JPH0640604B2 - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPH0640604B2 JPH0640604B2 JP60107465A JP10746585A JPH0640604B2 JP H0640604 B2 JPH0640604 B2 JP H0640604B2 JP 60107465 A JP60107465 A JP 60107465A JP 10746585 A JP10746585 A JP 10746585A JP H0640604 B2 JPH0640604 B2 JP H0640604B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
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- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ受信機などに用いる周波数変換回路に関
するものである。
するものである。
従来の技術 近年、周波数変換回路を含むラジオ受信回路がIC化さ
れているが、従来の周波数変換回路の一例について図面
を参照しながら説明する。
れているが、従来の周波数変換回路の一例について図面
を参照しながら説明する。
第5図は従来の受信回路の周波数変換回路の電気的結線
図を示すものである。第5図において、1はIC化した
周波数変換回路、2は中間周波信号増幅器、3は検波回
路、6はアンテナコイル、5,52はバリコン、56は
中間周波トランス、55は中間周波フィルタ、53は局
部発振用コイル、9,10,11,12,13,14,
24,25はトランジスタ、4,7,54,51はコン
デンサ、8,19,20,90は抵抗、21,22,2
3は電流源である。
図を示すものである。第5図において、1はIC化した
周波数変換回路、2は中間周波信号増幅器、3は検波回
路、6はアンテナコイル、5,52はバリコン、56は
中間周波トランス、55は中間周波フィルタ、53は局
部発振用コイル、9,10,11,12,13,14,
24,25はトランジスタ、4,7,54,51はコン
デンサ、8,19,20,90は抵抗、21,22,2
3は電流源である。
以上のように構成された周波数変換回路について、以下
その動作について説明する。
その動作について説明する。
アンテナ6,コンデンサ4,バリコン5で同調した入力
信号は互いにエミッタ結合したトランジスタ9,10の
一方のトランジスタ9のベースに加え、トランジスタ
9,10のコレクタよりトランジスタ11,12のエミ
ッタとトランジスタ13,14のエミッタに加えるとと
もにトランジスタ24,25とコイル53,コンデンサ
51,バリコン52の同調回路とで構成される局部発振
回路の局部発振信号は抵抗20を介してトランジスタ1
1,14のベースに加え、トランジスタ11,12と1
3,14のエミッタに加えられた信号をスイッチングし
てトランジスタ11,13のコレクタに接続した中間周
波トランス56に中間周波信号を取り出し、セラミック
フィルタ55を介して中間周波増幅器2に加えて増幅
し、検波回路3で検波し、検波した信号を端子71に取
り出している。
信号は互いにエミッタ結合したトランジスタ9,10の
一方のトランジスタ9のベースに加え、トランジスタ
9,10のコレクタよりトランジスタ11,12のエミ
ッタとトランジスタ13,14のエミッタに加えるとと
もにトランジスタ24,25とコイル53,コンデンサ
51,バリコン52の同調回路とで構成される局部発振
回路の局部発振信号は抵抗20を介してトランジスタ1
1,14のベースに加え、トランジスタ11,12と1
3,14のエミッタに加えられた信号をスイッチングし
てトランジスタ11,13のコレクタに接続した中間周
波トランス56に中間周波信号を取り出し、セラミック
フィルタ55を介して中間周波増幅器2に加えて増幅
し、検波回路3で検波し、検波した信号を端子71に取
り出している。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上記のような構成では中間周波トランス
56の一次側インピーダンスは20〜30KΩと高い、
そしてセラミックフィルタ等のフィルタ55のインピー
ダンスは低く1〜3KΩのものが多い。この中間周波ト
ランスの一次巻線のインピーダンスを高く設計している
のはトランジスタ9,10,11,12,13,14で
構成する周波数変換利得を高くして中間周波トランス5
6に大きな中間周波信号を取り出すためである。そして
中間周波トランスの2次巻線を少くしてインピーダンス
を低くしてフィルタ55とインピーダンスマッチングを
行うようにしている。
56の一次側インピーダンスは20〜30KΩと高い、
そしてセラミックフィルタ等のフィルタ55のインピー
ダンスは低く1〜3KΩのものが多い。この中間周波ト
ランスの一次巻線のインピーダンスを高く設計している
のはトランジスタ9,10,11,12,13,14で
構成する周波数変換利得を高くして中間周波トランス5
6に大きな中間周波信号を取り出すためである。そして
中間周波トランスの2次巻線を少くしてインピーダンス
を低くしてフィルタ55とインピーダンスマッチングを
行うようにしている。
そのため中間周波トランス56が必要であり、この中間
周波トランス56のコイル58とコンデンサ57で中間
周波数に同調しているが、このコイル58,コンデンサ
57の値のバラツキがあるために一般的にはコイル58
の値を外部より調整している。そのために受信機をつく
る時に中間周波トランスの調整が必要であった。
周波トランス56のコイル58とコンデンサ57で中間
周波数に同調しているが、このコイル58,コンデンサ
57の値のバラツキがあるために一般的にはコイル58
の値を外部より調整している。そのために受信機をつく
る時に中間周波トランスの調整が必要であった。
本発明は上記問題点に鑑み、周波数変換回路の出力から
中間周波信号を取り出すフィルタを無調整にし、性能も
よい周波数変換回路を提供するものである。
中間周波信号を取り出すフィルタを無調整にし、性能も
よい周波数変換回路を提供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明の周波数変換回路は
互いのエミッタを接続した第1と第2のトランジスタ
と、この第1と第2のトランジスタのエミッタを第3の
トランジスタのコレクタに接続し、互いのエミッタを接
続した第4と第5のトランジスタと、この第4と第5の
トランジスタのエミッタを第6のトランジスタのコレク
タに接続し、この第3と第6のトランジスタのエミッタ
を互いに接続し、この第3と第6のトランジスタの少く
とも一方のトランジスタのベースに入力信号または局部
発振信号を加え、この第1と第5のトランジスタのベー
スの接続点と、この第2と第4のトランジスタのベース
の接続点の少くとも一方の接続点に局部発振信号または
入力信号を加え、この第1と第4のトランジスタの接続
点と第2と第5のトランジスタのコレクタの接続点の両
方の接続点より周波数変換された互いに逆極性の2つの
信号を取り出し、この2つの信号を差動増幅器用の第7
と第8のトランジスタのベースに加えて増幅し、この信
号をこの第7と第8のトランジスタの少くとも一方から
インピーダンスを低くした出力回路を介して無調整の中
間周波フィルタに取り出すように構成を備えたものであ
る。
互いのエミッタを接続した第1と第2のトランジスタ
と、この第1と第2のトランジスタのエミッタを第3の
トランジスタのコレクタに接続し、互いのエミッタを接
続した第4と第5のトランジスタと、この第4と第5の
トランジスタのエミッタを第6のトランジスタのコレク
タに接続し、この第3と第6のトランジスタのエミッタ
を互いに接続し、この第3と第6のトランジスタの少く
とも一方のトランジスタのベースに入力信号または局部
発振信号を加え、この第1と第5のトランジスタのベー
スの接続点と、この第2と第4のトランジスタのベース
の接続点の少くとも一方の接続点に局部発振信号または
入力信号を加え、この第1と第4のトランジスタの接続
点と第2と第5のトランジスタのコレクタの接続点の両
方の接続点より周波数変換された互いに逆極性の2つの
信号を取り出し、この2つの信号を差動増幅器用の第7
と第8のトランジスタのベースに加えて増幅し、この信
号をこの第7と第8のトランジスタの少くとも一方から
インピーダンスを低くした出力回路を介して無調整の中
間周波フィルタに取り出すように構成を備えたものであ
る。
作用 本発明は上記の構成によって周波数変換された互いに逆
極性の2つの信号を差動増幅器で増幅して利得をあげ、
その後にインピーダンスを低い出力回路を介して無調整
の中間周波フィルタにインピーダンスマッチングしてい
るのでS/N感度がよく、しかもセラミックフィルタ等
の中間周波フィルタを用いて無調整化ができるものであ
る。
極性の2つの信号を差動増幅器で増幅して利得をあげ、
その後にインピーダンスを低い出力回路を介して無調整
の中間周波フィルタにインピーダンスマッチングしてい
るのでS/N感度がよく、しかもセラミックフィルタ等
の中間周波フィルタを用いて無調整化ができるものであ
る。
実施例 以下、本発明の実施例の周波数変換回路について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
第1図は本発明の一実施例における周波数変換回路の電
気的結線図を示すものである。第1図において、1は周
波数変換回路、2は中間周波増幅器、3は検波回路、6
はアンテナコイル、5,52はバリコン、53は局部発
振用コイル、55は中間周波フィルタ、4,7,51,
54はコンデンサ、8,15,16,19,20,2
7,28,29,30,35,37,40は抵抗、2
1,22,23,26,36,39は電流源、9〜1
4,24,25,31〜34,38はトランジスタであ
る。
気的結線図を示すものである。第1図において、1は周
波数変換回路、2は中間周波増幅器、3は検波回路、6
はアンテナコイル、5,52はバリコン、53は局部発
振用コイル、55は中間周波フィルタ、4,7,51,
54はコンデンサ、8,15,16,19,20,2
7,28,29,30,35,37,40は抵抗、2
1,22,23,26,36,39は電流源、9〜1
4,24,25,31〜34,38はトランジスタであ
る。
以上のように構成された周波数変換回路について第1図
を用いてその動作を説明する。
を用いてその動作を説明する。
バリコン5,コンデンサ4と同調回路を構成するアンテ
ナコイル6の入力信号は互いにエミッタ結合したトラン
ジスタ9,10の一方のトランジスタ9のベースに加
え、トランジスタ9,10のコレクタよりトランジスタ
11,12のエミッタとトランジスタ13,14のエミ
ッタに加えるとともにトランジスタ24,25とコイル
53,コンデンサ51,バリコン52の同調回路とで構
成される局部発振回路の局部発振信号は抵抗20を介し
てトランジスタ11,14のベースに加え、トランジス
タ11,12と13,14のエミッタに加えられた信号
をスイッチングしてトランジスタ11,13のコレクタ
の接続点85とトランジスタ12,14のコレクタの接
続点86に周波数変換された互いに逆極性の2つの信号
を取り出しコンデンサ17,18を介して差動増幅器用
トランジスタ31,32のベースに加えて増幅する。ト
ランジスタ31のコレクタにダイオード接続のトランジ
スタ33(ダイオードでもよい。)を接続し、トランジ
スタ32のコレクタにPNPトランジスタ34のコレク
タを接続し、ダイオード又はダイオード接続のトランジ
スタ33とトランジスタ34はカレントミラー回路とし
て動作し、トランジスタ32,34のコレクタに増幅さ
れた信号はエミッタフォロア用のトランジスタ38のベ
ースに加え、このトランジスタ38のエミッタより抵抗
40を介して中間周波フィルタ(ここではセラミックフ
ィルタ)に中間周波信号を取り出す。そしてこの中間周
波信号は中間周波増幅回路2で増幅し、検波回路3(こ
こではAM検波回路)で検波して検波出力信号を取り出
す。検波回路3がAM検波回路の時は信号レベルの大き
さによって直流電圧が変化する信号を自動利得制御用信
号として用い、第1図の線72で中間周波増幅器2に加
えて自動利得制御を行い、線73を介して周波数変換回
路1(トランジスタ10,9のベース)に加えて自動利
得制御を行っている。この時線73の電圧低下するとト
ランジスタ9,10の電流が低下し利得制御する。
ナコイル6の入力信号は互いにエミッタ結合したトラン
ジスタ9,10の一方のトランジスタ9のベースに加
え、トランジスタ9,10のコレクタよりトランジスタ
11,12のエミッタとトランジスタ13,14のエミ
ッタに加えるとともにトランジスタ24,25とコイル
53,コンデンサ51,バリコン52の同調回路とで構
成される局部発振回路の局部発振信号は抵抗20を介し
てトランジスタ11,14のベースに加え、トランジス
タ11,12と13,14のエミッタに加えられた信号
をスイッチングしてトランジスタ11,13のコレクタ
の接続点85とトランジスタ12,14のコレクタの接
続点86に周波数変換された互いに逆極性の2つの信号
を取り出しコンデンサ17,18を介して差動増幅器用
トランジスタ31,32のベースに加えて増幅する。ト
ランジスタ31のコレクタにダイオード接続のトランジ
スタ33(ダイオードでもよい。)を接続し、トランジ
スタ32のコレクタにPNPトランジスタ34のコレク
タを接続し、ダイオード又はダイオード接続のトランジ
スタ33とトランジスタ34はカレントミラー回路とし
て動作し、トランジスタ32,34のコレクタに増幅さ
れた信号はエミッタフォロア用のトランジスタ38のベ
ースに加え、このトランジスタ38のエミッタより抵抗
40を介して中間周波フィルタ(ここではセラミックフ
ィルタ)に中間周波信号を取り出す。そしてこの中間周
波信号は中間周波増幅回路2で増幅し、検波回路3(こ
こではAM検波回路)で検波して検波出力信号を取り出
す。検波回路3がAM検波回路の時は信号レベルの大き
さによって直流電圧が変化する信号を自動利得制御用信
号として用い、第1図の線72で中間周波増幅器2に加
えて自動利得制御を行い、線73を介して周波数変換回
路1(トランジスタ10,9のベース)に加えて自動利
得制御を行っている。この時線73の電圧低下するとト
ランジスタ9,10の電流が低下し利得制御する。
ここで周波数変換回路の負荷抵抗15,16の値は従来
の第5図に示す中間周波トランス56の一次側インピー
ダンスよりも低い値である。もし、第1図のこの抵抗値
を20〜30KΩに高くすると電圧降下が大きくなり、
Vccの電源電圧が低い場合は使用できない。そのため低
い電圧で使用するためには抵抗15,16の値を小さく
する必要がある。例えばVccが1.5Vで動作させるた
めには抵抗15,16の電圧降下を0.5〜0.7V位
にする必要がある。抵抗15,16に流れる電流が200
μAとすると2.5〜3.5KΩになる。そのため従来
の中間周波トランス56を用いるよりも周波数変換回路
の変換利得が低い。そこで本発明の第1図の実施例では
この負荷抵抗15,16の2つの信号をコンデンサ1
7,18を介してトランジスタ31,32のベースに加
え、差動増幅器用トランジスタ31,32で増幅してト
ランジスタ32,34のコレクタに信号を取り出す。こ
の時、周波数変換回路のトランジスタ11,13と1
2,14のコレクタ信号の両方の信号を差動増幅器のト
ランジスタ31,32の両方に加えているのは利得を大
きくするためである。(これらの信号の一方のみを増幅
すると利得が小さい。)もし一方の信号のみを後の増幅
器で大きく増幅しても利得が上がる後の増幅器で大きく
増幅するとトランジスタの雑音を増幅するのでS/N比
が悪くなる。そのため周波数変換回路の両方の出力を用
いて前段の利得を大きくするために、前記両方の信号を
差動増幅器を用いて増幅している。
の第5図に示す中間周波トランス56の一次側インピー
ダンスよりも低い値である。もし、第1図のこの抵抗値
を20〜30KΩに高くすると電圧降下が大きくなり、
Vccの電源電圧が低い場合は使用できない。そのため低
い電圧で使用するためには抵抗15,16の値を小さく
する必要がある。例えばVccが1.5Vで動作させるた
めには抵抗15,16の電圧降下を0.5〜0.7V位
にする必要がある。抵抗15,16に流れる電流が200
μAとすると2.5〜3.5KΩになる。そのため従来
の中間周波トランス56を用いるよりも周波数変換回路
の変換利得が低い。そこで本発明の第1図の実施例では
この負荷抵抗15,16の2つの信号をコンデンサ1
7,18を介してトランジスタ31,32のベースに加
え、差動増幅器用トランジスタ31,32で増幅してト
ランジスタ32,34のコレクタに信号を取り出す。こ
の時、周波数変換回路のトランジスタ11,13と1
2,14のコレクタ信号の両方の信号を差動増幅器のト
ランジスタ31,32の両方に加えているのは利得を大
きくするためである。(これらの信号の一方のみを増幅
すると利得が小さい。)もし一方の信号のみを後の増幅
器で大きく増幅しても利得が上がる後の増幅器で大きく
増幅するとトランジスタの雑音を増幅するのでS/N比
が悪くなる。そのため周波数変換回路の両方の出力を用
いて前段の利得を大きくするために、前記両方の信号を
差動増幅器を用いて増幅している。
次にエミッタフォロア用トランジスタ38を用いると、
このトランジスタ38のベースインピーダンスが高いの
で差動増幅器31,32の負荷抵抗35で利得がほぼ決
定され、大きな利得を得ることができる。さらにトラン
ジスタ38のエミッタのインピーダンスが低いのでフィ
ルタ55のインピーダンスが3KΩであれば抵抗40を
約3KΩにするとインピーダンスマッチングすることが
できる。即ちエミッタフォロアのトランジスタ38はイ
ンピーダンス変換をするために用いている。
このトランジスタ38のベースインピーダンスが高いの
で差動増幅器31,32の負荷抵抗35で利得がほぼ決
定され、大きな利得を得ることができる。さらにトラン
ジスタ38のエミッタのインピーダンスが低いのでフィ
ルタ55のインピーダンスが3KΩであれば抵抗40を
約3KΩにするとインピーダンスマッチングすることが
できる。即ちエミッタフォロアのトランジスタ38はイ
ンピーダンス変換をするために用いている。
さらに差動増幅器31,32とPNPトランジスタを用
いてもよいがIC化した時にPNPトランジスタの方が
NPNトランジスタよりもトランジスタの雑音が大きい
のでPNPトランジスタを用いなくてNPNトランジス
タを用いた。そしてこのNPNトランジスタ31,32
のベース電圧とトランジスタ11,13,12,14の
コレクタ電圧が同一にできなかったのでコンデンサ1
7,18を用いている。
いてもよいがIC化した時にPNPトランジスタの方が
NPNトランジスタよりもトランジスタの雑音が大きい
のでPNPトランジスタを用いなくてNPNトランジス
タを用いた。そしてこのNPNトランジスタ31,32
のベース電圧とトランジスタ11,13,12,14の
コレクタ電圧が同一にできなかったのでコンデンサ1
7,18を用いている。
またトランジスタ31,32のエミッタの抵抗30をト
ランジスタを用いた電流源でも動作するがトランジスタ
を用いるとトランジスタの雑音が大きくなるので抵抗3
0を用いている。
ランジスタを用いた電流源でも動作するがトランジスタ
を用いるとトランジスタの雑音が大きくなるので抵抗3
0を用いている。
以上のように周波数変換された互いに逆極性の2つの信
号を差動増幅器で増幅し、インピーダンスの低いセラミ
ックフィルタ等の無調整フィルタに中間周波信号を取り
出し、中間周波フィルタを無調整にして、しかも性能の
よい周波数変換回路を構成することができる。
号を差動増幅器で増幅し、インピーダンスの低いセラミ
ックフィルタ等の無調整フィルタに中間周波信号を取り
出し、中間周波フィルタを無調整にして、しかも性能の
よい周波数変換回路を構成することができる。
第2図は本発明の第2の実施例を示す周波数変換回路を
示す。この第2図では周波数変換回路のトランジスタ
9,10の一方のトランジスタ9のベースに局部発振信
号を加え、トランジスタ11,14と12,13のベー
スの一方に入力信号を加えても第1図と同じように動作
するものである。この時の自動利得制御は線73に正方
向の電圧がくるとトランジスタ95がONしてトランジ
スタ9,10の電流を低下して自動利得制御をする。
示す。この第2図では周波数変換回路のトランジスタ
9,10の一方のトランジスタ9のベースに局部発振信
号を加え、トランジスタ11,14と12,13のベー
スの一方に入力信号を加えても第1図と同じように動作
するものである。この時の自動利得制御は線73に正方
向の電圧がくるとトランジスタ95がONしてトランジ
スタ9,10の電流を低下して自動利得制御をする。
第3図は本発明の第3の実施例を示す周波数変換回路を
示す。この第3図ではトランジスタ31,32のコレク
タに第1図に示すカレントミラー回路をなくし、抵抗3
5のみで行ったもので、第1図の実施例と同じように動
作するものである。
示す。この第3図ではトランジスタ31,32のコレク
タに第1図に示すカレントミラー回路をなくし、抵抗3
5のみで行ったもので、第1図の実施例と同じように動
作するものである。
第4図は本発明の第4の実施例を示す周波数変換回路で
ある。第4の実施例では第3図のエミッタフォロア用ト
ランジスタ38をなくしたものを示す。この負荷抵抗3
5を第1図〜第3図の抵抗40とほぼ同一の低いインピー
ダンスの3KΩにするとインピーダンスマッチングがで
きる。しかし、第1〜第3図のものよりトランジスタ3
1,32の利得が小さいが差動増幅器を用いて周波数変
換回路の2つの信号を増幅するようにしているのである
程度利得が大きいので、第4図の場合でも第1図のもの
とほぼ同じように動作させることができる。
ある。第4の実施例では第3図のエミッタフォロア用ト
ランジスタ38をなくしたものを示す。この負荷抵抗3
5を第1図〜第3図の抵抗40とほぼ同一の低いインピー
ダンスの3KΩにするとインピーダンスマッチングがで
きる。しかし、第1〜第3図のものよりトランジスタ3
1,32の利得が小さいが差動増幅器を用いて周波数変
換回路の2つの信号を増幅するようにしているのである
程度利得が大きいので、第4図の場合でも第1図のもの
とほぼ同じように動作させることができる。
発明の効果 以上のように本発明は入力信号と局部発振信号とにより
周波数変換した互いに逆位相の2つの信号を差動増幅器
で増幅して後に低インピーダンス出力として無調整の中
間周波フィルタに取り出す構成にすることにより、S/
N感度がよい状態で中間周波数の調整をなくすることが
できる。
周波数変換した互いに逆位相の2つの信号を差動増幅器
で増幅して後に低インピーダンス出力として無調整の中
間周波フィルタに取り出す構成にすることにより、S/
N感度がよい状態で中間周波数の調整をなくすることが
できる。
第1図は本発明の第1の実施例における周波数変換回路
の電気的結線図、第2図は本発明の第2の実施例の周波
数変換回路の電気的結線図、第3図,第4図は本発明の
第3,第4の実施例を示す周波数変換回路の電気的結線
図、第5図は従来の周波数変換回路の電気的結線図であ
る。 1……周波数変換回路、2……中間周波増幅器、3……
検波器、6……アンテナコイル、5,52……バリコ
ン、53……局部発振用コイル、55……中間周波フィ
ルタ、56……中間周波トランス、9〜14,24,2
5,31〜34,38,95……トランジスタ、4,
7,51,54……コンデンサ、8,15,16,1
9,20,27,28,29,30,35,37,4
0,92,93,94……抵抗、21,22,23,2
6,36,39,91……電流源。
の電気的結線図、第2図は本発明の第2の実施例の周波
数変換回路の電気的結線図、第3図,第4図は本発明の
第3,第4の実施例を示す周波数変換回路の電気的結線
図、第5図は従来の周波数変換回路の電気的結線図であ
る。 1……周波数変換回路、2……中間周波増幅器、3……
検波器、6……アンテナコイル、5,52……バリコ
ン、53……局部発振用コイル、55……中間周波フィ
ルタ、56……中間周波トランス、9〜14,24,2
5,31〜34,38,95……トランジスタ、4,
7,51,54……コンデンサ、8,15,16,1
9,20,27,28,29,30,35,37,4
0,92,93,94……抵抗、21,22,23,2
6,36,39,91……電流源。
Claims (1)
- 【請求項1】互いのエミッタを接続した第1と第2のト
ランジスタと、この第1と第2のトランジスタのエミッ
タを第3のトランジスタのコレクタに接続し、互いのエ
ミッタを接続した第4と第5のトランジスタと、この第
4と第5のトランジスタのエミッタを第6のトランジス
タのコレクタに接続し、この第3と第6のトランジスタ
のエミッタを互いに接続し、この第3と第6のトランジ
スタの少くとも一方のトランジスタのベースに入力信号
または局部発振信号を加え、この第1と第5のトランジ
スタのベースの接続点とこの第2と第4のトランジスタ
のベースの接続点の少くとも一方の接続点に局部発振信
号または入力信号を加え、この第1,第4のトランジス
タのコレクタの接続点と、この第2,第5のトランジス
タのコレクタの接続点の両方の接続点より周波数変換し
た互いに逆極性の2つの信号を取り出し、この2つの信
号を差動増幅器用の第7と第8のトランジスタのベース
に加えて増幅し、この信号をこの第7と第8のトランジ
スタの少くとも一方からインピーダンスを低くした出力
回路を介して、セラミックフィルタ等の無調整の中間周
波フィルタに中間周波信号を取り出すように構成したこ
とを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60107465A JPH0640604B2 (ja) | 1985-05-20 | 1985-05-20 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60107465A JPH0640604B2 (ja) | 1985-05-20 | 1985-05-20 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61264904A JPS61264904A (ja) | 1986-11-22 |
JPH0640604B2 true JPH0640604B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=14459878
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60107465A Expired - Lifetime JPH0640604B2 (ja) | 1985-05-20 | 1985-05-20 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0640604B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IT1213446B (it) * | 1986-12-31 | 1989-12-20 | Sgs Microelettronica Spa | Circuito integrato di accopiamento tra un modulatore ed un filtro ceramico per ricevitori in modulazione di ampiezza. |
JPH0767050B2 (ja) * | 1989-10-11 | 1995-07-19 | 株式会社東芝 | 周波数変換回路 |
DE4425336C1 (de) * | 1994-07-18 | 1995-09-07 | Siemens Ag | Abtastschaltung für IF-Samplingsysteme |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5252513A (en) * | 1975-10-27 | 1977-04-27 | Sony Corp | Frequency converter |
JPS5646328B2 (ja) * | 1971-12-09 | 1981-11-02 | ||
JPS5866140A (ja) * | 1981-10-15 | 1983-04-20 | Sanyo Electric Co Ltd | ワ−ドプロセツサ |
JPS58225429A (ja) * | 1982-06-25 | 1983-12-27 | Fujitsu Ltd | 英文文章処理装置における綴り誤り処理方式 |
JPS6190259A (ja) * | 1984-10-08 | 1986-05-08 | Brother Ind Ltd | 電子タイプライタ |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6230324Y2 (ja) * | 1979-09-17 | 1987-08-04 |
-
1985
- 1985-05-20 JP JP60107465A patent/JPH0640604B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5646328B2 (ja) * | 1971-12-09 | 1981-11-02 | ||
JPS5252513A (en) * | 1975-10-27 | 1977-04-27 | Sony Corp | Frequency converter |
JPS5866140A (ja) * | 1981-10-15 | 1983-04-20 | Sanyo Electric Co Ltd | ワ−ドプロセツサ |
JPS58225429A (ja) * | 1982-06-25 | 1983-12-27 | Fujitsu Ltd | 英文文章処理装置における綴り誤り処理方式 |
JPS6190259A (ja) * | 1984-10-08 | 1986-05-08 | Brother Ind Ltd | 電子タイプライタ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61264904A (ja) | 1986-11-22 |
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