JPH07107971B2 - Eco-canceller - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、電話回線における２線
４線変換のためのハイブリッド回路に基づいて生じる回
り込みを消去するエコーキャンセラに関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an echo canceller for canceling wraparound generated based on a hybrid circuit for 2-line to 4-line conversion in a telephone line.

【０００２】[0002]

【従来の技術】電話回線における２線回線と４線回線と
の間に接続されている２線４線変換を行うためのハイブ
リッド回路と回線とのインピーダンス不整合により送話
信号の一部が受信側に回り込む。この回り込みを消去す
ることによって通話品質の改善をはかるためにエコーキ
ャンセラを使用することが知られている。エコーキャン
セラは、周知のように、回り込み経路の特性を同定し、
この特性と送話信号から回り込み信号の推定信号である
疑似回り込み信号を生成し、受話信号から疑似回り込み
信号を差し引くように構成されている。即ちエコーキャ
ンセラはタップ係数可変型のトランサバーサル・フィル
タ（適応フィルタ）によって構成され、回り込み経路の
特性を同定する際には適応フィルタの特性が回り込み経
路の特性と等しくなるようにタップ係数を修正する。ま
た、この適応フィルタに送話信号を通すことで疑似回り
込み信号を生成する。従って、適応フィルタのタップ係
数の値は回り込み経路のインパルス応答に相当する。2. Description of the Related Art A part of a transmission signal is received due to impedance mismatch between a line and a hybrid circuit connected between a two-line and a four-line in a telephone line for performing a two-line to four-line conversion. Wrap around. It is known to use an echo canceller to improve speech quality by eliminating this wraparound. As is well known, the echo canceller identifies the characteristics of the sneak path,
A pseudo rounding signal, which is an estimated signal of the rounding signal, is generated from this characteristic and the transmission signal, and the pseudo rounding signal is subtracted from the reception signal. That is, the echo canceller is composed of a trans-taversal filter (adaptive filter) with a variable tap coefficient, and when identifying the characteristic of the sneak path, the tap coefficient is modified so that the characteristic of the adaptive filter becomes equal to the characteristic of the sneak path. . Also, a pseudo wraparound signal is generated by passing the transmission signal through this adaptive filter. Therefore, the value of the tap coefficient of the adaptive filter corresponds to the impulse response of the sneak path.

【０００３】また、前記同定を行う方法として、通話開
始初期に行うプリセット方式がしばしば用いられる。こ
の方式は通話を開始する前にトレーニング期間を設け、
この期間にトレーニング信号をハイブリッド回路の４線
入力端から送出し、その４線出力端に現れるトレーニン
グ信号の回り込み量を監視し、前記適応フィルタのタッ
プ係数を最適化する。このトレーニングが終了後、タッ
プ係数を保持し以後通話が可能となる。なお、トレーニ
ング期間をできるだけ短くするためには、自己相関の少
ないホワイトノイズ等の信号をトレーニング信号として
用いる。Further, as a method of performing the identification, a preset method performed at the beginning of a call is often used. This method provides a training period before starting a call,
During this period, the training signal is sent from the 4-wire input end of the hybrid circuit, the wraparound amount of the training signal appearing at the 4-wire output end is monitored, and the tap coefficient of the adaptive filter is optimized. After this training is completed, the tap coefficient is held and the call can be made thereafter. In order to shorten the training period as much as possible, a signal such as white noise having little autocorrelation is used as the training signal.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】エコーキャンセラはデ
ィジタル信号処理（四則演算などの数値演算処理）で行
う必要があり、その入出力信号はディジタル信号（例え
ばＰＣＭ信号）でなければならない。従って、ハイブリ
ッド回路の４線部分とのインタフェースにはＡ／Ｄ変換
器、Ｄ／Ａ変換器を要し、ディジタル信号である送話信
号はＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換してハイブリッ
ド回路の４線入力端に出力し、ハイブリッド回路の４線
出力端からの信号はＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変
換して受話信号とする。The echo canceller must be performed by digital signal processing (numerical operation processing such as four arithmetic operations), and its input / output signal must be a digital signal (for example, PCM signal). Therefore, an A / D converter and a D / A converter are required for the interface with the 4-wire portion of the hybrid circuit, and the transmission signal, which is a digital signal, is converted into an analog signal by the D / A converter and the hybrid circuit is converted. Is output to the 4-wire input terminal of the hybrid circuit, and the signal from the 4-wire output terminal of the hybrid circuit is converted into a digital signal by the A / D converter to be a reception signal.

【０００５】このような構成では、回り込み経路の特性
は、Ａ／Ｄ変換器、ハイブリッド回路、Ｄ／Ａ変換器の
縦続接続したものの特性となり、エコーキャンセラはこ
の特性即ちインパルス応答を推定することになる。In such a configuration, the characteristic of the sneak path becomes the characteristic of the A / D converter, the hybrid circuit, and the D / A converter that are connected in series, and the echo canceller estimates this characteristic, that is, the impulse response. Become.

【０００６】Ａ／Ｄ変換器は折り返しを防ぐための急峻
な遮断特性をもつローパスフィルタ、電話回線に混入す
るハム（商用電源からのノイズ）を除去するための急峻
な遮断特性をもつハイパスフィルタを内蔵しており、Ｄ
／Ａ変換器では不要帯域を除去するための急峻な遮断特
性をもつローパスフィルタを内蔵している。このよう
に、回り込み経路に介在している急峻な遮断特性をもつ
フィルタは一般にそのインパルス応答が非常に長い。こ
のため、エコーキャンセラの適応フィルタで予め用意す
べきタップ数は、ハイブリッド回路のインパルス応答の
長さよりも、むしろＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器に内蔵
されたフィルタのインパルス応答の長さによって決ま
る。この結果、エコーキャンセラの適応フィルタのタッ
プ数を長くしなければならないので、エコーキャンセラ
をハードウェアで構成した場合には回路規模が大きくな
り、また、エコーキャンセラをディジタルシグナルプロ
セッサで構成した場合には、処理量およびメモリが増え
るといった問題があった。The A / D converter includes a low-pass filter having a sharp cutoff characteristic for preventing aliasing, and a high-pass filter having a sharp cutoff characteristic for removing hum (noise from a commercial power source) mixed in a telephone line. Built-in, D
The / A converter has a built-in low-pass filter having a sharp cutoff characteristic for removing an unnecessary band. As described above, a filter having a steep cutoff characteristic interposed in the sneak path generally has a very long impulse response. Therefore, the number of taps to be prepared in advance in the adaptive filter of the echo canceller is not the length of the impulse response of the hybrid circuit, but rather the length of the impulse response of the filter built in the A / D converter and the D / A converter. Depends on As a result, since the number of taps of the adaptive filter of the echo canceller must be increased, the circuit scale becomes large when the echo canceller is configured by hardware, and when the echo canceller is configured by a digital signal processor. However, there was a problem that the processing amount and the memory increased.

【０００７】そこで、本発明の目的は適応フィルタのタ
ップ数を低減することができるエコーキャンセラを提供
することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide an echo canceller capable of reducing the number of taps of an adaptive filter.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、適応フィルタによって疑似回り込み信号を
作成し、受話信号から前記疑似回り込み信号を差し引く
ことによって回り込み信号を消去するエコーキャンセラ
において、ホワイトノイズを発生するためのホワイトノ
イズ発生手段と、音声帯域外の周波数成分を抑圧するフ
ィルタ手段とを具備し、前記フィルタ手段にて前記ホワ
イトノイズの音声帯域外の周波数成分を抑圧した信号を
トレーニング信号として前記適応フィルタに供給して適
応動作を行うことを特徴とするエコ−キャンセラに係わ
るものである。なお、請求項２に示すように更に、前記
適応動作の完了後に、前記フィルタ手段にて送話信号の
音声帯域外の周波数成分を抑圧することが望ましい。The present invention for achieving the above object provides an echo canceller for creating a pseudo wraparound signal by an adaptive filter and canceling the wraparound signal by subtracting the pseudo wraparound signal from a received signal, A white noise generating means for generating white noise and a filter means for suppressing frequency components outside the voice band are provided, and a signal in which the frequency component of the white noise outside the voice band is suppressed is trained. The present invention relates to an eco-canceller characterized by supplying a signal to the adaptive filter to perform an adaptive operation. Further, as described in claim 2, it is desirable that after the adaptation operation is completed, the filter means suppress the frequency component outside the voice band of the transmission signal.

【０００９】[0009]

【作用】本発明における音声帯域外の周波数成分を抑圧
するフィルタ手段は、例えば実施例の周波数重み付けフ
ィルタ１３であり、音声帯域（例えば３００Hz〜３４０
０Hz）を通過帯域とする。ホワイトノイズ発生手段は、
ディジタル又はアナログのホワイトノイズ（白色雑音）
を発生する。ホワイトノイズ発生手段がディジタルのホ
ワイトノイズを発生する場合には、フィルタ手段をディ
ジタルの周波数重み付けフィルタとすることが望まし
い。適応フィルタはフィルタ手段で周波数帯域が抑制さ
れた信号をトレーニング信号として適応動作を行う。ま
た、請求項２に示すよう送話信号もフィルタ手段を通し
て適応フィルタに入力させる。これにより、適応フィル
タは音声帯域のみで適応動作をすればよいことになり、
タップ数を低減させることが可能になる。The filter means for suppressing the frequency component outside the voice band in the present invention is, for example, the frequency weighting filter 13 of the embodiment, and is in the voice band (for example, 300 Hz to 340).
0 Hz) is the pass band. The white noise generator is
Digital or analog white noise (white noise)
To occur. When the white noise generating means generates digital white noise, it is desirable that the filter means be a digital frequency weighting filter. The adaptive filter performs an adaptive operation using a signal whose frequency band is suppressed by the filter means as a training signal. Further, as described in claim 2, the transmission signal is also input to the adaptive filter through the filter means. As a result, the adaptive filter only needs to perform the adaptive operation in the voice band,
It is possible to reduce the number of taps.

【００１０】[0010]

【実施例】本発明の一実施例に係わるエコーキャンセラ
を含む電話回線を図１及び図２を参照して説明する。図
１において、ハイブリッド回路（ＨＹＢ）１は２線４線
変換のために２線回線２と４線回線の受信線３及び送信
線４に接続されている。受信線３と受話信号出力端子５
との間にはＡ／Ｄ変換器（アナログ・ディジタル変換
器）６とエコーキャンセラ７とが接続されている。送話
信号入力端子８とハイブリッド回路１との間にはエコー
キャンセラ７を介してＤ／Ａ変換器（ディジタル・アナ
ログ変換器）９が接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A telephone line including an echo canceller according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, a hybrid circuit (HYB) 1 is connected to a receiving line 3 and a transmitting line 4 of a 2-wire line 2 and a 4-wire line for 2-wire to 4-wire conversion. Reception line 3 and reception signal output terminal 5
An A / D converter (analog / digital converter) 6 and an echo canceller 7 are connected between and. A D / A converter (digital / analog converter) 9 is connected between the transmission signal input terminal 8 and the hybrid circuit 1 via an echo canceller 7.

【００１１】エコーキャンセラ７は、適応フィルタ１０
と、減算器１１と、ホワイトノイズ発生器１２と、周波
数重み付けフィルタ１３と、第１及び第２のスイッチ１
４、１５とから成る。減算器１１はＡ／Ｄ変換器６の出
力ラインと適応フィルタ１０の出力ラインに接続され、
Ａ／Ｄ変換器６から送出されるディジタルの受話信号Ｙ
（ｎ）から適応フィルタ１０から送出されるディジタル
の疑似エコー信号Ｙp（ｎ）を減算してエコー残差信号
Ｅ（ｎ）を得、これをエコーキャンセル後の受話信号
（遠端話者信号）Ｒ（ｎ）として出力端子５に送る。ホ
ワイトノイズ発生器１２はディジタル形式でホワイトノ
イズデータを発生するものであり、第２のスイッチ１５
の接点ａを介してディジタル形式の周波数重み付けフィ
ルタ１３に接続されている。周波数重み付けフィルタ１
３の入力端子は第２のスイッチ１５の接点ｂを介して送
信入力端子８に接続されている。周波数重み付けフィル
タ１３の出力端子は適応フィルタ１０及びＤ／Ａ変換器
９に接続されている。第１のスイッチ１４の一端はグラ
ンドに接続され、他端は適応フィルタ１０とスイッチ１
５に接続されている。第１及び第２のスイッチ１４、１
５は図示を簡単にするために機械的スイッチとして示さ
れているが、実際には電子スイッチから成る。The echo canceller 7 includes an adaptive filter 10
, The subtractor 11, the white noise generator 12, the frequency weighting filter 13, and the first and second switches 1
It consists of 4 and 15. The subtractor 11 is connected to the output line of the A / D converter 6 and the output line of the adaptive filter 10,
Digital reception signal Y transmitted from A / D converter 6
The digital pseudo echo signal Yp (n) sent from the adaptive filter 10 is subtracted from (n) to obtain an echo residual signal E (n), which is echo-cancelled reception signal (far-end speaker signal). It is sent to the output terminal 5 as R (n). The white noise generator 12 generates white noise data in a digital format, and the second switch 15
It is connected to the digital frequency weighting filter 13 via the contact point a. Frequency weighting filter 1
The input terminal 3 is connected to the transmission input terminal 8 via the contact b of the second switch 15. The output terminal of the frequency weighting filter 13 is connected to the adaptive filter 10 and the D / A converter 9. One end of the first switch 14 is connected to the ground, and the other end is connected to the adaptive filter 10 and the switch 1.
Connected to 5. First and second switches 14, 1
Although 5 is shown as a mechanical switch for simplicity of illustration, it actually consists of an electronic switch.

【００１２】次に、図１の回路の動作を説明する。Ａ／
Ｄ変換器６は、ハイブリッド回路１から得られた受話信
号としてのアナログ信号Ｙa （ｔ）をディジタル信号に
変換し、一定のサンプリング周期を有して受話信号Ｙ
（ｎ）を出力する。Ｄ／Ａ変換器９は、一定のサンプリ
ング周期を有するディジタル信号である送話信号Ｕ
（ｎ）をアナログ信号Ｕa （ｔ）に変換して出力する。
ハイブリッド回路１は、２線４線変換を行う。ただし、
回線とのインピーダンス整合が完全にとれないので、受
話信号Ｙ（ｎ）には、送話信号Ｕ（ｎ）の回り込み成分
も含まれる。第１のスイッチ１４はエコーキャンセラの
動作状態を制御するもので、閉じた状態で適応許可を示
す制御信号ＩＮＨを出力し、適応フィルタ１０を適応動
作させ、開いた状態で適応禁止を示す制御信号ＩＮＴを
出力して適応フィルタ１０の適応動作を停止させ、推定
動作のみを行わせる。適応フィルタ１０は、送話信号Ｕ
（ｎ）を入力とし、受話信号Ｙ（ｎ）に含まれる回り込
み成分を推定し、この推定値を疑似エコー信号Ｙp
（ｎ）として出力するフィルタ動作と、スイッチ１４の
閉成による適応許可信号、送話信号Ｕ（ｎ）、エコー残
差信号Ｅ（ｎ）を入力とし疑似エコー信号Ｙp （ｎ）が
回り込み成分に近づくようにフィルタ係数を最適化する
適応動作とを行う。第１のスイッチ１４をオンにして適
応許可動作させる時間長は適当に決定される。減算器１
１は、受話信号Ｙ（ｎ）から疑似エコー信号Ｙp（ｎ）
を減算し、エコー残差信号Ｅ（ｎ）を出力する。従っ
て、エコー残差信号Ｅ（ｎ）においては、回線からの受
話信号（遠端話者信号）成分はそのまま保存され、一方
回り込み成分は消去される。ホワイトノイズ発生器１２
は、分散σN2の無相関な信号をホワイトノイズＮ（ｎ）
として出力する。ホワイトノイズ発生器１２はディジタ
ルデイザ発生器であって、例えばＲＯＭに予め分散σN2
の無相関な信号を蓄えておき、これを逐次読み出すこと
で実現される。第２のスイッチ１５は第１のスイッチ１
４によって制御され、第１のスイッチ１４から発生する
適応許可を示す信号に応答して接点ａがオンになり、ホ
ワイトノイズＮ（ｎ）を周波数重み付けフィルタ１３の
入力信号ｘ（ｎ）として出力する。第１のスイッチ１４
のオフ時の適応禁止時には第２のスイッチ１５の接点ｂ
がオンになり、近端話者信号Ｓ（ｎ）を周波数重み付け
フィルタ１３の入力信号ｘ（ｎ）として出力する。周波
数重み付けフィルタ１３はバンドパスフィルタで構成さ
れ、周波数重み付けフィルタ入力信号ｘ（ｎ）を入力と
し、周波数重み付けフィルタ入力信号ｘ（ｎ）における
音声帯域（通話に寄与する周波数帯で電話の場合３００
Hz〜３．４kHz ）は通過させ、音声帯域外の信号を抑圧
し送話信号Ｕ（ｎ）に出力する。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be described. A /
The D converter 6 converts the analog signal Ya (t), which is the received signal obtained from the hybrid circuit 1, into a digital signal and has a fixed sampling period to receive the received signal Y.
(N) is output. The D / A converter 9 transmits the transmission signal U which is a digital signal having a constant sampling period.
(N) is converted into an analog signal Ua (t) and output.
The hybrid circuit 1 performs 2-line to 4-line conversion. However,
Since impedance matching with the line cannot be perfectly obtained, the reception signal Y (n) also includes the wraparound component of the transmission signal U (n). The first switch 14 controls the operation state of the echo canceller, outputs a control signal INH indicating adaptive permission in the closed state, adaptively operates the adaptive filter 10, and a control signal indicating prohibition in the open state. By outputting INT, the adaptive operation of the adaptive filter 10 is stopped, and only the estimation operation is performed. The adaptive filter 10 transmits the transmission signal U
(N) is input, the wraparound component included in the reception signal Y (n) is estimated, and this estimated value is used as the pseudo echo signal Yp.
The filter operation output as (n), the adaptive permission signal by closing the switch 14, the transmission signal U (n), and the echo residual signal E (n) are input, and the pseudo echo signal Yp (n) becomes a wraparound component. And an adaptive operation for optimizing the filter coefficient so as to approach. The length of time for which the first switch 14 is turned on and the adaptive permission operation is performed is appropriately determined. Subtractor 1
1 is a pseudo echo signal Yp (n) from the received signal Y (n)
Is subtracted, and the echo residual signal E (n) is output. Therefore, in the echo residual signal E (n), the reception signal (far-end talker signal) component from the line is preserved as it is, while the wraparound component is eliminated. White noise generator 12
Is the white noise N (n) for the uncorrelated signal with variance σN2.
Output as. The white noise generator 12 is a digital dither generator, and is distributed in advance in, for example, a ROM.
It is realized by storing the uncorrelated signals of, and sequentially reading them. The second switch 15 is the first switch 1
4, the contact a is turned on in response to the signal indicating the adaptation permission generated from the first switch 14, and the white noise N (n) is output as the input signal x (n) of the frequency weighting filter 13. . First switch 14
Contact b of the second switch 15 when the adaptation is prohibited when the switch is off
Is turned on, and the near-end speaker signal S (n) is output as the input signal x (n) of the frequency weighting filter 13. The frequency weighting filter 13 is composed of a bandpass filter, receives the frequency weighting filter input signal x (n) as an input, and has a voice band in the frequency weighting filter input signal x (n).
(Hz to 3.4 kHz) is passed and signals outside the voice band are suppressed and output as the transmission signal U (n).

【００１３】図２は、適応フィルタ１０の一構成例とし
て、学習同定法に基づく構成を機能的に示す。図２にお
いて、適応フィルタ１０はフィルタ動作を行うＦＩＲ
（有限長インパルス応答）フィルタ回路２１と適応動作
を行うタップ係数修正回路２２によって構成される。Ｆ
ＩＲフィルタ回路２１は縦続接続された複数の遅延素子
２３、複数の乗算器２４、複数の加算器２５で構成され
ている。なお、遅延素子２３は単位遅延時間Ｔを表すＺ
-1で示されている。疑似エコー信号Ｙp （ｎ）は、次式
で示される畳み込み演算を行った出力である。FIG. 2 functionally shows a configuration based on the learning identification method as an example of the configuration of the adaptive filter 10. In FIG. 2, the adaptive filter 10 is a FIR that performs a filtering operation.
(Finite length impulse response) It is composed of a filter circuit 21 and a tap coefficient correction circuit 22 that performs an adaptive operation. F
The IR filter circuit 21 is composed of a plurality of delay elements 23, a plurality of multipliers 24, and a plurality of adders 25 that are connected in cascade. The delay element 23 is a Z that represents the unit delay time T.
-1. The pseudo echo signal Yp (n) is an output obtained by performing a convolution operation represented by the following equation.

【００１４】[0014]

【数１】 [Equation 1]

【００１５】前記（１）式において、ｎは単位遅延時間
Ｔを信号のサンプル間隔とすると時間ｎＴを表し、ｋは
同じく時間ｋＴを表し、ｈk （ｎ）は時刻ｎＴにおいて
ｋＴ時間遅延した信号に乗ずべき係数であり、ＦＩＲフ
ィルタのタップ係数を表し、ＮはＦＩＲフィルタのタッ
プ数を表す。なお、ｈk （ｎ）の値は、Ｄ／Ａ変換器
９、ハイブリッド回路１、Ａ／Ｄ変換器６の縦続接続で
構成される回り込み経路のインパルス応答の時刻ｋＴの
推定値に相当する。タップ係数修正回路２２は演算回路
で構成され、制御信号ＩＮＨが“適応禁止”のときは、
適応動作を停止させるために、タップ係数の修正を行わ
ずに次式に示す係数を出力する。 ｈk （ｎ＋１）＝ｈk （ｎ） （ｋ＝０〜Ｎ−１） (2) 制御信号ＩＮＨが“適応許可”のときは適応動作を行
い、エコー残差信号Ｅ（ｎ）の２乗平均値が小さくなる
ようにタップ係数の修正を次式に従って行う。 ｈk （ｎ＋１）＝ｈk （ｎ）＋μ［Ｕ（ｎ−ｋ）／Ｎ・σN2］Ｅ（ｎ） (3) ただし、ｋ＝０〜Ｎ−１、０＜μ＜２であり、μは修正
係数、σN2はホワイトノイズＮ（ｎ）の分散を表す。
（３）式の右辺第２項はタップ係数の修正量を表し、Ｎ
・σN2で送話信号Ｕ（ｎ−ｋ）を正規化し残差信号Ｅ
（ｎ）に比例させる。In the equation (1), n represents time nT, where unit delay time T is a signal sampling interval, k also represents time kT, and hk (n) represents a signal delayed by kT time at time nT. It is a coefficient to be multiplied and represents a tap coefficient of the FIR filter, and N represents the number of taps of the FIR filter. The value of hk (n) corresponds to the estimated value of the time kT of the impulse response of the sneak path formed by the cascade connection of the D / A converter 9, the hybrid circuit 1, and the A / D converter 6. The tap coefficient correction circuit 22 is composed of an arithmetic circuit, and when the control signal INH is “adaptation prohibited”,
In order to stop the adaptive operation, the coefficient shown in the following equation is output without modifying the tap coefficient. hk (n + 1) = hk (n) (k = 0 to N-1) (2) When the control signal INH is "adaptation allowed", the adaptive operation is performed and the root mean square value of the echo residual signal E (n). The tap coefficient is corrected according to the following equation so that becomes smaller. hk (n + 1) = hk (n) + μ [U (n−k) / N · σN2] E (n) (3) where k = 0 to N−1, 0 <μ <2, and μ is modified The coefficient, σN2, represents the variance of the white noise N (n).
The second term on the right side of the equation (3) represents the correction amount of the tap coefficient, and N
・ The residual signal E is obtained by normalizing the transmission signal U (nk) with σN2.
Proportional to (n).

【００１６】以上のように構成されたエコーキャンセラ
の動作を説明する。まず、エコーキャンセラにトレーニ
ングを行わせるため、第１のスイッチ１４を閉じ“適応
許可”を示す制御信号ＩＮＨを出力する。これにより、
第２のスイッチ１５はホワイトノイズＮ（ｎ）をフィル
タ入力信号ｘ（ｎ）として出力する。周波数重み付けフ
ィルタ１３では、周波数重み付けフィルタ入力信号ｘ
（ｎ）に含まれる音声帯域外の信号成分を抑圧（周波数
重み付け）し、送話信号Ｕ（ｎ）を出力する。適応フィ
ルタ１０は、エコー残差信号Ｅ（ｎ）の２乗平均値が最
小となるようにタップ係数を修正する。このとき、エコ
ー算差信号Ｅ（ｎ）の２乗平均値εは、次式で示すこと
ができる。The operation of the echo canceller configured as described above will be described. First, in order to cause the echo canceller to perform training, the first switch 14 is closed and the control signal INH indicating “adaptation permitted” is output. This allows
The second switch 15 outputs the white noise N (n) as the filter input signal x (n). In the frequency weighting filter 13, the frequency weighting filter input signal x
The signal component outside the voice band included in (n) is suppressed (frequency weighted), and the transmission signal U (n) is output. The adaptive filter 10 corrects the tap coefficient so that the root mean square value of the echo residual signal E (n) is minimized. At this time, the mean square value ε of the echo difference signal E (n) can be expressed by the following equation.

【００１７】[0017]

【数２】 [Equation 2]

【００１８】ただし、Ωは周波数をｆとするとΩ＝２π
ｆＴを表し、Ｈd （Ω）はＤ／Ａ変換器９、ハイブリッ
ド回路１、Ａ／Ｄ変換器６の縦続接続で構成される回り
込み経路の周波数応答を表し、Ｈ（Ω）は適応フィルタ
の周波数応答を表し、Ｗ（Ω）は周波数重み付けフィル
タ１３の周波数応答を表し、｜Ｘ（Ω）｜2 はホワイト
ノイズの電力スペクトルを表し｜Ｘ（Ω）｜2 ＝σN2で
ある。（４）式を書き直すと次式になる。However, Ω is Ω = 2π, where f is the frequency.
fT, Hd (Ω) represents the frequency response of the sneak path formed by the cascade connection of the D / A converter 9, the hybrid circuit 1, and the A / D converter 6, and H (Ω) is the frequency of the adaptive filter. Represents the response, W (Ω) represents the frequency response of the frequency weighting filter 13, | X (Ω) | 2 represents the power spectrum of white noise, and | X (Ω) | 2 = σN2. Rewriting equation (4) gives the following equation.

【００１９】[0019]

【数３】 [Equation 3]

【００２０】ここで、Ｗ（Ω）は音声帯域外成分を抑圧
するフィルタであるから、｜Ｗ（Ω）｜2 は音声帯域に
おいては１、音声帯域外においては１より十分小さい値
である。従って、エコー残差信号Ｅ（ｎ）の２乗平均値
εは、Ωが音声帯域のときの｜Ｈd （Ω）−Ｈ（Ω）｜
2 の値によって大きく支配される。このように、Ｗ
（Ω）で音声帯域に重みを付けることにより、適応フィ
ルタ１０は音声帯域において望みの応答Ｈd （Ω）にあ
うようにタップ係数を修正し、Ａ／Ｄ変換器６及びＤ／
Ａ変換器９の高次フィルタの急峻な遮断特性に対しては
適応しない。従って、適応フィルタ１０はハイブリッド
１の回り込みのインパルス応答を主に推定することにな
るので、適応フィルタ１０のタップ長を低減することが
できる。Since W (Ω) is a filter for suppressing the components outside the voice band, | W (Ω) | 2 is 1 in the voice band and is sufficiently smaller than 1 outside the voice band. Therefore, the root mean square value ε of the echo residual signal E (n) is | Hd (Ω) −H (Ω) | when Ω is in the voice band.
It is largely dominated by the value of 2. Thus, W
By weighting the voice band with (Ω), the adaptive filter 10 modifies the tap coefficient so as to match the desired response Hd (Ω) in the voice band, and the A / D converter 6 and D /
It does not apply to the steep cutoff characteristic of the high-order filter of the A converter 9. Therefore, since the adaptive filter 10 mainly estimates the wraparound impulse response of the hybrid 1, the tap length of the adaptive filter 10 can be reduced.

【００２１】適応動作の終了後、第１のスイッチ１４を
開き、“適応禁止”を示す制御信号ＩＮＨを出力し通話
状態とする。これにより、第２のスイッチ１５は近端話
者信号Ｓ（ｎ）を周波数重み付けフィルタ入力信号ｘ
（ｎ）として出力し、適応フィルタ１０は適応動作を停
止し推定動作のみを行い、回り込み信号を疑似エコー信
号Ｙp （ｎ）を用いて減算器１１にて相殺する。適応フ
ィルタ１０は、前記適応動作で周波数重み付けによる適
応動作を行っており周波数重み付けフィルタ１３の阻止
域での回り込みが劣化しているので、近端話者信号Ｓ
（ｎ）についても前記阻止域の信号を抑圧する。なお、
周波数重み付けフィルタ１３は、回り込み経路の他に、
回線への送話経路にも入るが、音声帯域外の信号はもと
もと通話に寄与しない周波数帯であるから、回線への送
話経路に入っても何ら差し支えない。After completion of the adaptation operation, the first switch 14 is opened, and the control signal INH indicating "prohibition of adaptation" is output to bring the communication state. As a result, the second switch 15 outputs the near-end speaker signal S (n) to the frequency weighting filter input signal x.
(N), the adaptive filter 10 stops the adaptive operation, performs only the estimation operation, and cancels the wraparound signal by the subtractor 11 using the pseudo echo signal Yp (n). Since the adaptive filter 10 performs the adaptive operation by the frequency weighting in the adaptive operation and the wraparound in the stop band of the frequency weighting filter 13 is deteriorated, the near-end talker signal S
Also for (n), the signal in the stop band is suppressed. In addition,
The frequency weighting filter 13 has a wraparound path,
Although it can enter the transmission path to the line, since the signal outside the voice band originally has a frequency band that does not contribute to the call, there is no problem even if it enters the transmission path to the line.

【００２２】以上、述べたように周波数重み付けフィル
タ１３は、適応動作許可時には周波数重み付けを行い適
応フィルタ１０のタップ数を低減する効果をもち、適応
動作禁止時には、周波数重み付けによる適応動作によっ
て回り込み消去性能が劣化した周波数帯での信号成分を
抑圧する効果をもつ。As described above, the frequency weighting filter 13 has an effect of reducing the number of taps of the adaptive filter 10 by performing the frequency weighting when the adaptive operation is permitted, and the wraparound elimination performance by the adaptive operation by the frequency weighting when the adaptive operation is prohibited. Has the effect of suppressing the signal component in the deteriorated frequency band.

【００２３】以上の説明において、周波数重み付けフィ
ルタ１３は音声帯域外の信号成分を抑圧するバンドパス
フィルタによって構成されるとしたが、音声帯域を通過
帯域とするハイパスフィルタあるいはローパスフィルタ
で構成しても良い。即ち、Ａ／Ｄ変換器６、Ｄ／Ａ変換
器９の高次フィルタのうち回り込み経路のインパルス応
答を最も長くする要因がハイパスフィルタである場合に
は、周波数重み付けフィルタ１３をハイパスフィルタ
に、また回り込み経路のインパルス応答を最も長くする
要因がローパスフィルタである場合には、周波数重み付
けフィルタ１３をローパスフィルタにしても周波数重み
付けによる効果がある。In the above description, the frequency weighting filter 13 is composed of a bandpass filter that suppresses signal components outside the voice band, but it may be composed of a highpass filter or a lowpass filter whose passband is the voice band. good. That is, when the factor that maximizes the impulse response of the sneak path is the high-pass filter among the high-order filters of the A / D converter 6 and the D / A converter 9, the frequency weighting filter 13 is used as the high-pass filter, and When the factor that maximizes the impulse response of the sneak path is the low-pass filter, the frequency weighting has an effect even if the frequency weighting filter 13 is a low-pass filter.

【００２４】Ａ／Ｄ変換器６、Ｄ／Ａ変換器９の高次フ
ィルタの遮断周波数と周波数重み付けフィルタ１３の遮
断周波数の関係について説明する。周波数重み付けフィ
ルタ１３によるタップ数の低減効果を発揮するために
は、周波数重み付けフィルタ１３の遮断周波数はＡ／Ｄ
変換器６、Ｄ／Ａ変換器９の高次フィルタを縦続した特
性の遮断周波数に等しいかそれより音声帯域側（内側）
になければならない。これは、（５）式から明らかなよ
うに、Ａ／Ｄ変換器６、Ｄ／Ａ変換器９を縦続した特性
の阻止域で｜Ｗ（Ω）｜2 が０に近いとき重み付けによ
る効果があらわれるためである。The relationship between the cutoff frequencies of the high-order filters of the A / D converter 6 and the D / A converter 9 and the cutoff frequency of the frequency weighting filter 13 will be described. In order to exert the effect of reducing the number of taps by the frequency weighting filter 13, the cutoff frequency of the frequency weighting filter 13 is A / D.
It is equal to the cut-off frequency of the characteristic in which the high-order filters of the converter 6 and the D / A converter 9 are cascaded, or is on the voice band side (inside)
Must be in This is because, as is clear from the equation (5), when | W (Ω) | 2 is close to 0 in the stop band of the characteristic in which the A / D converter 6 and the D / A converter 9 are cascaded, the weighting effect is This is because it appears.

【００２５】図３は図１において周波数重み付けフィル
タ１３を削除した場合（従来技術）の適応フィルタ１０
の適応動作後のタップ係数の値を、図４は図１において
周波数重み付けフィルタ１３をハイパスフィルタとした
場合の適応フィルタ１０の適応動作後のタップ係数の値
をそれぞれ示したものである。両図を比較すると、周波
数重み付けフィルタ１３を用いた場合の方が、適応フィ
ルタ１０のタップ長が少なくてすむことがわかる。FIG. 3 is an adaptive filter 10 in the case where the frequency weighting filter 13 is deleted from FIG. 1 (prior art).
4 shows the value of the tap coefficient after the adaptive operation of FIG. 4, and FIG. 4 shows the value of the tap coefficient after the adaptive operation of the adaptive filter 10 when the frequency weighting filter 13 is the high-pass filter in FIG. Comparing both figures, it can be seen that the tap length of the adaptive filter 10 is shorter when the frequency weighting filter 13 is used.

【００２６】[0026]

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでは
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 実施例では適応フィルタ１０における遅延素子
２３がディジタルメモリによって構成されているが、ア
ナログの遅延素子で構成することができる。 （２） 適応フィルタ１０における加算器２５を複数個
設ける代りに、複数の乗算器２４の出力を同時に加算す
る１つの加算器を設けることができる。 （３） 適応フィルタ１０における乗算器２４、加算器
２５、タップ係数修正回路２２及び第１図の減算器１１
から選択された複数個又は全部の回路を共通のデータ処
理装置で構成することができる。MODIFICATION The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and the following modifications are possible. (1) In the embodiment, the delay element 23 in the adaptive filter 10 is composed of a digital memory, but it can be composed of an analog delay element. (2) Instead of providing a plurality of adders 25 in the adaptive filter 10, one adder that simultaneously adds the outputs of the plurality of multipliers 24 can be provided. (3) Multiplier 24, adder 25, tap coefficient correction circuit 22 and subtractor 11 of FIG. 1 in adaptive filter 10
A plurality of or all of the circuits selected from can be configured by a common data processing device.

【００２７】[0027]

【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よれば、エコーキャンセラに周波数重み付けフィルタを
新たに設けることでタップ長を低減でき、回路規模を小
さくできる。As is apparent from the above description, according to the present invention, the tap length can be reduced and the circuit scale can be reduced by newly providing the frequency weighting filter in the echo canceller.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例に係わるエコーキャンセラを
備えた電話回線を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a telephone line equipped with an echo canceller according to an embodiment of the present invention.

【図２】図１の適応フィルタを機能的に示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram functionally showing the adaptive filter of FIG.

【図３】図１から周波数重み付けフィルタを除去した従
来回路における適応フィルタのタップ数と係数値を示す
図である。FIG. 3 is a diagram showing the number of taps and coefficient values of an adaptive filter in a conventional circuit in which the frequency weighting filter is removed from FIG.

【図４】周波数重み付けフィルタを設けた図１の回路に
おける適応フィルタのタップ数と係数値を示す図であ
る。4 is a diagram showing the number of taps and coefficient values of an adaptive filter in the circuit of FIG. 1 provided with a frequency weighting filter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ハイブリッド回路 ７ エコーキャンセラ １０ 適応フィルタ １２ ホワイトノイズ発生器 １３ 周波数重み付けフィルタ 1 Hybrid Circuit 7 Echo Canceller 10 Adaptive Filter 12 White Noise Generator 13 Frequency Weighting Filter

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−280935（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−248226（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−83036（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−8755（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−294020（ＪＰ，Ａ) 特公 昭62−53974（ＪＰ，Ｂ２)Continuation of the front page (56) References JP-A 1-280935 (JP, A) JP-A 63-248226 (JP, A) JP-A 5-83036 (JP, A) JP-A 64-8755 (JP , A) JP-A-63-294020 (JP, A) JP-B-62-53974 (JP, B2)

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 適応フィルタによって疑似回り込み信号
を作成し、受話信号から前記疑似回り込み信号を差し引
くことによって回り込み信号を消去するエコーキャンセ
ラにおいて、 ホワイトノイズを発生するためのホワイトノイズ発生手
段と、音声帯域外の周波数成分を抑圧するフィルタ手段
とを具備し、 前記フィルタ手段にて前記ホワイトノイズの音声帯域外
の周波数成分を抑圧した信号をトレーニング信号として
前記適応フィルタに供給して適応動作を行うことを特徴
とするエコ−キャンセラ。1. An echo canceller which creates a pseudo wraparound signal by an adaptive filter and eliminates the wraparound signal by subtracting the pseudo wraparound signal from a received signal, a white noise generating means for generating white noise, and a voice band. A filter means for suppressing an external frequency component, wherein the signal for suppressing a frequency component outside the voice band of the white noise by the filter means is supplied as a training signal to the adaptive filter to perform an adaptive operation. Characteristic eco-canceller. 【請求項２】 更に、前記適応動作の完了後に、前記フ
ィルタ手段にて送話信号の音声帯域外の周波数成分を抑
圧することを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセ
ラ。2. The echo canceller according to claim 1, further comprising, after the completion of the adaptive operation, suppressing the frequency component outside the voice band of the transmission signal by the filter means.