JPH07105739B2 - 受信機 - Google Patents
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- JPH07105739B2 JPH07105739B2 JP5136306A JP13630693A JPH07105739B2 JP H07105739 B2 JPH07105739 B2 JP H07105739B2 JP 5136306 A JP5136306 A JP 5136306A JP 13630693 A JP13630693 A JP 13630693A JP H07105739 B2 JPH07105739 B2 JP H07105739B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 9
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
- H03L7/193—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number the frequency divider/counter comprising a commutable pre-divider, e.g. a two modulus divider
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信に利用する。特
に、位相同期（以下、ＰＬＬ:Phase LockedLoopという)
型発振器を用いる受信機の受信特性の改善技術および
消費電力の低減技術に関する。
に、位相同期（以下、ＰＬＬ:Phase LockedLoopという)
型発振器を用いる受信機の受信特性の改善技術および
消費電力の低減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来例を図３を参照して説明する。図３
は従来例装置のブロック構成図である。図３は、受信機
を構成する一般的なＰＬＬシンセサイザ方式の局部発振
部の構成を示している。基準発振器３５から出力された
基準周波数信号は位相比較器３６にて比較信号となりル
ープフィルタ３１を経由して電圧制御型発振器３２の発
振周波数を決定する。電圧制御型発振器３２の出力は後
段の影響を小さくするため緩衝増幅器３３を通過した後
に、逓倍増幅器３４を経て周波数変換器に伝達されるも
のと、プリスケーラ３８に伝達されるものに分配され
る。プリスケーラ３８で周波数がある程度分周された後
に、分周器３７に送られ基準周波数と同一の周波数に分
周されて、位相比較器３６にて比較される。各部には電
源部３９より電力が供給されている。
は従来例装置のブロック構成図である。図３は、受信機
を構成する一般的なＰＬＬシンセサイザ方式の局部発振
部の構成を示している。基準発振器３５から出力された
基準周波数信号は位相比較器３６にて比較信号となりル
ープフィルタ３１を経由して電圧制御型発振器３２の発
振周波数を決定する。電圧制御型発振器３２の出力は後
段の影響を小さくするため緩衝増幅器３３を通過した後
に、逓倍増幅器３４を経て周波数変換器に伝達されるも
のと、プリスケーラ３８に伝達されるものに分配され
る。プリスケーラ３８で周波数がある程度分周された後
に、分周器３７に送られ基準周波数と同一の周波数に分
周されて、位相比較器３６にて比較される。各部には電
源部３９より電力が供給されている。
【０００３】このとき、電圧制御型発振器３２の発振周
波数近傍での雑音成分から搬送波対雑音比（以下、Ｃ／
Ｎという）が規定される。このＣ／Ｎは受信周波数の近
傍妨害波による感度抑圧性能に大きく影響する。つま
り、Ｃ／Ｎが悪いと感度抑圧の影響を受け易くなる。逓
倍によるＣ／Ｎの劣化量は一般に逓倍数をｎとすると、
２０ｌｏｇｎ〔ｄＢ〕で表される。したがって、電圧制
御型発振器３２のＣ／Ｎが同一ならば実質的には発振周
波数を高くして逓倍数を減らすのが局部発振器として最
終的なＣ／Ｎの改善となる。
波数近傍での雑音成分から搬送波対雑音比（以下、Ｃ／
Ｎという）が規定される。このＣ／Ｎは受信周波数の近
傍妨害波による感度抑圧性能に大きく影響する。つま
り、Ｃ／Ｎが悪いと感度抑圧の影響を受け易くなる。逓
倍によるＣ／Ｎの劣化量は一般に逓倍数をｎとすると、
２０ｌｏｇｎ〔ｄＢ〕で表される。したがって、電圧制
御型発振器３２のＣ／Ｎが同一ならば実質的には発振周
波数を高くして逓倍数を減らすのが局部発振器として最
終的なＣ／Ｎの改善となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】受信機の感度抑圧特性
を改善するためには、上述したように電圧制御型発振器
の発振周波数を高くし、逓倍数を減らすことにより、局
部発振器出力のＣ／Ｎを改善することが効果的だが、そ
れに伴いプリスケーラの動作周波数が高くなる。プリス
ケーラの最高動作周波数は供給電圧によって決定され、
動作周波数を高くするためにはプリスケーラに供給する
電圧を上げなければならない。供給電圧の上昇は即ち消
費電力の増加を招く。プリスケーラの消費電力は受信機
全体の中で大きな割合を占めるため、全体としての消費
電流の増加量も大きい。
を改善するためには、上述したように電圧制御型発振器
の発振周波数を高くし、逓倍数を減らすことにより、局
部発振器出力のＣ／Ｎを改善することが効果的だが、そ
れに伴いプリスケーラの動作周波数が高くなる。プリス
ケーラの最高動作周波数は供給電圧によって決定され、
動作周波数を高くするためにはプリスケーラに供給する
電圧を上げなければならない。供給電圧の上昇は即ち消
費電力の増加を招く。プリスケーラの消費電力は受信機
全体の中で大きな割合を占めるため、全体としての消費
電流の増加量も大きい。
【０００５】携帯受信機では固定の受信機と異なり移動
しながら受信することが多く、近傍妨害波による感度抑
圧は例えば他局の送信機の近くにいる間など比較的短い
時間だけ生じる可能性が高い。この場合常に優れた感度
抑圧特性を持つために電圧制御型発振器の発振周波数を
上げることは受信機の電池寿命の短縮を招く。
しながら受信することが多く、近傍妨害波による感度抑
圧は例えば他局の送信機の近くにいる間など比較的短い
時間だけ生じる可能性が高い。この場合常に優れた感度
抑圧特性を持つために電圧制御型発振器の発振周波数を
上げることは受信機の電池寿命の短縮を招く。
【０００６】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、受信特性を改善しながら消費電力の低減が行え
る受信機を提供することを目的とする。
であり、受信特性を改善しながら消費電力の低減が行え
る受信機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、局部発振器
と、受信信号とこの局部発振器の出力周波数を混合する
周波数変換器とを備え、前記局部発振器には、ＰＬＬ型
発振器と、このＰＬＬ型発振器の出力周波数を逓倍する
逓倍器とを含む受信機である。
と、受信信号とこの局部発振器の出力周波数を混合する
周波数変換器とを備え、前記局部発振器には、ＰＬＬ型
発振器と、このＰＬＬ型発振器の出力周波数を逓倍する
逓倍器とを含む受信機である。
【０００８】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記逓倍器は逓倍数が可変に設定され、前記ＰＬＬ型発振
器は出力周波数が可変に設定され、受信希望波の近傍に
妨害波があることを検出する手段と、この検出する手段
の検出出力があるときに前記逓倍数を小さくかつ前記位
相同期型発振器の周波数を高く制御する手段とを備えた
ところにある。
記逓倍器は逓倍数が可変に設定され、前記ＰＬＬ型発振
器は出力周波数が可変に設定され、受信希望波の近傍に
妨害波があることを検出する手段と、この検出する手段
の検出出力があるときに前記逓倍数を小さくかつ前記位
相同期型発振器の周波数を高く制御する手段とを備えた
ところにある。
【０００９】前記ＰＬＬ型発振器には二つの電圧制御型
発振器を含み、この二つの発振器が切替設定されること
が望ましい。
発振器を含み、この二つの発振器が切替設定されること
が望ましい。
【００１０】前記妨害波があることを検出する手段は、
前記周波数変換器の出力信号が通過する濾波器の前後で
信号レベル差を検出する手段を含むことが望ましい。
前記周波数変換器の出力信号が通過する濾波器の前後で
信号レベル差を検出する手段を含むことが望ましい。
【００１１】
【作用】中間周波数帯域瀘波器の入力側と出力側とで
は、妨害波が近隣に存在した場合には、入力側の信号に
は妨害波成分が含まれているのでそのレベル差は大きく
なる。これを利用して妨害波の有無を検出する。
は、妨害波が近隣に存在した場合には、入力側の信号に
は妨害波成分が含まれているのでそのレベル差は大きく
なる。これを利用して妨害波の有無を検出する。
【００１２】Ｃ／Ｎを改善するには、局部発振器におけ
る逓倍数を減らして電圧制御型発振器の発振周波数を高
くすると効果があることが知られている。このために、
妨害波の存在が検出されたときだけ、電圧制御型発振器
の発振周波数を高くするとともに逓倍数を減らしてＣ／
Ｎの改善をはかる。
る逓倍数を減らして電圧制御型発振器の発振周波数を高
くすると効果があることが知られている。このために、
妨害波の存在が検出されたときだけ、電圧制御型発振器
の発振周波数を高くするとともに逓倍数を減らしてＣ／
Ｎの改善をはかる。
【００１３】これにより、Ｃ／Ｎの改善をはかるため
に、常時電圧制御型発振器の発振周波数を高くしている
場合に比較して消費電力が低減できる。
に、常時電圧制御型発振器の発振周波数を高くしている
場合に比較して消費電力が低減できる。
【００１４】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【００１５】本発明は、第一局部発振器１９1 および第
二局部発振器１９2 と、受信信号とこの第一局部発振器
１９1 および第二局部発振器１９2 の出力周波数を混合
する第一周波数変換器１４および第二周波数変換器１６
とを備え、第一局部発振器１９1 には、ＰＬＬ型発振器
４０と、このＰＬＬ型発振器４０の出力周波数を逓倍す
る逓倍増幅器３４とを含む受信機である。
二局部発振器１９2 と、受信信号とこの第一局部発振器
１９1 および第二局部発振器１９2 の出力周波数を混合
する第一周波数変換器１４および第二周波数変換器１６
とを備え、第一局部発振器１９1 には、ＰＬＬ型発振器
４０と、このＰＬＬ型発振器４０の出力周波数を逓倍す
る逓倍増幅器３４とを含む受信機である。
【００１６】ここで、本発明の特徴とするところは、逓
倍増幅器３４は逓倍数が可変に設定され、ＰＬＬ型発振
器４０は出力周波数が可変に設定され、受信希望波の近
傍に妨害波があることを検出する手段として比較器２８
と、この比較器２８の検出出力があるときに前記逓倍数
を小さくかつＰＬＬ型発振器４０の周波数を高く制御す
る手段を制御部２９に備えたところにある。
倍増幅器３４は逓倍数が可変に設定され、ＰＬＬ型発振
器４０は出力周波数が可変に設定され、受信希望波の近
傍に妨害波があることを検出する手段として比較器２８
と、この比較器２８の検出出力があるときに前記逓倍数
を小さくかつＰＬＬ型発振器４０の周波数を高く制御す
る手段を制御部２９に備えたところにある。
【００１７】ＰＬＬ型発振器４０には二つの電圧制御型
発振器３２1 および３２2 を含み、この二つの発振器が
切替設定される。すなわち、ＰＬＬ型発振器４０は、電
圧制御型発振器３２1 および緩衝増幅器３３1 と、電圧
制御型発振器３２2 および緩衝増幅器３３2 と、プリス
ケーラ３８とを含んで構成され、この電圧制御型発振器
３２1 および緩衝増幅器３３1 の発振周波数は電圧制御
型発振器３２2 および緩衝増幅器３３2 の発振周波数よ
りも高く設定され、制御部２９は、妨害波が存在すると
きにこの高く設定された方の電圧制御発振手段である電
圧制御型発振器３２1 および緩衝増幅器３３1 に電源を
切替える手段を備えている。このとき、プリスケーラ３
８に与える電圧も切替えている。また、制御部２９は入
力される周波数に反比例して逓倍数を制御する手段を備
えている。比較器２８は、第二周波数変換器１６の出力
信号が通過する第二中間周波数帯域濾波器１７の前後で
信号レベル差を検出する。
発振器３２1 および３２2 を含み、この二つの発振器が
切替設定される。すなわち、ＰＬＬ型発振器４０は、電
圧制御型発振器３２1 および緩衝増幅器３３1 と、電圧
制御型発振器３２2 および緩衝増幅器３３2 と、プリス
ケーラ３８とを含んで構成され、この電圧制御型発振器
３２1 および緩衝増幅器３３1 の発振周波数は電圧制御
型発振器３２2 および緩衝増幅器３３2 の発振周波数よ
りも高く設定され、制御部２９は、妨害波が存在すると
きにこの高く設定された方の電圧制御発振手段である電
圧制御型発振器３２1 および緩衝増幅器３３1 に電源を
切替える手段を備えている。このとき、プリスケーラ３
８に与える電圧も切替えている。また、制御部２９は入
力される周波数に反比例して逓倍数を制御する手段を備
えている。比較器２８は、第二周波数変換器１６の出力
信号が通過する第二中間周波数帯域濾波器１７の前後で
信号レベル差を検出する。
【００１８】ここで、受信動作を説明すると、アンテナ
１１により電磁波が電気信号に変換され高周波増幅器１
２で増幅された後に、高周波帯域濾波器１３で必要な帯
域だけ選択され第一周波数変換器１４で第一中間周波数
に周波数変換される。そして第一中間周波数帯域濾波器
１５により不要な信号が除去され第二周波数変換器１６
にてさらに第二中間周波数に変換される。その後中間周
波増幅器１８にて充分な振幅に増幅された後に、復調部
に送られる。
１１により電磁波が電気信号に変換され高周波増幅器１
２で増幅された後に、高周波帯域濾波器１３で必要な帯
域だけ選択され第一周波数変換器１４で第一中間周波数
に周波数変換される。そして第一中間周波数帯域濾波器
１５により不要な信号が除去され第二周波数変換器１６
にてさらに第二中間周波数に変換される。その後中間周
波増幅器１８にて充分な振幅に増幅された後に、復調部
に送られる。
【００１９】次に、本発明実施例装置の動作を説明す
る。緩衝増幅器２２は、第二中間周波数帯域濾波器１７
の前から信号を取り出し、検波器２３と低域濾波器２４
を通過することにより直流信号に変換される。同様に緩
衝増幅器２５は、第二中間周波数帯域濾波器１７の後か
ら信号を取り出し検波器２６と低域濾波器２７により直
流信号に変換する。比較器２８は両者を比較しその差を
制御部２９に転送する。
る。緩衝増幅器２２は、第二中間周波数帯域濾波器１７
の前から信号を取り出し、検波器２３と低域濾波器２４
を通過することにより直流信号に変換される。同様に緩
衝増幅器２５は、第二中間周波数帯域濾波器１７の後か
ら信号を取り出し検波器２６と低域濾波器２７により直
流信号に変換する。比較器２８は両者を比較しその差を
制御部２９に転送する。
【００２０】制御部２９では比較器２８からの信号によ
り受信周波数近傍の妨害波の存在を検出し使用する電圧
制御型発振器３２1 または３２2 を選択する信号をスイ
ッチ２０に伝え、電源部３９からプリスケーラ３８に供
給する電圧並びに動作させる電圧制御型発振器３２1 お
よび３２2 と緩衝増幅器３３1 および３３2 の組みに電
源電圧を供給する。なお、プリスケーラ３８への供給電
圧はプリスケーラ３８の最高動作周波数を考慮して設定
される。制御部２９は同時に任意分周器２１に発振周波
数の変更に応じて分周数情報を送出する。
り受信周波数近傍の妨害波の存在を検出し使用する電圧
制御型発振器３２1 または３２2 を選択する信号をスイ
ッチ２０に伝え、電源部３９からプリスケーラ３８に供
給する電圧並びに動作させる電圧制御型発振器３２1 お
よび３２2 と緩衝増幅器３３1 および３３2 の組みに電
源電圧を供給する。なお、プリスケーラ３８への供給電
圧はプリスケーラ３８の最高動作周波数を考慮して設定
される。制御部２９は同時に任意分周器２１に発振周波
数の変更に応じて分周数情報を送出する。
【００２１】電圧制御型発振器３２1 と緩衝増幅器３３
1 は約２６０ＭＨｚを発振するように設計され、電圧制
御型発振器３２2 と緩衝増幅器３３2 は約６５ＭＨｚを
発振するように設計されていて、どちらか一方のみ動作
する。緩衝増幅器３３1 および３３2 からの出力は逓倍
増幅器３４とプリスケーラ３８に分配され、逓倍増幅器
３４では約２６０ＭＨｚの周波数出力が得られるよう
に、制御部２９の制御によりその入力される周波数に応
じて緩衝増幅あるいは４逓倍増幅される。プリスケーラ
３８では周波数分周を行わない任意分周器２１に送ら
れ、さらに受信周波数に対応した分周数で分周され位相
比較器３６で基準発振器３５の出力と比較される。比較
した差信号はループフィルタ３１を経て周波数制御電圧
としてそれぞれの電圧制御型発振器３２1 および３２2
に供給される。
1 は約２６０ＭＨｚを発振するように設計され、電圧制
御型発振器３２2 と緩衝増幅器３３2 は約６５ＭＨｚを
発振するように設計されていて、どちらか一方のみ動作
する。緩衝増幅器３３1 および３３2 からの出力は逓倍
増幅器３４とプリスケーラ３８に分配され、逓倍増幅器
３４では約２６０ＭＨｚの周波数出力が得られるよう
に、制御部２９の制御によりその入力される周波数に応
じて緩衝増幅あるいは４逓倍増幅される。プリスケーラ
３８では周波数分周を行わない任意分周器２１に送ら
れ、さらに受信周波数に対応した分周数で分周され位相
比較器３６で基準発振器３５の出力と比較される。比較
した差信号はループフィルタ３１を経て周波数制御電圧
としてそれぞれの電圧制御型発振器３２1 および３２2
に供給される。
【００２２】次に、図２を参照して本発明実施例装置の
動作をさらに詳細に説明する。図２は各部の波形を示す
図である。二つある電圧制御型発振器３２1 および３２
2 のうちの２６０ＭＨｚのＣ／Ｎは２５ｋＨｚ離れで図
２（ｆ）に示すように８８ｄＢである。６５ＭＨｚのＣ
／Ｎは９０ｄＢで、６５ＭＨｚは４逓倍によりＣ／Ｎが
１２ｄＢ劣化し最終的には図２（ｅ）に示すように７８
ｄＢとなる。
動作をさらに詳細に説明する。図２は各部の波形を示す
図である。二つある電圧制御型発振器３２1 および３２
2 のうちの２６０ＭＨｚのＣ／Ｎは２５ｋＨｚ離れで図
２（ｆ）に示すように８８ｄＢである。６５ＭＨｚのＣ
／Ｎは９０ｄＢで、６５ＭＨｚは４逓倍によりＣ／Ｎが
１２ｄＢ劣化し最終的には図２（ｅ）に示すように７８
ｄＢとなる。
【００２３】ここで、アンテナ１１に０ｄＢμＶ／ｍの
回線信号（以下、希望波という）と、７０ｄＢμＶ／ｍ
の−２５ｋＨｚ離れた妨害波が入力されたとする。この
とき、図２（ａ）に示すように、希望波と妨害波の比は
７０ｄＢとなる。
回線信号（以下、希望波という）と、７０ｄＢμＶ／ｍ
の−２５ｋＨｚ離れた妨害波が入力されたとする。この
とき、図２（ａ）に示すように、希望波と妨害波の比は
７０ｄＢとなる。
【００２４】電圧制御型発振器３２2 として６５ＭＨｚ
を使用していた場合は、逓倍後の２５ｋＨｚ離れのＣ／
Ｎは７８ｄＢとなり第一周波数変換器１４の出力には図
２（ｂ）に示すように、希望波と比べて−８ｄＢの雑音
成分が発生する。
を使用していた場合は、逓倍後の２５ｋＨｚ離れのＣ／
Ｎは７８ｄＢとなり第一周波数変換器１４の出力には図
２（ｂ）に示すように、希望波と比べて−８ｄＢの雑音
成分が発生する。
【００２５】この雑音成分は除去されることなく図２
（ｄ）に示すように、中間周波増幅器１８に入力され、
復調部に送られるため、復調部での信号対雑音比が悪化
し感度抑圧が発生する。
（ｄ）に示すように、中間周波増幅器１８に入力され、
復調部に送られるため、復調部での信号対雑音比が悪化
し感度抑圧が発生する。
【００２６】ところで、希望波と妨害波との比の７０ｄ
Ｂは高周波帯域濾波器では変わらないが、第一中間周波
数帯域濾波器１５では妨害波は希望波に対して２０ｄＢ
低減され、第二中間周波数帯域濾波器１７では６０ｄＢ
低減される。よって第二中間周波数帯域濾波器１７入力
側では希望波と妨害波との比は図２（ｃ）に示すように
５０ｄＢとなり、出力側では図２（ｄ）に示すように−
１０ｄＢとなる。
Ｂは高周波帯域濾波器では変わらないが、第一中間周波
数帯域濾波器１５では妨害波は希望波に対して２０ｄＢ
低減され、第二中間周波数帯域濾波器１７では６０ｄＢ
低減される。よって第二中間周波数帯域濾波器１７入力
側では希望波と妨害波との比は図２（ｃ）に示すように
５０ｄＢとなり、出力側では図２（ｄ）に示すように−
１０ｄＢとなる。
【００２７】第二中間周波数帯域濾波器１７入出力の波
形を検波整流し比較すると入力側が出力側に比べて非常
に大きい。もし妨害波が存在しなければ入出力は濾波器
のわずかな損失分しか変わらないので、これから制御部
２９は妨害波の存在を検出し、２６０ＭＨｚの電圧制御
型発振器３２1 並びに緩衝増幅器３３1 を動作させるよ
うな信号をスイッチ２０に出力する。
形を検波整流し比較すると入力側が出力側に比べて非常
に大きい。もし妨害波が存在しなければ入出力は濾波器
のわずかな損失分しか変わらないので、これから制御部
２９は妨害波の存在を検出し、２６０ＭＨｚの電圧制御
型発振器３２1 並びに緩衝増幅器３３1 を動作させるよ
うな信号をスイッチ２０に出力する。
【００２８】このときの逓倍増幅器３４の出力の２５ｋ
Ｈｚ離れでのＣ／Ｎは８８ｄＢであるので第一周波変換
器１４の出力では希望波に対し図２（ｇ）に示すよう
に、−１８ｄＢの雑音成分が生ずる。この雑音成分は除
去されずに復調部に伝えられるが、６５ＭＨｚの電圧制
御型発振器３２2 を使用していた場合と比較して１０ｄ
Ｂ雑音成分が減少しており、図２（ｈ）に示すように感
度抑圧が低減されている。
Ｈｚ離れでのＣ／Ｎは８８ｄＢであるので第一周波変換
器１４の出力では希望波に対し図２（ｇ）に示すよう
に、−１８ｄＢの雑音成分が生ずる。この雑音成分は除
去されずに復調部に伝えられるが、６５ＭＨｚの電圧制
御型発振器３２2 を使用していた場合と比較して１０ｄ
Ｂ雑音成分が減少しており、図２（ｈ）に示すように感
度抑圧が低減されている。
【００２９】このときは、プリスケーラ３８に供給され
る電圧も２６０ＭＨｚに対応するだけ高められているた
め消費電力も増加しているが、妨害波が消滅すれば６５
ＭＨｚ電圧制御型発振器３２2 に切り替わり、またプリ
スケーラ３８に供給される電圧も低くなるため消費電力
も少なくなる。
る電圧も２６０ＭＨｚに対応するだけ高められているた
め消費電力も増加しているが、妨害波が消滅すれば６５
ＭＨｚ電圧制御型発振器３２2 に切り替わり、またプリ
スケーラ３８に供給される電圧も低くなるため消費電力
も少なくなる。
【００３０】本発明実施例では第二中間周波数帯域濾波
器１７の前後から信号を取り出して妨害波を検出した
が、これを第一中間周波数帯域濾波器１５の前後として
もよい。また、一組の電圧制御型発振器と緩衝増幅器を
持ち、供給する電圧を変えることによりＣ／Ｎを制御し
てもよい。
器１７の前後から信号を取り出して妨害波を検出した
が、これを第一中間周波数帯域濾波器１５の前後として
もよい。また、一組の電圧制御型発振器と緩衝増幅器を
持ち、供給する電圧を変えることによりＣ／Ｎを制御し
てもよい。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば受
信特性を改善しながら消費電力の低減が行える。
信特性を改善しながら消費電力の低減が行える。
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図２】各部の波形を示す図。
【図３】従来例装置のブロック構成図。
１１ アンテナ １２ 高周波増幅器 １３ 高周波帯域濾波器 １４ 第一周波数変換器 １５ 第一中間周波数帯域濾波器 １６ 第二周波数変換器 １７ 第二中間周波数帯域濾波器 １８ 中間周波増幅器 １９1 第一局部発振器 １９2 第二局部発振器 ２０ スイッチ ２２、２５ 緩衝増幅器 ２３、２６ 検波器 ２４、２７ 低域濾波器 ２８ 比較器 ２９ 制御部 ３１ ループフィルタ ３２1 、３２2 電圧制御型発振器 ３３1 、３３2 緩衝増幅器 ３４ 逓倍増幅器 ３５ 基準発振器 ３６ 位相比較器 ３８ プリスケーラ ３９ 電源部 ４０ ＰＬＬ型発振器
Claims (3)
- 【請求項１】 局部発振器と、受信信号とこの局部発振
器の出力周波数を混合する周波数変換器とを備え、前記
局部発振器には、位相同期型発振器と、この位相同期型
発振器の出力周波数を逓倍する逓倍器とを含む受信機に
おいて、 前記逓倍器は逓倍数が可変に設定され、前記位相同期型
発振器は出力周波数が可変に設定され、 受信希望波の近傍に妨害波があることを検出する手段
と、この検出する手段の検出出力があるときに前記逓倍
数を小さくかつ前記位相同期型発振器の周波数を高く制
御する手段とを備えたことを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 前記位相同期型発振器には二つの電圧制
御型発振器を含み、この二つの発振器が切替設定された
請求項１記載の受信機。 - 【請求項３】 前記妨害波があることを検出する手段
は、前記周波数変換器の出力信号が通過する濾波器の前
後で信号レベル差を検出する手段を含む請求項１記載の
受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5136306A JPH07105739B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 受信機 |
| US08/257,693 US5564099A (en) | 1993-06-08 | 1994-06-06 | Radio signal reception with a PLL frequency controlled for an IF signal depending on coexistence of a spurious signal with the radio signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5136306A JPH07105739B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350475A JPH06350475A (ja) | 1994-12-22 |
| JPH07105739B2 true JPH07105739B2 (ja) | 1995-11-13 |
Family
ID=15172119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5136306A Expired - Lifetime JPH07105739B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5564099A (ja) |
| JP (1) | JPH07105739B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100193836B1 (ko) * | 1995-12-29 | 1999-06-15 | 윤종용 | 감소된 위상동기루프를 가지는 디지털 무선통신시스템 및 그 동기화 방법 |
| FR2770702A1 (fr) * | 1997-11-04 | 1999-04-30 | Motorola Semiconducteurs | Oscillateur commande par tension du type multibande et procede associe de selection entre bandes de frequence |
| TW527763B (en) | 2000-05-01 | 2003-04-11 | Koninkl Philips Electronics Nv | Power adaptive frequency divider |
| JP3563678B2 (ja) * | 2000-08-30 | 2004-09-08 | シャープ株式会社 | 高周波受信装置 |
| EP1350332B1 (en) * | 2001-01-12 | 2017-11-29 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion digital domain control |
| US6694129B2 (en) | 2001-01-12 | 2004-02-17 | Qualcomm, Incorporated | Direct conversion digital domain control |
| US6885853B2 (en) * | 2001-04-11 | 2005-04-26 | National Scientific Corporation | Communications receiver with integrated IF filter and method therefor |
| US7102511B2 (en) * | 2004-11-03 | 2006-09-05 | Chung-Yang Chen | Radio wave detection device |
| US8787854B2 (en) | 2012-07-25 | 2014-07-22 | Qualcomm Incorporated | Low power local oscillator signal generation |
| CN104135296B (zh) * | 2014-07-12 | 2017-03-15 | 无锡中星微电子有限公司 | 可调中频无线接收机及蓝牙模块 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4521918A (en) * | 1980-11-10 | 1985-06-04 | General Electric Company | Battery saving frequency synthesizer arrangement |
| JPS62128228A (ja) * | 1985-11-28 | 1987-06-10 | Hitachi Ltd | 間欠受信方式 |
| US4817197A (en) * | 1986-07-18 | 1989-03-28 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Mobile communication apparatus |
| US4918403A (en) * | 1988-06-03 | 1990-04-17 | Motorola, Inc. | Frequency synthesizer with spur compensation |
| US5204972A (en) * | 1989-07-18 | 1993-04-20 | Nec Corporation | Arrangement for compensating for temperature dependent performance characteristics of surface acoustic wave filter |
| US5109544A (en) * | 1990-11-05 | 1992-04-28 | Motorola, Inc. | Paging receiver with automatic frequency control |
| US5263197A (en) * | 1991-09-20 | 1993-11-16 | Matsushita Communication Industrial Corporation Of America | Dual port oscillator for two-stage direct conversion receiver |
| JPH05152989A (ja) * | 1991-12-02 | 1993-06-18 | Sony Corp | スーパーヘテロダイン受信機 |
| JP3146673B2 (ja) * | 1992-09-17 | 2001-03-19 | 日本電気株式会社 | Ｆｓｋ受信機 |
-
1993
- 1993-06-08 JP JP5136306A patent/JPH07105739B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-06-06 US US08/257,693 patent/US5564099A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06350475A (ja) | 1994-12-22 |
| US5564099A (en) | 1996-10-08 |
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