JPH0690385A

JPH0690385A - 波形等化装置

Info

Publication number: JPH0690385A
Application number: JP4239671A
Authority: JP
Inventors: Takumi Okamura; 巧岡村; Noboru Kojima; 昇小島; Kazuhiko Kasahara; 一彦笠原; Masako Totsuka; 雅子戸塚; Yuichi Ninomiya; 佑一二宮
Original assignee: Hitachi Ltd; Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Hitachi Ltd; Japan Broadcasting Corp
Priority date: 1992-09-08
Filing date: 1992-09-08
Publication date: 1994-03-29

Abstract

(57)【要約】【目的】サンプル値のアナログ伝送を行う場合の伝送
路歪を除去する等化装置において、ＡＭ伝送時の伝送路
歪によるＡＤＣ入力でのクリップを避け、常に充分な波
形等化が可能な波形等化装置を提供すること。【構成】ＡＤＣ３の前段に１／α倍する減衰器２２
と、ＡＤＣ３の後段にα倍する乗算器２３と、波形等化
後の信号をα倍する乗算器２４とを設け、ＡＭ伝送の場
合に波形等化制御手段２１がＡＤＣ３において入力信号
にクリップが掛からないようにαの値を制御する。【効果】ＡＤＣに入力される信号振幅が制御されクリ
ップが掛かることがないので、伝送路歪を検出するため
の基準信号を正確に検出することができ、波形等化を行
なうことが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、サンプル値のアナログ
伝送を行う場合の伝送路歪を除去する等化装置に係り、
特に、ＣＡＴＶ等のＡＭ伝送時における伝送路歪を効果
的に等化する波形等化装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ハイビジョン放送方式の１種として、Ａ
Ｍ伝送とＦＭ伝送のどちらにも対応できるＭＵＳＥ方式
によるシステムが開発されているが、このシステムで
は、伝送時のノイズの性質を考慮し、Ｓ／Ｎを確保する
ために、ＦＭ伝送では、ディジタル信号処理によるノン
リニアエンファシス・ノンリニアディエンファシス処理
を用い、ＡＭ伝送では、ダイナミックレンジいっぱいの
信号とすることでＳ／Ｎを確保している。

【０００３】そこで、受信信号をＡ／Ｄ変換器（以下、
ＡＤＣと記す）によりディジタル信号に変換して処理す
るＭＵＳＥ方式の受信機では、ＦＭ伝送時にはＭＵＳＥ
信号の低周波に対してＡＤＣの入力レンジの約１／２の
レベルに、ＡＭ伝送時は約１のレベルに設定される。こ
の様子を図２に示す。

【０００４】図２において、まず、(a)はＦＭ伝送時を
示し、例えばＡＤＣの分解能が１０bit であれば、入力
信号は９bit 相当の信号振幅になるように入力される。
そして、Ａ／Ｄ変換後にノンリニアディエンファシスを
施し、１０bit の信号に戻すことでＦＭ伝送特有の三角
ノイズを抑圧する。

【０００５】次に、(b)はＡＭ伝送時を示し、入力信号
は１０bit の入力レンジいっぱいの信号振幅で入力され
る。そして、これらの信号に対して、図示のような基準
信号(例えば、インパルスレスポンス)から伝送路歪を検
出し、波形等化を行うのである。

【０００６】ところで、この波形等化装置としては、従
来から図３に示す装置が知られており、従って、以下、
この従来技術の動作の概略について説明する。図３にお
いて、１は入力端子であり、これから入力されたアナロ
グ信号は、自動利得制御用アンプ(以下、ＡＧＣと記す)
２で規定レベルの振幅をもつ信号となるように制御さ
れ、ＡＤＣ３に入力される。このＡＤＣ３によりサンプ
リングされた信号は、等化フィルタ４と同期／デ−タ検
出器１０の双方に供給される。

【０００７】この同期／デ−タ検出器１０は、同期信号
その他の制御用デ−タを検出して伝送方式を検出する働
きをし、伝送方式に応じて、ＦＭ伝送時には図２(a)に
示すレベルに、ＡＭ伝送時には図２(b)に示すレベルに
なるようにＡＧＣ２の利得を制御する。

【０００８】一方、基準信号検出器８は、等化フィルタ
４から導かれた信号から基準信号を検出し、波形等化制
御手段９へその基準信号を供給する。そこで、この波形
等化制御手段９は供給された基準信号から伝送路歪を抑
圧するためのフィルタタップ係数を求め、等化フィルタ
４にセットすることで波形等化を行う。そして、波形等
化された信号はノンリニアディエンファシス５とセレク
タ６に供給される。

【０００９】ノンリニアディエンファシス５はＦＭ伝送
時のノンリニアエンファシスを元に戻し、セレクタ６に
信号を導く。このセレクタ６は同期／デ−タ検出器１０
によって制御され、ＦＭ伝送時にはノンリニアディエン
ファシス５から導かれた信号を選択し、ＡＭ伝送時には
等化フィルタ４から直接導かれた信号を選択して出力端
子７から出力するのである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、ＡＭ
伝送時に大きな伝送路歪がある場合についての配慮がさ
れておらず、このときには基準信号の検出が正確に行え
なくなって、波形等化が不能になってしまうという問題
があった。

【００１１】例えば、伝送系に、図４(b)に示すような
ゴーストがある場合を例にとると、入力されるアナログ
信号は、理想状態である無歪の信号(a)と、ゴースト(b)
の合わさった歪有り信号(c)となる。そうすると、この
信号のフレームパルスに対してＡＧＣが施されるので、
ＡＧＣから出力される信号は、図４の(d)に示すように
なる。従って、この図４(d)に示すレベルのＡＧＣ出力
信号がＡＤＣに入力されることとなり、伝送路歪を検出
するための基準信号はＡＤＣの入力ダイナミックレンジ
を越え、クリップが掛かってしまう。このため、基準信
号の検出が正確に行えず、波形等化ができなくなってし
まうのである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】第１の発明では、ＡＧＣ
の出力信号（以下、ＡＧＣ出力と記す）を１／α倍にし
てＡＤＣに導く減衰器と、ＡＤＣにより変換されたディ
ジタル信号(以下、ＡＤＣ出力と記す)をα倍にして同期
／デ−タ検出手段に導く第１の乗算器と、等化フィルタ
の出力信号をα倍にしてセレクタに導く第２の乗算器と
を具備し、ＡＭ伝送時には前記波形等化制御手段がα≧
１となるように制御するとともに前記セレクタは前記第
２の乗算器の出力信号を選択し、ＦＭ伝送時にはα＝１
となるように制御するとともに前記セレクタは前記ノン
リニアディエンファシスの出力信号を選択するようにし
たものである。

【００１３】第２の発明では、ＭＵＳＥ受信機の性能を
確保するために必要とされるＡＤＣの仕様分解能ｎビッ
トよりも高い分解能ｍビットのＡＤＣ(例えば、仕様分
解能ｎが１０bit であれば、ｍは１１bit 以上)を用
い、ＡＤＣ入力前段に信号振幅を１／ｋにする減衰器
と、ＡＤＣ出力信号からｈを減算する減算器を設け、こ
れらの係数ｋ、ｈの値として

【００１４】

【数４】

【００１５】

【数５】

【００１６】を与えるようにしたものである。

【００１７】

【作用】第１の発明では、ＡＭ伝送時、１／α倍する減
衰器の出力信号がＡＤＣ入力ダイナミックレンジを越え
ない信号振幅となるようにαが制御される。ＡＤＣ出力
信号はα倍する第１の乗算器に導かれ、元の信号振幅レ
ベルに戻され、同期／デ−タ検出に導かれる。これによ
り、同期／デ−タ検出手段で同期信号や伝送方式などを
検出することができる。また、等化フィルタには１／α
の信号が導かれるので、基準信号にクリップが掛かるこ
とは無く、正確に検出されるので、正常に波形等化が行
われる。波形等化後の信号は第２の乗算器によってα倍
されることで元の信号振幅に戻され、セレクタを通して
出力される。これによって、ＡＭ伝送時に大きな伝送路
歪があってもＡＤＣでクリップされること無く基準信号
をディジタル信号に変換できるので、正常に波形等化を
行うことができる。

【００１８】第２の発明では、ＭＵＳＥ受信機の性能を
確保するために必要とされるＡＤＣの仕様分解能ｎビッ
トよりも高い分解能ｍビットのＡＤＣを用いており、こ
れに応じて減衰器によりＡＤＣ入力前段の信号振幅を１
／ｋ倍することでＡＤＣ入力ダイナミックレンジ内に収
まるようにし、ＡＤＣ出力信号からｈを減算する減算器
はＡ／Ｄ変換したディジタル信号からｈを減算する。

【００１９】このときのｋ、ｈの値は、次の式の通りと
なる。

【００２０】

【数６】

【００２１】

【数７】

【００２２】これにより、ＡＭ伝送時にもＡＤＣでクリ
ップされることが無く、正確に基準信号をディジタル信
号に変換できるので、正常に波形等化を行うことができ
る。

【００２３】

【実施例】以下、本発明による波形等化装置について、
図示の実施例により詳細に説明する。図１は本発明によ
る波形等化装置の一実施例で、図において、１１はＡＧ
Ｃ後のアナログ信号を１／ｋ倍にする減衰器、１２はＡ
ＧＣ出力と減衰器１１の出力をセレクトしてＡＤＣ３に
導く第２のセレクタ、１３はＡＤＣ３から出力されるデ
ィジタル信号をｋ倍にする第１の乗算器、１４はＡＤＣ
３の出力と第１の乗算器１３の出力をセレクトして同期
／デ−タ検出器１０に導く第３のセレクタ、１６は等化
フィルタ４の出力信号である波形等化後の信号をｋ倍に
する第２の乗算器、１５は基準信号検出器８から導かれ
た基準信号により等化フィルタ４を制御して波形等化を
行うと共に、第２、第３のセレクタ１２、１４の切り換
え制御を行う波形等化制御手段であり、その他は図３の
従来例と同じである。

【００２４】次に、この図１の実施例の動作について説
明する。ＦＭ伝送の場合、図示のように、第１のセレク
タ６はノンリニアディエンファシス５の出力を、第２の
セレクタ１２はＡＧＣ２の出力を、第３のセレクタ１４
はＡＤＣ３の出力を夫々選択する。従って、この場合は
従来例と同じであり、図２の(a)に示した信号振幅で一
連の処理がなされ、従来例と同様の動作をする。

【００２５】次にＡＭ伝送の場合について説明する。最
初、ＦＭ伝送の場合と同じく、第２のセレクタ１２と第
３のセレクタ１４は図示した方を選択している。そして
同期／データ検出器１０がＡＭ伝送であることを検出す
ると、ＡＭ伝送であることを表わす信号を波形等化制御
手段１５に供給すると共に、第２の乗算器１６の出力を
選択するように、第１のセレクタ６を切り換える。

【００２６】そこで、波形等化制御手段１５は、ＡＭ伝
送であることを受けると、減衰器１１を選択するように
第２のセレクタ１２を制御し、ついで減衰器１１からの
振幅１／ｋの信号がＡＤＣ３によりサンプリングされ、
出力されてきた時点で第１の乗算器１３を選択するよう
に第３のセレクタ１４を制御する。

【００２７】さらに波形等化制御手段１５は、基準信号
検出器８で検出した振幅１／ｋの基準信号に基いて伝送
路歪を検出し、これを補正する等化フィルタ特性が与え
られるように等化フィルタ４のフィルタタップ係数を制
御する。波形等化された振幅１／ｋの信号は第２の乗算
器１６によりｋ倍され、元の振幅に戻され、第１のセレ
クタ６を通して出力端子７から出力される。

【００２８】この波形等化制御手段１５による各セレク
タの切り換えタイミングの一例を図５に示す。ＡＤＣ３
にサンプリングクロック５０１が入力され、ＡＤＣ３の
出力信号としてＡＤＣ３出力５０２が出力される。第２
のセレクタ１２はセレクタ１２切り換え信号５０３によ
り、ＡＤＣ３によって出力ｎ₁ がディジタル信号に変換
されると同時に減衰器１１の出力を選択する。これによ
り、次のサンプリングクロックでＡＤＣ３の出力は、1
／ｋ・ｎ₂となる。

【００２９】第１の乗算器１３が、例えばＡＤＣ３の出
力を直ちにｋ倍した後出力するとすると、その出力信号
は乗算器１３出力５０４となる。第３のセレクタ１４
は、セレクタ１４切り換え信号５０５によって、ＡＤＣ
３の出力から第１の乗算器１３の出力に切り換え、同期
／データ検出器１０に導く。これによって、同期／デー
タ検出器１０に導かれる信号は５０６となる。

【００３０】また、図示はしてないが、例えば第１の乗
算器１３がＡＤＣ３の出力をラッチしてｋ倍した後再び
ラッチして出力する場合、２クロックの遅延を生じるこ
とになるが、この場合、ＡＤＣ３出力を２クロック遅延
して第２のセレクタに導く遅延手段を設け、第２のセレ
クタ１４の切り換え信号５０５を２クロック遅くなるよ
うに制御すれば、同期／データ検出器１０に導かれる信
号は５０６を２クロック遅延したものとなる。従って、
同期／データ検出器１０には常に入力信号振幅と同じ振
幅の信号が導かれ、同期／デ−タの検出が正常に行われ
る。

【００３１】さらに、第２の乗算器１６は、等化フィル
タ４により波形等化され、遅延された信号をｋ倍し、乗
算器１６出力５０７を出力する。これにより、１／ｋ倍
したｎ₂ 以後の信号は波形等化され、ｋ倍されて波形等
化後信号ｎ₂’５０７として第１のセレクタ６から出力
される。

【００３２】従って、この実施例によれば、伝送路歪に
よってＡＤＣにおいてクリップが掛ってしまう虞れのあ
るＡＭ伝送時の信号を、ＡＤＣの前後で１／ｋ、ｋ倍と
することで、ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に収ま
るようにできるので、基準信号を常に正確に検出するこ
とができ、波形等化を確実に行なうことができる。な
お、この一実施例において、上記した係数ｋの値は、１
以上であればどのような値でもよく、特定の値に限定さ
れるものではない。

【００３３】次に、本発明の他の一実施例について、図
６により説明する。この図６の実施例が、図１の実施例
と異なる点は、第２の乗算器１６の出力と等化フィルタ
４の出力を選択して第１のセレクタ６に導く第４のセレ
クタ１７を設け、この第４のセレクタ１７の制御も行な
う波形等化制御手段１８を設けたことで、その他は図１
の一実施例と同じである。従って、以下、図１の実施例
と異なる点について説明する。

【００３４】同期／データ検出器１０がＡＭ伝送である
ことを検出すると、第１のセレクタ６を制御して第４の
セレクタ１７の出力を選択する。この時点では第４のセ
レクタ１７は図示した方、即ち等化フィルタ４の出力を
選択している。波形等化制御手段１８は、基準信号検出
器８が検出した振幅１／ｋの基準信号から伝送路歪を検
出し、これを等化するのに必要なフィルタ係数を等化フ
ィルタ４に供給することで波形等化を行なう。そして等
化フィルタ４から出力された振幅１／ｋの信号は第２の
乗算器１６でｋ倍されてから第４のセレクタ１７に供給
される。

【００３５】次に、このタイミングで、波形等化制御手
段１８は第４のセレクタ１７を制御し、第２の乗算器１
６からの信号を選択する。これらのセレクタ制御タイミ
ングを図５により説明する。第２、第３のセレクタ１
２、１４の制御タイミングは図１の一実施例と同じであ
る。等化フィルタ４により等化された信号は、等化フィ
ルタ４出力信号５０８となる。例えば、第２の乗算器１
６が入力信号をｋ倍し、直ちに出力するものとすると、
これは乗算器１６出力５０７となるので、第４のセレク
タ１７は、セレクタ１７切り換え信号５０９のタイミン
グで、等化フィルタ４の出力から第２の乗算器１６の出
力に切り換える。

【００３６】これにより、第４のセレクタ１７から出力
される信号の振幅は、入力信号振幅に相当する振幅が常
に出力され、ｋ倍の振幅をもった信号が出力されてしま
うことはない。また、図示はしないが、第２の乗算器１
６が入力信号をｋ倍した後ラッチして出力する場合、第
２の乗算器１６の出力信号は５０７より１クロック遅延
することになるが、この場合、等化フィルタ４の出力を
１クロック遅延して第４のセレクタ１７に導く遅延手段
を設け、第４のセレクタ１７の切り換え信号５０９によ
る切り換えを１クロック遅くすることで前記と同じ効果
を得ることができる。

【００３７】従って、この実施例によっても、伝送路歪
によって、ＡＤＣにおいてクリップが掛ってしまう虞れ
のあるＡＭ伝送時の信号を、ＡＤＣの前後で１／ｋ、ｋ
倍とすることで、ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に
収まるようにできるので、基準信号を正確に検出するこ
とができ、常に確実に波形等化が可能になる。なお、こ
の実施例においても、係数ｋの値は１以上であればどの
ような値でもよい。

【００３８】ところで、この実施例において、例えば、
ｋ＝２とすると、Ｓ／Ｎは３ｄＢ、ｋ＝４とすると、同
じく６ｄＢダウンする。そこで、ＡＭ伝送の場合でも、
伝送路歪があまり大きくなく、ＡＤＣ３の入力レンジを
越える虞れのない場合には、第２、第３、第４のセレク
タ１２、１４、１７は図示した方を選択し、ＡＤＣ３の
入力レンジを越える場合にのみ図５に示したタイミング
で、これらのセレクタ１２、１４、１７を制御するよう
にしてもよい。

【００３９】こうすることにより、ＡＭ伝送時でも伝送
路歪が小さい場合には、Ｓ／Ｎを劣化することなく、充
分に波形等化を行うことができる。

【００４０】次に、図７は、本発明の更に別の一実施例
で、この実施例が図１の実施例と異なる点は、ＡＧＣ２
の出力をＡＤＣ３に供給するようにした点と、第２の乗
算器１３の出力信号がオーバーフロー／アンダーフロー
した場合にリミッタをかけるＯＦ／ＵＦリミッタ１９を
設け、その出力を第３のセレクタ１４に供給するように
した点と、第３のセレクタを制御する波形等化制御手段
２０を設けた点で、その他は図１の一実施例と同じであ
る。従って、以下、図１の一実施例と異なる点について
説明する。

【００４１】ＦＭ伝送時、各セレクタは図示した方を選
択しており、従来例と同様の動作を行う。そして同期／
データ検出器１０がＡＭ伝送であることを検出すると、
第１のセレクタ６が第２の乗算器１６の出力を選択する
ように制御され、かつ、ＡＭ伝送であることを波形等化
制御手段２０に知らせる。

【００４２】波形等化制御手段２０はＡＭ伝送を表わす
信号を受け取ると、第３のセレクタ１４を制御し、ＯＦ
／ＵＦリミッタ１９の出力を選択するようにする。これ
により、第１の乗算器１３によってｋ倍された信号がＯ
Ｆ／ＵＦリミッタ１９でリミットされ、同期／データ検
出器１０に導かれる。この場合、例えばＡＤＣ３の分解
能が１０bit として、図２の(b)に示す信号振幅を規定
値とする。

【００４３】いま、ＯＦ／ＵＦリミッタ１９でのリミッ
ト値が、例えば０と１０２３として第１の乗算器１３で
ｋ倍した信号にリミッタをかけて同期／データ検出器１
０に供給するようにすると、この同期／データ検出器１
０は、フレームパルスの振幅が６４以下と９５６以上で
あれば振幅を小さくするようにＡＧＣ２のゲインを制御
する。そこで、同期／データ検出器１０は、最終的に
は、ｋ倍後にフレームパルスの振幅が６４と９５６にな
るまでＡＧＣ２のゲインを下げる。

【００４４】これにより、ＡＤＣ３の入力信号振幅は、
図１の実施例と同様に１／ｋとなるので、ＡＤＣ３の入
力レンジ内に収まり、クリップが掛ってしまうことは無
い。なお、等化フィルタ４以後の動作は図１の実施例と
同じなので、説明は省略する。

【００４５】従って、この実施例によれば、伝送路歪に
よってＡＤＣにおいてクリップの掛かる虞れのあるＡＭ
伝送時の信号をＡＤＣの前後で１／ｋ、ｋ倍とすること
で、ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に収まるように
できるので、基準信号を正確に検出することができ、常
に確実に波形等化を行なうことができる。

【００４６】そして、この実施例によれば、ＡＤＣ前段
の減衰器とセレクタを省くことができ、この結果、ＡＤ
Ｃのサンプリングクロックに合わせてセレクタを切り換
え制御する必要が無いので、構成と制御を簡略化でき
る。更に、図示はしてないが、この実施例においても、
図６の実施例と同様に、等化フィルタ４の出力と第２の
乗算器１６の出力を選択して第１のセレクタに導く第４
のセレクタ１７を設け、ＡＭ伝送の場合でも、伝送路歪
が小さくてＡＤＣの入力レンジを越える虞れのない場合
には、第３のセレクタはＡＤＣ３の出力を、第４のセレ
クタは等化フィルタ４の出力を選択するようにすること
でＳ／Ｎを劣化させること無く、充分な波形等化を行う
ことができる。

【００４７】図８は、本発明の他の一実施例を示したも
ので、この実施例が、上記した実施例と異なる点は、Ａ
ＧＣ２の出力を１／α倍してＡＤＣ３に供給する減衰器
２２と、ＡＤＣ３の出力をα倍する第３の乗算器２３
と、等化フィルタ４の出力をα倍する第４の乗算器２４
と、基準信号検出器８から導かれた基準信号から伝送路
歪を検出して、これを補正するフィルタ係数を等化フィ
ルタ４に導き波形等化を行ない、且つ、前記減衰器２
２、第３、４の乗算器２３、２４を制御する波形等化制
御手段２１を設けたことにあり、その他は上記の実施例
と同じである。

【００４８】以下、他の実施例と異なる点について説明
すると、初期状態はα＝１であり、この場合には従来例
と同じものとなる。減衰器２２はＡＧＣ２から導かれる
信号を１／α倍することでＡＤＣの入力レンジ内に収ま
るようにする。第３の乗算器２３はＡＤＣ出力信号をα
倍して元の信号振幅に戻し、同期／データ検出器１０に
導く。また、第４の乗算器２４は等化フィルタ４によっ
て等化された振幅１／αの信号をα倍し、第１のセレク
タ６に導く。

【００４９】ここで、波形等化制御手段２１がαの値を
制御するタイミングは、図６に示した実施例の波形等化
制御手段１８が第２、３、４のセレクタ１２、１４、１
７を制御するタイミングと同じであり、減衰器２２によ
って１／α倍された信号がＡＤＣ３によってサンプリン
グされて第３の乗算器２３に入力されるタイミングでα
が制御され、且つ、等化フィルタ４により波形等化され
た振幅１／αの信号が第４の乗算器２４に入力されるタ
イミングでαが制御される。

【００５０】この係数αの値は波形等化制御手段２１が
決定するのであるが、その方法として、例えば１、２、
４などの簡単な整数でも良いが、或いは、基準信号検出
器８から導かれる信号の値から基準信号が、０＜基準信
号の値＜１０２３となるように制御（例えば、ＡＤＣ
３の分解能を１０bit とした場合、基準信号に０または
１０２３という値があれば、ＡＤＣ３においてクリップ
が掛かっていると考えて良い）しても良い。なお、この
ことから明らかなように、係数αの値は１以上であれば
特に限定するものではない。

【００５１】従って、この実施例によれば、伝送路歪に
よりＡＤＣにおいてクリップの掛かる虞れのあるＡＭ伝
送時の信号をＡＤＣの前後で１／α、α倍とすること
で、ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に収まるように
できるので、基準信号を正確に検出することができ、充
分な波形等化が可能となる。

【００５２】また、この実施例によれば、伝送路歪の大
きさに応じてαの値を適応的に制御できるので、伝送路
歪が小さくてαをあまり大きくする必要が無い場合には
Ｓ／Ｎの劣化が少なくてすむ。

【００５３】図９は、本発明の他の一実施例を示したも
ので、この一実施例が、図８の実施例と異なる点は、Ａ
ＤＣ３の仕様分解能がｎビットの場合に、ｎビットのデ
ィジタル信号に波形等化処理を行なう等化フィルタ４、
基準信号検出器８、波形等化制御手段１５の代わりに、
第３の乗算器２３によってα倍（α≧１）されたｍビッ
ト(ｍ≧ｎ)のディジタル信号に波形等化処理を施す等化
フィルタ２５、基準信号検出器２７、波形等化制御手段
２６を用い、第３の乗算器２３の出力信号を等化フィル
タ２５に導くとともに、等化フィルタ２５の出力信号の
下位ビットをノンリニアディエンファシス処理５と第１
のセレクタ６とに導く下位ビット通過手段２８を設け、
第４の乗算器２４を省いた点にあり、その他は図８の実
施例と同じである。従って、以下、図８の実施例と異な
る点について説明する。

【００５４】まず、初期状態はα＝１であり、この場合
は図８の実施例と同じである。同期／データ検出器１０
がＡＭ伝送であることを検出すると、第１のセレクタ６
が制御されて下位ビット通過手段２８の出力を選択する
とともに、波形等化制御手段２６にＡＭ伝送であること
を知らせる。そこで、この波形等化制御手段２６は、Ａ
Ｍ伝送であることを受けると、１／α減衰器２２、第３
の乗算器２３のαを制御し、ＡＤＣ３の入力ダイナミッ
クレンジでクリップが掛からないようにする。ここで第
３の乗算器２３の出力信号は、ＡＤＣ３の仕様分解能を
ｎビットとすると、α倍（α≧１）することでｍビット
（ｍ≧ｎ）となる。

【００５５】等化フィルタ２５、基準信号検出２７、波
形等化制御手段２６はｍビットのディジタル信号を波形
等化する波形等化手段であり、これにより波形等化を行
ない下位ビット通過手段２８へ出力する。下位ビット通
過手段２８は導かれたｍビットの信号のうち下位ｎビッ
トだけを通過させる。

【００５６】従って、この実施例によれば、伝送路歪に
よりＡＤＣにおいてクリップの掛かる虞れのあるＡＭ伝
送時の信号をＡＤＣの前後で１／α、α倍とすること
で、ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に収まるように
できるので、基準信号を正確に検出することができ、確
実に波形等化が可能となる。

【００５７】また、この図９の実施例によれば、図８の
実施例と同様に、伝送路歪の大きさに応じてαの値を適
応的に制御できるので、伝送路歪が小さくてαをあまり
大きくする必要が無い場合には、Ｓ／Ｎの劣化が少なく
てすむ。更に、この実施例によれば、ＦＭ伝送の場合に
も伝送路歪が大きくて基準信号にクリップが掛かる場合
には、波形等化制御手段２６がαを制御することが可能
になるので、ＦＭ伝送の場合にもＡＭ伝送の場合と同様
の効果が得られる。

【００５８】なお、図示はしてないが、１／α減衰器２
２、α倍する第３の乗算器２３は、図１、図６、図７の
一実施例と同様に、１／ｋ減衰器、ｋ倍する第１の乗算
器、第２、第３のセレクタなどで構成しても良い。更
に、これも図示はしてないが、第３の乗算器２３を、α
倍する第４、第５の２個の乗算器に分割し、第４の乗算
器はＡＤＣ３の出力をα倍して等化フィルタ２５に、第
５の乗算器はＡＤＣ３の出力をα倍して同期／データ検
出器１０に導くようにしても良い。

【００５９】図１０も、本発明の他の一実施例で、この
実施例が他の実施例と異なるのは、ＡＧＣ２の出力を１
／ｋ倍する減衰器１１と、この減衰器１１の出力信号を
Ａ／Ｄ変換するＡＤＣとして仕様分解能よりも高い分解
能を持つＡＤＣ２９と、ＡＤＣ２９の出力信号からｈを
減算する減算器３０と、減算値ｈを発生する手段３１と
を設けたことで、その他は図３の従来例と同じである。

【００６０】この図１０の実施例の動作を、図１１を用
いて説明する。ＡＭ伝送の場合、ＡＧＣ出力信号はＡＤ
Ｃ入力ダイナミックレンジに対して図１１の(a)に示す
レベルに制御され、減衰器１１に導かれる。減衰器１１
に導かれたＡＧＣ出力信号は１／ｋ倍され、ＡＤＣ２９
に導かれる。ここで、この係数ｋの値は、ＡＤＣの仕様
分解能をｎビット、ＡＤＣ２９の分解能をｍビットとし
た場合、次の式で与えられる。

【００６１】

【数８】

【００６２】従って、例えばＡＤＣの仕様分解能ｎが１
０bit であった場合、ＡＤＣ２９の分解能ｍが１１bit
のときはｋ＝２となり、１２bit のときはｋ＝４とな
る。

【００６３】１／ｋ倍された信号はＡＤＣ２９によりデ
ィジタル信号に変換されるが、ここでＡＤＣ２９の分解
能が、例えば１１bit であれば、ディジタル信号に変換
後の値は図１１の(b)に示す値となる。ＡＤＣ２９の出
力信号は減算器３０に導かれ、減算値発生手段３１から
導かれる減算値ｈが引かれる。ｈの値は次の式で与えら
れる。

【００６４】

【数９】

【００６５】これにより、例えばＡＤＣの仕様分解能ｎ
を１０bit とすると、ＡＤＣ２９の分解能ｍが１１bit
であればｈ＝５１２であり、１２bit であればｈ＝１５
３６となる。前記の例を引継ぎ、ＡＤＣ２９の分解能が
１１bit の場合を考えると、ｈ＝５１２となるから、減
算器３０の出力信号振幅は６４〜９５６となり、図２に
示した規定レベルの信号値となる。これにより、フレー
ムパルスのレベルが規定レベルの信号振幅値で同期／デ
ータ検出器１０に供給されるので、同期／データ検出器
１０は、ＡＧＣ２を、図１１(a)に示すレベルになるよ
うに制御する。

【００６６】従って、この実施例でも、伝送路歪によっ
てＡＤＣにおいてクリップの掛かる虞れのあるＡＭ伝送
時の信号をＡＤＣの前段で１／ｋ倍とすることで、ＡＤ
Ｃの入力ダイナミックレンジ内に収まるようにできるの
で、基準信号を正確に検出することができ、常に確実に
波形等化を行なうことができる。また、この図１０の実
施例によれば、Ａ／Ｄ変換されるbit 精度は従来例と変
わらないので、Ｓ／Ｎが劣化する虞れは全く無い。

【００６７】図１２も、本発明の一実施例で、この実施
例が、図１０の一実施例と異なるのは、減算器３０と減
算値発生手段３１に代えて下位ビット通過手段２８を用
い、ＡＤＣ２９の出力信号を下位ビット通過手段２８に
導き、その出力を等化フィルタ４と同期／データ検出器
１０に導くようにした点で、その他は図１０の実施例と
同じであるから、以下、図１０の実施例と異なる点につ
いて、ＡＤＣの仕様分解能ｎを１０bit 、ＡＤＣ２９の
分解能ｍを１１bit とした例について、同じく図１１を
用い、下位ビット通過手段２８の動作を説明する。

【００６８】この実施例では、ＡＧＣ２から出力される
信号振幅は図１１の(a)に示すようになり、これば減衰
器１１によって１／ｋ倍され、ＡＤＣ２９に導かれる。
これにより、ＡＤＣ２９の出力信号は図１１の(b)のよ
うになる。

【００６９】ここで、下位ビット通過手段２８は、１１
bit の信号のうち下位１０bit （＝ｎ）の信号のみを等
化フィルタ４と同期／データ検出器１０に導く。この結
果、１１bit で５７６、１４６８の値は、下位１０ビッ
トで６４、９５６となり、これば等化フィルタ４と同期
／データ検出器１０に供給されることになる。従っ
て、フレームパルスのレベルは規定レベルの信号振幅値
で同期／データ検出器１０に供給されることになり、同
期／データ検出器１０はＡＧＣ２を図１１の(a)に示す
レベルになるように制御する。一方、係数ｋは、図１０
の実施例と同様に、次の式で与えられる。

【００７０】

【数１０】

【００７１】従って、この実施例によれば、伝送路歪に
よってＡＤＣにおいてクリップの掛かる虞れのあるＡＭ
伝送時の信号をＡＤＣの前段で１／ｋ倍とすることで、
ＡＤＣの入力ダイナミックレンジ内に収まるようにでき
るので、基準信号を正確に検出することができ、確実に
波形等化を行なうことができる。また、この実施例によ
れば、Ａ／Ｄ変換されるbit 精度は従来例と変わらない
のでＳ／Ｎが劣化しない。更に、この実施例によれば減
算器等を必要とせず、ディジタル信号の下位ビットを導
くだけでよいので、回路構成が簡単になる。

【００７２】

【発明の効果】本発明によれば、ＡＭ伝送の場合に大き
な伝送路歪が生じるとＡＤＣの入力ダイナミックレンジ
を越えてクリップが掛かってしまう場合に、ＡＤＣ入力
ダイナミックレンジ内に収まるようにＡＤＣ入力信号の
振幅を制御しクリップが掛からないようにすることがで
きるので、伝送路歪を検出するための基準信号を正確に
検出することができ、ＦＭ伝送の場合だけでなくＡＭ伝
送の場合でも良好に波形等化を行なうことが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による波形等化装置の第１の実施例を示
すブロック図である。

【図２】動作説明用の波形図である。

【図３】波形等化装置の従来例を示すブロック図であ
る。

【図４】動作説明用の波形図である。

【図５】動作説明用のタイミング図である。

【図６】本発明による波形等化装置の第２の実施例を示
すブロック図である。

【図７】本発明による波形等化装置の第３の実施例を示
すブロック図である。

【図８】本発明による波形等化装置の第４の実施例を示
すブロック図である。

【図９】本発明による波形等化装置の第５の実施例を示
すブロック図である。

【図１０】本発明による波形等化装置の第６の実施例を
示すブロック図である。

【図１１】動作説明用の波形図である。

【図１２】本発明による波形等化装置の第７の実施例を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１アナログ信号入力端子２自動利得制御アンプ（ＡＧＣ）３Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４等化フィルタ５ノンリニアディエンファシス処理手段６セレクタ７波形等化後のディジタル信号出力端子８基準信号検出器９波形等化制御手段１０同期／デ−タ検出器１１１／ｋ減衰器１２第２のセレクタ１３第１の乗算器１４第３のセレクタ１５波形等化制御手段１６第２の乗算器１７第４のセレクタ１８波形等化制御手段１９オーバーフロー／アンダーフローリミッタ２０波形等化制御手段２１波形等化制御手段２２１／α減衰器２３第３のα倍乗算器２４第４のα倍乗算器２５等化フィルタ２６波形等化制御手段２７基準信号検出器２８下位ビット通過手段２９Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）３０減算器３１減算値発生手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者笠原一彦神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所ＡＶ機器事業部内 (72)発明者戸塚雅子神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所ＡＶ機器事業部内 (72)発明者二宮佑一東京都世田谷区砧一丁目10番11号日本放送協会放送技術研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送され
るアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエンフ
ァシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理する
方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、受信したアナログ信号を１／α倍する減衰器と、該
１／α減衰器の出力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換
器と、該Ａ／Ｄ変換器の出力信号をα倍する第１の乗算
器と、該第１の乗算器の出力信号から同期信号や伝送方
式のデ−タなどを検出する同期／デ−タ検出手段と、上
記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の伝送路歪を補正するアダプ
ティブフィルタと、該アダプティブフィルタにより波形
等化された信号にノンリニアディエンファシス処理を施
すノンリニアディエンファシス処理手段と、上記アダプ
ティブフィルタにより波形等化された信号をα倍する第
２の乗算器と、上記ノンリニアディエンファシス処理手
段の出力信号と上記第２の乗算器の出力信号とを選択し
出力する第１のセレクタとを設けると共に、上記アダプ
ティブフィルタを、等化フィルタと、伝送路歪を検出す
るための基準信号から求めた波形歪の補正に必要なフィ
ルタ係数を該等化フィルタに供給する波形等化制御手段
とで構成し、この波形等化制御手段により、ＡＭ伝送の
場合には上記第１のセレクタが上記第２の乗算器出力を
選択し、ＦＭ伝送の場合には上記第１のセレクタが上記
ノンリニアディエンファシス出力を選択するように制御
すると共に、上記１／α減衰器と上記第１及び第２の乗
算器のαの値をＡＭ伝送の場合にはα≧１に制御し、Ｆ
Ｍ伝送の場合にはα＝１に制御するように構成したこと
を特徴とする波形等化装置。
【請求項２】請求項１の発明において、上記１／α減
衰器を１／ｋ減衰器と第２のセレクタで構成し、該１／
ｋ減衰器は受信したアナログ信号を１／ｋ倍すると共に
該第２のセレクタは上記１／ｋ減衰器の入力と出力とを
選択して上記Ａ／Ｄ変換器に供給するように接続され、
上記第１の乗算器を第３のｋ乗算器と第３のセレクタで
構成し、該第３のｋ乗算器は上記Ａ／Ｄ変換器の出力を
ｋ倍すると共に該第３のセレクタは上記第３のｋ乗算器
の出力と上記Ａ／Ｄ変換器の出力とを選択して上記同期
／デ−タ検出手段に供給するように接続され、上記第２
の乗算器を第４のｋ乗算器で構成し、ＦＭ伝送の場合、
上記第１のセレクタは上記ノンリニアディエンファシス
の出力を、上記第２のセレクタは上記１／ｋ減衰器の入
力を、そして上記第３のセレクタは上記Ａ／Ｄ変換器の
出力を夫々選択するように制御され、ＡＭ伝送の場合に
は、上記第１のセレクタは上記第４の乗算器の出力を、
上記第２のセレクタは上記１／ｋ減衰器の出力を、そし
て上記第３のセレクタは上記第３のｋ乗算器の出力を夫
々選択するように制御され、上記ｋの値がｋ≧１となる
ように構成したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項３】請求項１の発明において、上記１／α減
衰器を１／ｋ減衰器と第２のセレクタで構成し、該１／
ｋ減衰器は受信したアナログ信号を１／ｋ倍すると共に
該第２のセレクタは該１／ｋ減衰器の入力と出力とを選
択して該Ａ／Ｄ変換器に供給するように接続され、上記
第１の乗算器を第３のｋ乗算器と第３のセレクタで構成
し、該第３のｋ乗算器は上記Ａ／Ｄ変換器の出力をｋ倍
すると共に該第３のセレクタは上記第３のｋ乗算器の出
力と上記Ａ／Ｄ変換器の出力とを選択して上記同期／デ
−タ検出手段に供給するように接続され、上記第２の乗
算器を第４のｋ乗算器と第４のセレクタで構成し、該第
４のｋ乗算器は上記アダプティブフィルタの出力をｋ倍
すると共に該第４のセレクタは上記第４のｋ乗算器の出
力と該アダプティブフィルタの出力とを選択して上記第
１のセレクタに供給するように接続され、ＦＭ伝送の場
合、上記第１のセレクタは上記ノンリニアディエンファ
シスの出力を、上記第２のセレクタは上記１／ｋ減衰器
の入力を、そして上記第３のセレクタは上記Ａ／Ｄ変換
器の出力を夫々選択するように制御され、ＡＭ伝送の場
合は、上記第１のセレクタが上記第４のセレクタの出力
を選択し、更に上記第２のセレクタが上記１／ｋ減衰器
の出力を選択した場合には、上記第３のセレクタが上記
第３のｋ乗算器の出力を選択し、上記第２のセレクタが
上記１／ｋ減衰器の入力を選択した場合には、上記第３
のセレクタが上記Ａ／Ｄ変換器の出力を選択するように
夫々制御され、上記ｋの値をｋ≧１とするように構成し
たことを特徴とする波形等化装置。
【請求項４】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送され
るアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエンフ
ァシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理する
方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、受信したアナログ信号を１／α倍する減衰器と、該
１／α減衰器の出力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換
器と、該Ａ／Ｄ変換器の出力信号をα倍する第１の乗算
器と、該第１の乗算器の出力信号から同期信号や伝送方
式のデ−タなどを検出する同期／デ−タ検出手段と、上
記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の伝送路歪を補正するアダプ
ティブフィルタと、該アダプティブフィルタにより波形
等化された信号にノンリニアディエンファシス処理を施
すノンリニアディエンファシス処理手段と、該ノンリニ
アディエンファシス処理手段の出力信号と上記アダプテ
ィブフィルタの出力信号とを選択し出力する第１のセレ
クタを設けると共に、上記アダプティブフィルタを、等
化フィルタと、伝送路歪を検出するための基準信号から
求めた波形歪の補正に必要なフィルタ係数を該等化フィ
ルタに供給する波形等化制御手段とで構成し、この波形
等化制御手段により、ＡＭ伝送の場合には上記第１のセ
レクタが上記アダプティブフィルタの出力を選択し、Ｆ
Ｍ伝送の場合には上記第１のセレクタが上記ノンリニア
ディエンファシス出力を選択するように制御すると共
に、上記１／α減衰器と上記第１及び第２の乗算器のα
の値をＡＭ伝送の場合にはα≧１に制御し、ＦＭ伝送の
場合にはα＝１に制御するように構成したことを特徴と
する波形等化装置。
【請求項５】請求項４において、上記１／α減衰器を
振幅を１／ｋ減衰器と第２のセレクタで構成し、該１／
ｋ減衰器は受信したアナログ信号を１／ｋ倍すると共に
該第２のセレクタは該１／ｋ減衰器の入力と出力とを選
択して上記Ａ／Ｄ変換器に供給するように接続され、上
記第１の乗算器を第３のｋ乗算器と第３のセレクタで構
成し、該第３のｋ乗算器は該Ａ／Ｄ変換器の出力をｋ倍
にすると共に該第３のセレクタは該第３のｋ乗算器の出
力と該Ａ／Ｄ変換器の出力とを選択して上記同期／デ−
タ検出手段と上記アダプティブフィルタに供給するよう
に接続され、ＦＭ伝送の場合、上記第１のセレクタは上
記ノンリニアディエンファシスの出力を、上記第２のセ
レクタは上記１／ｋ減衰器の入力を、そして上記第３の
セレクタは上記Ａ／Ｄ変換器の出力を夫々選択するよう
に制御され、ＡＭ伝送の場合には、上記第１のセレクタ
は上記アダプティブフィルタの出力を、上記第２のセレ
クタは上記１／ｋ減衰器の出力を、上記第３のセレクタ
は上記第３のｋ乗算器の出力を夫々選択するように制御
され、上記ｋの値がｋ≧１となるように構成したことを
特徴とする波形等化装置。
【請求項６】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送され
るアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエンフ
ァシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理する
方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、受信したアナログ信号の振幅を制御する自動利得制
御アンプと、該自動利得制御アンプから出力される信号
をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器の
出力信号をα倍する第１の乗算器と、該第１の乗算器の
出力信号から同期信号や伝送方式のデ−タなどを検出す
ると同時に該自動利得制御アンプを制御する同期／デ−
タ検出手段と、該Ａ／Ｄ変換器の出力信号の伝送路歪を
補正するアダプティブフィルタと、該アダプティブフィ
ルタにより波形等化された信号にノンリニアディエンフ
ァシス処理を施すノンリニアディエンファシス処理手段
と、該アダプティブフィルタにより波形等化された信号
をα倍する第２の乗算器と、該ノンリニアディエンファ
シス処理手段の出力信号と該第２の乗算器の出力信号と
を選択し出力する第１のセレクタとを設けると共に、上
記アダプティブフィルタを、等化フィルタと、伝送路歪
を検出するための基準信号から求めた波形歪の補正に必
要なフィルタ係数を該等化フィルタに供給する波形等化
制御手段とで構成し、この波形等化制御手段により、Ａ
Ｍ伝送の場合には上記第１のセレクタが上記第２の乗算
器出力を選択し、ＦＭ伝送の場合には上記第１のセレク
タが上記ノンリニアディエンファシス出力を選択するよ
うに制御すると共に、上記１／α減衰器と上記第１及び
第２の乗算器のαの値をＡＭ伝送の場合にはα≧１に制
御し、ＦＭ伝送の場合にはα＝１に制御するように構成
したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項７】請求項６の発明において、上記第１の乗
算器を第３のｋ乗算器と該第３のｋ乗算器の出力信号に
オーバーフロー／アンダーフローのリミッタをかけるＯ
Ｆ／ＵＦリミッタと第２のセレクタとで構成し、該第３
のｋ乗算器は上記Ａ／Ｄ変換器の出力をｋ倍すると共
に、該ＯＦ／ＵＦリミッタは該第３のｋ乗算器の出力信
号にオーバーフロー／アンダーフローのリミッタをか
け、さらに該第２のセレクタは該ＯＦ／ＵＦリミッタの
出力と上記Ａ／Ｄ変換器の出力とを選択して上記同期／
デ−タ検出手段に供給するように夫々接続され、上記第
２の乗算器を第４のｋ乗算器で構成し、ＡＭ伝送の場合
には、上記第２のセレクタは上記ＯＦ／ＵＦリミッタの
出力を選択するように制御され、ＦＭ伝送の場合、上記
第２のセレクタは上記Ａ／Ｄ変換器の出力を選択するよ
うに制御され、上記ｋの値がｋ≧１となるように構成し
たことを特徴とする波形等化装置。
【請求項８】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送され
るアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエンフ
ァシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理する
方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、受信したアナログ信号の振幅を制御する自動利得制
御アンプと、該自動利得制御アンプから出力される信号
をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器の
出力信号をα倍する第１の乗算器と、該第１の乗算器の
出力信号から同期信号や伝送方式のデ−タなどを検出す
ると同時に該自動利得制御アンプを制御する同期／デ−
タ検出手段と、該Ａ／Ｄ変換器の出力信号の伝送路歪を
補正するアダプティブフィルタと、該アダプティブフィ
ルタにより波形等化された信号にノンリニアディエンフ
ァシス処理を施すノンリニアディエンファシス処理手段
と、該ノンリニアディエンファシス処理手段の出力信号
と該アダプティブフィルタの出力信号とを選択し出力す
る第１のセレクタとを設けると共に、該アダプティブフ
ィルタを、等化フィルタと、伝送路歪を検出するための
基準信号から求めた波形歪の補正に必要なフィルタ係数
を該等化フィルタに供給する波形等化制御手段とで構成
し、この波形等化制御手段により、ＡＭ伝送の場合に
は、上記第１のセレクタは上記アダプティブフィルタの
出力を選択するように制御され、ＦＭ伝送の場合には、
上記第１のセレクタは上記ノンリニアディエンファシス
出力を選択するように制御され、上記第１及び第２の乗
算器のαの値を、ＡＭ伝送の場合にはα≧１となるよう
にし、ＦＭ伝送の場合にはα＝１となるように構成した
ことを特徴とする波形等化装置。
【請求項９】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送され
るアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエンフ
ァシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理する
方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、受信したアナログ信号を１／ｋ倍する減衰器と、該
１／ｋ減衰器の出力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換
器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号か
らディジタル値ｈを減算する減算手段と、該減算手段の
出力信号から同期信号や伝送方式のデ−タなどを検出す
る同期／デ−タ検出手段と、該減算手段の出力信号の伝
送路歪を補正するアダプティブフィルタと、該アダプテ
ィブフィルタにより波形等化された信号にノンリニアデ
ィエンファシス処理を施すノンリニアディエンファシス
処理手段と、該ノンリニアディエンファシス処理手段の
出力信号と該アダプティブフィルタの出力信号とを選択
し出力する第１のセレクタとを設けると共に、該アダプ
ティブフィルタを、等化フィルタと、伝送路歪を検出す
るための基準信号から求めた波形歪の補正に必要なフィ
ルタ係数を該等化フィルタに供給する波形等化制御手段
とで構成し、ＡＭ伝送の場合には、上記Ａ／Ｄ変換器の
仕様分解能ｎビットに対して分解能ｍビット（ｎ＜ｍ）
のＡ／Ｄ変換器を用い、上記ｋ、ｈの値を【数１】【数２】となるように構成したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項１０】ＡＭ伝送とＦＭ伝送を切換えて伝送さ
れるアナログ信号を受信し、ＦＭ伝送の場合にディエン
ファシス処理をＡ／Ｄ変換器の後段でディジタル処理す
る方式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置にお
いて、受信したアナログ信号を１／ｋ倍する減衰器と、
該１／ｋ減衰器の出力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変
換器と、該Ａ／Ｄ変換器の出力信号から同期信号や伝送
方式のデ−タなどを検出する同期／デ−タ検出手段と、
該Ａ／Ｄ変換器の出力信号の伝送路歪を補正するアダプ
ティブフィルタと、該アダプティブフィルタにより波形
等化された信号にノンリニアディエンファシス処理を施
すノンリニアディエンファシス処理手段と、該ノンリニ
アディエンファシス処理手段の出力信号と該アダプティ
ブフィルタの出力信号とを選択し出力する第１のセレク
タとを設けると共に、該アダプティブフィルタを、等化
フィルタと、伝送路歪を検出するための基準信号から求
めた波形歪の補正に必要なフィルタ係数を該等化フィル
タに供給する波形等化制御手段とで構成し、ＡＭ伝送の
場合には、上記Ａ／Ｄ変換器の仕様分解能ｎビットに対
して分解能ｍビット（ｎ＜ｍ）のＡ／Ｄ変換器を用い、
上記ｋの値を【数３】となるように構成すると共に、該Ａ／Ｄ変換器により変
換されたｍビットのディジタル信号の下位ｎビットを上
記アダプティブフィルタと上記同期／デ−タ検出手段に
供給するように構成したことを特徴とする波形等化装
置。