JPH0637674A - トランスレス・ハイブリッド回路 - Google Patents
トランスレス・ハイブリッド回路Info
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- JPH0637674A JPH0637674A JP5144328A JP14432893A JPH0637674A JP H0637674 A JPH0637674 A JP H0637674A JP 5144328 A JP5144328 A JP 5144328A JP 14432893 A JP14432893 A JP 14432893A JP H0637674 A JPH0637674 A JP H0637674A
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- hybrid circuit
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/587—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using opto-couplers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 供給電力に拘らず有効な直流動作電源を得
て、有効な出力を得ることができ、しかも、高度の直線
性が得られるようなトランスレス・ハイブリッド回路を
提供する。 【構成】 電圧ではなく制御した電流を出力する出力サ
ブ回路を用いる。具体的には、出力ドライブ・サブ回路
60〜69によって交流信号を受信して対応する電流を
生成し、双方向通信を支える回線に送る。出力ドライブ
・サブ回路は印加電圧を電流に変換し、また利得を実行
する手段67を有する。回線からハイブリッド回路に着
信する信号を近端エコー消去サブ回路50〜57へ直接
送る。近端エコー消去サブ回路は出力ドライブ・サブ回
路に送られた信号に応答する。出力ドライブ・サブ回路
の入力と近端エコー・サブ回路の出力の両方を、オプト
・アイソレーション回路42、44によって分離する。
て、有効な出力を得ることができ、しかも、高度の直線
性が得られるようなトランスレス・ハイブリッド回路を
提供する。 【構成】 電圧ではなく制御した電流を出力する出力サ
ブ回路を用いる。具体的には、出力ドライブ・サブ回路
60〜69によって交流信号を受信して対応する電流を
生成し、双方向通信を支える回線に送る。出力ドライブ
・サブ回路は印加電圧を電流に変換し、また利得を実行
する手段67を有する。回線からハイブリッド回路に着
信する信号を近端エコー消去サブ回路50〜57へ直接
送る。近端エコー消去サブ回路は出力ドライブ・サブ回
路に送られた信号に応答する。出力ドライブ・サブ回路
の入力と近端エコー・サブ回路の出力の両方を、オプト
・アイソレーション回路42、44によって分離する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電話ハイブリッド回路
に係り、特に回線上を両方向に伝送される信号を単方向
信号要素に分割するために用いるトランスレス・ハイブ
リッド回路に関する。
に係り、特に回線上を両方向に伝送される信号を単方向
信号要素に分割するために用いるトランスレス・ハイブ
リッド回路に関する。
【0002】
【従来の技術】図1に従来のトランスレス・ハイブリッ
ド回路の基本的な構成の一例を示すが、この回路は、一
例として、米国特許第4,056,719号公報(19
77年11月1日発行、本発明の出願人に譲渡)におい
て開示されている回路である。図1に電話局ドライバ2
0を示すが、この電話局ドライバ20は、インピーダン
ス21を介して利用者装置10に接続されている。ここ
で、このインピーダンス21は利用者装置10からの電
話局20への配線抵抗を示す。電話局10に送られる利
用者装置10の信号は、ドライバ30により生成される
が、このドライバ30は、抵抗器31を介して電話局回
線(およびインピーダンス21)に接続されている。
ド回路の基本的な構成の一例を示すが、この回路は、一
例として、米国特許第4,056,719号公報(19
77年11月1日発行、本発明の出願人に譲渡)におい
て開示されている回路である。図1に電話局ドライバ2
0を示すが、この電話局ドライバ20は、インピーダン
ス21を介して利用者装置10に接続されている。ここ
で、このインピーダンス21は利用者装置10からの電
話局20への配線抵抗を示す。電話局10に送られる利
用者装置10の信号は、ドライバ30により生成される
が、このドライバ30は、抵抗器31を介して電話局回
線(およびインピーダンス21)に接続されている。
【0003】抵抗器31のドライバ30に近い側の端部
は、抵抗器32を介して差動増幅器40の負の入力に接
続され、また、抵抗器31の他方の端部は、差動増幅器
40の正の入力に接続されている。差動増幅器40の出
力は、抵抗器33を介して差動増幅器40の負の入力に
フィードバックされる。抵抗器31を通過する信号は、
ドライバ30および電話局ドライバ20により誘導され
る電流の合成信号である。しかし、ここで、R33R32=
R32R21の場合には、差動増幅器40の出力は、電話局
ドライバ20の出力に等しく、従ってこのドライバ30
の信号のない信号になる。
は、抵抗器32を介して差動増幅器40の負の入力に接
続され、また、抵抗器31の他方の端部は、差動増幅器
40の正の入力に接続されている。差動増幅器40の出
力は、抵抗器33を介して差動増幅器40の負の入力に
フィードバックされる。抵抗器31を通過する信号は、
ドライバ30および電話局ドライバ20により誘導され
る電流の合成信号である。しかし、ここで、R33R32=
R32R21の場合には、差動増幅器40の出力は、電話局
ドライバ20の出力に等しく、従ってこのドライバ30
の信号のない信号になる。
【0004】この図1の回路は、この差動増幅器40の
出力からドライバ30の寄与分(この寄与を“近端エコ
ー”と呼ぶ場合が多い)を省いているが、電話局ドライ
バ20に送られるドライバ30の信号の一部分は、イン
ピーダンスのミスマッチのために電話局ドライバ20で
反射してこの利用者装置に戻る。この部分を“遠端エコ
ー”と呼ぶ場合が多いが、この遠端エコーを電話局ドラ
イバ20の本来の出力から容易に識別することはでき
ず、また、この遠端エコーを差動増幅器40の出力から
容易に除去することもできない。しかし、この遠端エコ
ーは差動増幅器40に追随するエコー・キャンセラによ
り消去することができる。このエコー・キャンセラは、
電話局ドライバ20から差動増幅器40までの信号パス
の特定の特性と関係するものである。このエコー・キャ
ンセラは、差動増幅器40から着信する信号からそのド
ライバ30出力信号のフィルタ部分を適切に減算する。
出力からドライバ30の寄与分(この寄与を“近端エコ
ー”と呼ぶ場合が多い)を省いているが、電話局ドライ
バ20に送られるドライバ30の信号の一部分は、イン
ピーダンスのミスマッチのために電話局ドライバ20で
反射してこの利用者装置に戻る。この部分を“遠端エコ
ー”と呼ぶ場合が多いが、この遠端エコーを電話局ドラ
イバ20の本来の出力から容易に識別することはでき
ず、また、この遠端エコーを差動増幅器40の出力から
容易に除去することもできない。しかし、この遠端エコ
ーは差動増幅器40に追随するエコー・キャンセラによ
り消去することができる。このエコー・キャンセラは、
電話局ドライバ20から差動増幅器40までの信号パス
の特定の特性と関係するものである。このエコー・キャ
ンセラは、差動増幅器40から着信する信号からそのド
ライバ30出力信号のフィルタ部分を適切に減算する。
【0005】ところが、エコー・キャンセラは線形回路
であり、従ってトランスにより遠端エコーに導入された
非線形性を消去することはできない。利用者装置からの
電話局の接地アイソレーションを必要とする応用では、
抵抗器31とその電話局回線との間に単一のアイソレー
タが挿入される。ところが、前述のように、このような
アイソレータにより導入される非線形性は、抵抗器31
の動作によってもまたエコー・キャンセラによってもい
ずれも取り除くことができない。
であり、従ってトランスにより遠端エコーに導入された
非線形性を消去することはできない。利用者装置からの
電話局の接地アイソレーションを必要とする応用では、
抵抗器31とその電話局回線との間に単一のアイソレー
タが挿入される。ところが、前述のように、このような
アイソレータにより導入される非線形性は、抵抗器31
の動作によってもまたエコー・キャンセラによってもい
ずれも取り除くことができない。
【0006】この問題を克服するために、前記米国特許
第4,056,719号公報においては、両方のパスに
オプト・アイソレータを用いるトランスレス構成が開示
されている。すなわち、この公報においては、1つのオ
プト・アイソレータをドライバ30の前に配置し、その
他方のオプト・アイソレータを差動増幅器40の後に配
置する構成が開示されている。このことは、勿論、ドラ
イバ30と差動増幅器40を動作させるのに用いる電源
電圧が電話局ドライバ20と共通の接地を有することを
意味する。
第4,056,719号公報においては、両方のパスに
オプト・アイソレータを用いるトランスレス構成が開示
されている。すなわち、この公報においては、1つのオ
プト・アイソレータをドライバ30の前に配置し、その
他方のオプト・アイソレータを差動増幅器40の後に配
置する構成が開示されている。このことは、勿論、ドラ
イバ30と差動増幅器40を動作させるのに用いる電源
電圧が電話局ドライバ20と共通の接地を有することを
意味する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のトランスレス・ハイブリッド回路の構成におい
ては、2つの問題がある。まず第1に、ドライバ30と
差動増幅器40に対する給電を、インピーダンス21を
介して利用者装置10に着信する信号から得る必要があ
る。このように、ドライバ30と差動増幅器40に給電
を行うために直流電流を流す場合、インピーダンス21
両端の電圧が低下するため、ドライバ30と差動増幅器
40に対し有効に行うことのできる最大直流給電量に制
限がある。さらに、ドライバ30に対するこのような直
流給電量の制限は、差動増幅器30の出力の電圧励起を
制限する。図1に示す構成における第2の問題は、ドラ
イバ30から電話局へ送られる電力が、抵抗器31にお
ける電力損失によってさらに制限されることである。し
たがって、本発明の目的は、供給電力に拘らず有効な直
流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることなく有
効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性が得
られるような、優れたトランスレス・ハイブリッド回路
を提供することである。
た従来のトランスレス・ハイブリッド回路の構成におい
ては、2つの問題がある。まず第1に、ドライバ30と
差動増幅器40に対する給電を、インピーダンス21を
介して利用者装置10に着信する信号から得る必要があ
る。このように、ドライバ30と差動増幅器40に給電
を行うために直流電流を流す場合、インピーダンス21
両端の電圧が低下するため、ドライバ30と差動増幅器
40に対し有効に行うことのできる最大直流給電量に制
限がある。さらに、ドライバ30に対するこのような直
流給電量の制限は、差動増幅器30の出力の電圧励起を
制限する。図1に示す構成における第2の問題は、ドラ
イバ30から電話局へ送られる電力が、抵抗器31にお
ける電力損失によってさらに制限されることである。し
たがって、本発明の目的は、供給電力に拘らず有効な直
流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることなく有
効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性が得
られるような、優れたトランスレス・ハイブリッド回路
を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】従来技術のトランスレス
・ハイブリッド回路の前述の問題は、次に述べるような
本発明の出力サブ回路により解決することができる。す
なわち、本発明の出力サブ回路は、電圧ではなく制御し
た電流を送る出力サブ回路であり、また双方向通信を支
持する回線へ直接電流を送るものである。具体的に説明
すると、本発明のハイブリッド回路は、出力ドライブ・
サブ回路を備えており、この出力ドライブ・サブ回路
が、交流信号を受信して対応する電流を生成し、それを
双方向通信を支持する回線へ送る。この出力ドライブ・
サブ回路は、その印加電圧を電流に変換すると共に、直
流給電のレベルに関係なく交流利得を得る手段を有する
ものである。
・ハイブリッド回路の前述の問題は、次に述べるような
本発明の出力サブ回路により解決することができる。す
なわち、本発明の出力サブ回路は、電圧ではなく制御し
た電流を送る出力サブ回路であり、また双方向通信を支
持する回線へ直接電流を送るものである。具体的に説明
すると、本発明のハイブリッド回路は、出力ドライブ・
サブ回路を備えており、この出力ドライブ・サブ回路
が、交流信号を受信して対応する電流を生成し、それを
双方向通信を支持する回線へ送る。この出力ドライブ・
サブ回路は、その印加電圧を電流に変換すると共に、直
流給電のレベルに関係なく交流利得を得る手段を有する
ものである。
【0009】この出力ドライブ・サブ回路の電流源は、
回線から着信する信号に対し高インピーダンスを形成
し、これらの信号を直接近端エコー抑制サブ回路へ送
る。この近端エコー抑制サブ回路は、出力ドライブ・サ
ブ回路に入力された信号に応答するものである。さら
に、望ましくは、フォトダイオードを光起電モードで用
いるオプト・アイソレータによって、この出力ドライブ
・サブ回路の入力とその近端エコー抑制サブ回路の出力
を分離する。
回線から着信する信号に対し高インピーダンスを形成
し、これらの信号を直接近端エコー抑制サブ回路へ送
る。この近端エコー抑制サブ回路は、出力ドライブ・サ
ブ回路に入力された信号に応答するものである。さら
に、望ましくは、フォトダイオードを光起電モードで用
いるオプト・アイソレータによって、この出力ドライブ
・サブ回路の入力とその近端エコー抑制サブ回路の出力
を分離する。
【0010】
【実施例】図2は、前述の図1に示す回路の問題を解決
するために本発明に従って改良したトランスレス・ハイ
ブリッド回路の一実施例を示す。このトランスレス・ハ
イブリッド回路は、電話局ドライバ20により供給され
たエネルギーからそれ自身で直流電源を生成し、この生
成直流電源より大きい(ピーク対ピークで)交流出力電
圧を生成する出力サブ回路を有する。さらに具体的に説
明すると、図2のトランスレス・ハイブリッド回路は、
5つのサブ回路を備えている。まず、送信アイソレーシ
ョン・ステージ42(ISOと略す)と受信アイソレー
ション・ステージ44(ISOLと略す)を備えてい
る。さらに、差動増幅器50、抵抗器51〜55、およ
びキャパシタ56、57からなる近端エコー消去サブ回
路を備えている。さらにまた、差動増幅器60、トラン
ジスタ67、抵抗器61〜65、およびキャパシタ6
8、69を有する出力ドライブ・サブ回路を備えてい
る。そしてまた、抵抗器70とツェナー・ダイオード7
1とキャパシタ72からなる電源サブ回路を備えてい
る。
するために本発明に従って改良したトランスレス・ハイ
ブリッド回路の一実施例を示す。このトランスレス・ハ
イブリッド回路は、電話局ドライバ20により供給され
たエネルギーからそれ自身で直流電源を生成し、この生
成直流電源より大きい(ピーク対ピークで)交流出力電
圧を生成する出力サブ回路を有する。さらに具体的に説
明すると、図2のトランスレス・ハイブリッド回路は、
5つのサブ回路を備えている。まず、送信アイソレーシ
ョン・ステージ42(ISOと略す)と受信アイソレー
ション・ステージ44(ISOLと略す)を備えてい
る。さらに、差動増幅器50、抵抗器51〜55、およ
びキャパシタ56、57からなる近端エコー消去サブ回
路を備えている。さらにまた、差動増幅器60、トラン
ジスタ67、抵抗器61〜65、およびキャパシタ6
8、69を有する出力ドライブ・サブ回路を備えてい
る。そしてまた、抵抗器70とツェナー・ダイオード7
1とキャパシタ72からなる電源サブ回路を備えてい
る。
【0011】[電源サブ回路]図2に示す回路の(遠隔
装置と通信を行う)2線式ポートは端末100とこの遠
隔装置の接地との間にある。この端末100の信号は、
直流要素と交流要素を含む。遠隔装置が電話局である場
合には、電話局ドライバ20から十分な電流を得て、そ
れによって、電話局が、図2に示す回路が“オフフッ
ク”であることを知ることができるように、端末100
の図2に示す回路の直流出力インピーダンスは十分低く
される必要がある。従って、所要のしきい値、つまりそ
の値以下に落ちてはいけない電流の下限値がある。この
ことは、インピーダンス21がある最大レベルより小さ
い必要があること、さらに、それによって、直流電圧を
端末100で保持できることを意味する。端末100の
電圧の直流要素は、電子回路用直流電源としての役目を
するのに十分高いものであることが分る。
装置と通信を行う)2線式ポートは端末100とこの遠
隔装置の接地との間にある。この端末100の信号は、
直流要素と交流要素を含む。遠隔装置が電話局である場
合には、電話局ドライバ20から十分な電流を得て、そ
れによって、電話局が、図2に示す回路が“オフフッ
ク”であることを知ることができるように、端末100
の図2に示す回路の直流出力インピーダンスは十分低く
される必要がある。従って、所要のしきい値、つまりそ
の値以下に落ちてはいけない電流の下限値がある。この
ことは、インピーダンス21がある最大レベルより小さ
い必要があること、さらに、それによって、直流電圧を
端末100で保持できることを意味する。端末100の
電圧の直流要素は、電子回路用直流電源としての役目を
するのに十分高いものであることが分る。
【0012】当然のことであるが、端末100の(その
電話局接地に対する)信号には、非直流要素があり、こ
の非直流要素は、直流電源を生成するために除去される
必要がある。図2では、この直流電源を、ツェナー・ダ
イオード71とキャパシタ72を含む並列接続部に接続
された抵抗器70によって生成する。すなわち、抵抗器
70とツェナー・ダイオード71の組み合わせによっ
て、そのツェナー・レベルで直流電圧を安定化し、キャ
パシタ72によってすべての交流要素を除去する。
電話局接地に対する)信号には、非直流要素があり、こ
の非直流要素は、直流電源を生成するために除去される
必要がある。図2では、この直流電源を、ツェナー・ダ
イオード71とキャパシタ72を含む並列接続部に接続
された抵抗器70によって生成する。すなわち、抵抗器
70とツェナー・ダイオード71の組み合わせによっ
て、そのツェナー・レベルで直流電圧を安定化し、キャ
パシタ72によってすべての交流要素を除去する。
【0013】[出力ドライブ・サブ回路]出力ドライブ
・サブ回路においては、与えられた信号を、キャパシタ
68によって(直流という基準で)分離し、差動増幅器
60の正の入力に送る。この正の入力の直流レベルを抵
抗器61、62によって制御する。差動増幅器60はキ
ャパシタ72からその直流電源を得る。差動増幅器60
の出力を、トランジスタ67のベース入力に送る。この
場合、トランジスタ67のエミッタを、抵抗器65を介
して接地する。従って、抵抗器65を通って流れる電流
は、その抵抗と差動増幅器60の電圧出力の(第1次近
似)関数である。また、トランジスタ67のエミッタ
を、抵抗器64、63とキャパシタ69を有する直列接
続を介して接地する。周波数に対しては、キャパシタ6
9は本来、短絡回路である。
・サブ回路においては、与えられた信号を、キャパシタ
68によって(直流という基準で)分離し、差動増幅器
60の正の入力に送る。この正の入力の直流レベルを抵
抗器61、62によって制御する。差動増幅器60はキ
ャパシタ72からその直流電源を得る。差動増幅器60
の出力を、トランジスタ67のベース入力に送る。この
場合、トランジスタ67のエミッタを、抵抗器65を介
して接地する。従って、抵抗器65を通って流れる電流
は、その抵抗と差動増幅器60の電圧出力の(第1次近
似)関数である。また、トランジスタ67のエミッタ
を、抵抗器64、63とキャパシタ69を有する直列接
続を介して接地する。周波数に対しては、キャパシタ6
9は本来、短絡回路である。
【0014】抵抗器64と抵抗器63の間の接続点の直
流電位は、トランジスタ67のエミッタの直流電位に等
しい(なぜなら、スイッチ64を通って直流電流が流れ
ることはないからである)。他方、抵抗器64と抵抗器
63の間の接続点の交流電位は、抵抗器63により与え
られるインピーダンスの、抵抗器63と抵抗器64の合
計により与えられるインピーダンスに対する比、すなわ
ち、R63/(R63+R64)に比例する。この接続点を差
動増幅器60の負の入力に接続する。この接続により、
トランジスタ67のエミッタの出力電圧は、直流要素と
して、差動増幅器60の正の入力に抵抗器61、62に
より加えられた直流バイアスに等しい直流要素を有する
と共に、交流要素として、差動増幅器60の正の入力の
交流信号の(R63+R64)/R63倍の交流要素を有する
ものとなる。すなわち、トランジスタ67に交流利得が
加えられることになる。トランジスタ67のコレクタに
流れる電流、すなわち、電話局ドライバ20へ通じる信
号パスに流れる電流は、トランジスタ67のエミッタの
増幅交流電圧を抵抗器65の抵抗値で除したものであ
る。勿論、トランジスタ67を完全に飽和する、または
ターンオフする利得を加えることは望ましいことではな
い。
流電位は、トランジスタ67のエミッタの直流電位に等
しい(なぜなら、スイッチ64を通って直流電流が流れ
ることはないからである)。他方、抵抗器64と抵抗器
63の間の接続点の交流電位は、抵抗器63により与え
られるインピーダンスの、抵抗器63と抵抗器64の合
計により与えられるインピーダンスに対する比、すなわ
ち、R63/(R63+R64)に比例する。この接続点を差
動増幅器60の負の入力に接続する。この接続により、
トランジスタ67のエミッタの出力電圧は、直流要素と
して、差動増幅器60の正の入力に抵抗器61、62に
より加えられた直流バイアスに等しい直流要素を有する
と共に、交流要素として、差動増幅器60の正の入力の
交流信号の(R63+R64)/R63倍の交流要素を有する
ものとなる。すなわち、トランジスタ67に交流利得が
加えられることになる。トランジスタ67のコレクタに
流れる電流、すなわち、電話局ドライバ20へ通じる信
号パスに流れる電流は、トランジスタ67のエミッタの
増幅交流電圧を抵抗器65の抵抗値で除したものであ
る。勿論、トランジスタ67を完全に飽和する、または
ターンオフする利得を加えることは望ましいことではな
い。
【0015】以上のような構成を有する出力ドライブ・
サブ回路は、その交流信号電流がドライバ30に対して
生じる直流電圧により制限されないという点で、従来技
術の問題を解決する。すなわち、この出力ドライブ・サ
ブ回路の交流信号電流は、“電話局”の電源と回線イン
ピーダンス21の大きさによってのみ制限される。さら
に、(図1に示す回路の場合のように)その近端エコー
を除去するハイブリッド機能を行うという目的のみによ
って電力損失を生じることはない。
サブ回路は、その交流信号電流がドライバ30に対して
生じる直流電圧により制限されないという点で、従来技
術の問題を解決する。すなわち、この出力ドライブ・サ
ブ回路の交流信号電流は、“電話局”の電源と回線イン
ピーダンス21の大きさによってのみ制限される。さら
に、(図1に示す回路の場合のように)その近端エコー
を除去するハイブリッド機能を行うという目的のみによ
って電力損失を生じることはない。
【0016】[近端エコー消去サブ回路]近端エコー消
去サブ回路は差動増幅器50を備えており、その負の入
力は、複数の種類の信号を受信する。すなわち、差動増
幅器50の負の入力は、出力ドライブ・サブ回路に送ら
れる信号を(キャパシタ56により分離された)抵抗器
52を介して受信し、また、トランジスタ67のコレク
タ出力信号を(キャパシタ57により分離された)抵抗
器55を介して受信し、さらに、差動増幅器50の出力
信号を抵抗器51を介して受信する。差動増幅器50の
正の入力には、抵抗器53、54により制御された直流
バイアスが加えられる。
去サブ回路は差動増幅器50を備えており、その負の入
力は、複数の種類の信号を受信する。すなわち、差動増
幅器50の負の入力は、出力ドライブ・サブ回路に送ら
れる信号を(キャパシタ56により分離された)抵抗器
52を介して受信し、また、トランジスタ67のコレク
タ出力信号を(キャパシタ57により分離された)抵抗
器55を介して受信し、さらに、差動増幅器50の出力
信号を抵抗器51を介して受信する。差動増幅器50の
正の入力には、抵抗器53、54により制御された直流
バイアスが加えられる。
【0017】R55=AR52である場合には、差動増幅器
50の交流出力は、−(R51/R55)kV20である。た
だし、ここで、Aは、送信アイソレーション・ステージ
42の出力とトランジスタ67のコレクタとの間の電圧
利得であり、V20はドライバ20の(遠端エコーを含
む)電圧である。また、kはトランジスタ67のコレク
タに出現するドライバ20の信号の部分に関係する定数
であり、k=R70/(R70+R21)である。一方、差動
増幅器50の直流出力は、その正の入力の直流バイアス
に等しい。
50の交流出力は、−(R51/R55)kV20である。た
だし、ここで、Aは、送信アイソレーション・ステージ
42の出力とトランジスタ67のコレクタとの間の電圧
利得であり、V20はドライバ20の(遠端エコーを含
む)電圧である。また、kはトランジスタ67のコレク
タに出現するドライバ20の信号の部分に関係する定数
であり、k=R70/(R70+R21)である。一方、差動
増幅器50の直流出力は、その正の入力の直流バイアス
に等しい。
【0018】[アイソレーション・サブ回路]アイソレ
ーション・サブ回路42、44は、同じ構成とすること
ができる。本実施例では、アイソレーション・サブ回路
42、44は、共に、図3に示すような、発光ダイオー
ド(LED)と2つのフォトダイオードを用いたオプト
・アイソレーション回路を有する。これらのオプト・ア
イソレーション回路は残りのモデム回路75にこの改良
ハイブリッド回路を接続する。オプト・アイソレーショ
ン回路への入力信号を、抵抗器41を介して差動増幅器
80の負の入力に送る。フォトダイオード81を、差動
増幅器80の負の入力とその正の入力との間に接続する
が、この場合、フォトダイオード81の陽極を差動増幅
器80正の入力に接続し、フォトダイオード81の陰極
を差動増幅器80の負の入力に接続する。差動増幅器8
0の出力を発光ダイオード(LED)82に接続し、こ
の発光ダイオード82を、抵抗器85を介して正の電位
に接続する。
ーション・サブ回路42、44は、同じ構成とすること
ができる。本実施例では、アイソレーション・サブ回路
42、44は、共に、図3に示すような、発光ダイオー
ド(LED)と2つのフォトダイオードを用いたオプト
・アイソレーション回路を有する。これらのオプト・ア
イソレーション回路は残りのモデム回路75にこの改良
ハイブリッド回路を接続する。オプト・アイソレーショ
ン回路への入力信号を、抵抗器41を介して差動増幅器
80の負の入力に送る。フォトダイオード81を、差動
増幅器80の負の入力とその正の入力との間に接続する
が、この場合、フォトダイオード81の陽極を差動増幅
器80正の入力に接続し、フォトダイオード81の陰極
を差動増幅器80の負の入力に接続する。差動増幅器8
0の出力を発光ダイオード(LED)82に接続し、こ
の発光ダイオード82を、抵抗器85を介して正の電位
に接続する。
【0019】フォトダイオード81は、オプト・アイソ
レータ84の1つの要素であり、このオプト・アイソレ
ータ84は、別のフォトダイオード83や発光ダイオー
ド82を有する。このオプト・アイソレータ84として
は、市販装置、例えばバー・ブラウン社によって販売さ
れているISO100などの装置と同様の装置を使用で
きる。このオプト・アイソレータ84を、その発光ダイ
オード82が2つのフォトダイオード81、83に同じ
光強度を与えるように設計し、また、これらのフォトダ
イオード81、83を、それらの特性が互いにほぼ一致
するように設計する。フォトダイオード83を、フォト
ダイオード81を差動増幅器80に結合するのと同様に
して、差動増幅器86に接続する。すなわち、フォトダ
イオード83の陰極を差動増幅器86の負の入力に接続
し、フォトダイオード83の陽極を差動増幅器86の正
の入力に接続する。抵抗器87を介して、差動増幅器8
6の出力をこの差動増幅器86の負の入力に接続する。
レータ84の1つの要素であり、このオプト・アイソレ
ータ84は、別のフォトダイオード83や発光ダイオー
ド82を有する。このオプト・アイソレータ84として
は、市販装置、例えばバー・ブラウン社によって販売さ
れているISO100などの装置と同様の装置を使用で
きる。このオプト・アイソレータ84を、その発光ダイ
オード82が2つのフォトダイオード81、83に同じ
光強度を与えるように設計し、また、これらのフォトダ
イオード81、83を、それらの特性が互いにほぼ一致
するように設計する。フォトダイオード83を、フォト
ダイオード81を差動増幅器80に結合するのと同様に
して、差動増幅器86に接続する。すなわち、フォトダ
イオード83の陰極を差動増幅器86の負の入力に接続
し、フォトダイオード83の陽極を差動増幅器86の正
の入力に接続する。抵抗器87を介して、差動増幅器8
6の出力をこの差動増幅器86の負の入力に接続する。
【0020】次に、このオプト・アイソレーション回路
の動作を説明する。まず、この回路が平衡状態にある場
合には、差動増幅器80の出力は、ゼロボルトに近く、
また、発光ダイオード82はアクティブであり、フォト
ダイオード81に光子流を与える。この光子流に応答し
て、フォトダイオード81は実質的に内部インピーダン
スを有する電圧源となる(ただしこれらはフォトダイオ
ードと衝突する光の強度の非線形関数である)。このフ
ォトダイオード81の両端の電圧は、また、差動増幅器
80の正と負の入力の間の電圧であり、実質的にゼロで
ある。このことは、フォトダイオード81の内部インピ
ーダンスを通り、回路に与えられた入力信号から抵抗器
41を通って(図2参照)流れる電流は、その内部抵抗
の両端に電位差を生成し、この電位差は実質的にフォト
ダイオード81により生成される電圧に等しいというこ
とを意味する。
の動作を説明する。まず、この回路が平衡状態にある場
合には、差動増幅器80の出力は、ゼロボルトに近く、
また、発光ダイオード82はアクティブであり、フォト
ダイオード81に光子流を与える。この光子流に応答し
て、フォトダイオード81は実質的に内部インピーダン
スを有する電圧源となる(ただしこれらはフォトダイオ
ードと衝突する光の強度の非線形関数である)。このフ
ォトダイオード81の両端の電圧は、また、差動増幅器
80の正と負の入力の間の電圧であり、実質的にゼロで
ある。このことは、フォトダイオード81の内部インピ
ーダンスを通り、回路に与えられた入力信号から抵抗器
41を通って(図2参照)流れる電流は、その内部抵抗
の両端に電位差を生成し、この電位差は実質的にフォト
ダイオード81により生成される電圧に等しいというこ
とを意味する。
【0021】回路に与えられる入力信号を変えると、フ
ォトダイオード81の内部インピーダンスを通る電流が
変わり、これにより差動増幅器80の2つの入力の間に
電位差を生じ、この差動増幅器80の出力が、発光ダイ
オード82を通る電流を変える方向に変化し、続いて、
フォトダイオード81で生じる電圧が変わる。それによ
って、新しいバランス点が得られる。フォトダイオード
83の動作状態は、オプト・アイソレータ装置84の設
計によりフォトダイオード81の動作状態と実質的に同
じである。従って、差動増幅器86の出力は、(R41が
R87に等しい場合には)入力信号を精度よく再生する。
ォトダイオード81の内部インピーダンスを通る電流が
変わり、これにより差動増幅器80の2つの入力の間に
電位差を生じ、この差動増幅器80の出力が、発光ダイ
オード82を通る電流を変える方向に変化し、続いて、
フォトダイオード81で生じる電圧が変わる。それによ
って、新しいバランス点が得られる。フォトダイオード
83の動作状態は、オプト・アイソレータ装置84の設
計によりフォトダイオード81の動作状態と実質的に同
じである。従って、差動増幅器86の出力は、(R41が
R87に等しい場合には)入力信号を精度よく再生する。
【0022】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。なお、特許請求の範囲に記載した
参照番号は発明の容易なる理解のためであり、その技術
的範囲を制限するように解釈されるべきではない。
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。なお、特許請求の範囲に記載した
参照番号は発明の容易なる理解のためであり、その技術
的範囲を制限するように解釈されるべきではない。
【0023】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のトランスレ
ス・ハイブリッド回路によれば、供給電力に拘らず有効
な直流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることな
く有効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性
が得られる。
ス・ハイブリッド回路によれば、供給電力に拘らず有効
な直流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることな
く有効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性
が得られる。
【図1】従来技術のトランスレス・ハイブリッド回路の
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図2】本発明のトランスレス・ハイブリッド回路の一
実施例を示す回路図であり、特に、独立交流利得制御を
有する電流シンク回路を用いることにより強力な出力電
流ドライブ能力を提供し、かつ、このハイブリッド回路
とその利用者装置の残部との間にオプト・アイソレータ
を用いることにより高度の線形性が得られるように構成
したトランスレス・ハイブリッド回路を示す回路図であ
る。
実施例を示す回路図であり、特に、独立交流利得制御を
有する電流シンク回路を用いることにより強力な出力電
流ドライブ能力を提供し、かつ、このハイブリッド回路
とその利用者装置の残部との間にオプト・アイソレータ
を用いることにより高度の線形性が得られるように構成
したトランスレス・ハイブリッド回路を示す回路図であ
る。
【図3】図2のアイソレーション・サブ回路として使用
するオプト・アイソレーション回路を示す回路図であ
る。
するオプト・アイソレーション回路を示す回路図であ
る。
10 利用者装置 20 電話局ドライバ 21 インピーダンス 30 ドライバ 31 抵抗器 32 抵抗器 33 抵抗器 40 差動増幅器 41 抵抗器 42 送信アイソレーション・ステージ(ISO) 44 受信アイソレーション・ステージ(ISOL) 50 差動増幅器 51 抵抗器 52 抵抗器 53 抵抗器 54 抵抗器 55 抵抗器 56 キャパシタ 57 キャパシタ 60 差動増幅器 61 抵抗器 62 抵抗器 63 抵抗器 64 抵抗器 65 抵抗器 67 トランジスタ 68 キャパシタ 69 キャパシタ 70 抵抗器 71 ツェナー・ダイオード 72 キャパシタ 75 モデム回路(残部) 80 差動増幅器 81 フォトダイオード 82 発光ダイオード(LED) 83 フォトダイオード 84 オプト・アイソレータ 85 抵抗器 86 差動増幅器 87 抵抗器 100 端末
Claims (10)
- 【請求項1】 トランスレス・ハイブリッド回路におい
て、 遠隔通信手段によって前記トランスレス・ハイブリッド
回路の第1のポート(100)に送られた信号から直流
動作電源を得る第1の手段(70、71、72)と、 前記直流動作電源から電力を供給され、前記遠隔通信手
段によって前記トランスレス・ハイブリッド回路に送ら
れたインバウンド信号を受信して、受信信号を生成する
第2の手段(50〜57)と、 前記直流動作電源から電力を供給され、送られたアウト
バウンド信号に比例して前記遠隔通信手段に電流を送る
第3の手段(60〜69)とを有することを特徴とする
トランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項2】 前記第3の手段は、前記遠隔通信手段を
前記第1のポートに接続するインピーダンスと実質上無
関係に前記遠隔通信手段に電流を送ることを特徴とする
請求項1に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項3】 前記第3の手段は、流された交流電流と
無関係に制御された直流電流を流す電流制御出力ステー
ジ(67)を有することを特徴とする請求項1に記載の
トランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項4】 前記第3の手段は、流された交流電流と
無関係に制御された直流電流を流す電流源出力ステージ
(67)を有することを特徴とする請求項1に記載のト
ランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項5】 前記第3の手段は、トランジスタ(6
7)を有し、このトランジスタのコレクタは前記第1の
ポートに接続され、このトランジスタを通って流れる直
流電流は、このトランジスタのエミッタと前記遠隔通信
手段の接地との間のレジスタ(65)とこのトランジス
タのベースの直流電圧により制御され、このトランジス
タを通って流れる交流電流は、このトランジスタのエミ
ッタに接続される交流フィードバック手段(64、6
3、69)によって制御されるように構成されたことを
特徴とする請求項1に記載のトランスレス・ハイブリッ
ド回路。 - 【請求項6】 前記第3の手段は、前記第1のポート
で、前記直流動作電源より(ピーク対ピークで)大きい
交流電圧を生じるように構成されたことを特徴とする請
求項1に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項7】 前記アウトバウンド信号を送信ポートか
ら前記第3の手段へ送ると共に、前記アウトバウンド信
号と関係付けられたローカル接地を、前記遠隔通信手段
の前記接地から分離するアイソレーション回路(42)
と、 前記第2の手段により受信された前記インバウンド信号
を受信ポートへ送ると共に、前記受信ポートと関係付け
られた前記ローカル接地を前記遠隔通信手段の前記接地
から分離するアイソレーション回路(44)とを有する
ことを特徴とする請求項1に記載のトランスレス・ハイ
ブリッド回路。 - 【請求項8】 前記アイソレーション回路は、オプト・
アイソレーション回路(84)であることを特徴とする
請求項7に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項9】 前記オプト・アイソレーション回路はフ
ォトダイオード(81、83)を有し、このフォトダイ
オードは光起電モードで動作するように構成されたこと
を特徴とする請求項8に記載のハイブリッド回路。 - 【請求項10】 前記オプト・アイソレーション回路は
フォトダイオード(81、83)を有し、このフォトダ
イオードは実質上ゼロボルトの電圧で動作するように構
成されたことを特徴とする請求項8に記載のハイブリッ
ド回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US888075 | 1992-05-26 | ||
US07888075 US5280526C1 (en) | 1992-05-26 | 1992-05-26 | Transformer-less hybrid circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0637674A true JPH0637674A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=25392475
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5144328A Pending JPH0637674A (ja) | 1992-05-26 | 1993-05-25 | トランスレス・ハイブリッド回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5280526C1 (ja) |
EP (1) | EP0572175A1 (ja) |
JP (1) | JPH0637674A (ja) |
CA (1) | CA2094639C (ja) |
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US6719272B1 (en) | 1999-06-02 | 2004-04-13 | Tokyo Electron Limited | Valve and vacuum processing device with the valve |
CN102655407A (zh) * | 2011-03-01 | 2012-09-05 | Nxp股份有限公司 | 双向输入/输出电路 |
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---|---|---|---|---|
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DE19503164A1 (de) * | 1994-02-04 | 1995-08-10 | Siemens Comp Inc | Optisch gekoppelte Datenanschalteanordnung und Gabelschaltung |
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1992
- 1992-05-26 US US07888075 patent/US5280526C1/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-04-22 CA CA002094639A patent/CA2094639C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-20 EP EP93303914A patent/EP0572175A1/en not_active Withdrawn
- 1993-05-25 JP JP5144328A patent/JPH0637674A/ja active Pending
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Also Published As
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US5280526C1 (en) | 2001-05-01 |
CA2094639A1 (en) | 1993-11-27 |
EP0572175A1 (en) | 1993-12-01 |
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