JPH069583Y2 - Constant voltage power supply circuit - Google Patents
Constant voltage power supply circuitInfo
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- JPH069583Y2 JPH069583Y2 JP1987044215U JP4421587U JPH069583Y2 JP H069583 Y2 JPH069583 Y2 JP H069583Y2 JP 1987044215 U JP1987044215 U JP 1987044215U JP 4421587 U JP4421587 U JP 4421587U JP H069583 Y2 JPH069583 Y2 JP H069583Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 ［考案の目的］ （産業上の利用分野） 本考案は例えば民生機器内での定電圧電源回路に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Field of Industrial Application) The present invention relates to a constant voltage power supply circuit in, for example, a consumer device.
（従来の技術） 第５図は従来のこの種の定電圧電源の一例を示す回路図
である。図において１は矩形波発振回路であり２端子の
入力を短絡したＮＡＮＤ回路Ｎ１およびＮ２を直列接続
し、ＮＡＮＤ回路Ｎ２の出力をコンデンサＣ０を介し抵
抗Ｒ11を経てＮＡＮＤ回路Ｎ１の入力に帰還するととも
に、ＮＡＮＤ回路Ｎ１の出力とＮ２の入力の接続点は直
列に接続されたＲ１２およびＲ１３を経て前記コンデン
サＣ０と抵抗Ｒ１１の接続点に接続され、抵抗Ｒ１３と
並列にダイオードＤ０が接続されている。(Prior Art) FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional constant voltage power supply of this type. In the figure, reference numeral 1 is a rectangular wave oscillation circuit, and NAND circuits N 1 and N 2 whose inputs of two terminals are short-circuited are connected in series, and the output of the NAND circuit N 2 passes through a capacitor C 0 and a resistor R 11 to a NAND circuit N 1 In addition to being fed back to the input, the connection point between the output of the NAND circuit N 1 and the input of N 2 is connected to the connection point between the capacitor C 0 and the resistor R 11 via R 12 and R 13 connected in series, and the resistor R A diode D 0 is connected in parallel with 13 .
矩形波発振回路１の出力はコンデンサＣ１およびＲ１の
直列接続により成る微分回路２に接続されている。微分
回路２の出力はコンパレータ・スイッチング回路４の一
方の入力に接続されている。３は抵抗Ｒ０とツェナーダ
イオードＤ１の直列接続よりなる基準電圧回路で入力直
流電圧Ｖｉから基準電圧Ｖ２を作られその基準電圧回路
３の出力は後述するコンパレータ・スイッチング回路４
および誤差増幅用トランジスタ回路７に接続される。誤
差増幅用トランジスタ回路７はＮＰＮトランジスタＱ１
を主体として構成され、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレ
クタは微分回路２の出力に接続され、エミッタは基準電
圧回路３の出力と接地間に直列接続された抵抗Ｒ２と抵
抗Ｒ３の接続点に接続されまたコンデンサＣ２を介して
接地されている。コンパレータ・スイッチング回路４は
コンパレータＱ４とトランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ５およ
び抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８により構成され、コンパレータ
Ｑ４の一方の入力は基準電圧回路３の出力に接続される
とともにＮＰＮトランジスタＱ２のベースに接続されて
いる。コンパレータＱ４の他方の入力は前記の通り微分
回路２の出力と接続され、出力は抵抗Ｒ６を介してＮＰ
ＮトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トラ
ンジスタＱ２のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ３のベ
ースに接続されるとともに抵抗Ｒ７を介してトランジス
タＱ３のエミッタおよび本従来例の定電圧電源回路の入
力およびＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタに接続され
ている。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ
５のベースに接続されるとともに抵抗Ｒ８を介してトラ
ンジスタＱ５のエミッタに接続されている。トランジス
タＱ５のエミッタはコンパレータ・スイッチ回路４の出
力であり、接地間にダイオードＤ２が逆方向に接続され
ている。コンパレータ・スイッチ回路４の出力は直列イ
ンダクターＬ１と並列コンデンサＣ４より成る平滑回路
５を経て出力され直流出力電圧Ｖ０が得られる。The output of the rectangular wave oscillating circuit 1 is connected to a differentiating circuit 2 formed by connecting capacitors C 1 and R 1 in series. The output of the differentiating circuit 2 is connected to one input of the comparator / switching circuit 4. Reference numeral 3 is a reference voltage circuit composed of a resistor R 0 and a Zener diode D 1 connected in series. A reference voltage V 2 is generated from an input DC voltage V i, and the output of the reference voltage circuit 3 is a comparator switching circuit 4 which will be described later.
And the error amplifying transistor circuit 7. The error amplifying transistor circuit 7 is an NPN transistor Q 1
, The collector of the NPN transistor Q 1 is connected to the output of the differentiating circuit 2, and the emitter is connected to the connection point of the resistor R 2 and the resistor R 3 connected in series between the output of the reference voltage circuit 3 and the ground. It is also grounded via a capacitor C 2 . The comparator switching circuit 4 is composed of a comparator Q 4 , transistors Q 2 , Q 3 , Q 5 and resistors R 6 , R 7 , R 8 and one input of the comparator Q 4 is connected to the output of the reference voltage circuit 3. And is connected to the base of the NPN transistor Q 2 . The other input of the comparator Q 4 is connected to the output of the differentiating circuit 2 as described above, and the output is NP through the resistor R 6.
It is connected to the emitter of the N-transistor Q 2 . The collector of the transistor Q 2 is connected to the base of the PNP transistor Q 3 , and is also connected to the emitter of the transistor Q 3 and the input of the constant voltage power supply circuit of the conventional example and the collector of the NPN transistor Q 5 via the resistor R 7. There is. The collector of the transistor Q 3 is the transistor Q
5 and the emitter of the transistor Q 5 via the resistor R 8 . The emitter of the transistor Q 5 is the output of the comparator / switch circuit 4, and the diode D 2 is connected in the reverse direction between the grounds. The output of the comparator / switch circuit 4 is output through a smoothing circuit 5 including a series inductor L 1 and a parallel capacitor C 4 to obtain a DC output voltage V 0 .
直流出力電圧Ｖ０は帰還分割回路６により抵抗Ｒ４と抵
抗Ｒ５およびダイオードＤ３の直列回路により分割され
抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点の電圧が誤差増幅用トラン
ジスタ回路７のＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続
され、また抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点はコンデンサＣ
３を介して接地されている。The DC output voltage V 0 is divided by the feedback division circuit 6 by the series circuit of the resistors R 4 and R 5 and the diode D 3 , and the voltage at the connection point of the resistors R 4 and R 5 is an NPN transistor of the error amplification transistor circuit 7. It is connected to the base of Q 1 and the connection point between the resistors R 4 and R 5 is the capacitor C.
It is grounded through 3 .
次にその動作について説明する。矩形波発振回路１の出
力は微分回路２により微分されその出力電圧Ｖ１の波形
は第６図(b)に実線で示されている。微分回路２の出力
電圧Ｖ１はコンパレータ・スイッチ回路４のコンパレー
タＱ４で基準電圧回路３の出力である基準電圧ＶＺと比
較されＶ１がＶＺより低くなるとコンパレータ・スイッ
チ回路４のトランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ５はいづれもオ
ン状態からオフ状態に変り、従ってコンパレータ・スイ
ッチ回路４の出力電圧Ｖ２の波形は第６図(a)に実線で
示すような矩形波となり、それが平滑回路５によって平
滑化され出力直流電圧Ｖ０が得られる。Next, the operation will be described. The output of the rectangular wave oscillating circuit 1 is differentiated by the differentiating circuit 2 and the waveform of its output voltage V 1 is shown by the solid line in FIG. 6 (b). The output voltage V 1 of the differentiating circuit 2 is compared with the reference voltage V Z which is the output of the reference voltage circuit 3 by the comparator Q 4 of the comparator / switch circuit 4, and when V 1 becomes lower than V Z , the transistor Q of the comparator / switch circuit 4 Each of 2 , Q 3 and Q 5 changes from the ON state to the OFF state, so that the waveform of the output voltage V 2 of the comparator / switch circuit 4 becomes a rectangular wave as shown by the solid line in FIG. 6 (a), which is The output DC voltage V 0 is obtained by being smoothed by the smoothing circuit 5.
いま出力直流電圧Ｖ０が上昇したとすると、Ｖ０は分割
回路６で分割されて誤差増幅用トランジスタＱ１のベー
スに供給されるので、そのベースの電位が上昇しＱ１の
コレクタとエミッタ間の抵抗が低下する。誤差増幅用ト
ランジスタＱ１は微分回路２の抵抗Ｒ１と並列に接続さ
れているので、微分の時定数が下り、従って微分回路の
出力電圧Ｖ１の波形は第６図(b)の点線で示した波形の
ようになり従ってコンパレータ・スイッチ回路４の出力
波形は前述の説明から分るように第６図(a)の点線で示
したようになり、すなわちコンパレータ・スイッチ回路
の出力の矩形波の幅が狭くなり、その結果、出力電圧Ｖ
０は下る。このように帰還分割回路６、誤差増幅トラン
ジスタ回路７、コンパレータ・スイッチ回路４によって
形成されるフィードバック・ループにより出力直流電圧
Ｖ０が一定に制御される。Assuming that the output DC voltage V 0 rises, V 0 is divided by the dividing circuit 6 and supplied to the base of the error amplification transistor Q 1 , so that the potential of the base rises and the potential between the collector and the emitter of Q 1 increases. Resistance decreases. Since the error amplification transistor Q 1 is connected in parallel with the resistor R 1 of the differentiating circuit 2, the time constant of differentiation down, thus the waveform of the output voltage V 1 of the differentiating circuit by a dotted line in Figure No. 6 (b) Therefore, the output waveform of the comparator / switch circuit 4 becomes as shown by the dotted line in FIG. 6 (a), that is, the rectangular wave of the output of the comparator / switch circuit. Becomes narrower, and as a result, the output voltage V
0 goes down. In this way, the output DC voltage V 0 is controlled to be constant by the feedback loop formed by the feedback division circuit 6, the error amplification transistor circuit 7, and the comparator switch circuit 4.
ここで帰還分割回路６の中のダイオードＤ３の電圧降下
を無視すると、出力直流電圧Ｖ０は次式で表される。Here, ignoring the voltage drop of the diode D 3 in the feedback division circuit 6, the output DC voltage V 0 is expressed by the following equation.
Ｖ０＝｛（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５｝［｛Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ
３）｝×ＶＺ＋ＩＥＲ３＋ＶＢＥ］…(1) ここでＩＥは誤差増幅トランジスタＱ１のエミッタ電流
であり、ＶＢＥはトランジスタＱ１のベース・エミッタ
間電圧である。従って出力直流電圧Ｖ０は誤差増幅トラ
ンジスタＱ１のエミッタ電流の影響を受けるという欠点
があった。また誤差増幅用トランジスタＱ１のインピー
ダンスの変化により矩形発振回路１に対する負荷インピ
ーダンスが変化して矩形波出力のデュティー・レシオが
変化し、従って出力直流電圧Ｖ０の制御範囲が狭くなる
という欠点があった。V 0 = {(R 4 + R 5 ) / R 5 } [{R 3 / (R 2 + R
3 )} × V Z + I ER 3 + V BE ] ... (1) where I E is the emitter current of the error amplification transistor Q 1 and V BE is the base-emitter voltage of the transistor Q 1 . Therefore, there is a drawback that the output DC voltage V 0 is affected by the emitter current of the error amplification transistor Q 1 . Further, there is a drawback that the duty ratio of the rectangular wave output changes due to the change of the load impedance with respect to the rectangular oscillation circuit 1 due to the change of the impedance of the error amplifying transistor Q 1 , and thus the control range of the output DC voltage V 0 becomes narrow. It was
（考案が解決しようとする問題点） 以上述べたように従来例の定電圧電源回路では誤差増幅
用トランジスタのエミッタ電流によって出力直流電圧が
影響を受け、また出力直流電圧の制御範囲が狭くなると
いう欠点があった。本考案は上記の欠点を除去した定電
圧電源回路を提供することを目的とする。(Problems to be Solved by the Invention) As described above, in the conventional constant voltage power supply circuit, the output DC voltage is affected by the emitter current of the error amplification transistor, and the control range of the output DC voltage is narrowed. There was a flaw. An object of the present invention is to provide a constant voltage power supply circuit which eliminates the above drawbacks.
［考案の構成］ （問題点を解決するための手段） 本考案では、微分回路の出力と基準電圧点間に誤差増幅
用トランジスタ回路のコレクタ・エミッタ通路を接続
し、このトランジスタ回路のベースに帰還分割回路の出
力を供給するように構成されている。[Configuration of Device] (Means for Solving Problems) In the present invention, the collector / emitter path of the error amplification transistor circuit is connected between the output of the differentiating circuit and the reference voltage point, and the feedback is provided to the base of this transistor circuit. It is configured to provide the output of the divider circuit.
（作用） 本考案の定電圧電源回路では微分回路の時定数は一定と
し、コンパレータ回路へ入力される微分回路出力波形の
レベルを出力直流電圧Ｖ０の変化に応じて変化させるこ
とにより微分回路の出力波形の基線を変化させてコンパ
レータ・スイッチ回路の出力である矩形波の幅を変化さ
せて出力直流電圧が一定になるように制御している。(Operation) In the constant voltage power supply circuit of the present invention, the time constant of the differentiating circuit is made constant, and the output of the differentiating circuit is changed by changing the level of the differentiating circuit output waveform input to the comparator circuit according to the change of the output DC voltage V 0. The base line of the waveform is changed to change the width of the rectangular wave that is the output of the comparator / switch circuit so that the output DC voltage is controlled to be constant.
（実施例） 以下本考案の一実施例を図面を参照して説明する。第１
図は本考案の一実施例を示した回路図である。１は矩形
波発振回路、２は微分回路、３は基準電圧回路、４はコ
ンパレータ・スイッチ回路、５は平滑回路、６は帰還分
割回路、７は誤差増幅用トランジスタ回路である。本実
施例では誤差増幅用回路７のトランジスタはＰＮＰタイ
プでありそのエミッタが基準電圧回路３の出力、即ちコ
ンパレータ・スイッチ回路４の一方の入力に接続され、
コレクタは微分回路２の出力、即ちコンパレータ・スイ
ッチ回路４の他方の入力に接続されている。なお、図示
しないが矩形波発振回路１には、例えば基準電圧回路３
から安定した動作電圧が供給されている。Embodiment An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. Reference numeral 1 is a rectangular wave oscillation circuit, 2 is a differentiation circuit, 3 is a reference voltage circuit, 4 is a comparator / switch circuit, 5 is a smoothing circuit, 6 is a feedback division circuit, and 7 is an error amplification transistor circuit. In this embodiment, the transistor of the error amplification circuit 7 is of PNP type, and its emitter is connected to the output of the reference voltage circuit 3, that is, one input of the comparator / switch circuit 4.
The collector is connected to the output of the differentiating circuit 2, that is, the other input of the comparator / switch circuit 4. Although not shown, the rectangular wave oscillation circuit 1 includes, for example, a reference voltage circuit 3
The stable operating voltage is supplied from.
次に本実施例の動作について説明する。矩形波発振回路
１、基準電圧回路３、コンパレータ・スイッチ回路４、
平滑回路５、分割回路６の動作については前述の従来例
の場合と同じである。本実施例では微分回路２の抵抗Ｒ
１と直流電位的に並列に接続された誤差増幅トランジス
タＱ１は逆接続であるためインピーダンスが高いので微
分回路２の時定数は一定であり、微分回路２の出力の微
分波形の下降の傾斜は一定である。次に電圧制御の動作
を説明する。第２図(a)は矩形波発振回路１の出力電圧
波形を示し、第２図(b)の実線は定常時の微分回路２の
出力電圧の波形を示す。第２図(c)の実線はそのときの
コンパレータ回路４の出力電圧波形Ｖ２を示す。いま入
力直流電圧Ｖｉが上昇して、それに伴い出力直流電圧Ｖ
０が上昇すると、出力直流電圧Ｖ０を帰還分割回路で分
割されて供給された誤差増幅トランジスタ回路７のＰＮ
ＰトランジスタＱ１のベース電圧が上るためにベースと
コレクタの間の電圧が増大して微分回路２の出力電圧波
形Ｖ１は直流的に下り、第２図(b)の点線で示す波形と
なる。従ってコンパレータ・スイッチ回路の出力電圧の
矩形波は第２図(c)点線で示すようになり矩形波の幅が
狭くなり従って出力直流電圧Ｖ０を低下させるように制
御される。この場合直流出力電圧Ｖ０は次式で与えられ
る。Next, the operation of this embodiment will be described. Square wave oscillator circuit 1, reference voltage circuit 3, comparator / switch circuit 4,
The operations of the smoothing circuit 5 and the dividing circuit 6 are the same as those in the above-mentioned conventional example. In this embodiment, the resistance R of the differentiation circuit 2
1 has a high impedance because the error amplification transistor Q 1 connected in parallel with respect to DC potential in parallel has a high impedance, the time constant of the differentiating circuit 2 is constant, and the descending slope of the differential waveform of the output of the differentiating circuit 2 is It is constant. Next, the operation of voltage control will be described. 2 (a) shows the output voltage waveform of the rectangular wave oscillation circuit 1, and the solid line in FIG. 2 (b) shows the output voltage waveform of the differentiating circuit 2 in the steady state. The solid line in FIG. 2 (c) shows the output voltage waveform V 2 of the comparator circuit 4 at that time. Now, the input DC voltage V i rises and the output DC voltage V
When 0 rises, the output DC voltage V 0 is divided by the feedback division circuit and the PN of the error amplification transistor circuit 7 is supplied.
Since the base voltage of the P-transistor Q 1 rises, the voltage between the base and the collector increases, and the output voltage waveform V 1 of the differentiating circuit 2 drops in terms of direct current and becomes the waveform shown by the dotted line in FIG. 2 (b). . Therefore, the rectangular wave of the output voltage of the comparator / switch circuit is as shown by the dotted line in FIG. 2 (c), and the width of the rectangular wave is narrowed, so that the output DC voltage V 0 is controlled to be lowered. In this case, the DC output voltage V 0 is given by the following equation.
Ｖ０＝｛（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５｝（ＶＺ−ＶＢＥ）…
(2) ここでＶＢＥは誤差増幅トランジスタＱ１のベース・エ
ミッタ間電圧である。これを従来例の出力直流電圧Ｖ０
を示す第(1)式と比較すると誤差増幅トランジスタＱ１
のエミッタ電流による電圧変動がない。また矩形波発振
回路１の負荷の変動がない為、その出力である矩形波の
デューティ・レシオの変動もない。従って入力直流電圧
Ｖｉの変動に対する出力直流電圧Ｖ０の変動がより少な
い。第３図は入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖ０の関
係を示すものであり、図において点線は従来例の場合を
示し、実線は本考案の一実施例の場合を示す。この図よ
り本考案の定電圧電源回路ではその入出力特性が改善さ
れていることが明らかである。 V 0 = {(R 4 + R 5) / R 5} (V Z -V BE) ...
(2) Here, V BE is the base-emitter voltage of the error amplification transistor Q 1 . This is the output DC voltage V 0 of the conventional example.
The error amplification transistor Q 1
There is no voltage fluctuation due to the emitter current. Further, since the load of the rectangular wave oscillating circuit 1 does not change, the duty ratio of the output rectangular wave does not change. Therefore, the variation of the output DC voltage V 0 with respect to the variation of the input DC voltage V i is smaller. FIG. 3 shows the relationship between the input DC voltage V i and the output DC voltage V 0. In the figure, the dotted line shows the case of the conventional example, and the solid line shows the case of one embodiment of the present invention. From this figure, it is apparent that the constant voltage power supply circuit of the present invention has improved input / output characteristics.
第４図は本考案の他の実施例を示すものであり、この実
施例ではコンパレータ・スイッチ回路４の他方の入力と
接地の間にダイオードが逆接続されて微分回路の出力波
形の負の部分をクリップし、また分割回路６の抵抗Ｒ４
と直列に温度補償ダイオードＤ６を接続して温度補償が
行われ、また誤差増幅用トランジスタＱ１のベースと直
流入力の間に安定用抵抗Ｒ８を挿入して電圧制御の安定
化を図っている。FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, a diode is reversely connected between the other input of the comparator / switch circuit 4 and ground, and the negative portion of the output waveform of the differentiating circuit is shown. And the resistor R 4 of the division circuit 6
A temperature compensation diode D 6 is connected in series to perform temperature compensation, and a stabilization resistor R 8 is inserted between the base of the error amplification transistor Q 1 and the DC input to stabilize the voltage control. There is.
なお、以上述べた本考案の実施例では、誤差増幅トラン
ジスタＱ１のエミッタを基準電圧回路３の基準電圧出力
端に接続しているが、前述のように誤差増幅トランジス
タＱ１は微分回路２の出力波形のレベルを出力直流電圧
Ｖ０の変化に応じて変化させるために設けられており、
そのエミッタは必ずしも基準電圧出力端に接続される必
要はない。例えば、ツェナーダイオードＤ１の端子電圧
を分圧回路によって分圧した分圧出力端等の安定した電
圧が得られる点に接続してもよいものである。In the embodiment of the present invention described above, the emitter of the error amplification transistor Q 1 is connected to the reference voltage output terminal of the reference voltage circuit 3. However, as described above, the error amplification transistor Q 1 is connected to the differentiation circuit 2. It is provided to change the level of the output waveform according to the change of the output DC voltage V 0 .
Its emitter does not necessarily have to be connected to the reference voltage output. For example, it may be connected to a point where a stable voltage is obtained, such as a voltage division output terminal obtained by dividing the terminal voltage of the Zener diode D 1 by a voltage dividing circuit.
［考案の効果］ 以上記述した如く、本考案では誤差増幅用トランジスタ
回路の構成方法により定電圧電源回路に入出力特性が改
善されるとともに、従来例に比して構成部品の数もより
少ないという効果がある。[Advantages of the Invention] As described above, according to the present invention, the input / output characteristics of the constant voltage power supply circuit are improved by the method of configuring the error amplification transistor circuit, and the number of components is smaller than that of the conventional example. effective.
第１図は本考案の定電圧電源回路の一実施例を示した回
路図、第２図は第１図に示した実施例の各部の電圧波形
を示した図、第３図は従来例ならびに本実施例の入出力
特性を示した図、第４図は本考案の定電圧電源回路の他
の実施例を示した回路図、第５図は定電圧電源回路の従
来例を示した回路図、第６図は第５図に示した従来例の
各部の電圧波形を示した図である。 １……矩形波発振回路、２……微分回路 ３……基準電圧回路 ４……コンパレータ・スイッチ回路 ５……平滑回路 ６……帰還分割回路 ７……誤差増幅用トランジスタ回路FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a constant voltage power supply circuit of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing voltage waveforms of respective parts of the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a conventional example and a book. FIG. 4 is a diagram showing input / output characteristics of the embodiment, FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the constant voltage power supply circuit of the present invention, and FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example of the constant voltage power supply circuit. FIG. 6 is a diagram showing voltage waveforms at various parts of the conventional example shown in FIG. 1 ... Square wave oscillator circuit, 2 ... Differential circuit 3 ... Reference voltage circuit 4 ... Comparator / switch circuit 5 ... Smoothing circuit 6 ... Feedback division circuit 7 ... Error amplification transistor circuit
Claims (2)
分回路と、入力直流電圧から基準電圧を作成する基準電
圧回路と、前記基準電圧と微分回路の出力を比較して、
入力直流電圧のスイッチングを行なうコンパレータ・ス
イッチング回路と、その出力である矩形波より直流出力
電圧を作成する平滑回路と、コレクタ・エミッタ通路が
前記微分回路の出力と所定電圧点間に接続された誤差増
幅用トランジスタ回路と、前記直流出力電圧を前記誤差
増幅用トランジスタ回路のベースに供給し当該トランジ
スタのコレクタ・エミッタ間インピーダンスを制御する
帰還分割回路とを具備したことを特徴とする定電圧電源
回路。1. A rectangular wave oscillating circuit, a differentiating circuit for differentiating its output, a reference voltage circuit for creating a reference voltage from an input DC voltage, and a comparison of the reference voltage and the output of the differentiating circuit,
An error in which a comparator switching circuit for switching the input DC voltage, a smoothing circuit for creating a DC output voltage from the output rectangular wave, and a collector-emitter path connected between the output of the differentiating circuit and a predetermined voltage point A constant voltage power supply circuit comprising: an amplifying transistor circuit; and a feedback dividing circuit that supplies the DC output voltage to the base of the error amplifying transistor circuit to control the collector-emitter impedance of the transistor.
間に接続されたクランプ用ダイオードと、前記帰還分割
回路に直列接続された温度補償用ダイオードと、前記入
力直流電圧点と前記誤差増幅用トランジスタのベース間
に接続された抵抗とを具備したことを特徴とする実用新
案登録請求の範囲第１項記載の定電圧電源回路。2. A clamp diode connected between the output terminal of the differentiating circuit and a reference potential point, a temperature compensating diode connected in series with the feedback division circuit, the input DC voltage point and the error amplification circuit. The constant voltage power supply circuit according to claim 1, further comprising a resistor connected between the bases of the transistor for use.
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| JP1987044215U JPH069583Y2 (en) | 1987-03-27 | 1987-03-27 | Constant voltage power supply circuit |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63153782U (en) | 1988-10-07 |
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