JPH0661784A - Analog filter - Google Patents
Analog filterInfo
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- JPH0661784A JPH0661784A JP21021992A JP21021992A JPH0661784A JP H0661784 A JPH0661784 A JP H0661784A JP 21021992 A JP21021992 A JP 21021992A JP 21021992 A JP21021992 A JP 21021992A JP H0661784 A JPH0661784 A JP H0661784A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、集積回路化が容易なア
ナログフィルタに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an analog filter which can be easily integrated into an integrated circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】これまで、ＭＯＳ−ＬＳＩ化が容易なア
ナログフィルタとしてはスイッチトキャパシタフィルタ
が知られている。スイッチトキャパシタフィルタはリニ
アキャパシタを必要とするため、その製造プロセスに特
別な工程を必要とする。これに対し、カレントモードフ
ィルタはリニアキャパシタを必要としないため、スイッ
チトキャパシタフィルタよりもさらにＭＯＳ−ＬＳＩ化
が容易なアナログフィルタとして知られている。（例え
ばティー．エス．フィズ、ディー．ジェイ．オールスト
ット、“シーモス ラダー フィルターズ”、アイ イ
ー イー イージェイ．ソリッドステート サーキッ
ツ、２５巻６号１９９２年１２月（Ｔ．Ｓ．Ｆｉｅｚ、
Ｄ．Ｊ．Ａｌｌｓｔｏｔ、“ＣＭＯＳ Ｓｗｉｔｃｈｅ
ｄ− Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌａｄｄｅｒ Ｆｉｌｔｅｒ
ｓ”、ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒ
ｃｕｉｔｓ、Ｖｏｌ．２５、Ｎｏ．６、Ｄｅｃ、１９９
２））2. Description of the Related Art Heretofore, a switched capacitor filter has been known as an analog filter which can be easily formed into a MOS-LSI. The switched capacitor filter requires a linear capacitor and thus requires a special step in its manufacturing process. On the other hand, the current mode filter does not require a linear capacitor and is therefore known as an analog filter that can be more easily implemented as a MOS-LSI than a switched capacitor filter. (For example, TS Fizz, D.J. Allstott, "Simos Ladder Filters", I.E.E.E.J.Solid State Cirquette, Vol. 25, No. 6, December 1992 (TS Fiesz,
D. J. Allsto, "CMOS Switch
d- Current Ladder Filter
s ", IEEE J. Solid-State Cir.
cuits, Vol. 25, no. 6, Dec, 199
2))
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これま
でのカレントモードフィルタは直流電流信号を入力し、
処理した電流信号を直接取り出すものであり、一般に良
く使われている電圧で制御される信号を処理することが
出来ない。そこで、本発明の課題は電圧で制御される信
号を処理することが可能なカレントモードフィルタを提
供することにある。However, the current mode filters up to now input a direct current signal,
It directly takes out the processed current signal, and cannot process a signal controlled by a commonly used voltage. Therefore, an object of the present invention is to provide a current mode filter capable of processing a signal controlled by voltage.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】本発明は、カレントモー
ドで動作するアナログフィルタの入力部にフィルタより
も高周波歪みが小さい電圧電流交換用のＯＴＡ（オペレ
ーショナル トランスコンダクタンス アンプリファイ
ア （Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓ−ｃｏｎｄ
ｕｃｔａｎｓ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ））を設け、出力部
にフィルタよりも高周波歪みが小さい電流電圧変換用の
ＯＴＡを設けることにより上記の問題を解決するもので
ある。DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention is directed to an OTA (operational transconductance amplifier) for voltage-current exchange, which has less high-frequency distortion than a filter in an input portion of an analog filter operating in a current mode.
The above problem is solved by providing an octans amplifier) and an OTA for current-voltage conversion, which has less high-frequency distortion than the filter, in the output section.
【０００５】[0005]
【作用】本発明によれば、カレントモードフィルタの入
力部に設けられた高周波歪みの少ない電圧電流用のＯＴ
Ａにより電圧信号が電流信号に歪むことなく変換され、
カレントモードフィルタで信号処理された後、出力部に
設けられた高周波歪みの小さい電流電圧変換用のＯＴＡ
により電流信号が歪むことなく電圧信号に変換される。
すなわち、本発明により電圧信号を高精度に処理するこ
とが可能なカレントモードフィルタが実現可能となり、
しかも回路全体をＭＯＳ−ＬＳＩ化するのに好適であ
る。According to the present invention, the voltage-current OT provided in the input portion of the current mode filter for high-frequency distortion is small.
A converts the voltage signal into a current signal without distortion,
An OTA for current-voltage conversion, which has a small high-frequency distortion and is provided in the output section after signal processing by the current mode filter
As a result, the current signal is converted into a voltage signal without distortion.
That is, the present invention makes it possible to realize a current mode filter capable of processing a voltage signal with high accuracy,
Moreover, it is suitable for converting the entire circuit into a MOS-LSI.
【０００６】[0006]
【実施例】以下に図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。本発明の一実施例のブロック図を図１に示
す。また、本実施例で用いたカレントモードフィルタは
５つのスイッチトカレント積分器からなる５次のスイッ
チトカレントフィルタであり、このブロック図を図２に
示し、スイッチトカレント積分器の回路図を図３に示
す。さらに、入力部に付加したＯＴＡの回路図を図４ａ
に示し、出力部に付加したＯＴＡの回路図を図４ｂに示
す。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. A block diagram of one embodiment of the present invention is shown in FIG. Further, the current mode filter used in this embodiment is a fifth-order switched current filter composed of five switched current integrators, and its block diagram is shown in FIG. 2 and a circuit diagram of the switched current integrator is shown. 3 shows. Furthermore, the circuit diagram of the OTA added to the input section is shown in FIG.
And a circuit diagram of the OTA shown in FIG.
【０００７】図１において、１は５次のスイッチトカレ
ントフィルタであり、２はスイッチトカレントフィルタ
１の入力部に付加したＯＴＡであり、３はスイッチトカ
レントフィルタ１の出力部に付加したＯＴＡである。ま
た、４ａ、４ｂはＯＴＡ２の入力端子で一定の等しいバ
イアス電圧が印加されており、４ａから電圧信号が入力
する。５ａ、５ｂはＯＴＡ３の出力端子で、一定の等し
いバイアスが印加されており、５ａから電圧信号が出力
する。図２において６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅはス
イッチトカレント積分器である。また、同図において７
ａは電流信号が入力する入力端子であり、７ｂは電流信
号が出力される出力端子である。さらにスイッチトカレ
ント積分器の回路図を図３に示す。In FIG. 1, 1 is a fifth-order switched current filter, 2 is an OTA added to the input part of the switched current filter 1, and 3 is an OTA added to the output part of the switched current filter 1. Is. Further, 4a and 4b are input terminals of the OTA 2, to which a constant equal bias voltage is applied, and a voltage signal is input from 4a. Reference numerals 5a and 5b denote output terminals of the OTA 3, to which a constant equal bias is applied, and a voltage signal is output from 5a. In FIG. 2, 6a, 6b, 6c, 6d and 6e are switched current integrators. Also, in FIG.
Reference numeral a is an input terminal for inputting a current signal, and 7b is an output terminal for outputting a current signal. Further, a circuit diagram of the switched current integrator is shown in FIG.
【０００８】さて、図２に示す５次のスイッチトカレン
トフィルタにおいて、入力端子７ａから電流信号を入力
し出力端子７ｂから電流信号を出力した場合、出力信号
の高周波歪みは５１ｄＢである。以下に、ＯＴＡの動作
を説明する。図４ａに示したＯＴＡにおいて４ａ、４ｂ
は電圧信号が入力する入力端子であり、８は電流信号が
出力する出力端子である。入力端子４ａに入力する電圧
をＶ１、入力端子４ｂに入力する電圧をＶ２とし、ＭＯ
Ｓトランスジスタ１０ａとＭＯＳトランジスタ１０ｂが
同じサイズでともに飽和領域であるとすると出力端子８
から出力される出力電流Ｉ１はIn the fifth-order switched current filter shown in FIG. 2, when a current signal is input from the input terminal 7a and a current signal is output from the output terminal 7b, the high frequency distortion of the output signal is 51 dB. The operation of OTA will be described below. 4a and 4b in the OTA shown in FIG. 4a
Is an input terminal for inputting a voltage signal, and 8 is an output terminal for outputting a current signal. The voltage input to the input terminal 4a is V1, and the voltage input to the input terminal 4b is V2.
If the S transistor 10a and the MOS transistor 10b have the same size and are in the saturation region, the output terminal 8
The output current I1 output from
【０００９】[0009]
【数１】 [Equation 1]
【００１０】であり、Ｖ１とＶ２の差が十分小さい場合
は電圧信号から電流信号への変換は線形に行われる。こ
こで、μはキャリアの移動度、Ｃは絶縁膜の単位面積あ
たりの容量、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長、Ｉｓ１
は電流源１６が流す電流である。また、図４ｂに示した
出力部に付加したＯＴＡは９が電流信号が入力する入力
端子であり、５ａ、５ｂは電圧信号が出力する出力端子
であり、５ａは入力端子９に接続している。入力電流を
１２とし、出力端子５ａからの出力電圧をＶ３、出力端
子５ｂからの出力電圧をＶ４とし、ＭＯＳトランジスタ
１１ａとＭＯＳトランジスタ１１ｂが同じサイズでとも
に飽和領域にあるとすると入力電流１２と出力電圧Ｖ
３、Ｖ４の関係はWhen the difference between V1 and V2 is sufficiently small, the conversion from the voltage signal to the current signal is performed linearly. Here, μ is the mobility of carriers, C is the capacitance per unit area of the insulating film, W is the channel width, L is the channel length, and Is1.
Is a current supplied by the current source 16. Further, the OTA added to the output section shown in FIG. 4 b is an input terminal 9 for inputting a current signal, 5 a and 5 b are output terminals for outputting a voltage signal, and 5 a is connected to the input terminal 9. . If the input current is 12, the output voltage from the output terminal 5a is V3, the output voltage from the output terminal 5b is V4, and the MOS transistors 11a and 11b are of the same size and are in the saturation region, the input current 12 and the output are obtained. Voltage V
The relationship between 3 and V4
【００１１】[0011]
【数２】 [Equation 2]
【００１２】で表わされ、入力電流１２が十分小さい場
合は、入力電流１２から出力電圧Ｖ３、Ｖ４への変換は
線形に行われる。ここで、μはキヤリアの移動度、Ｃは
絶縁膜の単位面積あたりの容量、Ｗはチャネル幅、Ｌは
チャネル長であり、Ｉｓ２は電流源１７が流す電流であ
る。これらのＯＴＡによって生じる信号の高周波歪みは
それぞれ１００ｄＢであり、前述したスイッチトカレン
トフィルタの高周波歪み５１ｄＢに比べて極めて小さ
く、図１のブロック図に示す構成の場合の高周波歪みは
５２ｄＢであり、全体の高周波歪みはスイッチトカレン
トフィルタによって決まることがわかる。すなわち、入
力部に付加したＯＴＡと出力部に付加したＯＴＡはほと
んど信号に影響を与えておらず、図１の構成の回路が、
図２に示すスイッチトカレントフィルタの特性を持った
電圧信号を処理するフィルタになっていることがわか
る。When the input current 12 is sufficiently small, the conversion from the input current 12 to the output voltages V3 and V4 is performed linearly. Here, μ is the mobility of the carrier, C is the capacitance per unit area of the insulating film, W is the channel width, L is the channel length, and Is2 is the current supplied by the current source 17. The high frequency distortion of the signal generated by these OTAs is 100 dB, which is extremely smaller than the high frequency distortion of 51 dB of the switched current filter described above, and the high frequency distortion in the case of the configuration shown in the block diagram of FIG. 1 is 52 dB. It can be seen that the high frequency distortion of is determined by the switched current filter. That is, the OTA added to the input section and the OTA added to the output section hardly affect the signal, and the circuit having the configuration of FIG.
It can be seen that the filter has a characteristic of the switched current filter shown in FIG. 2 and processes a voltage signal.
【００１３】また、カレントモードフィルタがコンティ
ニュアスタイムフィルタである場合にも本発明は有効で
あり、この場合も図１に示す構成でスイッチトカレント
フィルタをコンティニュアスタムフィルタに置き換えた
構成で実現できる。また、入力部と出力部に付加するＯ
ＴＡは図４ａ、ｂに示したＯＴＡの他、図５に示すＯＴ
Ａ等他のタイプのＯＴＡを用いることももちろん可能で
ある。The present invention is also effective when the current mode filter is a continuous time filter. Also in this case, the switched current filter is replaced by a continuous time filter in the configuration shown in FIG. it can. Also, O added to the input part and the output part
TA is the OTA shown in FIGS. 4a and 4b, and the OT shown in FIG.
Of course, other types of OTA such as A can be used.
【００１４】さらに、図６に示すように入力部のＯＴＡ
の入力端子４ａにキャパシタ１２を介して入力端子１３
から電圧信号を入力することにより０Ｖを中心として振
動する電圧信号を処理することが可能となる。このと
き、入力端子４ａと４ｂに印加するバイアス電圧を同じ
バイアス電源から取っている場合、電圧信号が大きいと
電圧信号の影響で入力端子に印加するバイアス電圧が変
動してしまう。そこで図７に示すようにバイアス電源１
５と入力端子４ａの間に適当な大きさのＣＭＯＳトラン
スファーゲート１４を設けることにより、電圧信号がバ
イアス電圧に与える影響を軽減することができ、より大
きな電圧信号を処理することが可能となる。Further, as shown in FIG. 6, the OTA of the input section
To the input terminal 4a of the input terminal 13 through the capacitor 12
It becomes possible to process the voltage signal which oscillates around 0V by inputting the voltage signal from. At this time, when the bias voltage applied to the input terminals 4a and 4b is taken from the same bias power source, if the voltage signal is large, the bias voltage applied to the input terminal varies due to the influence of the voltage signal. Therefore, as shown in FIG.
By providing the CMOS transfer gate 14 having an appropriate size between the input terminal 5 and the input terminal 4a, it is possible to reduce the influence of the voltage signal on the bias voltage, and it is possible to process a larger voltage signal.
【００１５】さらに上述の入力用のキャパシタ１２の容
量をＣとし、入力抵抗をＲとしたとき、信号周波数の下
限がｆ０であればFurther, when the capacitance of the input capacitor 12 is C and the input resistance is R, and the lower limit of the signal frequency is f0,
【００１６】[0016]
【数３】 [Equation 3]
【００１７】を満足するようにキャパシタの容量Ｃを決
めることによりキャパシタによる入力信号利得は６０％
以上にすることが出来る。例えばｆ０＝２０ｋＨｚ、Ｒ
＝４ｋΩとするとＣは６０ｐＦ以上の容量を必要とす
る。実際、図７の回路において信号周波数が２０ｋＨ
ｚ、入力抵抗Ｒ＝４ｋΩの時、入力用のキャパシタ１２
の容量ＣをＣ＝１ｐＦ、１０ｐＦ、１００ｐＦ、２００
ｐＦとした場合、ＯＴＡの入力端子４ａに加わる電圧信
号の入力端子１３に入力する電圧信号に対する割合はそ
れぞれ１％、１０％、７０％、９０％である。By determining the capacitance C of the capacitor so as to satisfy the above condition, the input signal gain by the capacitor is 60%.
The above can be done. For example, f0 = 20 kHz, R
= 4 kΩ, C requires a capacity of 60 pF or more. Actually, in the circuit of FIG. 7, the signal frequency is 20 kHz.
When z and input resistance R = 4 kΩ, input capacitor 12
The capacitance C of C = 1 pF, 10 pF, 100 pF, 200
In the case of pF, the ratio of the voltage signal applied to the input terminal 4a of the OTA to the voltage signal input to the input terminal 13 is 1%, 10%, 70% and 90%, respectively.
【００１８】[0018]
【発明の効果】本発明によれば、カレントモードフィル
タの入力部に設けられた高周波歪みの少ない電圧電流用
のＯＴＡにより電圧信号が電流信号に歪むことなく変換
され、カレントモードフィルタで信号処理された後、出
力部に設けられた高周波歪みの小さい電流電圧変換用の
ＯＴＡにより電流信号が歪むことなく電圧信号に変換さ
れる。すなわち、本発明により電圧信号を高精度に処理
することが可能なカレントモードフィルタが実現可能と
なり、しかも回路全体をＭＯＳ−ＬＳＩ化するのに好適
である。According to the present invention, the voltage signal is converted into a current signal without distortion by the OTA for voltage and current with less high frequency distortion provided in the input part of the current mode filter, and the signal is processed by the current mode filter. After that, the current signal is converted into a voltage signal without distortion by the OTA for current-voltage conversion having a small high-frequency distortion provided in the output section. That is, according to the present invention, a current mode filter capable of processing a voltage signal with high accuracy can be realized, and moreover, it is suitable for implementing the entire circuit as a MOS-LSI.
【図１】本発明の回路構成の一実施例のブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a circuit configuration of the present invention.
【図２】５次のスイッチトカレントフィルタのブロック
図である。FIG. 2 is a block diagram of a fifth-order switched current filter.
【図３】スイッチトカレント積分器の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a switched current integrator.
【図４】ａ．カレントモードフィルタの入力部に付加す
るＯＴＡの回路図である。ｂ．カレントモードフィルタ
の出力部に付加するＯＴＡの回路図である。FIG. 4 a. It is a circuit diagram of OTA added to the input part of a current mode filter. b. It is a circuit diagram of OTA added to the output part of the current mode filter.
【図５】別の例のＯＴＡの回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of another example of OTA.
【図６】入力部にキャパシタを付加した一実施例のブロ
ック図である。FIG. 6 is a block diagram of an embodiment in which a capacitor is added to the input unit.
【図７】バイアス電源と入力部に付加したＯＴＡの入力
端子の間にＣＭＯＳトランスファーゲートを設けた場合
の一実施例のブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of an embodiment in which a CMOS transfer gate is provided between a bias power supply and an input terminal of an OTA added to an input section.
１ スイッチトカレントフィルタ ２ 入力部に付加したＯＴＡ ３ 出力部に付加したＯＴＡ ４ 入力部に付加したＯＴＡの入力端子 ５ 出力部に付加したＯＴＡの出力端子 ６ スイッチトカレント積分器 ７ａ スイッチトカレント積分器の入力端子 ７ｂ スイッチトカレント積分器の出力端子 ８ 入力部に付加したＯＴＡの出力端子 ９ 出力部に付加したＯＴＡの入力端子 １０ 入力部に付加したＯＴＡのＭＯＳトランジスタ １１ 出力部に付加したＯＴＡのＭＯＳトランジスタ １２ 入力部に付加したキャパシタ １３ キャパシタを付加した場合の入力端子 １４ ＣＭＯＳトランスファーゲート １５ バイアス電源 １６ 入力部に付加したＯＴＡの電流源 １７ 出力部に付加したＯＴＡの電流源 1 Switched current filter 2 OTA added to input section 3 OTA added to output section 4 OTA input terminal added to input section 5 Output terminal of OTA added to output section 6 Switched current integrator 7a Switched current integration Input terminal 7b Switched current integrator output terminal 8 OTA output terminal added to the input section 9 OTA input terminal added to the output section 10 OTA MOS transistor added to the input section 11 OTA added to the output section MOS transistor 12 Capacitor added to the input section 13 Input terminal when a capacitor is added 14 CMOS transfer gate 15 Bias power supply 16 OTA current source added to the input section 17 OTA current source added to the output section
Claims (1)
モードフィルタの入力端子および出力端子にそれぞれ接
続され、該カレントモードフィルタよりも高周波歪みが
小さい電圧電流変換用および電流電圧変換用のオペレー
ショナル・コンダクタンス・アンプリファイアとからな
るアナログフィルタ。1. A current mode filter and an operational conductance amplifier for voltage-current conversion and current-voltage conversion, which are respectively connected to an input terminal and an output terminal of the current mode filter and have a high frequency distortion smaller than that of the current mode filter. An analog filter consisting of a and.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21021992A JPH0661784A (en) | 1992-08-06 | 1992-08-06 | Analog filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21021992A JPH0661784A (en) | 1992-08-06 | 1992-08-06 | Analog filter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0661784A true JPH0661784A (en) | 1994-03-04 |
Family
ID=16585762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21021992A Withdrawn JPH0661784A (en) | 1992-08-06 | 1992-08-06 | Analog filter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0661784A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6636085B2 (en) * | 2001-04-20 | 2003-10-21 | Nec Electronics Corporation | Phase shifter with an RC polyphase filter |
-
1992
- 1992-08-06 JP JP21021992A patent/JPH0661784A/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6636085B2 (en) * | 2001-04-20 | 2003-10-21 | Nec Electronics Corporation | Phase shifter with an RC polyphase filter |
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Legal Events
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