmission and this is used as the voice processing output signal, the adaptive filter operates stably and the noise signal mixed in the input voice signal is surely secured. Is Decay can output the audio signal of Shoyo stably by.
【００３１】そして請求項２の発明によれば、マイクロ
フォンから受信された送信用信号中の送信用音声信号に
相当の予測出力信号を求め、送信用音声信号から該予測
出力信号を減算して、マイクロフォンに同時に受信され
てなる送信用音声信号中の騒音成分を推定し、一方、受
信音声信号を取り出してなる騒音信号に基づいて、適応
フィルタが、請求項１におけると同様に機能して、音声
処理出力信号を得るようにしたので、入力された音声信
号中に混在する音響エコー等の騒音信号を確実に減衰さ
せて所用の音声信号を安定して出力することが可能にな
る。According to the second aspect of the present invention, a predicted output signal corresponding to the transmission voice signal in the transmission signal received from the microphone is obtained, and the predicted output signal is subtracted from the transmission voice signal, The noise component in the transmission voice signal simultaneously received by the microphone is estimated, while the adaptive filter functions in the same manner as in claim 1 based on the noise signal obtained by extracting the reception voice signal. Since the processed output signal is obtained, it is possible to reliably attenuate the noise signal such as the acoustic echo mixed in the input audio signal and stably output the desired audio signal.
【００３２】そして請求項３の発明によれば、一端側及
び他端側のそれぞれの音声送受信用の送信用信号と受信
信号とが、該各信号に共通の通信回路と、該各端側と該
通信回路とをインピーダンス整合要素により結合してな
る該各信号に共通の一対の結合回路とを介して送受信さ
れる通信システムの音声信号処理装置であって前記通信
回路の各端側に備えた音声信号処理装置において、該音
声信号処理装置を請求項２におけると同様に構成したの
で、入力された音声信号中に混在する通信エコー等の騒
音信号を確実に減衰させて所用の音声信号を安定して出
力することが可能になる。According to the third aspect of the present invention, the transmission signal and the reception signal for transmitting and receiving the audio signals at the one end side and the other end side are common to the respective signals and the communication circuit and the respective end sides. A voice signal processing device of a communication system, which is transmitted and received through a pair of coupling circuits common to each signal, which is formed by coupling the communication circuit with an impedance matching element, and is provided at each end of the communication circuit. In the audio signal processing device, since the audio signal processing device is configured in the same manner as in claim 2, noise signals such as communication echo mixed in the input audio signal are reliably attenuated to stabilize the desired audio signal. Then, it becomes possible to output.
【図１】本発明の第１の実施例としての音声信号処理装
置の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an audio signal processing device as a first embodiment of the present invention.
【図２】従来の音声信号処理装置の構成を示すブロック
図FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a conventional audio signal processing device.
【図３】本発明の第２の実施例としての音声信号処理装
置の構成を示すブロック図FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an audio signal processing device as a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３の実施例としての音声信号処理装
置の構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an audio signal processing device as a third embodiment of the present invention.
１A ，１B …音声信号処理装置、２…ナビゲーションシ
ステム、ＭA ，ＭB …マイクロフォン、ＥＧ…エンジ
ン、ＰＵ…振動ピックアップ、ＳＰ…スピーカ、ＬＰＦ
1 ，ＬＰＦ2 …ローパスフィルタ、ＡＤ1 ，ＡＤ2 …Ａ
／Ｄ変換器、ＤＥＬT …遅延回路、ＥＳＴ…予測器、Ａ
ＤＤ1 …第１の減算器、ＡＤＤ2 …第２の減算器、ＡＤ
Ｄ3 …第３の減算器、ＡＤＤ4 …第４の減算器、ＡＤＦ
A ，ＡＤＦB …適応フィルタ、ＶＲ…音声認識ユニッ
ト、μＰ…マイクロコンピュ−タ、ＴＶ…モニタテレ
ビ、ＨＴ…ハイブリッドトランス。1A, 1B ... Audio signal processing device, 2 ... Navigation system, MA, MB ... Microphone, EG ... Engine, PU ... Vibration pickup, SP ... Speaker, LPF
1, LPF2 ... Low-pass filter, AD1, AD2 ... A
/ D converter, DELT ... delay circuit, EST ... predictor, A
DD1 ... First subtractor, ADD2 ... Second subtractor, AD
D3 ... third subtractor, ADD4 ... fourth subtractor, ADF
A, ADFB ... Adaptive filter, VR ... Voice recognition unit, .mu.P ... Microcomputer, TV ... Monitor TV, HT ... Hybrid transformer.
Claims (3)
からの騒音を受信可能にしているマイクロフォンから受
信されてなる送信用信号をサンプリングする第１のサン
プリング回路と、 騒音発生源に近接させて設置されその騒音を受信する騒
音受信器から受信されてなる騒音信号を第１のサンプリ
ング回路によるサンプリング周期と同一の周期をもって
サンプリングする第２のサンプリング回路と、 単位サンプリングだけ遅延させてなる音声信号処理によ
る音声処理遅延出力信号を当該各サンプリング毎に受け
て且つ自己のフィルタ係数を加減して当該サンプリング
による音声処理出力信号に対する予測出力信号を出力す
る予測器と、 音声処理出力信号から予測器の出力信号を減算してその
各サンプリング毎の該予測器のフィルタ係数の偏位に対
して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく該フィ
ルタ係数を加減する第１の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から予測出力信号を
減算する第２の減算器と、 第２のサンプリング回路の出力信号を受け且つ自己のフ
ィルタ係数を加減して当該サンプリングによる第１のサ
ンプリング回路の出力信号と前記予測出力信号との相互
の誤差の推定信号を出力する適応フィルタと、 第２の減算器の出力信号から適応フィルタの出力信号を
減算して各サンプリング毎の該適応フィルタのフィルタ
係数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならし
めるべく該フィルタ係数を加減する第３の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から適応フィルタの
出力信号を減算して音声処理出力信号を出力する第４の
減算器とを備えた、 ことを特徴とする音声信号処理装置。1. A first sampling circuit for receiving a transmission voice and sampling a transmission signal received from a microphone capable of receiving a noise from a noise generation source, and a first sampling circuit provided close to the noise generation source. A second sampling circuit for sampling a noise signal received from a noise receiver installed and receiving the noise at the same period as the sampling period by the first sampling circuit, and audio signal processing delayed by unit sampling And a predictor that receives the audio processing delay output signal by each sampling and outputs a prediction output signal for the audio processing output signal by the sampling by adjusting the own filter coefficient, and the output of the predictor from the audio processing output signal The deviation of the filter coefficients of the predictor for each sampling of the signal subtracted A first subtractor that adjusts the filter coefficient so as to minimize the deviation between the subtraction values, and a second subtractor that subtracts the predicted output signal from the output signal of the first sampling circuit. An adaptive filter that receives the output signal of the second sampling circuit and adjusts its own filter coefficient to output an estimation signal of a mutual error between the output signal of the first sampling circuit and the predicted output signal by the sampling. , The output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the second subtractor so as to minimize the deviation between the subtraction values with respect to the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter for each sampling. A third subtractor for adjusting the coefficient, and a fourth subtractor for subtracting the output signal of the adaptive filter from the output signal of the first sampling circuit and outputting a speech processing output signal. An audio signal processing device characterized by the above.
号を音声に変換するスピーカの音声を受信可能にしてい
るマイクロフォンから受信されてなる送信用信号を所定
のサンプリング周期をもってサンプリングする第１のサ
ンプリング回路と、 前記受信音声信号を第１のサンプリング回路によるサン
プリング周期と同一の周期をもってサンプリングする第
２のサンプリング回路と、 単位サンプリングだけ遅延させてなる音声信号処理によ
る音声処理遅延出力信号を当該各サンプリング毎に受け
て且つ自己のフィルタ係数を加減して当該サンプリング
による音声処理出力信号に対する予測出力信号を出力す
る予測器と、 音声処理出力信号から予測器の出力信号を減算してその
各サンプリング毎の該予測器のフィルタ係数の偏位に対
して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく該フィ
ルタ係数を加減する第１の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から予測出力信号を
減算する第２の減算器と、 第２のサンプリング回路の出力信号を受け且つ自己のフ
ィルタ係数を加減して当該サンプリングによる第１のサ
ンプリング回路の出力信号と前記予測出力信号との相互
の誤差の推定信号を出力する適応フィルタと、 第２の減算器の出力信号から適応フィルタの出力信号を
減算して各サンプリング毎の該適応フィルタのフィルタ
係数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならし
めるべく該フィルタ係数を加減する第３の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から適応フィルタの
出力信号を減算して音声処理出力信号を送信信号として
出力する第４の減算器とを備えた、 ことを特徴とする音声信号処理装置。2. A first sampling for sampling a transmission signal received from a microphone capable of receiving the voice of a speaker for receiving the voice for transmission and converting the received voice signal into the voice at a predetermined sampling period. A circuit, a second sampling circuit for sampling the received audio signal at the same period as the sampling period by the first sampling circuit, and an audio processing delay output signal by audio signal processing delayed by unit sampling for each sampling A predictor that receives each time and outputs the predicted output signal for the audio processing output signal by the sampling by adding and subtracting its own filter coefficient, and subtracting the output signal of the predictor from the audio processing output signal, and for each sampling The subtraction for each deviation of the filter coefficient of the predictor A first subtractor that adjusts the filter coefficient so as to minimize the deviation between values; a second subtractor that subtracts the predicted output signal from the output signal of the first sampling circuit; and a second sampling circuit Of the output signal of the first sampling circuit and the output signal of the first sampling circuit by the sampling, and outputs an estimated signal of the mutual error between the output signal of the first sampling circuit and the predicted output signal, and a second subtractor The output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the second filter, and the filter coefficient is adjusted so as to minimize the deviation between the subtraction values with respect to the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter for each sampling. And a fourth subtractor for subtracting the output signal of the adaptive filter from the output signal of the first sampling circuit and outputting the audio processing output signal as a transmission signal. An audio signal processing device characterized by the following.
信用の送信用信号と受信信号とが、該各信号に共通の通
信回路と、該各端側と該通信回路とをインピーダンス整
合要素により結合してなる該各信号に共通の一対の結合
回路とを介して送受信される通信システムの音声信号処
理装置であって前記通信回路の各端側に備えた該音声信
号処理装置において、 所定のサンプリング周期をもって前記送信用信号をサン
プリングする第１のサンプリング回路と、 前記受信信号を第１のサンプリング回路によるサンプリ
ング周期と同一の周期をもってサンプリングする第２の
サンプリング回路と、 単位サンプリングだけ遅延させてなる音声信号処理によ
る音声処理遅延出力信号を当該各サンプリング毎に受け
て且つ自己のフィルタ係数を加減して当該サンプリング
による音声処理出力信号に対する予測出力信号を出力す
る予測器と、 音声処理出力信号から予測器の出力信号を減算してその
各サンプリング毎の該予測器のフィルタ係数の偏位に対
して該各減算値相互の偏位を最小ならしめるべく該フィ
ルタ係数を加減する第１の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から予測出力信号を
減算する第２の減算器と、 第２のサンプリング回路の出力信号を受け且つ自己のフ
ィルタ係数を加減して当該サンプリングによる第１のサ
ンプリング回路の出力信号と前記予測出力信号との相互
の誤差の推定信号を出力する適応フィルタと、 第２の減算器の出力信号から適応フィルタの出力信号を
減算して各サンプリング毎の該適応フィルタのフィルタ
係数の偏位に対して該各減算値相互の偏位を最小ならし
めるべく該フィルタ係数を加減する第３の減算器と、 第１のサンプリング回路の出力信号から適応フィルタの
出力信号を減算して音声処理出力信号を送信信号として
出力する第４の減算器とを備えた、 ことを特徴とする音声信号処理装置。3. A communication circuit in which a transmission signal and a reception signal for voice transmission and reception on one end side and the other end side are common to each signal, and an impedance matching element for each end side and the communication circuit. A voice signal processing device of a communication system for transmitting and receiving via a pair of common coupling circuits, the voice signal processing device being provided at each end of the communication circuit. A first sampling circuit that samples the transmission signal at a sampling cycle of, a second sampling circuit that samples the reception signal at a cycle that is the same as the sampling cycle by the first sampling circuit, and delays only unit sampling. The audio processing delay output signal by the audio signal processing is received for each sampling, and its own filter coefficient is adjusted. A predictor that outputs a predictive output signal for a speech-processed output signal by sampling, and a predictor that subtracts the output signal of the predictor from the speech-processed output signal for each deviation of the filter coefficient of the predictor for each sampling. A first subtractor that adjusts the filter coefficient so as to minimize the deviation between the subtracted values, a second subtractor that subtracts the predicted output signal from the output signal of the first sampling circuit, and a second sampling An adaptive filter for receiving an output signal of the circuit, adding and subtracting its own filter coefficient, and outputting an estimated signal of a mutual error between the output signal of the first sampling circuit and the predicted output signal by the sampling, and a second subtraction The output signal of the adaptive filter is subtracted from the output signal of the filter to obtain the deviation of the subtracted values from the deviation of the filter coefficient of the adaptive filter for each sampling. A third subtractor for adding or subtracting the filter coefficient so as to minimize, and a fourth subtractor for subtracting the output signal of the adaptive filter from the output signal of the first sampling circuit and outputting the audio processing output signal as a transmission signal. An audio signal processing device comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5152094A JPH0715787A (en) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | Audio signal processor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5152094A JPH0715787A (en) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | Audio signal processor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715787A true JPH0715787A (en) | 1995-01-17 |
Family
ID=15532920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5152094A Pending JPH0715787A (en) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | Audio signal processor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0715787A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61253682A (en) * | 1985-04-30 | 1986-11-11 | Hitachi Maxell Ltd | Floppy disk |
| US6766029B1 (en) | 1997-07-16 | 2004-07-20 | Phonak Ag | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus |
-
1993
- 1993-06-23 JP JP5152094A patent/JPH0715787A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61253682A (en) * | 1985-04-30 | 1986-11-11 | Hitachi Maxell Ltd | Floppy disk |
| JPH0740425B2 (en) * | 1985-04-30 | 1995-05-01 | 日立マクセル株式会社 | Floppy disk |
| US6766029B1 (en) | 1997-07-16 | 2004-07-20 | Phonak Ag | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus |
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