JPH07107971B2 - Eco-canceller - Google Patents
Eco-cancellerInfo
- Publication number
- JPH07107971B2 JPH07107971B2 JP28054692A JP28054692A JPH07107971B2 JP H07107971 B2 JPH07107971 B2 JP H07107971B2 JP 28054692 A JP28054692 A JP 28054692A JP 28054692 A JP28054692 A JP 28054692A JP H07107971 B2 JPH07107971 B2 JP H07107971B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- adaptive
- converter
- white noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電話回線における2線
4線変換のためのハイブリッド回路に基づいて生じる回
り込みを消去するエコーキャンセラに関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an echo canceller for canceling wraparound generated based on a hybrid circuit for 2-line to 4-line conversion in a telephone line.
【0002】[0002]
【従来の技術】電話回線における2線回線と4線回線と
の間に接続されている2線4線変換を行うためのハイブ
リッド回路と回線とのインピーダンス不整合により送話
信号の一部が受信側に回り込む。この回り込みを消去す
ることによって通話品質の改善をはかるためにエコーキ
ャンセラを使用することが知られている。エコーキャン
セラは、周知のように、回り込み経路の特性を同定し、
この特性と送話信号から回り込み信号の推定信号である
疑似回り込み信号を生成し、受話信号から疑似回り込み
信号を差し引くように構成されている。即ちエコーキャ
ンセラはタップ係数可変型のトランサバーサル・フィル
タ(適応フィルタ)によって構成され、回り込み経路の
特性を同定する際には適応フィルタの特性が回り込み経
路の特性と等しくなるようにタップ係数を修正する。ま
た、この適応フィルタに送話信号を通すことで疑似回り
込み信号を生成する。従って、適応フィルタのタップ係
数の値は回り込み経路のインパルス応答に相当する。2. Description of the Related Art A part of a transmission signal is received due to impedance mismatch between a line and a hybrid circuit connected between a two-line and a four-line in a telephone line for performing a two-line to four-line conversion. Wrap around. It is known to use an echo canceller to improve speech quality by eliminating this wraparound. As is well known, the echo canceller identifies the characteristics of the sneak path,
A pseudo rounding signal, which is an estimated signal of the rounding signal, is generated from this characteristic and the transmission signal, and the pseudo rounding signal is subtracted from the reception signal. That is, the echo canceller is composed of a trans-taversal filter (adaptive filter) with a variable tap coefficient, and when identifying the characteristic of the sneak path, the tap coefficient is modified so that the characteristic of the adaptive filter becomes equal to the characteristic of the sneak path. . Also, a pseudo wraparound signal is generated by passing the transmission signal through this adaptive filter. Therefore, the value of the tap coefficient of the adaptive filter corresponds to the impulse response of the sneak path.
【0003】また、前記同定を行う方法として、通話開
始初期に行うプリセット方式がしばしば用いられる。こ
の方式は通話を開始する前にトレーニング期間を設け、
この期間にトレーニング信号をハイブリッド回路の4線
入力端から送出し、その4線出力端に現れるトレーニン
グ信号の回り込み量を監視し、前記適応フィルタのタッ
プ係数を最適化する。このトレーニングが終了後、タッ
プ係数を保持し以後通話が可能となる。なお、トレーニ
ング期間をできるだけ短くするためには、自己相関の少
ないホワイトノイズ等の信号をトレーニング信号として
用いる。Further, as a method of performing the identification, a preset method performed at the beginning of a call is often used. This method provides a training period before starting a call,
During this period, the training signal is sent from the 4-wire input end of the hybrid circuit, the wraparound amount of the training signal appearing at the 4-wire output end is monitored, and the tap coefficient of the adaptive filter is optimized. After this training is completed, the tap coefficient is held and the call can be made thereafter. In order to shorten the training period as much as possible, a signal such as white noise having little autocorrelation is used as the training signal.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】エコーキャンセラはデ
ィジタル信号処理(四則演算などの数値演算処理)で行
う必要があり、その入出力信号はディジタル信号(例え
ばPCM信号)でなければならない。従って、ハイブリ
ッド回路の4線部分とのインタフェースにはA/D変換
器、D/A変換器を要し、ディジタル信号である送話信
号はD/A変換器でアナログ信号に変換してハイブリッ
ド回路の4線入力端に出力し、ハイブリッド回路の4線
出力端からの信号はA/D変換器でディジタル信号に変
換して受話信号とする。The echo canceller must be performed by digital signal processing (numerical operation processing such as four arithmetic operations), and its input / output signal must be a digital signal (for example, PCM signal). Therefore, an A / D converter and a D / A converter are required for the interface with the 4-wire portion of the hybrid circuit, and the transmission signal, which is a digital signal, is converted into an analog signal by the D / A converter and the hybrid circuit is converted. Is output to the 4-wire input terminal of the hybrid circuit, and the signal from the 4-wire output terminal of the hybrid circuit is converted into a digital signal by the A / D converter to be a reception signal.
【0005】このような構成では、回り込み経路の特性
は、A/D変換器、ハイブリッド回路、D/A変換器の
縦続接続したものの特性となり、エコーキャンセラはこ
の特性即ちインパルス応答を推定することになる。In such a configuration, the characteristic of the sneak path becomes the characteristic of the A / D converter, the hybrid circuit, and the D / A converter that are connected in series, and the echo canceller estimates this characteristic, that is, the impulse response. Become.
【0006】A/D変換器は折り返しを防ぐための急峻
な遮断特性をもつローパスフィルタ、電話回線に混入す
るハム(商用電源からのノイズ)を除去するための急峻
な遮断特性をもつハイパスフィルタを内蔵しており、D
/A変換器では不要帯域を除去するための急峻な遮断特
性をもつローパスフィルタを内蔵している。このよう
に、回り込み経路に介在している急峻な遮断特性をもつ
フィルタは一般にそのインパルス応答が非常に長い。こ
のため、エコーキャンセラの適応フィルタで予め用意す
べきタップ数は、ハイブリッド回路のインパルス応答の
長さよりも、むしろA/D変換器、D/A変換器に内蔵
されたフィルタのインパルス応答の長さによって決ま
る。この結果、エコーキャンセラの適応フィルタのタッ
プ数を長くしなければならないので、エコーキャンセラ
をハードウェアで構成した場合には回路規模が大きくな
り、また、エコーキャンセラをディジタルシグナルプロ
セッサで構成した場合には、処理量およびメモリが増え
るといった問題があった。The A / D converter includes a low-pass filter having a sharp cutoff characteristic for preventing aliasing, and a high-pass filter having a sharp cutoff characteristic for removing hum (noise from a commercial power source) mixed in a telephone line. Built-in, D
The / A converter has a built-in low-pass filter having a sharp cutoff characteristic for removing an unnecessary band. As described above, a filter having a steep cutoff characteristic interposed in the sneak path generally has a very long impulse response. Therefore, the number of taps to be prepared in advance in the adaptive filter of the echo canceller is not the length of the impulse response of the hybrid circuit, but rather the length of the impulse response of the filter built in the A / D converter and the D / A converter. Depends on As a result, since the number of taps of the adaptive filter of the echo canceller must be increased, the circuit scale becomes large when the echo canceller is configured by hardware, and when the echo canceller is configured by a digital signal processor. However, there was a problem that the processing amount and the memory increased.
【0007】そこで、本発明の目的は適応フィルタのタ
ップ数を低減することができるエコーキャンセラを提供
することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide an echo canceller capable of reducing the number of taps of an adaptive filter.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、適応フィルタによって疑似回り込み信号を
作成し、受話信号から前記疑似回り込み信号を差し引く
ことによって回り込み信号を消去するエコーキャンセラ
において、ホワイトノイズを発生するためのホワイトノ
イズ発生手段と、音声帯域外の周波数成分を抑圧するフ
ィルタ手段とを具備し、前記フィルタ手段にて前記ホワ
イトノイズの音声帯域外の周波数成分を抑圧した信号を
トレーニング信号として前記適応フィルタに供給して適
応動作を行うことを特徴とするエコ−キャンセラに係わ
るものである。なお、請求項2に示すように更に、前記
適応動作の完了後に、前記フィルタ手段にて送話信号の
音声帯域外の周波数成分を抑圧することが望ましい。The present invention for achieving the above object provides an echo canceller for creating a pseudo wraparound signal by an adaptive filter and canceling the wraparound signal by subtracting the pseudo wraparound signal from a received signal, A white noise generating means for generating white noise and a filter means for suppressing frequency components outside the voice band are provided, and a signal in which the frequency component of the white noise outside the voice band is suppressed is trained. The present invention relates to an eco-canceller characterized by supplying a signal to the adaptive filter to perform an adaptive operation. Further, as described in claim 2, it is desirable that after the adaptation operation is completed, the filter means suppress the frequency component outside the voice band of the transmission signal.
【0009】[0009]
【作用】本発明における音声帯域外の周波数成分を抑圧
するフィルタ手段は、例えば実施例の周波数重み付けフ
ィルタ13であり、音声帯域(例えば300Hz〜340
0Hz)を通過帯域とする。ホワイトノイズ発生手段は、
ディジタル又はアナログのホワイトノイズ(白色雑音)
を発生する。ホワイトノイズ発生手段がディジタルのホ
ワイトノイズを発生する場合には、フィルタ手段をディ
ジタルの周波数重み付けフィルタとすることが望まし
い。適応フィルタはフィルタ手段で周波数帯域が抑制さ
れた信号をトレーニング信号として適応動作を行う。ま
た、請求項2に示すよう送話信号もフィルタ手段を通し
て適応フィルタに入力させる。これにより、適応フィル
タは音声帯域のみで適応動作をすればよいことになり、
タップ数を低減させることが可能になる。The filter means for suppressing the frequency component outside the voice band in the present invention is, for example, the frequency weighting filter 13 of the embodiment, and is in the voice band (for example, 300 Hz to 340).
0 Hz) is the pass band. The white noise generator is
Digital or analog white noise (white noise)
To occur. When the white noise generating means generates digital white noise, it is desirable that the filter means be a digital frequency weighting filter. The adaptive filter performs an adaptive operation using a signal whose frequency band is suppressed by the filter means as a training signal. Further, as described in claim 2, the transmission signal is also input to the adaptive filter through the filter means. As a result, the adaptive filter only needs to perform the adaptive operation in the voice band,
It is possible to reduce the number of taps.
【0010】[0010]
【実施例】本発明の一実施例に係わるエコーキャンセラ
を含む電話回線を図1及び図2を参照して説明する。図
1において、ハイブリッド回路(HYB)1は2線4線
変換のために2線回線2と4線回線の受信線3及び送信
線4に接続されている。受信線3と受話信号出力端子5
との間にはA/D変換器(アナログ・ディジタル変換
器)6とエコーキャンセラ7とが接続されている。送話
信号入力端子8とハイブリッド回路1との間にはエコー
キャンセラ7を介してD/A変換器(ディジタル・アナ
ログ変換器)9が接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A telephone line including an echo canceller according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, a hybrid circuit (HYB) 1 is connected to a receiving line 3 and a transmitting line 4 of a 2-wire line 2 and a 4-wire line for 2-wire to 4-wire conversion. Reception line 3 and reception signal output terminal 5
An A / D converter (analog / digital converter) 6 and an echo canceller 7 are connected between and. A D / A converter (digital / analog converter) 9 is connected between the transmission signal input terminal 8 and the hybrid circuit 1 via an echo canceller 7.
【0011】エコーキャンセラ7は、適応フィルタ10
と、減算器11と、ホワイトノイズ発生器12と、周波
数重み付けフィルタ13と、第1及び第2のスイッチ1
4、15とから成る。減算器11はA/D変換器6の出
力ラインと適応フィルタ10の出力ラインに接続され、
A/D変換器6から送出されるディジタルの受話信号Y
(n)から適応フィルタ10から送出されるディジタル
の疑似エコー信号Yp(n)を減算してエコー残差信号
E(n)を得、これをエコーキャンセル後の受話信号
(遠端話者信号)R(n)として出力端子5に送る。ホ
ワイトノイズ発生器12はディジタル形式でホワイトノ
イズデータを発生するものであり、第2のスイッチ15
の接点aを介してディジタル形式の周波数重み付けフィ
ルタ13に接続されている。周波数重み付けフィルタ1
3の入力端子は第2のスイッチ15の接点bを介して送
信入力端子8に接続されている。周波数重み付けフィル
タ13の出力端子は適応フィルタ10及びD/A変換器
9に接続されている。第1のスイッチ14の一端はグラ
ンドに接続され、他端は適応フィルタ10とスイッチ1
5に接続されている。第1及び第2のスイッチ14、1
5は図示を簡単にするために機械的スイッチとして示さ
れているが、実際には電子スイッチから成る。The echo canceller 7 includes an adaptive filter 10
, The subtractor 11, the white noise generator 12, the frequency weighting filter 13, and the first and second switches 1
It consists of 4 and 15. The subtractor 11 is connected to the output line of the A / D converter 6 and the output line of the adaptive filter 10,
Digital reception signal Y transmitted from A / D converter 6
The digital pseudo echo signal Yp (n) sent from the adaptive filter 10 is subtracted from (n) to obtain an echo residual signal E (n), which is echo-cancelled reception signal (far-end speaker signal). It is sent to the output terminal 5 as R (n). The white noise generator 12 generates white noise data in a digital format, and the second switch 15
It is connected to the digital frequency weighting filter 13 via the contact point a. Frequency weighting filter 1
The input terminal 3 is connected to the transmission input terminal 8 via the contact b of the second switch 15. The output terminal of the frequency weighting filter 13 is connected to the adaptive filter 10 and the D / A converter 9. One end of the first switch 14 is connected to the ground, and the other end is connected to the adaptive filter 10 and the switch 1.
Connected to 5. First and second switches 14, 1
Although 5 is shown as a mechanical switch for simplicity of illustration, it actually consists of an electronic switch.
【0012】次に、図1の回路の動作を説明する。A/
D変換器6は、ハイブリッド回路1から得られた受話信
号としてのアナログ信号Ya (t)をディジタル信号に
変換し、一定のサンプリング周期を有して受話信号Y
(n)を出力する。D/A変換器9は、一定のサンプリ
ング周期を有するディジタル信号である送話信号U
(n)をアナログ信号Ua (t)に変換して出力する。
ハイブリッド回路1は、2線4線変換を行う。ただし、
回線とのインピーダンス整合が完全にとれないので、受
話信号Y(n)には、送話信号U(n)の回り込み成分
も含まれる。第1のスイッチ14はエコーキャンセラの
動作状態を制御するもので、閉じた状態で適応許可を示
す制御信号INHを出力し、適応フィルタ10を適応動
作させ、開いた状態で適応禁止を示す制御信号INTを
出力して適応フィルタ10の適応動作を停止させ、推定
動作のみを行わせる。適応フィルタ10は、送話信号U
(n)を入力とし、受話信号Y(n)に含まれる回り込
み成分を推定し、この推定値を疑似エコー信号Yp
(n)として出力するフィルタ動作と、スイッチ14の
閉成による適応許可信号、送話信号U(n)、エコー残
差信号E(n)を入力とし疑似エコー信号Yp (n)が
回り込み成分に近づくようにフィルタ係数を最適化する
適応動作とを行う。第1のスイッチ14をオンにして適
応許可動作させる時間長は適当に決定される。減算器1
1は、受話信号Y(n)から疑似エコー信号Yp(n)
を減算し、エコー残差信号E(n)を出力する。従っ
て、エコー残差信号E(n)においては、回線からの受
話信号(遠端話者信号)成分はそのまま保存され、一方
回り込み成分は消去される。ホワイトノイズ発生器12
は、分散σN2の無相関な信号をホワイトノイズN(n)
として出力する。ホワイトノイズ発生器12はディジタ
ルデイザ発生器であって、例えばROMに予め分散σN2
の無相関な信号を蓄えておき、これを逐次読み出すこと
で実現される。第2のスイッチ15は第1のスイッチ1
4によって制御され、第1のスイッチ14から発生する
適応許可を示す信号に応答して接点aがオンになり、ホ
ワイトノイズN(n)を周波数重み付けフィルタ13の
入力信号x(n)として出力する。第1のスイッチ14
のオフ時の適応禁止時には第2のスイッチ15の接点b
がオンになり、近端話者信号S(n)を周波数重み付け
フィルタ13の入力信号x(n)として出力する。周波
数重み付けフィルタ13はバンドパスフィルタで構成さ
れ、周波数重み付けフィルタ入力信号x(n)を入力と
し、周波数重み付けフィルタ入力信号x(n)における
音声帯域(通話に寄与する周波数帯で電話の場合300
Hz〜3.4kHz )は通過させ、音声帯域外の信号を抑圧
し送話信号U(n)に出力する。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be described. A /
The D converter 6 converts the analog signal Ya (t), which is the received signal obtained from the hybrid circuit 1, into a digital signal and has a fixed sampling period to receive the received signal Y.
(N) is output. The D / A converter 9 transmits the transmission signal U which is a digital signal having a constant sampling period.
(N) is converted into an analog signal Ua (t) and output.
The hybrid circuit 1 performs 2-line to 4-line conversion. However,
Since impedance matching with the line cannot be perfectly obtained, the reception signal Y (n) also includes the wraparound component of the transmission signal U (n). The first switch 14 controls the operation state of the echo canceller, outputs a control signal INH indicating adaptive permission in the closed state, adaptively operates the adaptive filter 10, and a control signal indicating prohibition in the open state. By outputting INT, the adaptive operation of the adaptive filter 10 is stopped, and only the estimation operation is performed. The adaptive filter 10 transmits the transmission signal U
(N) is input, the wraparound component included in the reception signal Y (n) is estimated, and this estimated value is used as the pseudo echo signal Yp.
The filter operation output as (n), the adaptive permission signal by closing the switch 14, the transmission signal U (n), and the echo residual signal E (n) are input, and the pseudo echo signal Yp (n) becomes a wraparound component. And an adaptive operation for optimizing the filter coefficient so as to approach. The length of time for which the first switch 14 is turned on and the adaptive permission operation is performed is appropriately determined. Subtractor 1
1 is a pseudo echo signal Yp (n) from the received signal Y (n)
Is subtracted, and the echo residual signal E (n) is output. Therefore, in the echo residual signal E (n), the reception signal (far-end talker signal) component from the line is preserved as it is, while the wraparound component is eliminated. White noise generator 12
Is the white noise N (n) for the uncorrelated signal with variance σN2.
Output as. The white noise generator 12 is a digital dither generator, and is distributed in advance in, for example, a ROM.
It is realized by storing the uncorrelated signals of, and sequentially reading them. The second switch 15 is the first switch 1
4, the contact a is turned on in response to the signal indicating the adaptation permission generated from the first switch 14, and the white noise N (n) is output as the input signal x (n) of the frequency weighting filter 13. . First switch 14
Contact b of the second switch 15 when the adaptation is prohibited when the switch is off
Is turned on, and the near-end speaker signal S (n) is output as the input signal x (n) of the frequency weighting filter 13. The frequency weighting filter 13 is composed of a bandpass filter, receives the frequency weighting filter input signal x (n) as an input, and has a voice band in the frequency weighting filter input signal x (n).
(Hz to 3.4 kHz) is passed and signals outside the voice band are suppressed and output as the transmission signal U (n).
【0013】図2は、適応フィルタ10の一構成例とし
て、学習同定法に基づく構成を機能的に示す。図2にお
いて、適応フィルタ10はフィルタ動作を行うFIR
(有限長インパルス応答)フィルタ回路21と適応動作
を行うタップ係数修正回路22によって構成される。F
IRフィルタ回路21は縦続接続された複数の遅延素子
23、複数の乗算器24、複数の加算器25で構成され
ている。なお、遅延素子23は単位遅延時間Tを表すZ
-1で示されている。疑似エコー信号Yp (n)は、次式
で示される畳み込み演算を行った出力である。FIG. 2 functionally shows a configuration based on the learning identification method as an example of the configuration of the adaptive filter 10. In FIG. 2, the adaptive filter 10 is a FIR that performs a filtering operation.
(Finite length impulse response) It is composed of a filter circuit 21 and a tap coefficient correction circuit 22 that performs an adaptive operation. F
The IR filter circuit 21 is composed of a plurality of delay elements 23, a plurality of multipliers 24, and a plurality of adders 25 that are connected in cascade. The delay element 23 is a Z that represents the unit delay time T.
-1. The pseudo echo signal Yp (n) is an output obtained by performing a convolution operation represented by the following equation.
【0014】[0014]
【数1】 [Equation 1]
【0015】前記(1)式において、nは単位遅延時間
Tを信号のサンプル間隔とすると時間nTを表し、kは
同じく時間kTを表し、hk (n)は時刻nTにおいて
kT時間遅延した信号に乗ずべき係数であり、FIRフ
ィルタのタップ係数を表し、NはFIRフィルタのタッ
プ数を表す。なお、hk (n)の値は、D/A変換器
9、ハイブリッド回路1、A/D変換器6の縦続接続で
構成される回り込み経路のインパルス応答の時刻kTの
推定値に相当する。タップ係数修正回路22は演算回路
で構成され、制御信号INHが“適応禁止”のときは、
適応動作を停止させるために、タップ係数の修正を行わ
ずに次式に示す係数を出力する。 hk (n+1)=hk (n) (k=0〜N−1) (2) 制御信号INHが“適応許可”のときは適応動作を行
い、エコー残差信号E(n)の2乗平均値が小さくなる
ようにタップ係数の修正を次式に従って行う。 hk (n+1)=hk (n)+μ[U(n−k)/N・σN2]E(n) (3) ただし、k=0〜N−1、0<μ<2であり、μは修正
係数、σN2はホワイトノイズN(n)の分散を表す。
(3)式の右辺第2項はタップ係数の修正量を表し、N
・σN2で送話信号U(n−k)を正規化し残差信号E
(n)に比例させる。In the equation (1), n represents time nT, where unit delay time T is a signal sampling interval, k also represents time kT, and hk (n) represents a signal delayed by kT time at time nT. It is a coefficient to be multiplied and represents a tap coefficient of the FIR filter, and N represents the number of taps of the FIR filter. The value of hk (n) corresponds to the estimated value of the time kT of the impulse response of the sneak path formed by the cascade connection of the D / A converter 9, the hybrid circuit 1, and the A / D converter 6. The tap coefficient correction circuit 22 is composed of an arithmetic circuit, and when the control signal INH is “adaptation prohibited”,
In order to stop the adaptive operation, the coefficient shown in the following equation is output without modifying the tap coefficient. hk (n + 1) = hk (n) (k = 0 to N-1) (2) When the control signal INH is "adaptation allowed", the adaptive operation is performed and the root mean square value of the echo residual signal E (n). The tap coefficient is corrected according to the following equation so that becomes smaller. hk (n + 1) = hk (n) + μ [U (n−k) / N · σN2] E (n) (3) where k = 0 to N−1, 0 <μ <2, and μ is modified The coefficient, σN2, represents the variance of the white noise N (n).
The second term on the right side of the equation (3) represents the correction amount of the tap coefficient, and N
・ The residual signal E is obtained by normalizing the transmission signal U (nk) with σN2.
Proportional to (n).
【0016】以上のように構成されたエコーキャンセラ
の動作を説明する。まず、エコーキャンセラにトレーニ
ングを行わせるため、第1のスイッチ14を閉じ“適応
許可”を示す制御信号INHを出力する。これにより、
第2のスイッチ15はホワイトノイズN(n)をフィル
タ入力信号x(n)として出力する。周波数重み付けフ
ィルタ13では、周波数重み付けフィルタ入力信号x
(n)に含まれる音声帯域外の信号成分を抑圧(周波数
重み付け)し、送話信号U(n)を出力する。適応フィ
ルタ10は、エコー残差信号E(n)の2乗平均値が最
小となるようにタップ係数を修正する。このとき、エコ
ー算差信号E(n)の2乗平均値εは、次式で示すこと
ができる。The operation of the echo canceller configured as described above will be described. First, in order to cause the echo canceller to perform training, the first switch 14 is closed and the control signal INH indicating “adaptation permitted” is output. This allows
The second switch 15 outputs the white noise N (n) as the filter input signal x (n). In the frequency weighting filter 13, the frequency weighting filter input signal x
The signal component outside the voice band included in (n) is suppressed (frequency weighted), and the transmission signal U (n) is output. The adaptive filter 10 corrects the tap coefficient so that the root mean square value of the echo residual signal E (n) is minimized. At this time, the mean square value ε of the echo difference signal E (n) can be expressed by the following equation.
【0017】[0017]
【数2】 [Equation 2]
【0018】ただし、Ωは周波数をfとするとΩ=2π
fTを表し、Hd (Ω)はD/A変換器9、ハイブリッ
ド回路1、A/D変換器6の縦続接続で構成される回り
込み経路の周波数応答を表し、H(Ω)は適応フィルタ
の周波数応答を表し、W(Ω)は周波数重み付けフィル
タ13の周波数応答を表し、|X(Ω)|2 はホワイト
ノイズの電力スペクトルを表し|X(Ω)|2 =σN2で
ある。(4)式を書き直すと次式になる。However, Ω is Ω = 2π, where f is the frequency.
fT, Hd (Ω) represents the frequency response of the sneak path formed by the cascade connection of the D / A converter 9, the hybrid circuit 1, and the A / D converter 6, and H (Ω) is the frequency of the adaptive filter. Represents the response, W (Ω) represents the frequency response of the frequency weighting filter 13, | X (Ω) | 2 represents the power spectrum of white noise, and | X (Ω) | 2 = σN2. Rewriting equation (4) gives the following equation.
【0019】[0019]
【数3】 [Equation 3]
【0020】ここで、W(Ω)は音声帯域外成分を抑圧
するフィルタであるから、|W(Ω)|2 は音声帯域に
おいては1、音声帯域外においては1より十分小さい値
である。従って、エコー残差信号E(n)の2乗平均値
εは、Ωが音声帯域のときの|Hd (Ω)−H(Ω)|
2 の値によって大きく支配される。このように、W
(Ω)で音声帯域に重みを付けることにより、適応フィ
ルタ10は音声帯域において望みの応答Hd (Ω)にあ
うようにタップ係数を修正し、A/D変換器6及びD/
A変換器9の高次フィルタの急峻な遮断特性に対しては
適応しない。従って、適応フィルタ10はハイブリッド
1の回り込みのインパルス応答を主に推定することにな
るので、適応フィルタ10のタップ長を低減することが
できる。Since W (Ω) is a filter for suppressing the components outside the voice band, | W (Ω) | 2 is 1 in the voice band and is sufficiently smaller than 1 outside the voice band. Therefore, the root mean square value ε of the echo residual signal E (n) is | Hd (Ω) −H (Ω) | when Ω is in the voice band.
It is largely dominated by the value of 2. Thus, W
By weighting the voice band with (Ω), the adaptive filter 10 modifies the tap coefficient so as to match the desired response Hd (Ω) in the voice band, and the A / D converter 6 and D /
It does not apply to the steep cutoff characteristic of the high-order filter of the A converter 9. Therefore, since the adaptive filter 10 mainly estimates the wraparound impulse response of the hybrid 1, the tap length of the adaptive filter 10 can be reduced.
【0021】適応動作の終了後、第1のスイッチ14を
開き、“適応禁止”を示す制御信号INHを出力し通話
状態とする。これにより、第2のスイッチ15は近端話
者信号S(n)を周波数重み付けフィルタ入力信号x
(n)として出力し、適応フィルタ10は適応動作を停
止し推定動作のみを行い、回り込み信号を疑似エコー信
号Yp (n)を用いて減算器11にて相殺する。適応フ
ィルタ10は、前記適応動作で周波数重み付けによる適
応動作を行っており周波数重み付けフィルタ13の阻止
域での回り込みが劣化しているので、近端話者信号S
(n)についても前記阻止域の信号を抑圧する。なお、
周波数重み付けフィルタ13は、回り込み経路の他に、
回線への送話経路にも入るが、音声帯域外の信号はもと
もと通話に寄与しない周波数帯であるから、回線への送
話経路に入っても何ら差し支えない。After completion of the adaptation operation, the first switch 14 is opened, and the control signal INH indicating "prohibition of adaptation" is output to bring the communication state. As a result, the second switch 15 outputs the near-end speaker signal S (n) to the frequency weighting filter input signal x.
(N), the adaptive filter 10 stops the adaptive operation, performs only the estimation operation, and cancels the wraparound signal by the subtractor 11 using the pseudo echo signal Yp (n). Since the adaptive filter 10 performs the adaptive operation by the frequency weighting in the adaptive operation and the wraparound in the stop band of the frequency weighting filter 13 is deteriorated, the near-end talker signal S
Also for (n), the signal in the stop band is suppressed. In addition,
The frequency weighting filter 13 has a wraparound path,
Although it can enter the transmission path to the line, since the signal outside the voice band originally has a frequency band that does not contribute to the call, there is no problem even if it enters the transmission path to the line.
【0022】以上、述べたように周波数重み付けフィル
タ13は、適応動作許可時には周波数重み付けを行い適
応フィルタ10のタップ数を低減する効果をもち、適応
動作禁止時には、周波数重み付けによる適応動作によっ
て回り込み消去性能が劣化した周波数帯での信号成分を
抑圧する効果をもつ。As described above, the frequency weighting filter 13 has an effect of reducing the number of taps of the adaptive filter 10 by performing the frequency weighting when the adaptive operation is permitted, and the wraparound elimination performance by the adaptive operation by the frequency weighting when the adaptive operation is prohibited. Has the effect of suppressing the signal component in the deteriorated frequency band.
【0023】以上の説明において、周波数重み付けフィ
ルタ13は音声帯域外の信号成分を抑圧するバンドパス
フィルタによって構成されるとしたが、音声帯域を通過
帯域とするハイパスフィルタあるいはローパスフィルタ
で構成しても良い。即ち、A/D変換器6、D/A変換
器9の高次フィルタのうち回り込み経路のインパルス応
答を最も長くする要因がハイパスフィルタである場合に
は、周波数重み付けフィルタ13をハイパスフィルタ
に、また回り込み経路のインパルス応答を最も長くする
要因がローパスフィルタである場合には、周波数重み付
けフィルタ13をローパスフィルタにしても周波数重み
付けによる効果がある。In the above description, the frequency weighting filter 13 is composed of a bandpass filter that suppresses signal components outside the voice band, but it may be composed of a highpass filter or a lowpass filter whose passband is the voice band. good. That is, when the factor that maximizes the impulse response of the sneak path is the high-pass filter among the high-order filters of the A / D converter 6 and the D / A converter 9, the frequency weighting filter 13 is used as the high-pass filter, and When the factor that maximizes the impulse response of the sneak path is the low-pass filter, the frequency weighting has an effect even if the frequency weighting filter 13 is a low-pass filter.
【0024】A/D変換器6、D/A変換器9の高次フ
ィルタの遮断周波数と周波数重み付けフィルタ13の遮
断周波数の関係について説明する。周波数重み付けフィ
ルタ13によるタップ数の低減効果を発揮するために
は、周波数重み付けフィルタ13の遮断周波数はA/D
変換器6、D/A変換器9の高次フィルタを縦続した特
性の遮断周波数に等しいかそれより音声帯域側(内側)
になければならない。これは、(5)式から明らかなよ
うに、A/D変換器6、D/A変換器9を縦続した特性
の阻止域で|W(Ω)|2 が0に近いとき重み付けによ
る効果があらわれるためである。The relationship between the cutoff frequencies of the high-order filters of the A / D converter 6 and the D / A converter 9 and the cutoff frequency of the frequency weighting filter 13 will be described. In order to exert the effect of reducing the number of taps by the frequency weighting filter 13, the cutoff frequency of the frequency weighting filter 13 is A / D.
It is equal to the cut-off frequency of the characteristic in which the high-order filters of the converter 6 and the D / A converter 9 are cascaded, or is on the voice band side (inside)
Must be in This is because, as is clear from the equation (5), when | W (Ω) | 2 is close to 0 in the stop band of the characteristic in which the A / D converter 6 and the D / A converter 9 are cascaded, the weighting effect is This is because it appears.
【0025】図3は図1において周波数重み付けフィル
タ13を削除した場合(従来技術)の適応フィルタ10
の適応動作後のタップ係数の値を、図4は図1において
周波数重み付けフィルタ13をハイパスフィルタとした
場合の適応フィルタ10の適応動作後のタップ係数の値
をそれぞれ示したものである。両図を比較すると、周波
数重み付けフィルタ13を用いた場合の方が、適応フィ
ルタ10のタップ長が少なくてすむことがわかる。FIG. 3 is an adaptive filter 10 in the case where the frequency weighting filter 13 is deleted from FIG. 1 (prior art).
4 shows the value of the tap coefficient after the adaptive operation of FIG. 4, and FIG. 4 shows the value of the tap coefficient after the adaptive operation of the adaptive filter 10 when the frequency weighting filter 13 is the high-pass filter in FIG. Comparing both figures, it can be seen that the tap length of the adaptive filter 10 is shorter when the frequency weighting filter 13 is used.
【0026】[0026]
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでは
なく、例えば次の変形が可能なものである。 (1) 実施例では適応フィルタ10における遅延素子
23がディジタルメモリによって構成されているが、ア
ナログの遅延素子で構成することができる。 (2) 適応フィルタ10における加算器25を複数個
設ける代りに、複数の乗算器24の出力を同時に加算す
る1つの加算器を設けることができる。 (3) 適応フィルタ10における乗算器24、加算器
25、タップ係数修正回路22及び第1図の減算器11
から選択された複数個又は全部の回路を共通のデータ処
理装置で構成することができる。MODIFICATION The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and the following modifications are possible. (1) In the embodiment, the delay element 23 in the adaptive filter 10 is composed of a digital memory, but it can be composed of an analog delay element. (2) Instead of providing a plurality of adders 25 in the adaptive filter 10, one adder that simultaneously adds the outputs of the plurality of multipliers 24 can be provided. (3) Multiplier 24, adder 25, tap coefficient correction circuit 22 and subtractor 11 of FIG. 1 in adaptive filter 10
A plurality of or all of the circuits selected from can be configured by a common data processing device.
【0027】[0027]
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よれば、エコーキャンセラに周波数重み付けフィルタを
新たに設けることでタップ長を低減でき、回路規模を小
さくできる。As is apparent from the above description, according to the present invention, the tap length can be reduced and the circuit scale can be reduced by newly providing the frequency weighting filter in the echo canceller.
【図1】本発明の一実施例に係わるエコーキャンセラを
備えた電話回線を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a telephone line equipped with an echo canceller according to an embodiment of the present invention.
【図2】図1の適応フィルタを機能的に示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram functionally showing the adaptive filter of FIG.
【図3】図1から周波数重み付けフィルタを除去した従
来回路における適応フィルタのタップ数と係数値を示す
図である。FIG. 3 is a diagram showing the number of taps and coefficient values of an adaptive filter in a conventional circuit in which the frequency weighting filter is removed from FIG.
【図4】周波数重み付けフィルタを設けた図1の回路に
おける適応フィルタのタップ数と係数値を示す図であ
る。4 is a diagram showing the number of taps and coefficient values of an adaptive filter in the circuit of FIG. 1 provided with a frequency weighting filter.
1 ハイブリッド回路 7 エコーキャンセラ 10 適応フィルタ 12 ホワイトノイズ発生器 13 周波数重み付けフィルタ 1 Hybrid Circuit 7 Echo Canceller 10 Adaptive Filter 12 White Noise Generator 13 Frequency Weighting Filter
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平1−280935(JP,A) 特開 昭63−248226(JP,A) 特開 平5−83036(JP,A) 特開 昭64−8755(JP,A) 特開 昭63−294020(JP,A) 特公 昭62−53974(JP,B2)Continuation of the front page (56) References JP-A 1-280935 (JP, A) JP-A 63-248226 (JP, A) JP-A 5-83036 (JP, A) JP-A 64-8755 (JP , A) JP-A-63-294020 (JP, A) JP-B-62-53974 (JP, B2)
Claims (2)
を作成し、受話信号から前記疑似回り込み信号を差し引
くことによって回り込み信号を消去するエコーキャンセ
ラにおいて、 ホワイトノイズを発生するためのホワイトノイズ発生手
段と、音声帯域外の周波数成分を抑圧するフィルタ手段
とを具備し、 前記フィルタ手段にて前記ホワイトノイズの音声帯域外
の周波数成分を抑圧した信号をトレーニング信号として
前記適応フィルタに供給して適応動作を行うことを特徴
とするエコ−キャンセラ。1. An echo canceller which creates a pseudo wraparound signal by an adaptive filter and eliminates the wraparound signal by subtracting the pseudo wraparound signal from a received signal, a white noise generating means for generating white noise, and a voice band. A filter means for suppressing an external frequency component, wherein the signal for suppressing a frequency component outside the voice band of the white noise by the filter means is supplied as a training signal to the adaptive filter to perform an adaptive operation. Characteristic eco-canceller.
ィルタ手段にて送話信号の音声帯域外の周波数成分を抑
圧することを特徴とする請求項1記載のエコーキャンセ
ラ。2. The echo canceller according to claim 1, further comprising, after the completion of the adaptive operation, suppressing the frequency component outside the voice band of the transmission signal by the filter means.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28054692A JPH07107971B2 (en) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | Eco-canceller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28054692A JPH07107971B2 (en) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | Eco-canceller |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06112770A JPH06112770A (en) | 1994-04-22 |
JPH07107971B2 true JPH07107971B2 (en) | 1995-11-15 |
Family
ID=17626572
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP28054692A Expired - Lifetime JPH07107971B2 (en) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | Eco-canceller |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07107971B2 (en) |
-
1992
- 1992-09-25 JP JP28054692A patent/JPH07107971B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06112770A (en) | 1994-04-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CA2162570C (en) | Echo canceler and echo path estimating method | |
JPH0748681B2 (en) | Echo canceller coefficient control method | |
US20020184013A1 (en) | Method of masking noise modulation and disturbing noise in voice communication | |
JPH0139257B2 (en) | ||
EP0116968B1 (en) | Adaptive echo canceller | |
CN1868137B (en) | Echo canceler | |
JPH08502869A (en) | Device and method for controlling an echo canceller | |
JPH07107971B2 (en) | Eco-canceller | |
GB2342549A (en) | Sub-band echo cancellation | |
JP3386327B2 (en) | Echo canceller | |
JPH05158494A (en) | Noise reducer | |
JP2841950B2 (en) | Echo canceller | |
JPH04290320A (en) | Echo canceller | |
JP2615795B2 (en) | Adaptive echo canceller | |
JP3419130B2 (en) | Echo canceller device | |
JP4062050B2 (en) | Data communication device | |
JP2841952B2 (en) | Echo cancellation device | |
JP2002232329A (en) | Echo canceller | |
JPH09275367A (en) | Echo canceller | |
JP2725268B2 (en) | Echo canceller for two-wire subscriber line bidirectional transmission | |
JPS6251528B2 (en) | ||
US20020150235A1 (en) | Echo cancellation through auxiliary-vector filtering | |
JPH10257584A (en) | Echo canceller | |
JPH03171835A (en) | Digital subscriber line transmitter | |
JPH02298124A (en) | Echo canceller circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 12 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 13 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081115 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 14 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091115 Year of fee payment: 14 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101115 Year of fee payment: 15 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111115 Year of fee payment: 16 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 16 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 17 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121115 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |