JPH0713200Y2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents
Discharge lamp lighting deviceInfo
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- JPH0713200Y2 JPH0713200Y2 JP18300682U JP18300682U JPH0713200Y2 JP H0713200 Y2 JPH0713200 Y2 JP H0713200Y2 JP 18300682 U JP18300682 U JP 18300682U JP 18300682 U JP18300682 U JP 18300682U JP H0713200 Y2 JPH0713200 Y2 JP H0713200Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 本考案は、直流電源を、発振トランスを有するインバー
タにより交流電圧として放電灯に供給するようにした放
電灯点灯装置に関し、放電灯のあらゆる状態においてイ
ンバータが異常発振しないようにしたものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a discharge lamp lighting device in which a DC power supply is supplied to a discharge lamp as an AC voltage by an inverter having an oscillating transformer, so that the inverter does not oscillate abnormally in all states of the discharge lamp. It is the one.
第１図はこの種の放電灯点灯装置の基本回路を示してい
る。同図において、１は直流電源で、その正極側は電源
スイッチ２、インダクタ３を直列に介して発振トランス
４の１次巻線5,6のセンタータップに接続し、１次巻線
5,6の両端には一対のトランジスタ7,8をプッシュプルに
接続して、インバータ18を形成している。即ち、トラン
ジスタ7,8の各コレクタを１次巻線5,6の両端に接続し、
また両エミッタを直流電源１の負極側に接続し、さらに
各ベースをそれぞれバイアス抵抗9,10を介して１次巻線
5,6のセンタータップに接続するとともに発振トランス
４のベース巻線11に接続している。12は共振コンデンサ
で１次巻線5,6の両端に接続し、そのインダクタンス成
分と自己のキャパシタンス成分により並列共振回路を形
成する。13は発振トランス４の２次巻線であり、１次巻
線5,6との間にリーケージインダクタンスを有し、この
リーケージインダクタンスは（安定器として）蛍光灯15
に流れる電流を制限するように働く。FIG. 1 shows a basic circuit of a discharge lamp lighting device of this type. In the figure, 1 is a DC power supply, and the positive side is connected to the center tap of the primary windings 5 and 6 of the oscillation transformer 4 via the power switch 2 and the inductor 3 in series.
A pair of transistors 7 and 8 is connected to both ends of 5 and 6 in a push-pull manner to form an inverter 18. That is, connect the collectors of the transistors 7 and 8 to both ends of the primary windings 5 and 6,
Both emitters are connected to the negative side of the DC power supply 1, and each base is connected to the primary winding via bias resistors 9 and 10, respectively.
It is connected to the center taps 5 and 6 and to the base winding 11 of the oscillation transformer 4. A resonance capacitor 12 is connected to both ends of the primary windings 5 and 6, and a parallel resonance circuit is formed by its inductance component and its own capacitance component. The secondary winding 13 of the oscillation transformer 4 has a leakage inductance between the primary windings 5 and 6, and this leakage inductance (as a ballast) is a fluorescent lamp 15.
Acts to limit the current flowing through.
上記構成の回路は、周知の如く発振はトランジスタ7,8
のいずれかをバイアス抵抗9,10を介してターンオンさ
せ、また起動後はベース巻線11に誘起される電圧により
トランジスタ7,8を交互にオン、オフさせて２次巻線13
に所定周波の交流電力を誘起させる。即ち、蛍光灯15が
不点灯で該蛍光灯15に電流が流れていない時は、ベース
巻線11に誘起される電圧は１次巻線5,6のインダクタン
スとコンデンサ12の容量とで決定される共振電圧と同期
の正弦波の電圧であり、その極性は共振に従って交番
し、ベース巻線11の極性によりバイアス抵抗9,10を介し
て流れる電流をトランジスタ７のベースかトランジスタ
８のベースに流し、トランジスタ7,8をオンオフさせ
る。例えばベース巻線11の極性が第１図のようになって
いる場合、ベース巻線11の電圧によりトランジスタ８の
ベース、エミッタ間が順方向、トランジスタ７のベー
ス、エミッタ間が逆方向に電圧が印加される為、バイア
ス抵抗10を介して流れる電流はトランジスタ８のベース
に流れ、バイアス抵抗９を介して流れる電流もベース巻
線11の巻線を通じてトランジスタ８のベースへ流れ、ト
ランジスタ８がオンになり、トランジスタ７がオフにな
り、ベース巻線11の極性が反転するとトランジスタ８が
オフし、トランジスタ７がオンになる。つまりトランジ
スタ7,8が交互にオン、オフをくり返し、電源１よりイ
ンダクタ３をを介して１次巻線5,6に電圧が印加される
事ににより、１次巻線5,6及び２次巻線13に高周波電圧
が生じる。２次巻線13に生じる電圧により蛍光灯15に電
圧が印加されてこれに電流が流れ、蛍光灯15は点灯す
る。As is well known, the circuit with the above-mentioned configuration has
Either of them is turned on via the bias resistors 9 and 10, and after starting, the transistors 7 and 8 are alternately turned on and off by the voltage induced in the base winding 11 to turn the secondary winding 13 on.
Induces AC power of a predetermined frequency. That is, when the fluorescent lamp 15 is not lit and no current is flowing through the fluorescent lamp 15, the voltage induced in the base winding 11 is determined by the inductance of the primary windings 5 and 6 and the capacitance of the capacitor 12. Is a sine wave voltage synchronized with the resonance voltage, the polarity of which alternates according to resonance, and the polarity of the base winding 11 causes a current to flow through the bias resistors 9 and 10 to the base of the transistor 7 or the base of the transistor 8. , Turn transistors 7 and 8 on and off. For example, when the polarity of the base winding 11 is as shown in FIG. 1, the voltage of the base winding 11 causes a voltage in the forward direction between the base and the emitter of the transistor 8 and in a reverse direction between the base of the transistor 7 and the emitter. Since it is applied, the current flowing through the bias resistor 10 flows to the base of the transistor 8, and the current flowing through the bias resistor 9 also flows to the base of the transistor 8 through the winding of the base winding 11 to turn on the transistor 8. Then, when the transistor 7 is turned off and the polarity of the base winding 11 is reversed, the transistor 8 is turned off and the transistor 7 is turned on. That is, the transistors 7 and 8 are alternately turned on and off repeatedly, and the voltage is applied from the power supply 1 to the primary windings 5 and 6 via the inductor 3, whereby the primary windings 5 and 6 and the secondary windings are A high frequency voltage is generated in the winding 13. A voltage is applied to the fluorescent lamp 15 by the voltage generated in the secondary winding 13 and a current flows through the voltage, and the fluorescent lamp 15 is turned on.
そして、上述の如く蛍光灯15が点灯する前は発進トラン
ス４の発振周波数が１次巻線5,6のインダクタンス及び
コンデンサ12の容量で決まる共振周波数であるが、点灯
後は管電流が流れる為、発振周波数は１次巻線5,6のイ
ンダクタンス、２次巻線13のリーケージインダクタン
ス、蛍光灯15の等価抵抗及びコンデンサ12の容量による
共振周波数で決まる。従って点灯時は不点灯時よりイン
ダクタンスが小さくなる為、点灯時の発振周波数は無負
荷時より高くなる。As described above, the oscillation frequency of the starting transformer 4 is a resonance frequency determined by the inductances of the primary windings 5 and 6 and the capacitance of the capacitor 12 before the fluorescent lamp 15 is turned on. The oscillation frequency is determined by the resonance frequency of the inductance of the primary windings 5 and 6, the leakage inductance of the secondary winding 13, the equivalent resistance of the fluorescent lamp 15 and the capacitance of the capacitor 12. Therefore, when the lamp is lit, the inductance is smaller than when the lamp is not lit, and the oscillation frequency when the lamp is lit is higher than when it is not loaded.
また、蛍光灯15の等価抵抗は一定でなく管電流の値によ
り異なる。具体的に説明すると蛍光灯15の両端が放電開
始電圧以下の場合の等価抵抗は略∞Ωであるが、電圧を
上げ微放電状態にすると等価抵抗はやや低くなる。電圧
をさらに上げると点灯状態に入り急速に低くなり、この
状態では管電流を増加させると等価抵抗は低くなる負性
抵抗を示す。スイッチ２をオンさせて２次巻線13に発生
する電圧で蛍光灯15を点灯させる場合、２次電圧のみが
発生している期間、微放電期間、主放電開始期間を通し
て点灯状態に到る。この間蛍光灯15の等価抵抗∞Ωから
約250Ω（FLR40）に変化し、又点灯状態においても蛍光
灯15の周囲温度が変化すると等価抵抗は変化する。又２
次巻線13を短絡した場合にもインバータ18の異常発振に
よりトランジスタ7,8等が故障しないようにする必要が
ある。従って蛍光灯15を点灯するインバータ18は負荷が
０Ω〜∞Ωのすべてについて異常がないようにする必要
がある。そして負荷を∞Ωから０Ωまで変化させた場
合、負荷電力は第２図に示す如く変化し、∞Ωの場合及
び０Ωの場合は０であり、その間において最大となる。Further, the equivalent resistance of the fluorescent lamp 15 is not constant and varies depending on the value of the tube current. Specifically, the equivalent resistance when the both ends of the fluorescent lamp 15 are equal to or lower than the discharge start voltage is approximately ∞Ω, but when the voltage is raised to a slight discharge state, the equivalent resistance becomes slightly low. When the voltage is further increased, it enters a lighting state and rapidly decreases, and in this state, the equivalent resistance decreases as the tube current increases, which is negative resistance. When the switch 2 is turned on and the fluorescent lamp 15 is lit by the voltage generated in the secondary winding 13, the lighting state is reached through a period in which only the secondary voltage is generated, a slight discharge period, and a main discharge start period. During this period, the equivalent resistance ∞Ω of the fluorescent lamp 15 changes to about 250Ω (FLR40), and the equivalent resistance changes when the ambient temperature of the fluorescent lamp 15 changes even in the lighting state. Again 2
Even when the secondary winding 13 is short-circuited, it is necessary to prevent the transistors 7, 8 and the like from failing due to abnormal oscillation of the inverter 18. Therefore, it is necessary for the inverter 18 for lighting the fluorescent lamp 15 to have no abnormality for all loads of 0Ω to ∞Ω. When the load is changed from ∞ Ω to 0 Ω, the load power changes as shown in FIG. 2, and is 0 in the case of ∞ Ω and 0 Ω, and becomes the maximum in the meantime.
ところで、蛍光灯15の等価抵抗は負特性を持っているた
め、管電流を一定限度以下にすると、点灯状態から微放
電状態に入り等価抵抗が高くなりさらに電流が低下し、
点灯しなくなるので、点灯状態での等価抵抗が第２図の
区間Ａになるように設定され、通常は点ロのあたりに設
定される。しかしながら、スイッチ２をオンさせて蛍光
灯15を点灯する場合、蛍光灯15の等価抵抗∞Ωから点ハ
の値を通らず点ロの値になることが多く、微放電から点
灯状態に移行するが、蛍光灯15を−10℃〜０℃の低温で
始動させた場合には、等価抵抗が点ハの値を通ることが
あり、この状態のときインバータ18が異状発振し、トラ
ンジスタ7,8が故障することがあった。By the way, since the equivalent resistance of the fluorescent lamp 15 has a negative characteristic, if the tube current is below a certain limit, the equivalent resistance increases from the lighting state to the slight discharge state, and the current further decreases,
Since it does not light up, the equivalent resistance in the lighted state is set to be in the section A in FIG. 2, and is normally set around point B. However, when the switch 2 is turned on and the fluorescent lamp 15 is turned on, the equivalent resistance ∞Ω of the fluorescent lamp 15 often goes to the value of point b without passing through the value of point c, and the state of slight discharge shifts to the lighting state. However, when the fluorescent lamp 15 is started at a low temperature of −10 ° C. to 0 ° C., the equivalent resistance may pass the value of point C. In this state, the inverter 18 oscillates abnormally and the transistors 7, 8 Was sometimes out of order.
また、インバータ18の負荷を∞Ωから０Ωまで変化させ
た場合、第３図イ、ロ、ハに示す無負荷時、負荷時及び
２次巻線13の短絡時の等価回路からもわかるように、イ
ンバータ18の発振周波数は、１次巻線5,6のインダクタ
ンスの値L1と共振コンデンサ12の容量C1で決まる無負荷
時の発振周波数f0から、２次巻線13のリーケージインダ
クタンスの値L2が並列に加わった条件で決まる２次巻線
13の短絡時の発振周波数fsまでの間で変化する。なお第
３図ロにおける符号ｒは一時変換した負荷抵抗の値であ
る。トランジスタ7,8が交互にオン・オフをくり返し、
電源１よりインダクタ３を介して１次巻線5,6即ち共振
回路に電圧が印加されることにより、共振コンデンサ12
の両電圧波形は無負荷時及び２次巻線13の短絡時には共
振回路での電力損がない為、第４図イ、ロに示す如く正
弦波であるが、負荷時には、負荷抵抗ｒがあり、この負
荷抵抗ｒにより電力損を生じ、１次巻線5,6、２次巻線1
3とコンデンサ12とによる共振即ち振動力が弱められ、
負荷時には正弦波からずれる（第４図（ハ）の状態）歪
は負荷電力が最大付近で一番大きくなる。共振回路のＱ
値は負荷抵抗ｒにより変化するが、１次巻線5,6のイン
ダクタンスの値L1と２次巻線13のリーケージインダクタ
ンスの値L2によっても変化し、インダクタンスの値L1を
インダクタンスの値L2より充分低くしていると、共振は
インダクタンスの値L1と共振コンデンサ12の容量C1で決
まる為、リーケージインダクタンスが１次巻線5,6のイ
ンダクタンスに対して小さい場合程大きく、この場合無
負荷時の発振周波数foと２次短絡時の発振周波数fsとの
比は大きい。またリーケージインダクタンスの値L2が大
きいと、負荷電流が少なく、１次巻線5,6のインダクタ
ンスと共振コンデンサ12との共振に与える影響が少ない
ため、負荷変化による発振周波数の変化は少ない。負荷
抵抗ｒでの電力損が大きく、共振が小さくなり、共振コ
ンデンサ12の両端電圧の歪みが大きくなりすぎると、共
振コンデンサ12の電圧が反転せず、ベース巻線電圧も反
転しないので、オンしているトランジスタ7,8がオフせ
ず、第４図ハに点線で示す如くオン状態を連続して保つ
ような異常発振が生じ、オンのトランジスタ7,8に大電
流が流れ故障することがあった。即ち共振が弱くなる条
件では、電源１よりインダクタ３を介して１次巻線5,6
に電圧が印加される事になり、１次巻線5,6の電圧は反
転しなくなる。Further, when the load of the inverter 18 is changed from ∞Ω to 0Ω, as can be seen from the equivalent circuits shown in FIGS. 3A, 3B, and 3C with no load, under load, and when the secondary winding 13 is short-circuited. , the oscillation frequency of the inverter 18, the oscillation frequency f 0 of the no-load determined value L 1 the inductance of the primary winding 5 and 6 in a volume C 1 of the resonant capacitor 12, the secondary winding 13 leakage inductance Secondary winding determined by the condition that value L 2 is added in parallel
It changes up to the oscillation frequency f s when 13 is short-circuited. The symbol r in FIG. 3B is the value of the load resistance temporarily converted. Transistors 7 and 8 turn on and off alternately,
A voltage is applied from the power supply 1 to the primary windings 5 and 6 through the inductor 3, that is, the resonance circuit, so that the resonance capacitor 12
Both voltage waveforms are sinusoidal as shown in Fig. 4 (a) and (b) because there is no power loss in the resonance circuit when there is no load and when the secondary winding 13 is short-circuited, but there is a load resistance r when loaded. , This load resistance r causes power loss, primary winding 5,6, secondary winding 1
Resonance by 3 and the capacitor 12, that is, the vibration force is weakened,
When loaded, the distortion that deviates from the sine wave (state of FIG. 4C) becomes the largest when the load power is near the maximum. Q of resonance circuit
Although the value changes by a load resistor r, 1 value L 1 of the inductance of the primary winding 5 and 6 also changes the value L 2 of the leakage inductance of the secondary winding 13, the value L 1 of Inductance values If it is set sufficiently lower than L 2 , the resonance is determined by the inductance value L 1 and the capacitance C 1 of the resonance capacitor 12, so the smaller the leakage inductance with respect to the inductance of the primary windings 5 and 6, the greater the In this case, the ratio between the oscillation frequency fo under no load and the oscillation frequency fs under secondary short circuit is large. If the value L 2 of the leakage inductance is large, the load current is small, and the influence of the inductance of the primary windings 5 and 6 on the resonance of the resonance capacitor 12 is small, so that the change of the oscillation frequency due to the change of the load is small. If the power loss in the load resistance r is large, the resonance is small, and the distortion of the voltage across the resonance capacitor 12 is too large, the voltage of the resonance capacitor 12 does not reverse and the base winding voltage also does not reverse. The transistors 7 and 8 that are turned on do not turn off, and abnormal oscillation that keeps the on state continuously occurs as shown by the dotted line in Fig. 4 c. It was That is, under the condition that the resonance is weakened, the primary windings 5, 6 are connected from the power source 1 through the inductor 3.
As a result, a voltage is applied to the primary winding 5 and 6 and the voltages on the primary windings 5 and 6 do not reverse.
本考案は上記問題点を解消したもので、その特徴とする
ところは、直流電源１の一端に接続された一対のトラン
ジスタ7,8と、発振トランス４とを有し、この発振トラ
ンス４は、１次巻線5,6と、該１次巻線5,6との間にリー
ケージインダクタンスを有する２次巻線13とを備え、前
記直流電源１の他端に、発振トランス４の１次巻線5,6
のセンタータップを接続し、該１次巻線5,6の両端に、
前記一対のトランジスタ7,8をプッシュプルに接続し、
１次巻線5,6に共振コンデンサ12を並列接続し、前記ト
ランジスタ7,8の各ベースを、夫々バイアス抵抗9,10を
介して１次巻線5,6のセンタータップに接続すると共
に、発振トランス４のベース巻線11の両端に夫々接続
し、該ベース巻線11により一対のトランジスタ7,8を交
互に導通するように制御して、発振トランス４の１次巻
線5,6側の直流電源１を２次巻線13側に交流電圧として
供給するようにしたインバータ18を備え、このインバー
タ18を介して直流電源１を交流電圧として放電灯15に供
給するようにした放電灯点灯装置において、無負荷時の
インバータの発振周波数foと発振トランスの２次巻線13
短絡時のインバータの発振周波数fsとの関係を、 1.6＜fs／fo＜1.9 となるように設定した点にある。The present invention solves the above problems, and is characterized in that it has a pair of transistors 7 and 8 connected to one end of a DC power source 1 and an oscillation transformer 4. The primary windings 5 and 6 and the secondary winding 13 having a leakage inductance are provided between the primary windings 5 and 6, and the primary winding of the oscillation transformer 4 is provided at the other end of the DC power supply 1. Line 5,6
Connect the center tap of the, and to both ends of the primary winding 5,6,
Connecting the pair of transistors 7 and 8 to push-pull,
A resonant capacitor 12 is connected in parallel to the primary windings 5 and 6, and the bases of the transistors 7 and 8 are connected to the center taps of the primary windings 5 and 6 via bias resistors 9 and 10, respectively. The primary windings 5 and 6 of the oscillation transformer 4 are connected to both ends of the base winding 11 of the oscillation transformer 4 and are controlled by the base winding 11 so as to alternately conduct a pair of transistors 7 and 8. Is equipped with an inverter 18 adapted to supply the DC power supply 1 as an AC voltage to the secondary winding 13 side, and a discharge lamp lighting adapted to supply the DC power supply 1 as an AC voltage to the discharge lamp 15 via this inverter 18. In the equipment, the oscillation frequency f o of the inverter and the secondary winding 13 of the oscillation transformer when there is no load
The point is that the relation with the oscillation frequency f s of the inverter at the time of short circuit is set so that 1.6 <f s / f o <1.9.
以下、本考案の一実施例を説明すると、第１図の基本回
路において、インバータ18の無負荷時の発振周波数foと
２次短絡時の発振周波数fsとの関係を 1.6＜fs／fo＜1.9 になるように設定した。An embodiment of the present invention will be described below. In the basic circuit of FIG. 1, the relationship between the oscillation frequency f o of the inverter 18 when there is no load and the oscillation frequency f s when the secondary short circuit occurs is 1.6 <f s / It was set so that f o <1.9.
即ち、第１図の回路において、蛍光灯15に代えて、抵抗
を接続し、の抵抗の値を０〜∞まで変化させると共に、
１次巻線5,6のインダクタンスの値L1、２次巻線13のリ
ーケージインダクタンスの値L2を変化させ、トランジス
タ7,8が共振につれ交互にオンオフして正常発振する場
合と、トランジスタ7,8が共振につれ交互にオンオフし
なくなって異常発振する条件とを求めると、 L1:1次巻線5,6のインダクタンスの値 L2:2次巻線13のリーケージインダクタンスの値 の場合に異常発振を生じないことが判明した。That is, in the circuit of FIG. 1, instead of the fluorescent lamp 15, a resistor is connected to change the resistance value of 0 to ∞, and
The value L 1 the inductance of the primary winding 5 and 6, the secondary winding 13 to change the leakage inductance value L 2 of, and if the transistors 7 and 8 are turned on and off alternately to normal oscillation as the resonance, the transistor 7 , 8 is not turned on and off alternately as resonance occurs, and the condition of abnormal oscillation is obtained. L 1 : It was found that abnormal oscillation does not occur when the value of the inductance of the primary windings 5 and 6 is L 2 : The value of the leakage inductance of the secondary winding 13.
すなわち、１次巻線5,6、２次巻線13、コンデンサ12の
共振により振動しているが、負荷抵抗ｒでの電力損によ
り振動が小さくなり、０点をこえて振動しなくなり、ト
ランジスタ7,8が交互にオンオフしなくなる。トランジ
スタ7,8はベース巻線11の電圧極性につれてオンオフし
ているが、第４図ハの場合は交互にオンオフしなくな
る。共振周波数は、負荷抵抗がｒが０の場合、下記の式
でまる。That is, although the vibration is caused by the resonance of the primary windings 5, 6, the secondary winding 13, and the capacitor 12, the vibration is reduced due to the power loss in the load resistance r, and the vibration does not exceed the 0 point and the transistor does not vibrate. 7,8 will not turn on and off alternately. The transistors 7 and 8 are turned on and off according to the voltage polarity of the base winding 11, but in the case of FIG. 4C, they are not turned on and off alternately. The resonance frequency is expressed by the following equation when the load resistance r is 0.
ただし、ａは定数で、 である となり、 Ｋ＜４の場合、 fs／fo＜２となる。このようにＫの式からfs/foの式を
求めた理由は次の通りである。１次巻線5,6のインダク
タンスの値L1を２次巻線13のリーケージインダクタンス
の値L2に対してどのぐらいの割合で設定するかにより、
負荷抵抗ｒを０から∞まで変化させた場合、共振の強さ
の変化が決まる。 However, a is a constant, Is Therefore, if K <4, then f s / f o <2. The reason for obtaining the fs / fo formula from the K formula is as follows. By either set value L 1 the inductance of the primary winding 5 and 6 at how much percentage of the relative value L 2 of the leakage inductance of the secondary winding 13,
When the load resistance r is changed from 0 to ∞, the change in resonance strength is determined.
無負荷時のインバータの発振周波数foは、 であり、 発振トランスの２次巻線13短絡時のインバータの発振周
波数fsは、 である。The oscillation frequency fo of the inverter at no load is And the oscillation frequency fs of the inverter when the secondary winding 13 of the oscillation transformer is short-circuited is Is.
ただし、ＬはL1とL2との並列インダクタンスである。However, L is a parallel inductance of L 1 and L 2 .
そこで、安定となる条件として、L1、L2の関係をfo、fs
より算出したのである。Therefore, as a stable condition, the relationship between L 1 and L 2 is fo, fs
It was calculated from
ただし、発振周波数fsと発振周波数foとのバラツキを考
えると、fs／foを1.9以下にすることが好ましい。また
１次巻線5,6のインダクタンスの値L1が大きいほど、一
次巻線5,6に流れる共振電流が少なくなり、負荷時にお
ける発振トランス４と共振コンデンサ12とからなる共振
回路の電力損は小さくなるため、負荷電力を決める２次
巻線13のリーケージインダクタンスの値L2に対して１次
巻線5,6のインダクタンスの値L1を大きくする程、１次
巻線5,6のインダクタンスでの電力損が低下し、fs／fo
の値は大きくなる。即ち、２次巻線13には負荷電力を得
る為電流を流す必要があるが、１次巻線5,6は異常発振
が生じなければ、インダクタンスの値L1を大きくして電
流を流さないようにした方が有利である。つまり、第五
図からもわかるようにfs/foの値を1.5よりも小さくする
と、１次巻線5,6に流れる電流が２次巻線13に流れる電
流よりも増加し、１次巻線5,6のインダクタンスの電力
損が大幅に増加する。従って、fs／foの値を1.5程度以
上にする必要があり、発振周波数fo、fsのバラツキを考
慮するとfs／foを1.6以上にすることが好ましいことが
判明した。従って発振周波数foと発振周波数fsとの関係
を、 1.6＜fs／fo＜1.9 の関係に設定すると、異常発振が生ぜず電力損も少なく
なるのである。However, considering the variation between the oscillation frequency f s and the oscillation frequency f o , it is preferable that f s / f o be 1.9 or less. The lower the value L 1 the inductance of the primary winding 5, 6 is large, the less resonance current flowing through the primary winding 5 and 6, the power loss of the resonant circuit consisting of the oscillation transformer 4 resonant capacitor 12. under load Becomes smaller, the larger the inductance value L 1 of the primary windings 5 and 6 is relative to the leakage inductance value L 2 of the secondary winding 13 that determines the load power, the larger the primary windings 5 and 6 The power loss in the inductance decreases and f s / f o
The value of becomes large. That is, it is necessary to pass a current through the secondary winding 13 in order to obtain load power, but if abnormal oscillation does not occur in the primary windings 5 and 6, increase the inductance value L 1 and do not pass a current. This is advantageous. In other words, as can be seen from FIG. 5, when the value of fs / fo is made smaller than 1.5, the current flowing in the primary windings 5 and 6 increases more than the current flowing in the secondary winding 13, and the primary winding The power loss of the 5th and 6th inductance increases significantly. Therefore, it is necessary to set the value of f s / f o to about 1.5 or more, and it has been found that it is preferable to set f s / f o to 1.6 or more in consideration of variations in the oscillation frequencies f o and f s . Therefore, if the relationship between the oscillation frequency f o and the oscillation frequency f s is set to the relationship of 1.6 <f s / f o <1.9, abnormal oscillation does not occur and power loss is reduced.
なお、前記実施例では放電灯として蛍光灯15を使用して
いるが、これに限定されず他の放電灯を使用してもよ
い。Although the fluorescent lamp 15 is used as the discharge lamp in the above embodiment, the discharge lamp is not limited to this, and another discharge lamp may be used.
以上のように本考案によれば、放電灯のあらゆる状態に
おいてインバータが異常発振しないようになり、従って
インバータの故障を効果的に防止できる。しかも従来装
置に対して構成部品を何ら増加する必要がなく、構成簡
単にして安価に提供でき、その効果は著大である。As described above, according to the present invention, the inverter does not abnormally oscillate in any state of the discharge lamp, so that the failure of the inverter can be effectively prevented. Moreover, there is no need to increase the number of constituent parts as compared with the conventional device, and the structure can be simplified and provided at a low cost, and the effect is significant.
第１図は本考案を適用した一実施例を示す基本回路図、
第２図は負荷電力と負荷抵抗との関係を示すグラフ、第
３図は動作説明用の等価回路図、第４図は動作説明用の
電圧波形図、第５図は共振回路の電力損と発振周波数と
の関係を示すグラフである。 １……直流電源、４……発振トランス、5,6……１次巻
線、13……２次巻線、15……蛍光灯（放電灯）、18イン
バータ。FIG. 1 is a basic circuit diagram showing an embodiment to which the present invention is applied,
FIG. 2 is a graph showing the relationship between load power and load resistance, FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation, FIG. 4 is a voltage waveform diagram for explaining the operation, and FIG. 5 is a power loss of the resonance circuit. It is a graph which shows the relationship with an oscillation frequency. 1 ... DC power supply, 4 ... Oscillation transformer, 5,6 ... Primary winding, 13 ... Secondary winding, 15 ... Fluorescent lamp (discharge lamp), 18 Inverter.
Claims (1)
トランジスタ（７）（８）と、発振トランス（４）とを
有し、この発振トランス（４）は、１次巻線（５）
（６）と、該１次巻線（５）（６）との間にリーケージ
インダクタンスを有する２次巻線（13）とを備え、前記
直流電源（１）の他端に、発振トランス（４）の１次巻
線（５）（６）のセンタータップを接続し、該１次巻線
（５）（６）の両端に、前記一対のトランジスタ（７）
（８）をプッシュプルに接続し、１次巻線（５）（６）
に共振コンデンサ（12）を並列接続し、前記トランジス
タ（７）（８）の各ベースを、夫々バイアス抵抗（９）
（10）を介して１次巻線（５）（６）のセンタータップ
に接続すると共に、発振トランス（４）のベース巻線
（11）の両端に夫々接続し、該ベース巻線（11）により
一対のトランジスタ（７）（８）を交互に導通するよう
に制御して、発振トランス（４）の１次巻線（５）
（６）側の直流電源（１）を２次巻線（13）側に交流電
圧として供給するようにしたインバータ（18）を備え、
このインバータ（18）を介して直流電源（１）を交流電
圧として放電灯（15）に供給するようにした放電灯点灯
装置において、 無負荷時のインバータの発振周波数foと発振トランスの
２次巻線（13）短絡時のインバータの発振周波数fsとの
関係を、 1.6＜fs/fo＜1.9 となるように設定したことを特徴とする放電灯点灯装
置。1. A pair of transistors (7) and (8) connected to one end of a DC power source (1) and an oscillation transformer (4), the oscillation transformer (4) having a primary winding ( 5)
(6) and a secondary winding (13) having a leakage inductance between the primary windings (5) and (6), and the oscillation transformer (4) is provided at the other end of the DC power supply (1). ) Primary windings (5) and (6) are connected to center taps, and the pair of transistors (7) are connected to both ends of the primary windings (5) and (6).
(8) is connected to push-pull, primary winding (5) (6)
A resonance capacitor (12) is connected in parallel to the bases of the transistors (7) and (8), and a bias resistor (9) is connected to each base.
The base winding (11) is connected to the center taps of the primary windings (5) and (6) via (10), and is connected to both ends of the base winding (11) of the oscillation transformer (4). The pair of transistors (7) and (8) are controlled so as to be conducted alternately, and the primary winding (5) of the oscillation transformer (4) is controlled.
An inverter (18) adapted to supply the DC power supply (1) on the (6) side to the secondary winding (13) side as an AC voltage,
In a discharge lamp lighting device in which a DC power supply (1) is supplied as an AC voltage to a discharge lamp (15) via this inverter (18), the oscillation frequency fo of the inverter when there is no load and the secondary winding of the oscillation transformer. The discharge lamp lighting device is characterized in that the relationship with the oscillation frequency fs of the inverter when the line (13) is short-circuited is set to be 1.6 <fs / fo <1.9.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18300682U JPH0713200Y2 (en) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | Discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18300682U JPH0713200Y2 (en) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | Discharge lamp lighting device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5985599U JPS5985599U (en) | 1984-06-09 |
| JPH0713200Y2 true JPH0713200Y2 (en) | 1995-03-29 |
Family
ID=30396177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18300682U Expired - Lifetime JPH0713200Y2 (en) | 1982-11-30 | 1982-11-30 | Discharge lamp lighting device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0713200Y2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7187947B1 (en) | 2000-03-28 | 2007-03-06 | Affinity Labs, Llc | System and method for communicating selected information to an electronic device |
| EP2432190A3 (en) | 2001-06-27 | 2014-02-19 | SKKY Incorporated | Improved media delivery platform |
-
1982
- 1982-11-30 JP JP18300682U patent/JPH0713200Y2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5985599U (en) | 1984-06-09 |
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