JPH0686546A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 各種電子機器に使用されるスイッチング電源
装置において、複数の出力を安定化し、効率を改善し、
ノイズの発生を抑制することで小型で高効率のスイッチ
ング電源装置の実現を目的とする。 【構成】 第１のスイッチング素子４がオンの時にトラ
ンス３の一方の２次巻線３ｂに誘起する電圧を整流手段
と平滑チョークコイル１１と平滑コンデンサ１２よりな
る第１の整流平滑回路を介して第１の出力１３ａ−１３
ｂに供給し、第２のスイッチング素子７がオンの時にト
ランス３の他の２次巻線３ｃに誘起する電圧を整流手段
と平滑チョークコイル１６と平滑コンデンサ１７よりな
る第２の整流回路を介して第２の出力１８ａ−１８ｂに
供給するようにすることにより、複数の出力を安定化
し、効率を改善し、ノイズの発生を抑制することで小型
で高効率のスイッチング電源装置が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く、高効率なものが強
く求められている。

【０００３】以下に、従来のスイッチング電源装置につ
いて説明する。図６は従来のスイッチング電源装置で、
いわゆるフィードフォワードコンバータである。図６に
おいて１は入力直流電源で交流電圧を整流平滑すること
で、もしくは電池などで構成されるものであり、入力端
子２ａ−２ｂに入力電圧を供給し正電圧を入力端子２ａ
に接続し、負電圧を入力端子２ｂに接続している。３は
トランスであり１次巻線３ａの一端を入力端子２ａに接
続し、他端を第１のスイッチング素子４を介して入力端
子２ｂに接続され、２次巻線３ｂの一端を整流ダイオー
ド９に、他端を出力端子１３ｂに接続している。４は第
１のスイッチング素子であり、制御回路２０のオンオフ
信号ＶGによりオンオフされ、入力電圧ＶINを前記トラ
ンス３の１次巻線３ａに印加したり遮断したりする。

【０００４】９は整流ダイオードでありアノードを前記
２次巻線３ｂの一端に接続し、カソードを平滑チョーク
コイル１１を介して出力端子１３ａに接続している。１
０は整流ダイオードでありアノードを前記２次巻線３ｂ
の他端と出力端子１３ｂの接続点に接続し、カソードを
整流ダイオード９と平滑チョークコイル１１の接続点に
接続している。１２は平滑コンデンサであり出力端子１
３ａと１３ｂの間に接続している。２１はコンデンサ、
２２は抵抗、２３はダイオードであり、コンデンサ２１
と抵抗２２の並列接続回路はダイオード２３を介して、
１次巻線３ａの両端に接続され、スナバー回路２４を構
成している。２０は制御回路であり、出力端子１３ａ−
１３ｂ間の電圧を検出し、出力電圧を一定に保つように
第１のスイッチング素子４のオンオフ比を変化させる。

【０００５】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について図７も参照して詳しく動作説明を行う。図
７（ａ）〜（ｆ）は、図６の従来のスイッチング電源装
置の各部動作波形を示しており、（ａ）は第１のスイッ
チング素子４に印加される制御回路２０のオンオフ信号
波形ＶGであり、（ｂ）はトランス３の１次巻線３ａを
流れる電流波形ＩLであり、（ｃ）は第１のスイッチン
グ素子４の両端電圧波形ＶDSであり、（ｄ）は第１のス
イッチング素子４に流れる電流波形ＩQであり、（ｅ）
は整流ダイオード１０の両端電圧波形ＶDであり、
（ｆ）は整流ダイオード９に流れる電流波形ＩDであ
る。

【０００６】動作状態の時間的変化を示すためｔ1，ｔ
3，ｔ5を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路２０の
オンオフ信号ＶGによりターンオンすると、第１のスイ
ッチング素子４にはＶDSの急激な電圧降下に伴ってスパ
イク電流が流れる。これはトランス３の１次巻線３ａと
２次巻線３ｂの各巻線間に存在する線間容量および層間
容量などの分布容量への充放電電流や整流ダイオードの
寄生容量の放電電流もしくはリカバリー電流によるもの
である。このスパイク電流はノイズの増加や信頼制の低
下および損失の増加を招く。第１のスイッチング素子４
がオンとなりＶDSが十分に小さくなると、１次巻線３ａ
に入力電圧ＶINが印加され、第１のスイッチング素子４
にはトランス３の２次巻線３ｂから整流ダイオード９と
平滑チョークコイル１１を介して出力に供給される電流
と１次巻線３ａのインダクタンス値で決まり直線的に増
加する励磁電流との和電流ＩQが流れ、トランス３に励
磁電流を貯える。

【０００７】時刻ｔ2で第１のスイッチング素子４がタ
ーンオフとすると、第１のスイッチング素子４に流れて
いた電流ＩQが急激に遮断されることで、２次巻線３ｂ
を介して出力に供給していた電流がなくなり、すでにト
ランス３に貯えられた励磁電流により、逆起電圧（以
下、フライバック電圧と言う）が発生し、コンデンサ２
１に貯えられた電圧を越えダイオード２３がオンするま
で急激に第１のスイッチング素子４の両端電圧ＶDSが上
昇し、整流ダイオード９もオフする。この急激な第１の
スイッチング素子４のターンオフ時の電流と電圧変化に
より、第１のスイッチング素子４に大きなターンオフ損
失とノイズが発生する。第１のスイッチング素子４がオ
フとなり、トランス３の励磁電流は、ダイオード２３を
介してコンデンサ２１にすべて放出し吸収されると、フ
ライバック電圧もなくなり巻線間電圧はなくなる。第１
のスイッチング素子４がオフの期間では、平滑チョーク
コイル１１に貯えた励磁電流により、整流ダイオード１
０を介して出力電流ＩOは供給され続ける。

【０００８】時刻ｔ5で第１のスイッチング素子４がタ
ーンオフすると、再び第１のスイッチング素子４がター
ンオンして最初の動作を繰り返すことで出力に電流が供
給される。一方、出力電圧ＶOは、第１のスイッチング
素子４のオン期間に平滑チョークコイル１１に印加され
る電圧とオフ期間に印加される電圧より、平滑チョーク
コイル１１のリセット条件から （ＶIN×Ｎ−ＶO）×ＴON＝ＶO×ＴOFF となり、 ＶO＝（ＴON／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ が導ける。ここで、Ｎは１次巻線３ａの巻線数ＮPと２
次巻線３ｂの巻線数ＮSの巻数比（Ｎ＝ＮS／ＮP）であ
る。したがって出力電圧ＶOUTは、第１のスイッチング
素子４のオンオフ比を変化させることにより制御可能で
あることがわかる。またコンデンサ２１の電圧は、抵抗
２２により放電される電流と充電される励磁電流により
バランスされる。

【０００９】図８は他の従来のスイッチング電源装置
で、図６で説明したフィードフォワードコンバータのト
ランスの極性を反転させることで、オン−オフ伝達とし
てフライバック電圧を出力に印加するようにしたもので
ある。図８において図６と同じものは同一の符号を記し
説明は省略する。

【００１０】図８において、１は入力直流電源であり、
２ａ−２ｂは入力端子であり、３はトランスで１次巻線
３ａと２次巻線３ｂを有し、４は第１のスイッチング素
子で制御回路１９によりオンオフ制御され、９および１
０は整流ダイオードであり、１１は平滑チョークコイル
であり、１２は平滑コンデンサであり、１３ａ−１３ｂ
は出力端子である。５はダイオードであり、第１のスイ
ッチング素子４の両端にアノードを入力端子２ｂと第１
のスイッチング素子４の接続点に接続され、カソードを
１次巻線３ａと第１のスイッチング素子４の接続点に接
続し、出力へ供給される電流がトランス３の励磁電流よ
りも小さくなった時に、入力へ過剰電流を回生するとき
に利用される。７は第２のスイッチング素子であり、制
御回路１９によりオンオフ制御され、コンデンサ３０を
介して１次巻線３ｂの両端に接続されている。８はダイ
オードであり、第２のスイッチング素子７の両端に接続
される。コンデンサ３０は、第１のスイッチング素子４
がオン期間に１次巻線３ａに貯えた励磁電流の一部をダ
イオード８を介して貯え、また貯えた電流は第２のスイ
ッチング素子７のオン期間に１次巻線３ａに励磁電流と
して戻される。１９は制御回路であり、出力端子１３ａ
−１３ｂ間の電圧を検出し、出力電圧を一定に保つよう
に第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子
７を交互にオンオフさせると共に、オンオフ比を変化さ
せる。

【００１１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置において、図９も参照して詳しく動作説明を行う。
図９（ａ）〜（ｉ）は、図８の従来のスイッチング電源
装置の各部動作波形を示しており、（ａ）は第１のスイ
ッチング素子４に印加される制御回路１９のオンオフ信
号ＶG1であり、（ｂ）は第２のスイッチング素子７に印
加される制御回路１９のオンオフ信号ＶG2であり、
（ｃ）はトランス３の１次巻線３ａを流れる電流波形Ｉ
Lであり、（ｄ）は第１のスイッチング素子４の両端電
圧波形ＶDS1であり、（ｅ）は第１のスイッチング素子
４とダイオード５に流れる電流波形ＩQ1であり、（ｆ）
は第２のスイッチング素子７の両端電圧波形ＶDS2であ
り、（ｇ）は第２のスイッチング素子７とダイオード８
に流れる電流波形ＩQ2であり、（ｈ）は整流ダイオード
１０の両端電圧波形ＶDであり、（ｉ）は整流ダイオー
ド９に流れる電流波形ＩDである。

【００１２】動作状態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ5
を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路１９のオンオ
フ信号ＶG1により第１のスイッチング素子４がターンオ
ンすると、第１のスイッチング素子４にはＶDS1の急激
な電圧降下に伴ってスパイク電流が流れる。これはトラ
ンス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｂの各巻線間に存在
する線間容量および層間容量などの分布容量への充放電
電流や、整流ダイオードの寄生容量の放電電流もしくは
リカバリー電流によるものである。このスパイク電流は
ノイズの増加や信頼性の低下およびターンオン損失の増
加を招く。第１のスイッチング素子４がオンとなりＶDS
が十分に小さくなると、トランス３の１次巻線３ａに入
力電圧ＶINが印加され、同時にトランス３の２次巻線３
ｂに誘起電圧が発生するが、この時ダイオード９はオフ
であるように接続されているので、１次巻線３ａのイン
ダクタンス値で決まり直線的に増加する励磁電流のみの
電流ＩQ1が流れる。この間、制御回路１９のオンオフ信
号ＶG2により第２のスイッチング素子７はオフを維持す
る。

【００１３】時刻ｔ2で制御回路１９のオンオフ信号ＶG
1により第１のスイッチング素子４がターンオフする
と、第１のスイッチング素子４に流れていた電流ＩQ1が
急激に遮断されることで、トランス３に貯えられた励磁
電流により、トランス３の各巻線にフライバック電圧が
発生し、コンデンサ３０に貯えられた電圧を越えダイオ
ード８がオンするまで急激に第１のスイッチング素子４
の両端電圧ＶDS1が上昇する。この急激な第１のスイッ
チング素子４へ印加される電流と電圧変化により、第１
のスイッチング素子４に大きなターンオフ損失とノイズ
が発生する。トランス３の励磁電流は、２次巻線３ｂと
整流ダイオード９、平滑チョークコイル１１を介して出
力電流ＩOとして供給されると共に、出力に供給しきれ
ない過剰な励磁電流はコンデンサ３０に吸収される。

【００１４】時刻ｔ3で第２のスイッチング素子７は制
御回路１９のオンオフ信号ＶG2によりターンオンする
が、第２のスイッチング素子７のオン期間に供給される
トランス３の励磁電流は直線的に減少し、出力電流ＩO
より減少した時に、コンデンサ３０に吸収されていた励
磁電流が第２のスイッチング素子７と１次巻線３ａ、２
次巻線３ｂ、平滑チョークコイル１１を介して出力電流
ＩOの一部として供給され、出力に供給される電流は確
保される。

【００１５】時刻ｔ4で第２のスイッチング素子７がタ
ーンオフすると、コンデンサ３０より出力に供給される
電流が遮断されるため、トランス３より出力に供給する
励磁電流だけでは出力電流ＩOを維持できないため、今
度は平滑チョークコイル１１に貯えられた励磁電流が整
流ダイオード１０および２次巻線３ｂを介した整流ダイ
オード９を通じて出力電流ＩOに供給される。これによ
り２次巻線３ｂの両端に発生するフライバック電圧がな
くなるため、トランス３の各巻線間電圧はなくなる。こ
の間、制御回路１９のオンオフ信号ＶG1により第１のス
イッチング素子４はオフを維持する。

【００１６】時刻ｔ5で第１のスイッチング素子４がオ
ンすると、時刻ｔ1で示した動作を繰り返すが、１次巻
線３ａに入力電圧ＶINが印加されることで、２次巻線３
ｂには整流ダイオード９をオフするように誘起電圧が発
生するため、平滑チョークコイル１１より供給される出
力電流ＩOは整流ダイオード１０を介してのみ供給され
る。

【００１７】一方、出力電圧ＶOは、第１のスイッチン
グ素子４のオフ期間に平滑チョークコイル１１に印加さ
れる電圧とオフ期間に印加される電圧より、平滑チョー
クコイル１１のリセット条件から （ＶC×Ｎ−ＶO）×ＴOFF＝ＶO×ＴON となり、 ＶO＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶC×Ｎ が導ける。また、トランス３のリセット条件からコンデ
ンサ３０の両端電圧ＶCは、 ＶIN×ＴON＝ＶC×ＴOFF となり、 ＶC＝ＶIN×ＴON／ＴOFF が導ける。これから両方の関係式をまとめると、 ＶO＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ が導ける。ここで、Ｎは１次巻線３ａの巻線数ＮPと２
次巻線３ｂの巻線数ＮSの巻数比（Ｎ＝ＮS／ＮP）であ
り、式を簡単化するため時刻ｔ2−ｔ3、ｔ4−ｔ5期間
は、ＴON，ＴOFF期間に比較して十分短い期間で無視で
きるとした。したがって出力電圧ＶOUTは、第１と第２
ののスイッチング素子４と７のオンオフ比を変化させる
ことにより制御可能であることがわかる。またコンデン
サ３０の電圧ＶCは、第２のスイッチング素子７を介し
て出力に放電される電流と充電される励磁電流によりバ
ランスされ、上記式で示されるフライバック電圧が保持
される。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の従
来のスイッチング電源装置の構成では、第１のスイッチ
ング素子４のターンオン時のスパイク電流およびターン
オンおよびターンオフ時の損失の発生があるため、変換
効率の低下や大きなノイズの発生や信頼性の低下があ
る。特に、オン−オン伝達のフィードフォワードコンバ
ータにおいて、トランス３の励磁電流を処理して磁気リ
セットするための損失が発生し、またフィードフォワー
ドコンバータのトランス３の極性を反転させることで、
オン−オフ伝達としたコンバータにおいて、出力に供給
する電流をすべて励磁電流でまかなうため、大きな励磁
電流が遮断した時に発生するフライバック電圧の立ち上
がりが急峻で、ターンオフ損失やノイズが悪化するとい
う問題点を有していた。

【００１９】本発明は以上のような従来の欠点を除去
し、スパイク電流の発生もなく、ノイズの少ないスイッ
チング電源装置を提供することを目的とするものであ
る。

【００２０】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくとも１次巻
線と２つの２次巻線を有するトランスと、オンオフを繰
り返しオンの時に入力電圧を前記トランスの１次巻線に
印加する第１のスイッチング手段と、前記トランスの励
磁により発生する逆起電圧を保持するためのコンデンサ
と、この第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰
り返し、オンの時に前記コンデンサに保持された逆起電
圧を前記第１のトランスの１次巻線に印加する第２のス
イッチング手段を有し、前記第１のスイッチング手段が
オンの時に前記トランスの一方の２次巻線に誘起する電
圧を整流手段と平滑チョークコイルと平滑コンデンサよ
りなる第１の整流平滑回路を介して第１の出力に供給
し、前記第２のスイッチング手段がオンの時に前記トラ
ンスの他の２次巻線に誘起する電圧を整流手段と平滑チ
ョークコイルと平滑コンデンサよりなる第２の整流平滑
回路を介して第２の出力に供給する構成を有している。

【００２１】

【作用】この構成によって、出力への電流供給はオン−
オンで供給すると共に、トランスの励磁電流も出力電流
として利用することができ効率的な電力変換が可能とな
り、さらに第１および第２のスイッチング手段のターン
オン時には、スイッチング手段の寄生コンデンサおよび
トランスの分布容量に貯えられたエネルギーを放電して
からターンオンするためスパイク電流の発生もなく、第
１および第２のスイッチング手段のターンオフ時には、
トランスの漏れインダクタンスの影響によるスパイク電
圧の発生もないものとすることができる。

【００２２】

【実施例】（実施例１）以下本発明の第１の実施例につ
いて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第
１の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す
ものである。図１において、図６と同じものは同一の符
号を記し説明は省略する。

【００２３】１は入力直流電源であり、２ａ−２ｂは入
力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａと２つの２
次巻線３ｂ，３ｃを有し、１次巻線３ａの一端を入力端
子２ａに接続し他端を第１のスイッチング素子４を介し
て入力端子２ｂに接続し、２次巻線３ｂは整流ダイオー
ド９、平滑チョークコイル１１を介して出力端子１３ａ
−１３ｂに接続され、２次巻線３ｃは整流ダイオード１
４、平滑チョークコイル１６を介して出力端子１８ａ−
１８ｂに接続される。４は第１のスイッチング素子であ
り、制御回路１９によりオンオフされる。５はダイオー
ドでありカソードを第１のスイッチング素子４と１次巻
線３ａの接続点に接続し、アノードを入力端子２ｂと第
１のスイッチング素子４の接続点に接続して、励磁電流
の過剰な電流を入力に回生するとき使用する。６はコン
デンサであり、第１のスイッチング素子４がオン期間に
１次巻線３ａに貯えた励磁電流の一部をダイオード８を
介して貯え、また貯えた励磁電流分は第２のスイッチン
グ素子７のオン期間中に１次巻線３ａに逆励磁電流とし
て戻される。７は第２のスイッチング素子であり、制御
回路１９によりオンオフ制御され、コンデンサ６を介し
て第１のスイッチング素子４の両端に接続されている。
８はダイオードであり、第２のスイッチング素子７の両
端に接続される。

【００２４】９および１０は整流ダイオードであり、１
１は平滑チョークコイルであり、１２は平滑コンデンサ
であり、１３ａ−１３ｂは出力端子である。１４は整流
ダイオードでありアノードを２次巻線３ｃの一端に接続
し、カソードを平滑チョークコイル１６を介して出力端
子１８ａに接続している。１５は整流ダイオードであり
アノードを前記２次巻線３ｃの他端と出力端子１８ｂの
接続点に接続し、カソードを整流ダイオード１４と平滑
チョークコイル１６の接続点に接続している。１７は平
滑コンデンサであり出力端子１８ａと１８ｂの間に接続
している。１８ａ−１８ｂは第２の出力端子である。１
９は制御回路であり出力端子１８ａ−１８ｂ間の電圧を
検出し出力電圧が一定になるように第１のスイッチング
素子４と第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変え
るオンオフ信号ＶG1とＶG2を制御する。

【００２５】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について図２も参照して詳しく動作説明を行う。図
２（ａ）〜（ｋ）は、図１の第１の実施例のスイッチン
グ電源装置の各部動作波形を示しており、（ａ）は制御
回路１９の第１のスイッチング素子４のオンオフ信号波
形ＶG1を示しており、（ｂ）は制御回路１９の第２のス
イッチング素子７のオンオフ信号波形ＶG2を示してお
り、（ｃ）はトランス３の１次巻線３ａに流れる電流波
形ＩLを示しており、（ｄ）は第１のスイッチング素子
４の両端電圧波形ＶDS1を示しており、（ｅ）は第１の
スイッチング素子４とダイオード５に流れる電流波形Ｉ
Q1を示しており、（ｆ）は第２のスイッチング素子７の
両端電圧波形ＶDS2を示しており、（ｇ）は第２のスイ
ッチング素子７とダイオード８に流れる電流波形ＩQ1を
示しており、（ｈ）は整流ダイオード１０の両端電圧波
形ＶD1であり、（ｉ）は整流ダイオード９を流れる電流
波形ＩD1を示しており、（ｊ）は整流ダイオード１５の
両端電圧波形ＶD2であり、（ｋ）は整流ダイオード１４
を流れる電流波形ＩD2を示している。

【００２６】動作状態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ5
を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路１９のオンオ
フ信号ＶG1により第１のスイッチング素子４がターンオ
ンすると、トランス３の１次巻線３ａに入力電圧ＶINが
印加され、同時にトランス３の２次巻線３ｂと３ｃの両
端に誘起電圧が発生するが、２次巻線３ｂの両端誘起電
圧により整流ダイオード９が遮断するように接続されて
おり、２次巻線３ｃの両端誘起電圧により整流ダイオー
ド１４は導通するように接続されるため、１次巻線３ａ
から２次巻線３ｃ、整流ダイオード１４、平滑チョーク
コイル１６を介して出力端子１８ａ−１８ｂに出力電流
ＩO2が供給される。第１のスイッチング素子４のオン期
間中は、第２のスイッチング素子７はオフを続けるため
コンデンサ６に電流が流れず、１次巻線３ａに流れる電
流はインダクタンス値で決まる直線的に増加する励磁電
流と出力に供給される電流の和電流ＩQ1が流れ、トラン
ス３に励磁電流を貯える。

【００２７】時刻ｔ2で制御回路１９のオンオフ信号ＶG
1で第１のスイッチング素子４がターンオフすると、第
１のスイッチング素子４を流れていた出力電流ＩQ1が急
激に遮断されることで、トランス３に貯えられた励磁電
流によりトランス３の各巻線にフライバック電圧が発生
し、コンデンサ６に貯えられた電圧を越えダイオード８
がオンするまで急激に第１のスイッチング素子４の両端
電圧が上昇するが、同時に２次巻線３ｂにも整流ダイオ
ード９をオンする方向のフライバック電圧が発生するた
め、トランス３の励磁電流は２次巻線３ｂ、整流ダイオ
ード９、平滑チョークコイル１１を介して出力端子１３
ａ−１３ｂに出力電流ＩO1が供給されると共に、出力に
供給しきれない過剰な励磁電流はコンデンサ６に吸収さ
れる。また、２次巻線３ｃに発生するフライバック電圧
は、整流ダイオード１４をオフするため今度は平滑チョ
ークコイル１６に貯えられた励磁電流が整流ダイオード
１５を介して出力端子１８ａ−１８ｂに出力電流ＩO2を
供給する。

【００２８】時刻ｔ3で第２のスイッチング素子７は制
御回路１９のオンオフ信号ＶG2によりターンオンする
が、第１のスイッチング素子４のオフ期間中にトランス
３より供給される励磁電流は直線的に減少し、出力電流
ＩO1より減少した時に、コンデンサ６に吸収されていた
励磁電流分が既にオンしている第２のスイッチング素子
７と１次巻線３ａ、２次巻線３ｂ、平滑チョークコイル
１１を介して出力電流ＩO1の不足分として供給されるた
め、出力に供給される出力電流ＩO1は連続的に確保され
る。

【００２９】時刻ｔ4で第２のスイッチング素子７がタ
ーンオフすると、コンデンサ６より供給される電流が遮
断されるため、トランス３より出力に供給する励磁電流
だけでは出力電流ＩO1を維持できないため、今度は平滑
チョークコイル１１に貯えられた励磁電流が整流ダイオ
ード１０および２次巻線３ｂ、整流ダイオード９を通じ
て出力電流ＩOに供給される。これにより２次巻線３ｂ
の両端に発生するフライバック電圧がなくなるため、ト
ランス３の各巻線間電圧はなくなる。この間、制御回路
１９のオンオフ信号ＶG1により第１のスイッチング素子
４はオフを維持する。

【００３０】時刻ｔ5で第１のスイッチング素子４がオ
ンすると、時刻ｔ1で示した動作を繰り返すが、１次巻
線３ａに入力電圧ＶINが印加されることで、２次巻線３
ｂには整流ダイオード９をオフするように誘起電圧が発
生するため、平滑チョークコイル１１より供給される出
力電流ＩO1は整流ダイオード１０を介してのみ供給され
るようになる。

【００３１】一方、出力電圧ＶO1は既に従来回路例の図
８で示したように、第１のスイッチング素子４のオフ期
間に平滑チョークコイル１１とトランス３に印加される
電圧およびオフ期間に印加される電圧より、平滑チョー
クコイル１１のリセット条件とトランス３のリセット条
件から、以下で示される。

【００３２】 ＶO1＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ1 さらに、出力電圧ＶO2は既に従来回路の図６に示したよ
うに、平滑チョークコイル１６のリセット条件から、以
下に示される。

【００３３】 ＶO2＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ2 ここで、Ｎ1は１次巻線３ａの巻線数ＮPと２次巻線３ｂ
の巻線数ＮS1の巻数比（Ｎ1＝ＮS1／ＮP）であり、Ｎ2
は１次巻線数３ａの巻線数ＮPと２次巻線３ｃの巻線数
ＮS2の巻数比（Ｎ2＝ＮS2／ＮP）であり、式を簡素化す
るため時刻ｔ2〜ｔ3、ｔ4〜ｔ5期間は、ＴON，ＴOFF期
間に比較して十分に短い期間で無視できるとした。した
がって、各出力電圧ＶO1，ＶO2は、第１と第２のスイッ
チング素子４と７のオンオフ比を変化させることによ
り、両出力電圧とも同時に制御可能であることがわか
る。

【００３４】この構成により、オン−オン伝達で出力に
電流を供給する回路方式と、オン−オフ伝達で出力に電
流を供給する回路方式が同一のトランス３上で構成する
ことができ、しかも両方とも同一の入出力伝達特性を有
しているため、どちらか一方を制御することで両方の安
定化が可能となり、異なる複数の出力を簡単に取り出す
ことも可能となる。また効率についても、従来のオンー
オン型であるフォワードコンバータの場合はトランス３
の励磁電流を消費しリセット動作するための損失発生が
あったり、オン−オフ型であるフライバックコンバータ
の場合は出力電流がトランス３の励磁電流のみで供給さ
れるため、スイッチング電流の増加によるターンオフ損
失の増加等の課題がそれぞれあったが、本構成ではオン
−オン、オン−オフの両方で出力電流の供給を行うため
効率が改善される。

【００３５】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図３を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。図３において、図１と同じものは同一の
符号を記し説明は省略する。

【００３６】１は入力直流電源であり、２ａ−２ｂは入
力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａと２次巻線
３ｂ，３ｃを有する。４は第１のスイッチング素子であ
り、制御回路１９によりオンオフされる。５はダイオー
ドであり、６はコンデンサであり、７は第２のスイッチ
ング素子であり、制御回路１９によりオンオフされる。
８はダイオードであり、９および１０は整流ダイオード
であり、１１は平滑チョークコイルであり、１２は平滑
コンデンサであり、１３ａ−１３ｂは出力端子であり、
１４および１５は整流ダイオードであり、１６は平滑チ
ョークコイルであり、１７は平滑コンデンサである。１
９は制御回路であり出力端子１３ａ−１３ｂ間の電圧を
検出し出力電圧が一定になるように第１のスイッチング
素子４と第２のスイッチング素子７のオンオフ比を変え
るオンオフ信号ＶG1，ＶG2を発生する。

【００３７】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。

【００３８】図３において各部の動作波形は図２と同様
であり、その動作も全く同様であるが、図１と異なる点
は、出力端子１３ａ−１３ｂに２次巻線３ｂの出力回路
と２次巻線３ｃの出力回路が両方とも接続されている。
この場合、２次巻線３ｂおよび３ｃの巻線数ＮS1，ＮS2
を同一巻線数にすることで、両方の巻線から出力電流Ｉ
Oを取り出し、お互いの電流バランスもほぼ等しくな
る。この構成により、複数の２次巻線をパラ接続する場
合の循環電流による損失の防止、出力リップル電圧がお
互いの電圧変化を打ち消すように発生するために低リッ
プル電圧化が図れる等の特徴がある。ここで、平滑コン
デンサ１２，１７は一つにすることもできる。さらに、
本例では各出力を並列接続したが、各出力を直列に接続
した構成にすることで出力の低リップル電圧化の特徴を
有することができる。

【００３９】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図４は本発明の
第３の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。図４において、図１と同じものは同一の
符号を記し説明は省略する。

【００４０】１は入力直流電源であり、２ａ−２ｂは入
力端子であり、３はトランスで１次巻線３ａと２次巻線
３ｂ，３ｃを有する。４は第１のスイッチング素子であ
り、制御回路１９によりオンオフされる。５はダイオー
ドであり、６はコンデンサであり、７は第２のスイッチ
ング素子であり、制御回路１９によりオンオフされる。
８はダイオードであり、９および１０は整流ダイオード
であり、１１は平滑チョークコイルであり、１２は平滑
コンデンサであり、１３ａ−１３ｂは出力端子であり、
１４および１５は整流ダイオードであり、１６は平滑チ
ョークコイルであり、１７は平滑コンデンサであり、１
８ａ−１８ｂは出力端子である。１９は制御回路であり
出力端子１８ａ−１８ｂ間の電圧を検出し、出力電圧が
一定になるように第１のスイッチング素子４と第２のス
イッチング素子７のオンオフ比を変えるオンオフ信号Ｖ
G1，ＶG2を発生すると共に、オンとオフの間に両方とも
オフする期間を有している。

【００４１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について図５も参照して詳しく動作説明を行う。図
５（ａ）〜（ｋ）は、図４の第３の実施例のスイッチン
グ電源装置の各部動作波形を示しており、（ａ）は制御
回路１９のは第１のスイッチング素子４のオンオフ信号
波形ＶG1を示しており、（ｂ）は制御回路１９の第２の
スイッチング素子７のオンオフ信号ＶG2を示しており、
（ｃ）はトランス３の１次巻線３ａに流れる電流波形Ｉ
Lを示しており、（ｄ）は第１のスイッチング素子４の
両端電圧波形ＶDS1を示しており、（ｅ）は第１のスイ
ッチング素子４とダイオード５に流れる電流波形ＩQ1を
示しており、（ｆ）は第２のスイッチング素子７の両端
電圧波形ＶDS2を示しており、（ｇ）は第２のスイッチ
ング素子７とダイオード８に流れる電流波形ＩQ2を示し
ており、（ｈ）は整流ダイオード１０の両端電圧波形Ｖ
D1であり、（ｉ）は整流ダイオード９を流れる電流波形
ＩD1を示しており、（ｊ）は整流ダイオード１５の両端
電圧波形ＶD2であり、（ｋ）は整流ダイオード１４を流
れる電流波形ＩD2を示している。

【００４２】動作状態の時間的変化を示すためｔ1〜ｔ5
を図中に記している。時刻ｔ1で制御回路１９のオンオ
フ信号ＶG1により第１のスイッチング素子４がターンオ
ンすると、トランス３の１次巻線３ａに入力電圧ＶINが
印加され、同時にトランス３の２次巻線３ｂと３ｃの両
端に誘起電圧が発生するが、２次巻線３ｂに接続された
整流ダイオード９により遮断するように接続されてお
り、２次巻線３ｃに接続された整流ダイオード１４は導
通するように接続されるため、１次巻線３ａから２次巻
線３ｃ、整流ダイオード１４、平滑チョークコイル１６
を介して出力端子１８ａ−１８ｂに出力電流ＩO2が供給
される。第１のスイッチング素子４のオン期間は、第２
のスイッチング素子７はオフを続けるためコンデンサ６
に電流が流れず、１次巻線３ａに流れる電流はインダク
タンス値で決まる直線的に増加する励磁電流と、出力に
供給される電流の和電流ＩQ1が流れ、トランス３に励磁
電流を貯える。

【００４３】時刻ｔ2で制御回路１９のオンオフ信号ＶG
1で第１のスイッチング素子４がターンオフすると、第
１のスイッチング素子４を流れていた出力電流ＩQ1が急
激に遮断されるが、トランス３に貯えられた励磁電流を
第１のスイッチング素子４に並列に接続されたコンデン
サ４１が吸収すると共にコンデンサ４０の電荷を放電す
るため、フライバック電圧の上昇を緩やかに抑制するこ
とで第１のスイッチング素子４のターンオフの損失を減
少させる。トランス３の各巻線のフライバック電圧が上
昇し、コンデンサ６に貯えられた電圧を越えダイオード
８がオンするまで緩やかに第１のスイッチング素子４の
両端電圧が上昇するが、同時に２次巻線３ｂにも整流ダ
イオード９をオンする方向のフライバック電圧が発生
し、トランス３の励磁電流は２次巻線３ｃ、整流ダイオ
ード９、平滑チョークコイル１１を介して出力端子１３
ａ−１３ｂに出力電流ＩO1が供給されると共に、出力に
供給しきれない過剰な励磁電流はコンデンサ６に吸収さ
れる。また、２次巻線３ｃに発生するフライバック電圧
は、整流ダイオード１４をオフするため平滑チョークコ
イル１６に貯えられた励磁電流が整流ダイオード１５を
介して出力端子１８ａ−１８ｂに出力電流ＩO2を供給す
る。

【００４４】時刻ｔ3で第２のスイッチング素子７は制
御回路１９のオンオフ信号ＶG2によりターンオンする
が、この時点でダイオード８がオンしているためゼロク
ロスターンオンとなり、第２のスイッチング素子７のオ
ン期間に供給される励磁電流は直線的に減少し、出力電
流ＩO1より減少した時に、コンデンサ６に吸収されてい
た励磁電流分が第２のスイッチング素子７と１次巻線３
ａ、２次巻線３ｂ、平滑チョークコイル１１を介して出
力電流ＩO1の一部として供給され、出力に供給される電
流は確保されると共に、出力に供給しきれない過剰な励
磁電流は１次巻線３ａを介してトランス３を逆励磁す
る。

【００４５】時刻ｔ4で第２のスイッチング素子７がタ
ーンオフすると、コンデンサ６より供給される電流が急
激に遮断されるが、第２のスイッチング素子７に並列に
接続されたコンデンサ４０がトランス３に貯えられた逆
励磁電流を吸収すると共にコンデンサ４１の電荷を放電
し、逆起電圧（この電圧は、フライバック電圧と逆極性
の起電圧のためフォワード電圧と以下に記す。）の発生
と上昇を緩やかに抑制する。フォワード電圧の上昇を緩
やかに抑制することで第２のスイッチング素子７のター
ンオフの損失を減少させる。トランス３の各巻線のフォ
ワード電圧が上昇し、２次巻線３ｃの両端に発生する電
圧が零を超えようとするとき、２次巻線３ｃ、整流ダイ
オード１４、平滑チョークコイル１６を介して出力電流
ＩO2としてトランス３に貯えられた逆励磁電流が供給さ
れるが、逆励磁電流が出力電流ＩO2より大きい場合、過
剰な励磁電流分によりコンデンサ４０と４１をさらに充
放電するため、トランス３の各巻線のフォワード電圧は
さらに上昇し１次巻線３ａの両端電圧が入力電圧を超え
るまで上昇し、ダイオード５がオンするようになる。こ
の間２次巻線３ｂの両端に発生する電圧は整流ダイオー
ド９をオフするように発生するため、平滑チョークコイ
ル１１に貯えられた励磁電流が整流ダイオード１０およ
び２次巻線を介し３ｂを通じて出力電流ＩO1に供給され
る。また、制御回路１９のオンオフ信号ＶG1により第１
のスイッチング素子４はこの間もオフを維持する。

【００４６】時刻ｔ5でダイオード５がオンしている間
に第１のスイッチング素子４をオンさせると、ゼロクロ
スターンオンが達成され、今度は１次巻線３ａに入力電
圧ＶINが印加されることで時刻ｔ1で示した動作を繰り
返す。このように、第１，第２のスイッチング素子４と
７の両方をオフする時刻ｔ2〜ｔ3、ｔ4〜ｔ5期間を設定
することで、ターンオンおよびターンオフの損失を大幅
に減少させることが可能となる。

【００４７】この動作で出力電圧ＶO1は既に従来回路例
の図８で示したように、第１のスイッチング素子４のオ
フ期間に平滑チョークコイル１１とトランス３に印加さ
れる電圧およびオフ期間に印加される電圧より、平滑チ
ョークコイル１１のリセット条件とトランス３のリセッ
ト条件から、以下で示される。

【００４８】 ＶO1＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ1 さらに、出力電圧ＶO2は既に従来回路の図６に示したよ
うに、平滑チョークコイル１６のリセット条件から、以
下に示される。

【００４９】 ＶO2＝（ＴOFF／（ＴON＋ＴOFF））×ＶIN×Ｎ2 ここで、Ｎ1は１次巻線３ａの巻線数ＮPと２次巻線３ｂ
の巻線数ＮS1の巻数比（Ｎ1＝ＮS1／ＮP）であり、Ｎ2
は１次巻線３ａの巻線数ＮPと２次巻線３ｃの巻線数ＮS
2の巻数比（Ｎ2＝ＮS2／ＮP）であり、式を簡素化する
ため時刻ｔ2〜ｔ3、ｔ4〜ｔ5期間は、ＴON，ＴOFF期間
に比較して十分に短い期間で無視できるとした。したが
って、各出力電圧ＶO1，ＶO2は、第１，第２のスイッチ
ング素子４と７のオンオフ比を変化させることにより、
両出力電圧とも同時に制御可能であることがわかる。

【００５０】この構成により、オン−オン伝達で出力に
電流を供給する回路方式と、オン−オフ伝達で出力に電
流を供給する回路方式が同一のトランス３上で構成する
ことができ、しかも両方とも同一の入出力伝達特性を有
しているため、どちらか一方を制御することで両方の安
定化が可能となり、異なる複数の出力を簡単に取り出す
ことも可能となる。効率についても、従来のオンーオン
型であるフォワードコンバータの場合はトランス３の励
磁電流を消費しリセット動作するための損失発生があっ
たり、オン−オフ型であるフライバックコンバータの場
合は出力電流がトランス３の励磁電流のみで供給される
ため、スイッチング電流の増加によるターンオフ損失の
増加等の課題がそれぞれあったが、本構成ではオン−オ
ン、オン−オフの両方で出力電流の供給を行うため効率
が改善され、さらに第１，第２のスイッチング素子４お
よび７のゼロクロスターンオン実現によるターンオンの
無損失化と、ターンオフ損失の大幅な削減等により大幅
な効率改善が可能となる。発生ノイズについても、第
１，第２のスイッチング素子４および７のターンオンお
よびターンオフ時の電圧と電流の急峻な変化が抑制され
緩和するため、ノイズの発生が大幅に減少する。

【００５１】実施例３の構成で２次巻線３ｂの出力回路
と２次巻線３ｂの出力回路を両方ともパラ接続すること
も可能で、この場合２次巻線３ｂおよび３ｃの巻数ＮS
1，ＮS2を同一巻線数にすることで、両方の巻線から出
力電流ＩOを取り出し、お互いの電流バランスもほぼ等
しくなる。この構成により、実施例３の効率改善と発生
ノイズの削減以外に、複数の２次巻線をパラ接続する場
合の循環電流による損失の防止、出力リップル電圧がお
互いの電圧変化を打ち消すように発生するために低リッ
プル電圧化が図れる等の特徴がある。ここで、平滑コン
デンサ１２，１７は一つにすることもできる。さらに、
各出力を直列に接続した構成にすることでも、実施例３
の効率改善と発生ノイズの削減および出力の低リップル
電圧化の特徴を有することができる。

【００５２】本実施例では、第１，第２のスイッチング
素子４および７に並列接続したダイオード５および８
は、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴ等のあらかじめス
イッチング素子と並列にダイオードが内蔵された素子を
使用すれば、ダイオード５および８は不要となる。

【００５３】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、実施例１
ではオン−オン伝達で出力に電流を供給する回路方式
と、オン−オフ伝達で出力に電流を供給する回路方式が
同一のトランス上で構成することができ、しかも両方と
も同一の入出力伝達特性を有しているため、どちらか一
方を制御することで両方の安定化が可能となり、異なる
複数の出力を簡単に取り出すことも可能となる。また効
率についても、従来のオン−オン型であるフォワードコ
ンバータの場合はトランスの励磁電流を消費しリセット
動作するための損失発生があったり、オン−オフ型であ
るフライバックコンバータの場合は出力電流がトランス
の励磁電流のみで供給されるため、スイッチング電流の
増加によるターンオフ損失の増加等の課題がそれぞれあ
ったが、本発明ではオン−オン、オン−オフの両方で出
力電流の供給を行うため効率が改善される。

【００５４】実施例２では複数の２次巻線をパラ接続す
る場合の循環電流による損失の防止、出力リップル電圧
がお互いの電圧変化を打ち消すように発生するために低
リップル電圧化が図れる。実施例３ではオン−オン伝達
で出力に電流を供給する回路方式と、オン−オフ伝達で
出力に電流を供給する回路方式が同一のトランス３上で
構成することができ、しかも両方とも同一の入出力伝達
特性を有しているため、どちらか一方を制御することで
両方の安定化が可能となり、異なる複数の出力を簡単に
取り出すことも可能となる。効率についても、従来のオ
ンーオン型であるフォワードコンバータの場合はトラン
ス３の励磁電流を消費しリセット動作するための損失発
生があったり、オン−オフ型であるフライバックコンバ
ータの場合は出力電流はトランス３の励磁電流のみで供
給されるため、スイッチング電流の増加によるターンオ
フ損失の増加等の課題がそれぞれあったが、本発明では
オン−オン、オン−オフの両方とも出力電流の供給を行
うため効率が改善され、さらにスイッチング素子のゼロ
クロスターンオン実現によるターンオンの無損失化と、
ターンオフ損失の大幅な削減等により大幅な効率改善が
可能となる。発生ノイズについても、スイッチング素子
のターンオンおよびターンオフ時の電圧と電流の急峻な
変化が抑制され緩和するため、ノイズの発生が大幅に減
少するスイッチング電源装置を実現するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図２】本発明の図１の回路構成図の動作波形を示す説
明図

【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図４】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図５】本発明の図４の回路構成図の動作波形を示す説
明図

【図６】第１の従来例におけるスイッチング電源装置の
回路構成図

【図７】従来の図６の回路構成図の動作波形を示す説明
図

【図８】第２の従来例におけるスイッチング電源装置の
回路構成図

【図９】従来の図８の回路構成図の動作波形を示す説明
図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ トランス ４，７ スイッチング素子 ５，８ ダイオード ９，１０，１４，１５ 整流ダイオード １１，１６ 平滑チョークコイル １２，１７ 平滑コンデンサ １３ａ−１３ｂ 出力端子 １８ａ−１８ｂ 出力端子 １９ 制御回路

フロントページの続き (72)発明者 村上 孝晴 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 植山 敏成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１次巻線と２つの２次巻線を有
   するトランスと、オンオフを繰り返しオンの時に入力電
   圧を前記トランスの１次巻線に印加する第１のスイッチ
   ング素子と、前記トランスの励磁により発生する逆起電
   圧を保持するためのコンデンサと、この第１のスイッチ
   ング素子と交互にオンオフを繰り返し、オンの時に前記
   コンデンサに保持された逆起電圧を前記第１のトランス
   の１次巻線に印加する第２のスイッチング素子を有し、
   前記第１のスイッチング素子がオンの時に前記トランス
   の一方の２次巻線に誘起する電圧を整流手段と平滑チョ
   ークコイルと平滑コンデンサよりなる第１の整流平滑回
   路を介して第１の出力に供給し、前記第２のスイッチン
   グ素子がオンの時に前記トランスの他の２次巻線に誘起
   する電圧を整流手段と平滑チョークコイルと平滑コンデ
   ンサよりなる第２の整流平滑回路を介して第２の出力に
   供給するスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】第１の整流平滑回路を介した出力と、第２
   の整流平滑回路を介した出力とを並列接続し出力に供給
   するようにした請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】少なくとも１次巻線と２つの２次巻線を有
   するトランスと、オンオフを繰り返しオンの時に入力電
   圧を前記トランスの１次巻線に印加する第１のスイッチ
   ング素子と、前記トランスの励磁により発生する逆起電
   圧を保持するためのコンデンサと、この第１のスイッチ
   ング素子と交互にオンオフを繰り返し、オンの時に前記
   コンデンサに保持された逆起電圧を前記第１のトランス
   の１次巻線に印加する第２のスイッチング素子を有し、
   前記第１のスイッチング素子の両端または第２のスイッ
   チング素子の両端またはその両方にコンデンサを接続
   し、さらに交互にオンオフを繰り返す時に前記第１のス
   イッチング素子と第２のスイッチング素子の両方ともオ
   フとなる期間を有し、前記第１のスイッチング素子がオ
   ンの時に前記トランスの一方の２次巻線に誘起する電圧
   を整流手段と平滑チョークコイルと平滑コンデンサより
   なる第１の整流平滑回路を介して第１の出力に供給し、
   前記第２のスイッチング素子がオンの時に前記トランス
   の他の２次巻線に誘起する電圧を整流手段と平滑チョー
   クコイルと平滑コンデンサよりなる第２の整流平滑回路
   を介して第２の出力に供給するスイッチング電源装置。