JPH0691422B2 - Receiver having frequency measurement function - Google Patents
Receiver having frequency measurement functionInfo
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- JPH0691422B2 JPH0691422B2 JP16800486A JP16800486A JPH0691422B2 JP H0691422 B2 JPH0691422 B2 JP H0691422B2 JP 16800486 A JP16800486 A JP 16800486A JP 16800486 A JP16800486 A JP 16800486A JP H0691422 B2 JPH0691422 B2 JP H0691422B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、例えば、UHFの狭帯域移動通信のように、角
度変調を用い、かつ搬送波周波数ドリフトを極めて微小
に抑える必要のある通信方式において、自動周波数制御
を行なうための受信周波数測定機能を有する受信装置に
関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial field of application) The present invention is applicable to communication systems that use angle modulation and that require very small carrier frequency drift, such as UHF narrowband mobile communication. The present invention relates to a receiver having a reception frequency measuring function for performing automatic frequency control.
（従来の技術） 通信方式における搬送波周波数のドリフトは伝送特性を
著しく劣化させる。即ち、通過帯域内伝送特性において
は、伝送信号の歪み、周波数特性、誤り率等の劣化がお
き、また、帯域外伝送特性については、隣接チャネルへ
の漏洩電力が増加する。これを防ぐためには、（１）伝
送帯域幅に比べて充分広い間隔においてチャネル配置を
行う通信方式を構築するか、（２）搬送波ドリフトの原
因となる局部発振器や変調器の安定度を極めて向上させ
るか、或いは（３）搬送波ドリフトを検出し、希望する
搬送波周波数に自動調整する、の何れかの手段が必要で
あった。(Prior Art) A drift of a carrier frequency in a communication system significantly deteriorates transmission characteristics. That is, in the transmission characteristics within the pass band, distortion of the transmission signal, frequency characteristics, and error rate are deteriorated, and regarding the transmission characteristics outside the band, leakage power to the adjacent channel increases. In order to prevent this, (1) construct a communication system in which channels are arranged at intervals sufficiently wider than the transmission bandwidth, or (2) greatly improve the stability of the local oscillator or modulator that causes carrier drift. Or (3) detecting carrier drift and automatically adjusting to the desired carrier frequency.
（１）については、今後の通信量の増大に対し、有効な
無線周波数がますます限られてくることを鑑みると、特
に、１無線チャネルを１通話チャネルに割り当てる通信
システムにおいては、広い伝送帯域を有する通信システ
ムを構築するのは困難であることは自明である。また、
広い多重通信等、伝送帯域幅を必要とする通信方式にお
いても、昨今の無線周波数の逼迫から多値変調等の技術
による伝送帯域幅の狭小化が進められており、搬送波ド
リフトの余裕を実現するために無線チャネル間隔を広く
とったシステムを構築することが困難であることはいう
までもない。Regarding (1), in view of the fact that effective radio frequencies will be more and more limited in response to future increase in communication volume, particularly in a communication system in which one radio channel is assigned to one communication channel, a wide transmission band is provided. Obviously, it is difficult to build a communication system with. Also,
Even in communication methods that require a transmission bandwidth such as wide multiplex communication, due to the recent tightness of radio frequencies, the transmission bandwidth has been narrowed down by techniques such as multilevel modulation, and a margin for carrier drift is realized. Therefore, it goes without saying that it is difficult to construct a system with a wide wireless channel interval.
（２）については、固定無線通信方式のように高安定度
の基準発振器を比較的容易に有することのできる通信方
式では問題とならないが、移動通信方式のように、簡便
で小形な移動無線機をシステム内に有する場合は大きな
問題となる。現在までに、温度変化に起因する搬送波ド
リフトを補正する手段としては、TCXO（Temperature Co
pensated Crystal Oscillator:温度補償水晶発振器）が
あるが、移動通信機器に装備するという制約条件下で大
量生産を考慮した場合、現実的な安定度の限界は、１〜
1.5ppmと考えられる〔NTT国際シンポジウム資料−大容
量移動通信方式−昭和58年７月〕。さらに、水晶の発信
周波数の温度変化をメモリーに記憶させておき、温度検
出素子からの温度情報をもとに、容量アレーを制御して
周波数制御を行うDTCXO（Digitally Temperature Compe
nseted Crystal Oscillator）も報告されているが〔T.U
no et al“A New Digital TCXO Circuit Using a Capas
itor-Switch Array:キャパシタスイッチアレイを用いた
新ディジタルTCXC回路、IEEE Proc.37th Frequency Con
trol Symposium pp434〜441〕、温度変化に対する補償
精度を1ppm以下とすることは可能であるが、経年変化に
対する発信周波数の補償を行うことはできない。With respect to (2), there is no problem in a communication system that can relatively easily have a high-stability reference oscillator such as a fixed wireless communication system, but a simple and compact mobile wireless device such as a mobile communication system. It becomes a big problem when having in the system. To date, TCXO (Temperature Coefficient) has been used as a means to correct carrier drift caused by temperature changes.
pensated Crystal Oscillator: There is a temperature-compensated crystal oscillator, but when considering mass production under the constraint of equipping mobile communication devices, the practical stability limit is 1-
It is considered to be 1.5 ppm [NTT International Symposium document-Large-capacity mobile communication system-July 1983]. In addition, the temperature change of the oscillation frequency of the crystal is stored in memory, and the DTCXO (Digitally Temperature Compe
nseted Crystal Oscillator) is also reported [TU
no et al “A New Digital TCXO Circuit Using a Capas
itor-Switch Array: A new digital TCXC circuit using a capacitor switch array, IEEE Proc. 37th Frequency Con
trol Symposium pp434-441], it is possible to make the compensation accuracy for temperature changes less than 1 ppm, but it is not possible to compensate the transmission frequency for aging changes.
（３）については大別して２つの方法が考えられる。There are roughly two possible methods for (3).
（Ａ）AFC（Automatic Frequency Control:自動周波数
制御）による方法 図１は従来からFM放送用受信機に用いられている自動周
波数制御回路である。アンテナ1.1より受信された周波
数変調信号は局部発振器1.2と周波数混合器1.3において
周波数変換され、IF増幅器1.4で増幅される。周波数変
換されたIF信号は周波数弁別器1.5において周波数検波
され、復調音声信号が周波数弁別器出力1.6に出力され
る。ここで、1.6は周波数偏移、即ち、周波数弁別器の
中心周波数からの入力信号周波数のずれに比例した直流
電圧成分を生じるので、この直流電圧をレベル変換器1.
7で電圧可変容量ダイオード1.8適合する電圧に変換し、
加える。電圧可変容量ダイオード1.8は局部発振器1.2の
発信周波数を1.6に出力された直流電圧成分に対応して
変化できるように局部発振器1.2の共振回路を構成す
る。ここで局部発振器1.2に周波数変動が生じると、IF
周波数が周波数弁別器の中心周波数より偏移し、この周
波数偏移が直流電圧変化に変換され、電圧可変容量ダイ
オードの容量変化となる。レベル変換器1.7は1.6に生じ
る周波数変化が例えば、正の方向であれば、電圧可変容
量ダイオードの容量を減じる方向、即ち正の電圧変化を
生じるように電圧変換を行えばよい。(A) Method by AFC (Automatic Frequency Control) FIG. 1 shows an automatic frequency control circuit conventionally used in an FM broadcast receiver. The frequency-modulated signal received from the antenna 1.1 is frequency-converted by the local oscillator 1.2 and the frequency mixer 1.3, and amplified by the IF amplifier 1.4. The frequency-converted IF signal is frequency-detected in the frequency discriminator 1.5, and the demodulated voice signal is output to the frequency discriminator output 1.6. Here, since 1.6 produces a frequency deviation, that is, a DC voltage component proportional to the deviation of the input signal frequency from the center frequency of the frequency discriminator, this DC voltage is converted into a level converter 1.
Convert to a voltage compatible with the voltage variable capacitance diode 1.8 at 7,
Add. The voltage variable capacitance diode 1.8 configures the resonance circuit of the local oscillator 1.2 so that the oscillation frequency of the local oscillator 1.2 can be changed according to the DC voltage component output to 1.6. If frequency fluctuations occur in the local oscillator 1.2, the IF
The frequency shifts from the center frequency of the frequency discriminator, and this frequency shift is converted into a DC voltage change, which results in a capacitance change of the voltage variable capacitance diode. In the level converter 1.7, if the frequency change occurring at 1.6 is, for example, in the positive direction, the voltage conversion may be performed in the direction in which the capacitance of the voltage variable capacitance diode is reduced, that is, the positive voltage change.
（Ｂ）高い周波数確度を有する受信波に局部発振器を位
相同期させる方法 通信システム内において、高度な基準発振器を用意する
ことが可能となる場合、周波数安定度の劣る機器側で、
高い安定度の送信波を受信し、それを基準として、送信
あるいは受信に用いる局部信号発生器を位相同期する方
法が考えられる。図２はこのような目的に用いられる移
動通信用受信機（移動機側）の構成である（特公昭40-1
544）。アンテナ2.1では通信に用いる受信機2.2のほか
に、基地局より送信される基準周波数の受信機2.3を有
する。基準受信機2.3は位相比較器2.4の基準周波数とな
る高周波出力を供給する。VCXO（Voltage Controlled C
rystal Oscillator:電圧可変型水晶発振器）2.5の出力
は位相比較器2.4に入力・比較され、基準受信機より得
られた基準周波数に同期するように制御される。局部発
振器は局部発振器用位相比較器2.6,VCO（Voltage Contr
olled Oscillator:電圧制御発振器）2.7,及び，分周器
2.8より構成される。VCXO2.5の出力は、VCO2.7を分周さ
れた出力と局部発振用位相比較器2.6において比較さ
れ、この出力はVCO2.7をVCXO2.5に同期するようにVCO2.
7を制御する。この構成においては、結局、局部発振器
2.7の周波数安定度は２つの位相同期ループが正常に動
作する限りにおいては基地局から送信される基準周波数
の安定度と同等となる。(B) Method of phase-locking a local oscillator with a received wave having high frequency accuracy In a communication system, when a high-level reference oscillator can be prepared, a device side with poor frequency stability
A method is conceivable in which a transmitted wave with a high degree of stability is received and the local signal generator used for transmission or reception is phase-synchronized with reference to it. FIG. 2 shows the configuration of a mobile communication receiver (mobile device side) used for such a purpose (Japanese Patent Publication No. 40-1).
544). In addition to the receiver 2.2 used for communication, the antenna 2.1 has a receiver 2.3 of the reference frequency transmitted from the base station. The reference receiver 2.3 provides a high frequency output which is the reference frequency of the phase comparator 2.4. VCXO (Voltage Controlled C
The output of rystal Oscillator (voltage-variable crystal oscillator) 2.5 is input to and compared with phase comparator 2.4, and controlled so as to synchronize with the reference frequency obtained from the reference receiver. The local oscillator is a local oscillator phase comparator 2.6, VCO (Voltage Contr
olled Oscillator: Voltage controlled oscillator) 2.7 and frequency divider
It consists of 2.8. The output of VCXO2.5 is compared with the frequency-divided output of VCO2.7 in phase comparator for local oscillation 2.6, and this output is VCO2.7 to synchronize VCO2.7 with VCXO2.5.
Control 7 In this configuration, after all, the local oscillator
The frequency stability of 2.7 is equivalent to the stability of the reference frequency transmitted from the base station as long as the two phase locked loops operate normally.
（発明が解決しようとする問題点） 上記（Ａ）の方式は、周波数変化を周波数弁別器で生じ
る直流電圧として測定していると考えることができる。
しかしながら、周波数弁別記の中心周波数の偏差は大量
生産を前提に考えると0.5kHzが限界である。このこと
は、即ち、AFCを行ったとしても、局部発振器の発振周
波数誤差は周波数弁別器の中心周波数の偏差以下とする
ことはできない。従って、この方式は周波数ドリフトを
極めて微小に抑える必要のある用途に用いることはでき
ない。(Problems to be Solved by the Invention) In the above method (A), it can be considered that the frequency change is measured as a DC voltage generated in the frequency discriminator.
However, the deviation of the center frequency in the frequency discrimination is limited to 0.5 kHz considering mass production. This means that, even if AFC is performed, the oscillation frequency error of the local oscillator cannot be less than the deviation of the center frequency of the frequency discriminator. Therefore, this method cannot be used for applications where it is necessary to suppress the frequency drift to an extremely small level.
上記（Ｂ）の方式の構成の欠点は以下の２点である。即
ち、（Ａ）高度な安定度を有する基地局の無線設備及
び、移動側では本来の通信を行う受信機の他に、基準周
波数を生成する受信機が必要となる。また、貴重な周波
数資源を本来の情報伝達手段としてではなく、周波数制
御の手段として用いることが、周波数の有効利用の観点
からは無駄である。（Ｂ）周波数基準を得るための位相
同期ループの安定性は受信機2.3が、苛酷な電波伝搬条
件下でいかに低電界まで基準周波数を生成できるかにか
かっており、例えば、移動通信方式のようにマルチパス
フェーディングによる受信電界の変動が数十dBにも及び
急激な位相変動を伴う場合、低電界時には基準周波数の
生成が困難となる事が考えられる。The drawbacks of the configuration of the above method (B) are the following two points. That is, (A) the radio equipment of the base station having a high degree of stability, and the receiver for performing the original communication on the mobile side, as well as the receiver for generating the reference frequency are required. Further, it is useless to use the valuable frequency resource not as the original information transmission means but as the frequency control means from the viewpoint of effective use of frequencies. (B) The stability of the phase-locked loop to obtain the frequency reference depends on how well the receiver 2.3 can generate the reference frequency down to a low electric field under severe radio wave propagation conditions. In addition, when the fluctuation of the received electric field due to multipath fading is several tens of dB and the phase is abrupt, it may be difficult to generate the reference frequency when the electric field is low.
本発明の目的は、搬送波ドリフトを極めて微小に抑える
必要のある、角度変調を変調手段に用いた通信方式にお
いて、従来方式に見られた周波数検出の誤差を改善し、
また、極めて大幅な受信電界変動が発生する場合にも、
受信周波数ドリフトを正確に検出する回路を提供するこ
とにある。An object of the present invention is to improve an error in frequency detection found in a conventional method in a communication method that uses angle modulation as a modulation means, which needs to suppress carrier wave drift extremely minutely,
Also, when a very large fluctuation of the received electric field occurs,
It is to provide a circuit that accurately detects a reception frequency drift.
（問題点を解決するための手段） 本発明は、角度変調を用いる通信方式では、（１）受信
電界の変動の抑圧のためにリミタを使用できること、
（２）低電界時に発生するリミタによる広帯域雑音は簡
単なフィルタあるいはPLL等の雑音除去手段によって除
去可能であること、（３）受信機の局発周波数変動或い
は受信波の搬送波ドリフトは数回の周波数変換より中間
周波数に変換されてもその絶対値は保存されること、
（４）比較的周波数の低い中間周波数における周波数測
定は周波数測定の基準に用いるタイムベースに高安定の
発振器を必要としないこと、（５）周波数を測定するデ
ィジタルカウンターは必要とする精度分だけ用意すれ
ば、例えば、１個のMSI（Middle Scale Integration:中
規模集積回路）程度で実現可能であるほど装置規模は小
さいこと、等に着目し、１系列の受信機と単純な構成の
IFフィルタ或いはPLL等の雑音除去手段、及び周波数カ
ウンターにより、受信周波数ドリフトを精度良く測定す
ることを最も大きな特長とする。(Means for Solving the Problems) The present invention relates to (1) a limiter can be used to suppress variations in a received electric field in a communication method using angle modulation.
(2) Broadband noise due to the limiter generated in a low electric field can be removed by a simple filter or noise removal means such as PLL. (3) The local oscillation frequency fluctuation of the receiver or the carrier drift of the received wave can occur several times. Even if it is converted to an intermediate frequency by frequency conversion, its absolute value is saved,
(4) Frequency measurement at an intermediate frequency with a relatively low frequency does not require a highly stable oscillator for the time base used for frequency measurement. (5) A digital counter for measuring frequency is prepared for the required accuracy. Then, for example, focusing on the fact that the device scale is small enough to be realized with one MSI (Middle Scale Integration), one series of receivers and a simple configuration
The greatest feature is that the reception frequency drift is accurately measured by a noise removal means such as an IF filter or a PLL, and a frequency counter.
従来は安定度の劣る機器側では正確な周波数測定手段を
有していなかったために、精度の低い受信周波数制御を
行うか、正確な周波数に同期させるための別の手段を設
けざるを得なかった。本発明においては、簡単な構成で
実現できるディジル周波数カウンタを用い、角度変調方
式においては一般的に用いられるリミタによって受信波
の電界変動を抑圧し、低電界時にリミタによって生じる
広帯域雑音は、リミタに後置した簡単なIFフィルタある
いはPLL等の雑音除去手段によって除去することによっ
て、受信周波数あるいは局部発振周波数の変動を正確に
測定し得る測定系を構成することが従来の技術とは異な
る。また、マルチコンバージョン受信機（周波数変換器
と局部発振器を２式以上有する受信機）において、第１
局発の基準発振器を周波数カウンタのタイムベースとし
た場合の、IFにおける受信波の測定周波数と、第１局発
以外のすべての局発の測定周波数を算術的に演算するこ
とによって、第２局発以降の局発の周波数変動に起因す
る測定誤差を補正し、さらに高精度な周波数測定手段を
構成することが従来の技術とは異なる。In the past, equipment with poor stability did not have accurate frequency measurement means, so it was unavoidable to perform low-accuracy reception frequency control or to provide another means for synchronizing to an accurate frequency. . In the present invention, a digital frequency counter that can be realized with a simple configuration is used. In the angle modulation method, the limiter generally used suppresses the electric field fluctuation of the received wave, and the broadband noise generated by the limiter at a low electric field is reduced to the limiter. It is different from the conventional technique in that a measurement system that can accurately measure the fluctuation of the reception frequency or the local oscillation frequency is configured by removing the noise with a simple IF filter or a noise removing means such as a PLL that is placed after. In the multi-conversion receiver (receiver having two or more frequency converters and local oscillators), the first
When the reference oscillator of the local oscillator is used as the time base of the frequency counter, the measured frequency of the received wave at the IF and the measured frequencies of all the local oscillators other than the first local are arithmetically calculated to obtain the second station. This is different from the conventional technique in that a measurement error due to a frequency fluctuation of a local oscillation after the transmission is corrected and a highly accurate frequency measuring unit is configured.
（実施例） 図３は本発明の実施例である。第１局発はTCXO3.1,位相
比較器3.2,VCO3.3,分周器3.4より構成される。この動作
は従来の技術の項目で述べた。アンテナ3.5に入力され
た受信波は第１ミクサ3.6で第１局発のVCO3.3の出力と
混合され、第1IFフィルタ3.7で「受信周波数±第１局発
周波数」のうち、希望の第1IF周波数が選択される。こ
れは、第２局発3.8信号と第２ミクサ3.9で混合され、
「第1IF周波数±第２局発周波数」のうち、第2IFフィル
タ3.10で希望の第2IF周波数が選択される。V/UHF帯通信
では、実用的に実現できるIFフィルタに比べて搬送波周
波数が高いこと、及び、高利得のIF増幅器が高い周波数
では実現が難しいことを考慮して、通常、図３に示すよ
うなダブルコンバージョン受信機が用いられる。従って
本実施例においてはダブルコンバージョン構成について
説明する。第2IF周波数に変換された信号は角度変調方
式を用いる場合、リミタ3.11で信号振幅が飽和されるま
で増幅される。角度変調信号の復調はディスクリミネー
タ3.12で行われる。一方、受信波の周波数測定のために
は、リミタ3.11の出力は分岐され雑音除去手段（BPFあ
るいはPLL等）3.13に入力される。雑音除去手段3.13で
は、受信波のC/N（搬送波対雑音電力比）が低い場合に
リミタ3.11以降で発生する高帯域の雑音を除去するため
に挿入されている。この出力は周波数を測定する周波数
カウンタ3.14に入力される。ここで図３において3.15の
部分が一種の受信周波数測定回路と把えられる。周波数
カウンタ3.14のタイムベース信号の精度は10-4程度あれ
ば最終IF周波数が455kHzの場合、45.5Hzの誤差となり、
実用上充分である。従って、タイムベースには受信機内
の局部発振器に用いる水晶発振器や、マイクロコンピュ
ータのクロック等を用いればよく、特別に本周波数測定
のために高精度の周波数基準を用意する必要はない。こ
こでは、受信機内で周波数安定度が１番良好と考えられ
る第１局発のTCXO3.1を用いた場合における本発明の周
波数測定精度について述べる。(Example) FIG. 3 is an example of the present invention. The first station consists of TCXO3.1, phase comparator 3.2, VCO3.3, and frequency divider 3.4. This operation is described in the section of the prior art. The received wave input to the antenna 3.5 is mixed with the output of the VCO 3.3 originating from the 1st station at the 1st mixer 3.6, and the desired 1st IF of the “reception frequency ± 1st station originating frequency” is obtained at the 1st IF filter 3.7. The frequency is selected. This is mixed with the second local 3.8 signal and the second mixer 3.9,
The desired second IF frequency is selected by the second IF filter 3.10 from among the “first IF frequency ± second local oscillator frequency”. In the V / UHF band communication, considering that the carrier frequency is higher than that of an IF filter that can be practically realized and that it is difficult to realize a high gain IF amplifier at a high frequency, as shown in FIG. A double conversion receiver is used. Therefore, in this embodiment, a double conversion configuration will be described. When the angle modulation method is used, the signal converted to the second IF frequency is amplified until the signal amplitude is saturated by the limiter 3.11. The demodulation of the angle modulated signal is performed by the discriminator 3.12. On the other hand, in order to measure the frequency of the received wave, the output of the limiter 3.11 is branched and input to the noise removing means (BPF or PLL) 3.13. The noise removing means 3.13 is inserted in order to remove the high band noise generated after the limiter 3.11 when the C / N (carrier to noise power ratio) of the received wave is low. This output is input to the frequency counter 3.14 which measures the frequency. Here, the portion of 3.15 in FIG. 3 can be grasped as a kind of reception frequency measuring circuit. If the accuracy of the time base signal of the frequency counter 3.14 is about 10 -4, and the final IF frequency is 455 kHz, there will be an error of 45.5 Hz,
It is sufficient for practical use. Therefore, a crystal oscillator used as a local oscillator in the receiver, a clock of a microcomputer, or the like may be used for the time base, and it is not necessary to prepare a highly accurate frequency reference for this frequency measurement. Here, the frequency measurement accuracy of the present invention in the case of using TCXO3.1 of the first station, which is considered to have the best frequency stability in the receiver, will be described.
図３において、アンテナ端の受信周波数をFa,第1IF周波
数をFi1,第１局発周波数をFl1,第2IF周波数をFi2,第２
局発周波数をFl2,第１局発に用いるTCXOの周波数偏差を
ε1,第２局発の周波数偏差をε2,測定した第2IF周波数
を とする。この時、以下の関係がある。In FIG. 3, the reception frequency at the antenna end is Fa, the first IF frequency is Fi 1 , the first station frequency is Fl 1 , the second IF frequency is Fi 2 , and the second
The local oscillator frequency is Fl 2 , the frequency deviation of the TCXO used for the first local oscillator is ε 1 , the frequency deviation of the second local oscillator is ε 2 , and the measured second IF frequency is And At this time, there is the following relationship.
Fi2＝Fa−Fl1−Fl2 （１） ここで、TCXOのドリフトがε１の場合、第１局発に図３
のようなシンセサイザを用いた場合、第１局発の は次式となる。Fi 2 = Fa−Fl 1 −Fl 2 (1) Here, if the TCXO drift is ε1, the first station is shown in Fig. 3.
If you use a synthesizer like Is given by
第２局発の周波数偏差ε２を零とすると第１局発がドリ
フトした場合の また、第１局発のTCXOを周波数カウンタのタイムベース
にしてこの第2IF周波数を測定すると、 ここで、測定の偏差ΔFi2は となる。ここでΔFi2の絶対量を（５）に従って計算す
ると、以下の表−１のようになる。 If the frequency deviation ε 2 from the second station is set to zero, Also, when measuring the second IF frequency with the TCXO originating from the first station as the time base of the frequency counter, Here, the measurement deviation ΔFi 2 is Becomes Here, when the absolute amount of ΔFi 2 is calculated according to (5), it becomes as shown in Table 1 below.
但し、Fa＝872.5MHz,Fl1＝782.5MHz,Fl2＝89.455MHz,Fi
1＝90MHz,Fi2＝455kHzとする。 However, Fa = 872.5MHz, Fl 1 = 782.5MHz, Fl 2 = 89.455MHz, Fi
1 = 90MHz, Fi 2 = 455kHz.
表−１よりわかるように、周波数変換をおこなっても、
第１局発の周波数誤差は保存されるため、第2IF周波数
において周波数測定を行うなら高精度の周波数測定が可
能となる。As can be seen from Table-1, even if frequency conversion is performed,
Since the frequency error originating from the first station is saved, highly accurate frequency measurement is possible if frequency measurement is performed at the second IF frequency.
次に、本発明の周波数測定精度について述べる。Next, the frequency measurement accuracy of the present invention will be described.
図４に変調されたRF信号を図３の方式に従って周波数測
定した場合の測定精度を示す。変調の影響を明らかにす
るために、フェージング無とし、疑似音声によるRF信号
の平均変調度は1.5（rad/s）、音声の下部帯域に疑似音
声と周波数多重されたスプリットフェーズ符号化された
PNデータ信号によるRF信号の最大周波数偏移は0.6kHzで
ある。また周波数測定のゲートタイムは１秒である。受
信機の12dBSINAD感度は0dBμで、通過帯域幅は8kHzであ
る。この図ではIF周波数が453.5kHzから456.5kHzまでの
場合について、0.5kHzごとに示している。この図からわ
かるように、受信電界が5dBμまでは測定値の標準偏差
は5Hz以下という非常に良好な精度が得られている。FIG. 4 shows the measurement accuracy when the frequency of the modulated RF signal is measured according to the method of FIG. In order to clarify the influence of the modulation, without fading, the average modulation factor of the RF signal by the pseudo voice was 1.5 (rad / s), and the split phase encoding was performed by frequency multiplexing with the pseudo voice in the lower band of the voice.
The maximum frequency deviation of the RF signal due to the PN data signal is 0.6 kHz. The gate time for frequency measurement is 1 second. The receiver's 12 dB SINAD sensitivity is 0 dBμ and the pass bandwidth is 8 kHz. In this figure, the case where the IF frequency is from 453.5 kHz to 456.5 kHz is shown every 0.5 kHz. As can be seen from this figure, the standard deviation of the measured values is 5 Hz or less, which is a very good accuracy, up to the received electric field of 5 dBμ.
周波数変調の場合は、変調信号の振幅が搬送波周波数を
中心とした周波数の偏移に変換される。従って、変調信
号は周波数変調されたRF信号の周波数測定に際して誤差
の要因となるが、変調器がAC結合されているとRF信号に
定常的な周波数偏移が生じないこと、また、測定のゲー
ト時間を変調周波数の時間変化に比べて充分長くとるこ
とにより変調波による搬送波の周波数変動は平均化され
て零に収束する等の理由により、図４に示すように高精
度の周波数測定が可能となる。In the case of frequency modulation, the amplitude of the modulated signal is converted into a frequency shift around the carrier frequency. Therefore, the modulated signal causes an error when measuring the frequency of the frequency-modulated RF signal, but if the modulator is AC-coupled, the RF signal will not have a steady frequency deviation, and the measurement gate By making the time sufficiently longer than the time change of the modulation frequency, the frequency fluctuation of the carrier wave due to the modulated wave is averaged and converges to zero, etc., so that highly accurate frequency measurement can be performed as shown in FIG. Become.
図５にフェージングの影響を示す。最大ドップラ周波数
は40Hzで、これは800MHz帯においては移動体の速度が約
50km/hに相当する。変調条件は図４と同等である。この
図から、フェージング無に比べて、低電界時の測定偏差
は増加することがわかるが、受信電界が10dBμで測定値
の標準偏差は10Hz程度と、実用上充分な測定精度を有す
る。Figure 5 shows the effect of fading. The maximum Doppler frequency is 40Hz, which is about the speed of the moving body in the 800MHz band.
Equivalent to 50 km / h. The modulation conditions are the same as in FIG. From this figure, it can be seen that the measurement deviation in the low electric field increases as compared with the case without fading, but the standard deviation of the measured value is about 10 Hz when the received electric field is 10 dBμ, and the measurement accuracy is practically sufficient.
図６は本発明に用いた雑音除去手段の効果を示す。図４
及５は、通過帯域幅が受信帯域と等しいBPF3.13をリミ
タ3.11に後置して測定を行っているが、図６はBPF3.13
を省いてある。BPFが無いと受信電界が40dBμでも測定
周波数の標準偏差は400Hzにも達し、測定精度が著しく
劣化する。これは、リミタ3.11から発生する広帯域雑音
の影響であり、このBPFもしくはこれに代わる雑音除去
手段を設けることは周波数測定に際して必須となる。FIG. 6 shows the effect of the noise removing means used in the present invention. Figure 4
In No. 5 and BPF3.13, whose pass bandwidth is equal to the receive band, is placed after the limiter 3.11, and the measurement is performed.
Is omitted. Without BPF, the standard deviation of the measurement frequency reaches 400Hz even if the received electric field is 40dBμ, and the measurement accuracy deteriorates significantly. This is the effect of wideband noise generated from the limiter 3.11, and it is essential to provide a noise removing means for this BPF or an alternative thereto for frequency measurement.
これは以下の理由による。即ち、図６に示すように、バ
ンドパスフィルタ等の雑音除去手段を周波数カウンタに
前置しないと、低電界入力時における測定値は必ず中間
周波数より大きくなる。図７はリミタの出力波形
（ａ），（ｃ）とこれを（ア）の点をスレッショルドと
して成形した波形（ｂ），（ｄ）である。（ａ），
（ｂ）は高受信入力時で（ｃ），（ｄ）は低受信入力時
である。ここで、高受信入力時は受信波の振幅は完全に
飽和し、これを波形成形することにより、受信波の正確
な周波数測定ができる。しかし、低受信入力時は、搬送
波対雑音電力比が劣化するので、リミタが高利得増幅器
であっても、熱雑音に対して完全に飽和した出力をえる
ことができない場合、図７（ｃ）のような波形となる。
これを波形整形しても図７（ｄ）のように雑音によって
不要なパルスが生成され、これが雑音除去手段を有さな
い場合に低受信入力時に搬送波周波数よりも高い周波数
を測定する原因である。This is for the following reason. That is, as shown in FIG. 6, unless a noise removing means such as a bandpass filter is placed in front of the frequency counter, the measured value when the low electric field is input is always higher than the intermediate frequency. FIG. 7 shows the output waveforms (a) and (c) of the limiter and the waveforms (b) and (d) obtained by shaping the output waveforms (a) and (c) with the point (a) as the threshold. (A),
(B) is a high reception input, (c), (d) is a low reception input. Here, the amplitude of the received wave is completely saturated at the time of high received input, and the frequency of the received wave can be accurately measured by shaping the waveform. However, since the carrier-to-noise power ratio is deteriorated at the time of low reception input, even if the limiter is a high gain amplifier, it is not possible to obtain a completely saturated output due to thermal noise, as shown in FIG. It becomes a waveform like.
Even if the waveform is shaped, an unnecessary pulse is generated due to noise as shown in FIG. 7D, and this is the cause of measuring a frequency higher than the carrier frequency at the time of low reception input when there is no noise removing means. .
（実施例 その２） 図８は本発明の第２の実施例であって第２局発の搬送ド
リフトによる測定誤差を補正する方式である。まず、構
成について説明する。Second Embodiment FIG. 8 shows a second embodiment of the present invention, which is a method for correcting a measurement error due to a carrier drift originating from the second station. First, the configuration will be described.
カウンタの入力切り換え回路8.1は制御演算回路8.2の指
示に従ってリミタ3.11の出力と第２局発3.8の出力を切
り換える。カウンタ3.14の出力は制御演算回路に入力さ
れ、第２局発の発振周波数誤差を補正するための計算を
行う。制御演算回路は、１チップマイクロプロセッサで
簡単に実現できる。それ以外の構成は図３と同等であ
り、8.3を本実施例の受信周波数測定回路とする。な
お、本実施例においては周波数カウンタを１台とし、そ
の入力を切り換えているが、複数の周波数カウンタを用
意し、その測定値を演算制御部において読み込んでもよ
い。The counter input switching circuit 8.1 switches between the output of the limiter 3.11 and the output of the second local station 3.8 according to the instruction of the control arithmetic circuit 8.2. The output of the counter 3.14 is input to the control arithmetic circuit, and the calculation for correcting the oscillation frequency error originating from the second station is performed. The control arithmetic circuit can be easily realized by a one-chip microprocessor. The other configuration is the same as that of FIG. 3, and 8.3 is the reception frequency measuring circuit of this embodiment. In this embodiment, one frequency counter is provided and the input is switched, but a plurality of frequency counters may be prepared and the measured values may be read by the arithmetic control unit.
次に、第２局発による誤差の補正法について述べる。Next, a method of correcting an error caused by the second station will be described.
実施例１と同様に、カウンタのタイムベースに第１局発
のTCXOを用いて第2IF周波数を測定する。測定値は となる。一方、切り換え回路7.1を第２局発側に切り換
え、第２局発周波数を測定する。この測定値は この測定値を算術的に加算して、 式（８）は第２局発の誤差の項であるε２を含んでいな
い。また測定すべき無線チャネルが決定されればFl1は
わかり、Fi22及びFl2は既知である。従って、第１局発
の周波数誤差ε１は式（８）より となり、第2IF周波数の発振周波数誤差によらず、受信
周波数偏差あるいは第１局発周波数偏差を測定すること
ができる。また、式（６）は第２局発を下側局発とした
例であるが、これを上側局発とした場合は式（６）は以
下のようになる。Similar to the first embodiment, the second IF frequency is measured using the TCXO originating from the first station as the time base of the counter. The measured value is Becomes On the other hand, the switching circuit 7.1 is switched to the second station originating side, and the second station originating frequency is measured. This measurement is Arithmetically add these measurements, Equation (8) does not include ε 2 which is the term of the error originating from the second station. If the wireless channel to be measured is determined, Fl 1 is known, and Fi 2 2 and Fl 2 are known. Therefore, the frequency error ε 1 originating from the first station is calculated from the equation (8). Therefore, the reception frequency deviation or the first local oscillation frequency deviation can be measured regardless of the oscillation frequency error of the second IF frequency. Moreover, although the formula (6) is an example in which the second station originates from the lower station, the formula (6) becomes as follows when this is originated from the upper station.
この場合もまた、式（10）より、第２局発周波数を測定
した結果である式（７）を減算することによって、以下
の式のようにε２の項を消去することができる。 Also in this case, the term of ε 2 can be eliminated as in the following equation by subtracting the equation (7), which is the result of measuring the second local oscillation frequency, from the equation (10).
（実施例 その３） 実施例２においては、ダブルコンバージョン受信機につ
いて、第２局発の周波数偏差の補正法を示したが、この
方法はマルチコンバージョン受信機についても適用でき
る。図９にマルチコンバージョン受信機において、第１
局発のTCXOをタイムベースとして、第２〜ｎ局発の周波
数測定値及び、第nIF周波数の測定値から第２〜ｎ局発
周波数の周波数誤差を補正する方法を示す。図９におい
て、9.1〜9.4は図７の構成に新たに追加となる周波数変
換器と局部発振器、9.5は第nIFフィルタである。また、
第２〜ｎ局発及び第nIFの周波数は切り換えスイッチ9.6
によって選択され、周波数カウンタ3.15に入力される。
切り換えスイッチ9.6は演算・制御部7.2によって制御さ
れる。 Third Embodiment In the second embodiment, the method of correcting the frequency deviation originating from the second station has been described for the double conversion receiver, but this method can also be applied to the multiconversion receiver. In the multi-conversion receiver shown in FIG.
A method of correcting the frequency error of the 2nd to nth local oscillator frequencies from the measured value of the 2nd to nth local oscillator frequencies and the measured value of the nth IF frequency will be described with TCXO of the local oscillator as a time base. In FIG. 9, 9.1 to 9.4 are frequency converters and local oscillators newly added to the configuration of FIG. 7, and 9.5 is an nth IF filter. Also,
The frequency of the 2nd to nth stations and the frequency of the nth IF are changeover switches 9.6
Selected by and input to the frequency counter 3.15.
The changeover switch 9.6 is controlled by the arithmetic / control unit 7.2.
最終IF周波数Finは Fin＝Fa−（Fl1＋……＋Fln） （12） また、各局発がドリフトした場合の第nIF周波数 これを第１局発のTCXOをタイムベースにして測定した 一方、第ｋ番目の局発周波数Flkを第１局発のTCXOをタ
イムベースにして測定した 式（14）に、式（15）をｋが２よりｎまでを加算した結
果を加えて次式を得る。Final IF frequency Fin is Fin = Fa− (Fl 1 ＋ …… ＋ Fln) (12) Also, nth IF frequency when each station drifts This was measured using the TCXO from the 1st station as the time base. On the other hand, the k-th local frequency Flk was measured using the TCXO from the first local as a time base. The following expression is obtained by adding the result of adding expression (15) from k to 2 to n to expression (14).
これより、ε２〜εｎの項が消え、ε１について解くと
以下のようになる。 From this, the terms ε 2 to εn disappear, and the solution for ε 1 is as follows.
式（17）より、演算制御部において、カウンタの入力を
切り替えて、最終IF周波数及び、第２〜ｎ周波数を測定
し、単純な演算を行うことで、マルチコンバージョン受
信機においても、第２〜ｎ局発の周波数偏差による周波
数測定誤差を補正することができる。また、本実施例に
おいては第２〜ｎ局発を下側局発としたが、実施例２で
述べたように第２〜ｎ局発は上側局発を採用しても、こ
れらの周波数誤差を打ち消すことができる。なお、マル
チコンバージョン受信機において、後段のIF周波数が低
い場合、後段の局発は充分な安定度を有するので、これ
らによる周波数誤差の補正は必要とならない場合があ
る。 According to the equation (17), in the arithmetic control unit, the input of the counter is switched, the final IF frequency and the 2nd to nth frequencies are measured, and a simple arithmetic operation is performed. It is possible to correct the frequency measurement error due to the frequency deviation originating from n stations. Further, in the present embodiment, the 2nd to nth stations originated from the lower station, but as described in the second embodiment, even if the 2nd to nth stations originated from the upper stations, these frequency error Can be canceled. In the multi-conversion receiver, if the IF frequency in the latter stage is low, the local oscillator in the latter stage has sufficient stability, and thus it may not be necessary to correct the frequency error.
（発明の効果） 以上説明したように、本発明では、小規模の回路で、変
調、フェージングに関わらず、受信周波数の高精度測定
が可能となる。本発明の回路で測定した受信波の周波数
誤差をもとに第１局発のTCXOの周波数制御を行えば、測
定周波数誤差に等しい精度まで受信系の周波数安定度を
高めることが可能となる。このことは、TCXOの安定度が
現状では１〜1.5ppmであることを鑑みると、1GHz以上の
搬送波周波数を用いる移動通信機器、あるいは、厳しい
周波数安定度が要求されるインターリーブ無線チャネル
を用いた狭帯域移動通信機器を安価、小型に提供する上
で極めて大きな利点となる。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, it is possible to measure a reception frequency with high accuracy by a small-scale circuit regardless of modulation and fading. If the frequency control of the TCXO originating from the first station is performed based on the frequency error of the received wave measured by the circuit of the present invention, the frequency stability of the receiving system can be increased to an accuracy equal to the measured frequency error. Considering that the stability of TCXO is currently 1 to 1.5 ppm, this means that mobile communication equipment that uses a carrier frequency of 1 GHz or higher, or narrow interleaved wireless channels that require strict frequency stability are used. This is a great advantage in providing a band mobile communication device at low cost and in a small size.
第１図は従来のAFCの構成である。第２図は従来の高精
度周波数基準に位相同期させる局発を持った受信機の構
成である。第３図は本発明の実施例１の構成である。第
４図は本発明の実施例１の周波数測定精度の測定結果
（変調有り、フェージング無し、雑音除去手段有り）で
ある。第５図は本発明の実施例１の周波数測定精度の測
定結果（変調有り、フェージング有り、雑音除去手段有
り）である。第６図は本発明の実施例１の周波数測定精
度の測定結果（変調有り、フェージング有り、雑音除去
手段無し）である。第７図は雑音除去手段の効果を示す
図である。第８図は本発明の実施例２の構成である。第
９図は本発明の実施例３の構成である。 1.1……アンテナ、1.2……VFO、 1.3……周波数変換器、1.4……中間周波増幅器、 1.5……周波数弁別器、1.6……検波出力、 1.7……レベル変換器、2.1……アンテナ 2.2……周波数変換器、2.3……受信機、 2.4……位相比較器、2.5……VCXO、 2.6……位相比較器、2.7……VCO、 2.8……分周器、3.1……TCXO、 3.2……位相比較器、3.3……VCO、 3.4……分周器、3.5……アンテナ、 3.6……第１ミクサ、3.7……第1IFフィルタ、 3.8……第２局発、3.9……第２ミクサ、 3.10……第1IFフィルタ、 3.11……リミタ、 3.12……周波数弁別器、3.13……雑音除去手段、 3.14……周波数カウンタ、 3.15……受信周波数測定回路、 8.1……切り替えスイッチ、 8.2……演算制御部、 8.3……受信周波数測定回路、 9.1……第３局発、 9.2……第ｎ局発、9.3……第３ミクサ、 9.4……第ｎミクサ、9.5……第1IFフィルタ、 9.6……切り替えスイッチ。Figure 1 shows the structure of a conventional AFC. FIG. 2 shows the configuration of a conventional receiver having a local oscillator for phase-locking with a high-accuracy frequency reference. FIG. 3 shows the configuration of the first embodiment of the present invention. FIG. 4 shows the measurement results of the frequency measurement accuracy of the first embodiment of the present invention (with modulation, without fading, with noise elimination means). FIG. 5 shows the measurement results of the frequency measurement accuracy of Example 1 of the present invention (with modulation, with fading, with noise removing means). FIG. 6 shows the measurement results of the frequency measurement accuracy of the first embodiment of the present invention (with modulation, with fading, without noise removing means). FIG. 7 is a diagram showing the effect of the noise removing means. FIG. 8 shows the configuration of the second embodiment of the present invention. FIG. 9 shows the configuration of the third embodiment of the present invention. 1.1 …… antenna, 1.2 …… VFO, 1.3 …… frequency converter, 1.4 …… intermediate frequency amplifier, 1.5 …… frequency discriminator, 1.6 …… detection output, 1.7 …… level converter, 2.1 …… antenna 2.2… … Frequency converter, 2.3 …… Receiver, 2.4 …… Phase comparator, 2.5 …… VCXO, 2.6 …… Phase comparator, 2.7 …… VCO, 2.8 …… Frequency divider, 3.1 …… TCXO, 3.2 …… Phase comparator, 3.3 ... VCO, 3.4 ... Divider, 3.5 ... Antenna, 3.6 ... First mixer, 3.7 ... First IF filter, 3.8 ... Second station, 3.9 ... Second mixer, 3.10 …… First IF filter, 3.11 …… Limiter, 3.12 …… Frequency discriminator, 3.13 …… Noise removing means, 3.14 …… Frequency counter, 3.15 …… Reception frequency measurement circuit, 8.1 …… Changeover switch, 8.2 …… Calculation Control unit, 8.3 …… Reception frequency measurement circuit, 9.1 …… Third station, 9.2 …… Nth station, 9.3 …… Third mixer, 9.4 …… Nth mixer, 9.5 …… 1IF filter, 9.6 ...... changeover switch.
Claims (2)
発振器と、 該発振器にもとづいて局発信号を発生する局発回路と、 該局発回路の出力により受信波の周波数を変換する周波
数変換回路と、 該変換回路に接続される振幅制限器と、 振幅制限器の出力の中の雑音を除去する雑音除去手段
と、 雑音除去手段の出力波の周波数を測定する周波数カウン
タとを有し、 該周波数カウンタの基準周波数を前記発信器の出力によ
り設定することにより、受信機の受信周波数及びその誤
差を測定することを特徴とする、周波数測定機能を有す
る受信装置。1. A receiver for receiving an angle-modulated signal, comprising:
An oscillator, a local oscillator circuit that generates a local oscillator signal based on the oscillator, a frequency conversion circuit that converts the frequency of the received wave by the output of the local oscillator circuit, and an amplitude limiter connected to the conversion circuit, It has a noise elimination means for eliminating noise in the output of the amplitude limiter, and a frequency counter for measuring the frequency of the output wave of the noise elimination means, and the reference frequency of the frequency counter is set by the output of the oscillator. Accordingly, a receiving device having a frequency measuring function, characterized in that the receiving frequency of the receiver and its error are measured.
数変換回路と、 その出力に接続される別の周波数変換回路及び局発回路
と、 最終の周波数変換回路に接続される振幅制限器と、 振幅制限器の出力の中の雑音を除去する雑音除去手段
と、 雑音除去手段の出力波の周波数及び第２段以後の局発回
路の周波数を測定する周波数カウンタとを有し、 測定した局部発信周波数の値と最終中間周数段の振幅制
限器の出力周波数の値を演算することによって、第２局
部発信器以降の発信周波数誤差に起因する測定周波数誤
差を補正することを特徴とする周波数測定機能を有する
受信装置。2. A receiver for receiving an angle modulated signal, an oscillator, a local oscillator circuit for generating a local oscillator signal based on the oscillator, and a frequency converter for converting the frequency of a received wave by the output of the local oscillator circuit. A circuit, another frequency conversion circuit and a local oscillator circuit connected to its output, an amplitude limiter connected to the final frequency conversion circuit, and noise elimination means for eliminating noise in the output of the amplitude limiter. A frequency counter for measuring the frequency of the output wave of the noise elimination means and the frequency of the local oscillator circuit after the second stage, the value of the measured local oscillation frequency and the output frequency of the amplitude limiter at the final intermediate frequency stage. A receiver having a frequency measuring function, characterized in that the measurement frequency error due to the transmission frequency error after the second local oscillator is corrected by calculating the value of.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16800486A JPH0691422B2 (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Receiver having frequency measurement function |
| US07/072,819 US4817197A (en) | 1986-07-18 | 1987-07-13 | Mobile communication apparatus |
| DE3750757T DE3750757T2 (en) | 1986-07-18 | 1987-07-17 | Receiver arrangement for angle-modulated signals. |
| EP87306371A EP0253680B1 (en) | 1986-07-18 | 1987-07-17 | Angle modulated signal receiving apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16800486A JPH0691422B2 (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Receiver having frequency measurement function |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326020A JPS6326020A (en) | 1988-02-03 |
| JPH0691422B2 true JPH0691422B2 (en) | 1994-11-14 |
Family
ID=15860015
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16800486A Expired - Lifetime JPH0691422B2 (en) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | Receiver having frequency measurement function |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691422B2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07105756B2 (en) * | 1988-06-29 | 1995-11-13 | 松下電器産業株式会社 | Mobile communication method |
| US5493710A (en) * | 1991-08-02 | 1996-02-20 | Hitachi, Ltd. | Communication system having oscillation frequency calibrating function |
| JP2767518B2 (en) * | 1992-06-23 | 1998-06-18 | 日本無線株式会社 | AFC circuit |
-
1986
- 1986-07-18 JP JP16800486A patent/JPH0691422B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6326020A (en) | 1988-02-03 |
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