JPH0637674A - トランスレス・ハイブリッド回路 - Google Patents
トランスレス・ハイブリッド回路Info
- Publication number
- JPH0637674A JPH0637674A JP5144328A JP14432893A JPH0637674A JP H0637674 A JPH0637674 A JP H0637674A JP 5144328 A JP5144328 A JP 5144328A JP 14432893 A JP14432893 A JP 14432893A JP H0637674 A JPH0637674 A JP H0637674A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- hybrid circuit
- transformerless
- transistor
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/587—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using opto-couplers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 供給電力に拘らず有効な直流動作電源を得
て、有効な出力を得ることができ、しかも、高度の直線
性が得られるようなトランスレス・ハイブリッド回路を
提供する。 【構成】 電圧ではなく制御した電流を出力する出力サ
ブ回路を用いる。具体的には、出力ドライブ・サブ回路
６０〜６９によって交流信号を受信して対応する電流を
生成し、双方向通信を支える回線に送る。出力ドライブ
・サブ回路は印加電圧を電流に変換し、また利得を実行
する手段６７を有する。回線からハイブリッド回路に着
信する信号を近端エコー消去サブ回路５０〜５７へ直接
送る。近端エコー消去サブ回路は出力ドライブ・サブ回
路に送られた信号に応答する。出力ドライブ・サブ回路
の入力と近端エコー・サブ回路の出力の両方を、オプト
・アイソレーション回路４２、４４によって分離する。
て、有効な出力を得ることができ、しかも、高度の直線
性が得られるようなトランスレス・ハイブリッド回路を
提供する。 【構成】 電圧ではなく制御した電流を出力する出力サ
ブ回路を用いる。具体的には、出力ドライブ・サブ回路
６０〜６９によって交流信号を受信して対応する電流を
生成し、双方向通信を支える回線に送る。出力ドライブ
・サブ回路は印加電圧を電流に変換し、また利得を実行
する手段６７を有する。回線からハイブリッド回路に着
信する信号を近端エコー消去サブ回路５０〜５７へ直接
送る。近端エコー消去サブ回路は出力ドライブ・サブ回
路に送られた信号に応答する。出力ドライブ・サブ回路
の入力と近端エコー・サブ回路の出力の両方を、オプト
・アイソレーション回路４２、４４によって分離する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電話ハイブリッド回路
に係り、特に回線上を両方向に伝送される信号を単方向
信号要素に分割するために用いるトランスレス・ハイブ
リッド回路に関する。
に係り、特に回線上を両方向に伝送される信号を単方向
信号要素に分割するために用いるトランスレス・ハイブ
リッド回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に従来のトランスレス・ハイブリッ
ド回路の基本的な構成の一例を示すが、この回路は、一
例として、米国特許第４，０５６，７１９号公報（１９
７７年１１月１日発行、本発明の出願人に譲渡）におい
て開示されている回路である。図１に電話局ドライバ２
０を示すが、この電話局ドライバ２０は、インピーダン
ス２１を介して利用者装置１０に接続されている。ここ
で、このインピーダンス２１は利用者装置１０からの電
話局２０への配線抵抗を示す。電話局１０に送られる利
用者装置１０の信号は、ドライバ３０により生成される
が、このドライバ３０は、抵抗器３１を介して電話局回
線（およびインピーダンス２１）に接続されている。
ド回路の基本的な構成の一例を示すが、この回路は、一
例として、米国特許第４，０５６，７１９号公報（１９
７７年１１月１日発行、本発明の出願人に譲渡）におい
て開示されている回路である。図１に電話局ドライバ２
０を示すが、この電話局ドライバ２０は、インピーダン
ス２１を介して利用者装置１０に接続されている。ここ
で、このインピーダンス２１は利用者装置１０からの電
話局２０への配線抵抗を示す。電話局１０に送られる利
用者装置１０の信号は、ドライバ３０により生成される
が、このドライバ３０は、抵抗器３１を介して電話局回
線（およびインピーダンス２１）に接続されている。
【０００３】抵抗器３１のドライバ３０に近い側の端部
は、抵抗器３２を介して差動増幅器４０の負の入力に接
続され、また、抵抗器３１の他方の端部は、差動増幅器
４０の正の入力に接続されている。差動増幅器４０の出
力は、抵抗器３３を介して差動増幅器４０の負の入力に
フィードバックされる。抵抗器３１を通過する信号は、
ドライバ３０および電話局ドライバ２０により誘導され
る電流の合成信号である。しかし、ここで、Ｒ33Ｒ32＝
Ｒ32Ｒ21の場合には、差動増幅器４０の出力は、電話局
ドライバ２０の出力に等しく、従ってこのドライバ３０
の信号のない信号になる。
は、抵抗器３２を介して差動増幅器４０の負の入力に接
続され、また、抵抗器３１の他方の端部は、差動増幅器
４０の正の入力に接続されている。差動増幅器４０の出
力は、抵抗器３３を介して差動増幅器４０の負の入力に
フィードバックされる。抵抗器３１を通過する信号は、
ドライバ３０および電話局ドライバ２０により誘導され
る電流の合成信号である。しかし、ここで、Ｒ33Ｒ32＝
Ｒ32Ｒ21の場合には、差動増幅器４０の出力は、電話局
ドライバ２０の出力に等しく、従ってこのドライバ３０
の信号のない信号になる。
【０００４】この図１の回路は、この差動増幅器４０の
出力からドライバ３０の寄与分（この寄与を“近端エコ
ー”と呼ぶ場合が多い）を省いているが、電話局ドライ
バ２０に送られるドライバ３０の信号の一部分は、イン
ピーダンスのミスマッチのために電話局ドライバ２０で
反射してこの利用者装置に戻る。この部分を“遠端エコ
ー”と呼ぶ場合が多いが、この遠端エコーを電話局ドラ
イバ２０の本来の出力から容易に識別することはでき
ず、また、この遠端エコーを差動増幅器４０の出力から
容易に除去することもできない。しかし、この遠端エコ
ーは差動増幅器４０に追随するエコー・キャンセラによ
り消去することができる。このエコー・キャンセラは、
電話局ドライバ２０から差動増幅器４０までの信号パス
の特定の特性と関係するものである。このエコー・キャ
ンセラは、差動増幅器４０から着信する信号からそのド
ライバ３０出力信号のフィルタ部分を適切に減算する。
出力からドライバ３０の寄与分（この寄与を“近端エコ
ー”と呼ぶ場合が多い）を省いているが、電話局ドライ
バ２０に送られるドライバ３０の信号の一部分は、イン
ピーダンスのミスマッチのために電話局ドライバ２０で
反射してこの利用者装置に戻る。この部分を“遠端エコ
ー”と呼ぶ場合が多いが、この遠端エコーを電話局ドラ
イバ２０の本来の出力から容易に識別することはでき
ず、また、この遠端エコーを差動増幅器４０の出力から
容易に除去することもできない。しかし、この遠端エコ
ーは差動増幅器４０に追随するエコー・キャンセラによ
り消去することができる。このエコー・キャンセラは、
電話局ドライバ２０から差動増幅器４０までの信号パス
の特定の特性と関係するものである。このエコー・キャ
ンセラは、差動増幅器４０から着信する信号からそのド
ライバ３０出力信号のフィルタ部分を適切に減算する。
【０００５】ところが、エコー・キャンセラは線形回路
であり、従ってトランスにより遠端エコーに導入された
非線形性を消去することはできない。利用者装置からの
電話局の接地アイソレーションを必要とする応用では、
抵抗器３１とその電話局回線との間に単一のアイソレー
タが挿入される。ところが、前述のように、このような
アイソレータにより導入される非線形性は、抵抗器３１
の動作によってもまたエコー・キャンセラによってもい
ずれも取り除くことができない。
であり、従ってトランスにより遠端エコーに導入された
非線形性を消去することはできない。利用者装置からの
電話局の接地アイソレーションを必要とする応用では、
抵抗器３１とその電話局回線との間に単一のアイソレー
タが挿入される。ところが、前述のように、このような
アイソレータにより導入される非線形性は、抵抗器３１
の動作によってもまたエコー・キャンセラによってもい
ずれも取り除くことができない。
【０００６】この問題を克服するために、前記米国特許
第４，０５６，７１９号公報においては、両方のパスに
オプト・アイソレータを用いるトランスレス構成が開示
されている。すなわち、この公報においては、１つのオ
プト・アイソレータをドライバ３０の前に配置し、その
他方のオプト・アイソレータを差動増幅器４０の後に配
置する構成が開示されている。このことは、勿論、ドラ
イバ３０と差動増幅器４０を動作させるのに用いる電源
電圧が電話局ドライバ２０と共通の接地を有することを
意味する。
第４，０５６，７１９号公報においては、両方のパスに
オプト・アイソレータを用いるトランスレス構成が開示
されている。すなわち、この公報においては、１つのオ
プト・アイソレータをドライバ３０の前に配置し、その
他方のオプト・アイソレータを差動増幅器４０の後に配
置する構成が開示されている。このことは、勿論、ドラ
イバ３０と差動増幅器４０を動作させるのに用いる電源
電圧が電話局ドライバ２０と共通の接地を有することを
意味する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のトランスレス・ハイブリッド回路の構成におい
ては、２つの問題がある。まず第１に、ドライバ３０と
差動増幅器４０に対する給電を、インピーダンス２１を
介して利用者装置１０に着信する信号から得る必要があ
る。このように、ドライバ３０と差動増幅器４０に給電
を行うために直流電流を流す場合、インピーダンス２１
両端の電圧が低下するため、ドライバ３０と差動増幅器
４０に対し有効に行うことのできる最大直流給電量に制
限がある。さらに、ドライバ３０に対するこのような直
流給電量の制限は、差動増幅器３０の出力の電圧励起を
制限する。図１に示す構成における第２の問題は、ドラ
イバ３０から電話局へ送られる電力が、抵抗器３１にお
ける電力損失によってさらに制限されることである。し
たがって、本発明の目的は、供給電力に拘らず有効な直
流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることなく有
効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性が得
られるような、優れたトランスレス・ハイブリッド回路
を提供することである。
た従来のトランスレス・ハイブリッド回路の構成におい
ては、２つの問題がある。まず第１に、ドライバ３０と
差動増幅器４０に対する給電を、インピーダンス２１を
介して利用者装置１０に着信する信号から得る必要があ
る。このように、ドライバ３０と差動増幅器４０に給電
を行うために直流電流を流す場合、インピーダンス２１
両端の電圧が低下するため、ドライバ３０と差動増幅器
４０に対し有効に行うことのできる最大直流給電量に制
限がある。さらに、ドライバ３０に対するこのような直
流給電量の制限は、差動増幅器３０の出力の電圧励起を
制限する。図１に示す構成における第２の問題は、ドラ
イバ３０から電話局へ送られる電力が、抵抗器３１にお
ける電力損失によってさらに制限されることである。し
たがって、本発明の目的は、供給電力に拘らず有効な直
流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることなく有
効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性が得
られるような、優れたトランスレス・ハイブリッド回路
を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】従来技術のトランスレス
・ハイブリッド回路の前述の問題は、次に述べるような
本発明の出力サブ回路により解決することができる。す
なわち、本発明の出力サブ回路は、電圧ではなく制御し
た電流を送る出力サブ回路であり、また双方向通信を支
持する回線へ直接電流を送るものである。具体的に説明
すると、本発明のハイブリッド回路は、出力ドライブ・
サブ回路を備えており、この出力ドライブ・サブ回路
が、交流信号を受信して対応する電流を生成し、それを
双方向通信を支持する回線へ送る。この出力ドライブ・
サブ回路は、その印加電圧を電流に変換すると共に、直
流給電のレベルに関係なく交流利得を得る手段を有する
ものである。
・ハイブリッド回路の前述の問題は、次に述べるような
本発明の出力サブ回路により解決することができる。す
なわち、本発明の出力サブ回路は、電圧ではなく制御し
た電流を送る出力サブ回路であり、また双方向通信を支
持する回線へ直接電流を送るものである。具体的に説明
すると、本発明のハイブリッド回路は、出力ドライブ・
サブ回路を備えており、この出力ドライブ・サブ回路
が、交流信号を受信して対応する電流を生成し、それを
双方向通信を支持する回線へ送る。この出力ドライブ・
サブ回路は、その印加電圧を電流に変換すると共に、直
流給電のレベルに関係なく交流利得を得る手段を有する
ものである。
【０００９】この出力ドライブ・サブ回路の電流源は、
回線から着信する信号に対し高インピーダンスを形成
し、これらの信号を直接近端エコー抑制サブ回路へ送
る。この近端エコー抑制サブ回路は、出力ドライブ・サ
ブ回路に入力された信号に応答するものである。さら
に、望ましくは、フォトダイオードを光起電モードで用
いるオプト・アイソレータによって、この出力ドライブ
・サブ回路の入力とその近端エコー抑制サブ回路の出力
を分離する。
回線から着信する信号に対し高インピーダンスを形成
し、これらの信号を直接近端エコー抑制サブ回路へ送
る。この近端エコー抑制サブ回路は、出力ドライブ・サ
ブ回路に入力された信号に応答するものである。さら
に、望ましくは、フォトダイオードを光起電モードで用
いるオプト・アイソレータによって、この出力ドライブ
・サブ回路の入力とその近端エコー抑制サブ回路の出力
を分離する。
【００１０】
【実施例】図２は、前述の図１に示す回路の問題を解決
するために本発明に従って改良したトランスレス・ハイ
ブリッド回路の一実施例を示す。このトランスレス・ハ
イブリッド回路は、電話局ドライバ２０により供給され
たエネルギーからそれ自身で直流電源を生成し、この生
成直流電源より大きい（ピーク対ピークで）交流出力電
圧を生成する出力サブ回路を有する。さらに具体的に説
明すると、図２のトランスレス・ハイブリッド回路は、
５つのサブ回路を備えている。まず、送信アイソレーシ
ョン・ステージ４２（ＩＳＯと略す）と受信アイソレー
ション・ステージ４４（ＩＳＯＬと略す）を備えてい
る。さらに、差動増幅器５０、抵抗器５１〜５５、およ
びキャパシタ５６、５７からなる近端エコー消去サブ回
路を備えている。さらにまた、差動増幅器６０、トラン
ジスタ６７、抵抗器６１〜６５、およびキャパシタ６
８、６９を有する出力ドライブ・サブ回路を備えてい
る。そしてまた、抵抗器７０とツェナー・ダイオード７
１とキャパシタ７２からなる電源サブ回路を備えてい
る。
するために本発明に従って改良したトランスレス・ハイ
ブリッド回路の一実施例を示す。このトランスレス・ハ
イブリッド回路は、電話局ドライバ２０により供給され
たエネルギーからそれ自身で直流電源を生成し、この生
成直流電源より大きい（ピーク対ピークで）交流出力電
圧を生成する出力サブ回路を有する。さらに具体的に説
明すると、図２のトランスレス・ハイブリッド回路は、
５つのサブ回路を備えている。まず、送信アイソレーシ
ョン・ステージ４２（ＩＳＯと略す）と受信アイソレー
ション・ステージ４４（ＩＳＯＬと略す）を備えてい
る。さらに、差動増幅器５０、抵抗器５１〜５５、およ
びキャパシタ５６、５７からなる近端エコー消去サブ回
路を備えている。さらにまた、差動増幅器６０、トラン
ジスタ６７、抵抗器６１〜６５、およびキャパシタ６
８、６９を有する出力ドライブ・サブ回路を備えてい
る。そしてまた、抵抗器７０とツェナー・ダイオード７
１とキャパシタ７２からなる電源サブ回路を備えてい
る。
【００１１】［電源サブ回路］図２に示す回路の（遠隔
装置と通信を行う）２線式ポートは端末１００とこの遠
隔装置の接地との間にある。この端末１００の信号は、
直流要素と交流要素を含む。遠隔装置が電話局である場
合には、電話局ドライバ２０から十分な電流を得て、そ
れによって、電話局が、図２に示す回路が“オフフッ
ク”であることを知ることができるように、端末１００
の図２に示す回路の直流出力インピーダンスは十分低く
される必要がある。従って、所要のしきい値、つまりそ
の値以下に落ちてはいけない電流の下限値がある。この
ことは、インピーダンス２１がある最大レベルより小さ
い必要があること、さらに、それによって、直流電圧を
端末１００で保持できることを意味する。端末１００の
電圧の直流要素は、電子回路用直流電源としての役目を
するのに十分高いものであることが分る。
装置と通信を行う）２線式ポートは端末１００とこの遠
隔装置の接地との間にある。この端末１００の信号は、
直流要素と交流要素を含む。遠隔装置が電話局である場
合には、電話局ドライバ２０から十分な電流を得て、そ
れによって、電話局が、図２に示す回路が“オフフッ
ク”であることを知ることができるように、端末１００
の図２に示す回路の直流出力インピーダンスは十分低く
される必要がある。従って、所要のしきい値、つまりそ
の値以下に落ちてはいけない電流の下限値がある。この
ことは、インピーダンス２１がある最大レベルより小さ
い必要があること、さらに、それによって、直流電圧を
端末１００で保持できることを意味する。端末１００の
電圧の直流要素は、電子回路用直流電源としての役目を
するのに十分高いものであることが分る。
【００１２】当然のことであるが、端末１００の（その
電話局接地に対する）信号には、非直流要素があり、こ
の非直流要素は、直流電源を生成するために除去される
必要がある。図２では、この直流電源を、ツェナー・ダ
イオード７１とキャパシタ７２を含む並列接続部に接続
された抵抗器７０によって生成する。すなわち、抵抗器
７０とツェナー・ダイオード７１の組み合わせによっ
て、そのツェナー・レベルで直流電圧を安定化し、キャ
パシタ７２によってすべての交流要素を除去する。
電話局接地に対する）信号には、非直流要素があり、こ
の非直流要素は、直流電源を生成するために除去される
必要がある。図２では、この直流電源を、ツェナー・ダ
イオード７１とキャパシタ７２を含む並列接続部に接続
された抵抗器７０によって生成する。すなわち、抵抗器
７０とツェナー・ダイオード７１の組み合わせによっ
て、そのツェナー・レベルで直流電圧を安定化し、キャ
パシタ７２によってすべての交流要素を除去する。
【００１３】［出力ドライブ・サブ回路］出力ドライブ
・サブ回路においては、与えられた信号を、キャパシタ
６８によって（直流という基準で）分離し、差動増幅器
６０の正の入力に送る。この正の入力の直流レベルを抵
抗器６１、６２によって制御する。差動増幅器６０はキ
ャパシタ７２からその直流電源を得る。差動増幅器６０
の出力を、トランジスタ６７のベース入力に送る。この
場合、トランジスタ６７のエミッタを、抵抗器６５を介
して接地する。従って、抵抗器６５を通って流れる電流
は、その抵抗と差動増幅器６０の電圧出力の（第１次近
似）関数である。また、トランジスタ６７のエミッタ
を、抵抗器６４、６３とキャパシタ６９を有する直列接
続を介して接地する。周波数に対しては、キャパシタ６
９は本来、短絡回路である。
・サブ回路においては、与えられた信号を、キャパシタ
６８によって（直流という基準で）分離し、差動増幅器
６０の正の入力に送る。この正の入力の直流レベルを抵
抗器６１、６２によって制御する。差動増幅器６０はキ
ャパシタ７２からその直流電源を得る。差動増幅器６０
の出力を、トランジスタ６７のベース入力に送る。この
場合、トランジスタ６７のエミッタを、抵抗器６５を介
して接地する。従って、抵抗器６５を通って流れる電流
は、その抵抗と差動増幅器６０の電圧出力の（第１次近
似）関数である。また、トランジスタ６７のエミッタ
を、抵抗器６４、６３とキャパシタ６９を有する直列接
続を介して接地する。周波数に対しては、キャパシタ６
９は本来、短絡回路である。
【００１４】抵抗器６４と抵抗器６３の間の接続点の直
流電位は、トランジスタ６７のエミッタの直流電位に等
しい（なぜなら、スイッチ６４を通って直流電流が流れ
ることはないからである）。他方、抵抗器６４と抵抗器
６３の間の接続点の交流電位は、抵抗器６３により与え
られるインピーダンスの、抵抗器６３と抵抗器６４の合
計により与えられるインピーダンスに対する比、すなわ
ち、Ｒ63／（Ｒ63＋Ｒ64）に比例する。この接続点を差
動増幅器６０の負の入力に接続する。この接続により、
トランジスタ６７のエミッタの出力電圧は、直流要素と
して、差動増幅器６０の正の入力に抵抗器６１、６２に
より加えられた直流バイアスに等しい直流要素を有する
と共に、交流要素として、差動増幅器６０の正の入力の
交流信号の（Ｒ63＋Ｒ64）／Ｒ63倍の交流要素を有する
ものとなる。すなわち、トランジスタ６７に交流利得が
加えられることになる。トランジスタ６７のコレクタに
流れる電流、すなわち、電話局ドライバ２０へ通じる信
号パスに流れる電流は、トランジスタ６７のエミッタの
増幅交流電圧を抵抗器６５の抵抗値で除したものであ
る。勿論、トランジスタ６７を完全に飽和する、または
ターンオフする利得を加えることは望ましいことではな
い。
流電位は、トランジスタ６７のエミッタの直流電位に等
しい（なぜなら、スイッチ６４を通って直流電流が流れ
ることはないからである）。他方、抵抗器６４と抵抗器
６３の間の接続点の交流電位は、抵抗器６３により与え
られるインピーダンスの、抵抗器６３と抵抗器６４の合
計により与えられるインピーダンスに対する比、すなわ
ち、Ｒ63／（Ｒ63＋Ｒ64）に比例する。この接続点を差
動増幅器６０の負の入力に接続する。この接続により、
トランジスタ６７のエミッタの出力電圧は、直流要素と
して、差動増幅器６０の正の入力に抵抗器６１、６２に
より加えられた直流バイアスに等しい直流要素を有する
と共に、交流要素として、差動増幅器６０の正の入力の
交流信号の（Ｒ63＋Ｒ64）／Ｒ63倍の交流要素を有する
ものとなる。すなわち、トランジスタ６７に交流利得が
加えられることになる。トランジスタ６７のコレクタに
流れる電流、すなわち、電話局ドライバ２０へ通じる信
号パスに流れる電流は、トランジスタ６７のエミッタの
増幅交流電圧を抵抗器６５の抵抗値で除したものであ
る。勿論、トランジスタ６７を完全に飽和する、または
ターンオフする利得を加えることは望ましいことではな
い。
【００１５】以上のような構成を有する出力ドライブ・
サブ回路は、その交流信号電流がドライバ３０に対して
生じる直流電圧により制限されないという点で、従来技
術の問題を解決する。すなわち、この出力ドライブ・サ
ブ回路の交流信号電流は、“電話局”の電源と回線イン
ピーダンス２１の大きさによってのみ制限される。さら
に、（図１に示す回路の場合のように）その近端エコー
を除去するハイブリッド機能を行うという目的のみによ
って電力損失を生じることはない。
サブ回路は、その交流信号電流がドライバ３０に対して
生じる直流電圧により制限されないという点で、従来技
術の問題を解決する。すなわち、この出力ドライブ・サ
ブ回路の交流信号電流は、“電話局”の電源と回線イン
ピーダンス２１の大きさによってのみ制限される。さら
に、（図１に示す回路の場合のように）その近端エコー
を除去するハイブリッド機能を行うという目的のみによ
って電力損失を生じることはない。
【００１６】［近端エコー消去サブ回路］近端エコー消
去サブ回路は差動増幅器５０を備えており、その負の入
力は、複数の種類の信号を受信する。すなわち、差動増
幅器５０の負の入力は、出力ドライブ・サブ回路に送ら
れる信号を（キャパシタ５６により分離された）抵抗器
５２を介して受信し、また、トランジスタ６７のコレク
タ出力信号を（キャパシタ５７により分離された）抵抗
器５５を介して受信し、さらに、差動増幅器５０の出力
信号を抵抗器５１を介して受信する。差動増幅器５０の
正の入力には、抵抗器５３、５４により制御された直流
バイアスが加えられる。
去サブ回路は差動増幅器５０を備えており、その負の入
力は、複数の種類の信号を受信する。すなわち、差動増
幅器５０の負の入力は、出力ドライブ・サブ回路に送ら
れる信号を（キャパシタ５６により分離された）抵抗器
５２を介して受信し、また、トランジスタ６７のコレク
タ出力信号を（キャパシタ５７により分離された）抵抗
器５５を介して受信し、さらに、差動増幅器５０の出力
信号を抵抗器５１を介して受信する。差動増幅器５０の
正の入力には、抵抗器５３、５４により制御された直流
バイアスが加えられる。
【００１７】Ｒ55＝ＡＲ52である場合には、差動増幅器
５０の交流出力は、−（Ｒ51／Ｒ55）ｋＶ20である。た
だし、ここで、Ａは、送信アイソレーション・ステージ
４２の出力とトランジスタ６７のコレクタとの間の電圧
利得であり、Ｖ20はドライバ２０の（遠端エコーを含
む）電圧である。また、ｋはトランジスタ６７のコレク
タに出現するドライバ２０の信号の部分に関係する定数
であり、ｋ＝Ｒ70／（Ｒ70＋Ｒ21）である。一方、差動
増幅器５０の直流出力は、その正の入力の直流バイアス
に等しい。
５０の交流出力は、−（Ｒ51／Ｒ55）ｋＶ20である。た
だし、ここで、Ａは、送信アイソレーション・ステージ
４２の出力とトランジスタ６７のコレクタとの間の電圧
利得であり、Ｖ20はドライバ２０の（遠端エコーを含
む）電圧である。また、ｋはトランジスタ６７のコレク
タに出現するドライバ２０の信号の部分に関係する定数
であり、ｋ＝Ｒ70／（Ｒ70＋Ｒ21）である。一方、差動
増幅器５０の直流出力は、その正の入力の直流バイアス
に等しい。
【００１８】［アイソレーション・サブ回路］アイソレ
ーション・サブ回路４２、４４は、同じ構成とすること
ができる。本実施例では、アイソレーション・サブ回路
４２、４４は、共に、図３に示すような、発光ダイオー
ド（ＬＥＤ）と２つのフォトダイオードを用いたオプト
・アイソレーション回路を有する。これらのオプト・ア
イソレーション回路は残りのモデム回路７５にこの改良
ハイブリッド回路を接続する。オプト・アイソレーショ
ン回路への入力信号を、抵抗器４１を介して差動増幅器
８０の負の入力に送る。フォトダイオード８１を、差動
増幅器８０の負の入力とその正の入力との間に接続する
が、この場合、フォトダイオード８１の陽極を差動増幅
器８０正の入力に接続し、フォトダイオード８１の陰極
を差動増幅器８０の負の入力に接続する。差動増幅器８
０の出力を発光ダイオード（ＬＥＤ）８２に接続し、こ
の発光ダイオード８２を、抵抗器８５を介して正の電位
に接続する。
ーション・サブ回路４２、４４は、同じ構成とすること
ができる。本実施例では、アイソレーション・サブ回路
４２、４４は、共に、図３に示すような、発光ダイオー
ド（ＬＥＤ）と２つのフォトダイオードを用いたオプト
・アイソレーション回路を有する。これらのオプト・ア
イソレーション回路は残りのモデム回路７５にこの改良
ハイブリッド回路を接続する。オプト・アイソレーショ
ン回路への入力信号を、抵抗器４１を介して差動増幅器
８０の負の入力に送る。フォトダイオード８１を、差動
増幅器８０の負の入力とその正の入力との間に接続する
が、この場合、フォトダイオード８１の陽極を差動増幅
器８０正の入力に接続し、フォトダイオード８１の陰極
を差動増幅器８０の負の入力に接続する。差動増幅器８
０の出力を発光ダイオード（ＬＥＤ）８２に接続し、こ
の発光ダイオード８２を、抵抗器８５を介して正の電位
に接続する。
【００１９】フォトダイオード８１は、オプト・アイソ
レータ８４の１つの要素であり、このオプト・アイソレ
ータ８４は、別のフォトダイオード８３や発光ダイオー
ド８２を有する。このオプト・アイソレータ８４として
は、市販装置、例えばバー・ブラウン社によって販売さ
れているＩＳＯ１００などの装置と同様の装置を使用で
きる。このオプト・アイソレータ８４を、その発光ダイ
オード８２が２つのフォトダイオード８１、８３に同じ
光強度を与えるように設計し、また、これらのフォトダ
イオード８１、８３を、それらの特性が互いにほぼ一致
するように設計する。フォトダイオード８３を、フォト
ダイオード８１を差動増幅器８０に結合するのと同様に
して、差動増幅器８６に接続する。すなわち、フォトダ
イオード８３の陰極を差動増幅器８６の負の入力に接続
し、フォトダイオード８３の陽極を差動増幅器８６の正
の入力に接続する。抵抗器８７を介して、差動増幅器８
６の出力をこの差動増幅器８６の負の入力に接続する。
レータ８４の１つの要素であり、このオプト・アイソレ
ータ８４は、別のフォトダイオード８３や発光ダイオー
ド８２を有する。このオプト・アイソレータ８４として
は、市販装置、例えばバー・ブラウン社によって販売さ
れているＩＳＯ１００などの装置と同様の装置を使用で
きる。このオプト・アイソレータ８４を、その発光ダイ
オード８２が２つのフォトダイオード８１、８３に同じ
光強度を与えるように設計し、また、これらのフォトダ
イオード８１、８３を、それらの特性が互いにほぼ一致
するように設計する。フォトダイオード８３を、フォト
ダイオード８１を差動増幅器８０に結合するのと同様に
して、差動増幅器８６に接続する。すなわち、フォトダ
イオード８３の陰極を差動増幅器８６の負の入力に接続
し、フォトダイオード８３の陽極を差動増幅器８６の正
の入力に接続する。抵抗器８７を介して、差動増幅器８
６の出力をこの差動増幅器８６の負の入力に接続する。
【００２０】次に、このオプト・アイソレーション回路
の動作を説明する。まず、この回路が平衡状態にある場
合には、差動増幅器８０の出力は、ゼロボルトに近く、
また、発光ダイオード８２はアクティブであり、フォト
ダイオード８１に光子流を与える。この光子流に応答し
て、フォトダイオード８１は実質的に内部インピーダン
スを有する電圧源となる（ただしこれらはフォトダイオ
ードと衝突する光の強度の非線形関数である）。このフ
ォトダイオード８１の両端の電圧は、また、差動増幅器
８０の正と負の入力の間の電圧であり、実質的にゼロで
ある。このことは、フォトダイオード８１の内部インピ
ーダンスを通り、回路に与えられた入力信号から抵抗器
４１を通って（図２参照）流れる電流は、その内部抵抗
の両端に電位差を生成し、この電位差は実質的にフォト
ダイオード８１により生成される電圧に等しいというこ
とを意味する。
の動作を説明する。まず、この回路が平衡状態にある場
合には、差動増幅器８０の出力は、ゼロボルトに近く、
また、発光ダイオード８２はアクティブであり、フォト
ダイオード８１に光子流を与える。この光子流に応答し
て、フォトダイオード８１は実質的に内部インピーダン
スを有する電圧源となる（ただしこれらはフォトダイオ
ードと衝突する光の強度の非線形関数である）。このフ
ォトダイオード８１の両端の電圧は、また、差動増幅器
８０の正と負の入力の間の電圧であり、実質的にゼロで
ある。このことは、フォトダイオード８１の内部インピ
ーダンスを通り、回路に与えられた入力信号から抵抗器
４１を通って（図２参照）流れる電流は、その内部抵抗
の両端に電位差を生成し、この電位差は実質的にフォト
ダイオード８１により生成される電圧に等しいというこ
とを意味する。
【００２１】回路に与えられる入力信号を変えると、フ
ォトダイオード８１の内部インピーダンスを通る電流が
変わり、これにより差動増幅器８０の２つの入力の間に
電位差を生じ、この差動増幅器８０の出力が、発光ダイ
オード８２を通る電流を変える方向に変化し、続いて、
フォトダイオード８１で生じる電圧が変わる。それによ
って、新しいバランス点が得られる。フォトダイオード
８３の動作状態は、オプト・アイソレータ装置８４の設
計によりフォトダイオード８１の動作状態と実質的に同
じである。従って、差動増幅器８６の出力は、（Ｒ41が
Ｒ87に等しい場合には）入力信号を精度よく再生する。
ォトダイオード８１の内部インピーダンスを通る電流が
変わり、これにより差動増幅器８０の２つの入力の間に
電位差を生じ、この差動増幅器８０の出力が、発光ダイ
オード８２を通る電流を変える方向に変化し、続いて、
フォトダイオード８１で生じる電圧が変わる。それによ
って、新しいバランス点が得られる。フォトダイオード
８３の動作状態は、オプト・アイソレータ装置８４の設
計によりフォトダイオード８１の動作状態と実質的に同
じである。従って、差動増幅器８６の出力は、（Ｒ41が
Ｒ87に等しい場合には）入力信号を精度よく再生する。
【００２２】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。なお、特許請求の範囲に記載した
参照番号は発明の容易なる理解のためであり、その技術
的範囲を制限するように解釈されるべきではない。
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。なお、特許請求の範囲に記載した
参照番号は発明の容易なる理解のためであり、その技術
的範囲を制限するように解釈されるべきではない。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のトランスレ
ス・ハイブリッド回路によれば、供給電力に拘らず有効
な直流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることな
く有効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性
が得られる。
ス・ハイブリッド回路によれば、供給電力に拘らず有効
な直流動作電源を得て、無駄な電力損失を生じることな
く有効な出力を得ることができ、しかも、高度の線形性
が得られる。
【図１】従来技術のトランスレス・ハイブリッド回路の
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図２】本発明のトランスレス・ハイブリッド回路の一
実施例を示す回路図であり、特に、独立交流利得制御を
有する電流シンク回路を用いることにより強力な出力電
流ドライブ能力を提供し、かつ、このハイブリッド回路
とその利用者装置の残部との間にオプト・アイソレータ
を用いることにより高度の線形性が得られるように構成
したトランスレス・ハイブリッド回路を示す回路図であ
る。
実施例を示す回路図であり、特に、独立交流利得制御を
有する電流シンク回路を用いることにより強力な出力電
流ドライブ能力を提供し、かつ、このハイブリッド回路
とその利用者装置の残部との間にオプト・アイソレータ
を用いることにより高度の線形性が得られるように構成
したトランスレス・ハイブリッド回路を示す回路図であ
る。
【図３】図２のアイソレーション・サブ回路として使用
するオプト・アイソレーション回路を示す回路図であ
る。
するオプト・アイソレーション回路を示す回路図であ
る。
１０ 利用者装置 ２０ 電話局ドライバ ２１ インピーダンス ３０ ドライバ ３１ 抵抗器 ３２ 抵抗器 ３３ 抵抗器 ４０ 差動増幅器 ４１ 抵抗器 ４２ 送信アイソレーション・ステージ（ＩＳＯ） ４４ 受信アイソレーション・ステージ（ＩＳＯＬ） ５０ 差動増幅器 ５１ 抵抗器 ５２ 抵抗器 ５３ 抵抗器 ５４ 抵抗器 ５５ 抵抗器 ５６ キャパシタ ５７ キャパシタ ６０ 差動増幅器 ６１ 抵抗器 ６２ 抵抗器 ６３ 抵抗器 ６４ 抵抗器 ６５ 抵抗器 ６７ トランジスタ ６８ キャパシタ ６９ キャパシタ ７０ 抵抗器 ７１ ツェナー・ダイオード ７２ キャパシタ ７５ モデム回路（残部） ８０ 差動増幅器 ８１ フォトダイオード ８２ 発光ダイオード（ＬＥＤ） ８３ フォトダイオード ８４ オプト・アイソレータ ８５ 抵抗器 ８６ 差動増幅器 ８７ 抵抗器 １００ 端末
Claims (10)
- 【請求項１】 トランスレス・ハイブリッド回路におい
て、 遠隔通信手段によって前記トランスレス・ハイブリッド
回路の第１のポート（１００）に送られた信号から直流
動作電源を得る第１の手段（７０、７１、７２）と、 前記直流動作電源から電力を供給され、前記遠隔通信手
段によって前記トランスレス・ハイブリッド回路に送ら
れたインバウンド信号を受信して、受信信号を生成する
第２の手段（５０〜５７）と、 前記直流動作電源から電力を供給され、送られたアウト
バウンド信号に比例して前記遠隔通信手段に電流を送る
第３の手段（６０〜６９）とを有することを特徴とする
トランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項２】 前記第３の手段は、前記遠隔通信手段を
前記第１のポートに接続するインピーダンスと実質上無
関係に前記遠隔通信手段に電流を送ることを特徴とする
請求項１に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項３】 前記第３の手段は、流された交流電流と
無関係に制御された直流電流を流す電流制御出力ステー
ジ（６７）を有することを特徴とする請求項１に記載の
トランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項４】 前記第３の手段は、流された交流電流と
無関係に制御された直流電流を流す電流源出力ステージ
（６７）を有することを特徴とする請求項１に記載のト
ランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項５】 前記第３の手段は、トランジスタ（６
７）を有し、このトランジスタのコレクタは前記第１の
ポートに接続され、このトランジスタを通って流れる直
流電流は、このトランジスタのエミッタと前記遠隔通信
手段の接地との間のレジスタ（６５）とこのトランジス
タのベースの直流電圧により制御され、このトランジス
タを通って流れる交流電流は、このトランジスタのエミ
ッタに接続される交流フィードバック手段（６４、６
３、６９）によって制御されるように構成されたことを
特徴とする請求項１に記載のトランスレス・ハイブリッ
ド回路。 - 【請求項６】 前記第３の手段は、前記第１のポート
で、前記直流動作電源より（ピーク対ピークで）大きい
交流電圧を生じるように構成されたことを特徴とする請
求項１に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項７】 前記アウトバウンド信号を送信ポートか
ら前記第３の手段へ送ると共に、前記アウトバウンド信
号と関係付けられたローカル接地を、前記遠隔通信手段
の前記接地から分離するアイソレーション回路（４２）
と、 前記第２の手段により受信された前記インバウンド信号
を受信ポートへ送ると共に、前記受信ポートと関係付け
られた前記ローカル接地を前記遠隔通信手段の前記接地
から分離するアイソレーション回路（４４）とを有する
ことを特徴とする請求項１に記載のトランスレス・ハイ
ブリッド回路。 - 【請求項８】 前記アイソレーション回路は、オプト・
アイソレーション回路（８４）であることを特徴とする
請求項７に記載のトランスレス・ハイブリッド回路。 - 【請求項９】 前記オプト・アイソレーション回路はフ
ォトダイオード（８１、８３）を有し、このフォトダイ
オードは光起電モードで動作するように構成されたこと
を特徴とする請求項８に記載のハイブリッド回路。 - 【請求項１０】 前記オプト・アイソレーション回路は
フォトダイオード（８１、８３）を有し、このフォトダ
イオードは実質上ゼロボルトの電圧で動作するように構
成されたことを特徴とする請求項８に記載のハイブリッ
ド回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US888075 | 1992-05-26 | ||
| US07888075 US5280526C1 (en) | 1992-05-26 | 1992-05-26 | Transformer-less hybrid circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0637674A true JPH0637674A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=25392475
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5144328A Pending JPH0637674A (ja) | 1992-05-26 | 1993-05-25 | トランスレス・ハイブリッド回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5280526C1 (ja) |
| EP (1) | EP0572175A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0637674A (ja) |
| CA (1) | CA2094639C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6719272B1 (en) | 1999-06-02 | 2004-04-13 | Tokyo Electron Limited | Valve and vacuum processing device with the valve |
| CN102655407A (zh) * | 2011-03-01 | 2012-09-05 | Nxp股份有限公司 | 双向输入/输出电路 |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2898165B2 (ja) * | 1993-04-16 | 1999-05-31 | シャープ株式会社 | ハイブリッド回路 |
| DE19503164A1 (de) * | 1994-02-04 | 1995-08-10 | Siemens Comp Inc | Optisch gekoppelte Datenanschalteanordnung und Gabelschaltung |
| US5528686A (en) * | 1994-07-08 | 1996-06-18 | At&T Corp. | Transformerless hybrid circuit having direct powered line-side amplifiers |
| US5528685A (en) * | 1994-07-08 | 1996-06-18 | At&T Corp. | Transformerless hybrid circuit |
| US5953412A (en) * | 1996-09-04 | 1999-09-14 | Teltrend, Inc. | Method and apparatus for controlling line conditioner equalizer |
| US6111949A (en) * | 1996-09-04 | 2000-08-29 | Teltrend, Inc. | Method of rapid automatic hybrid balancing |
| US5963638A (en) * | 1996-09-04 | 1999-10-05 | Teltrend, Inc. | Adjustable hybrid having improved biasing configuration |
| US5974137A (en) * | 1996-09-04 | 1999-10-26 | Teltrend, Inc. | AGC amplifier for two-wire line conditioner |
| US5801549A (en) * | 1996-12-13 | 1998-09-01 | International Business Machines Corporation | Simultaneous transmission bidirectional repeater and initialization mechanism |
| US6205218B1 (en) | 1997-04-28 | 2001-03-20 | Lucent Technologies, Inc. | Extended feedback circuit for impedance matching and voltage isolation |
| US6169762B1 (en) | 1997-05-30 | 2001-01-02 | Lucent Technologies Inc. | Interface devices providing electrical isolation |
| US5946394A (en) * | 1997-06-12 | 1999-08-31 | C. P. Clare Corporation | Isolation amplifier with hook switch control |
| US6169801B1 (en) | 1998-03-16 | 2001-01-02 | Midcom, Inc. | Digital isolation apparatus and method |
| US6757381B1 (en) * | 1998-08-13 | 2004-06-29 | Eugene Robert Worley | Design of telephone line interface circuits using a two chip opto-coupler with LEDs integrated onto silicon chips |
| US6393110B1 (en) | 1998-09-30 | 2002-05-21 | 3Com Corporation | Methods and apparatus for terminating a line and supporting the asymmetric digital subscriber line protocol |
| US7433665B1 (en) | 2000-07-31 | 2008-10-07 | Marvell International Ltd. | Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same |
| US6775529B1 (en) | 2000-07-31 | 2004-08-10 | Marvell International Ltd. | Active resistive summer for a transformer hybrid |
| US7194037B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-03-20 | Marvell International Ltd. | Active replica transformer hybrid |
| USRE41831E1 (en) | 2000-05-23 | 2010-10-19 | Marvell International Ltd. | Class B driver |
| US7095348B1 (en) | 2000-05-23 | 2006-08-22 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US7312739B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-12-25 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US7113121B1 (en) | 2000-05-23 | 2006-09-26 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US6462688B1 (en) | 2000-12-18 | 2002-10-08 | Marvell International, Ltd. | Direct drive programmable high speed power digital-to-analog converter |
| US7606547B1 (en) | 2000-07-31 | 2009-10-20 | Marvell International Ltd. | Active resistance summer for a transformer hybrid |
| US6792105B1 (en) | 2000-10-31 | 2004-09-14 | 3Com Corporation | Current-mode differential active hybrid circuit |
| US6731752B1 (en) * | 2000-11-08 | 2004-05-04 | Viadux, Inc. | Method and circuit for echo-cancellation in two-way communications |
| US7277491B2 (en) * | 2002-05-14 | 2007-10-02 | Ess Technology, Inc. | Data access arrangement using a high frequency transformer for electrical isolation |
| US7792196B2 (en) * | 2004-12-28 | 2010-09-07 | Intel Corporation | Single conductor bidirectional communication link |
| US7312662B1 (en) | 2005-08-09 | 2007-12-25 | Marvell International Ltd. | Cascode gain boosting system and method for a transmitter |
| US7577892B1 (en) | 2005-08-25 | 2009-08-18 | Marvell International Ltd | High speed iterative decoder |
| US8385538B2 (en) * | 2008-12-10 | 2013-02-26 | Utc Fire & Security Americas Corporation, Inc. | Method, system, and apparatus for a differential transformer-free hybrid circuit |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4056719A (en) * | 1975-02-10 | 1977-11-01 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Two-way telephone transmission system utilizing opto-couplers |
| US4113996A (en) * | 1977-05-20 | 1978-09-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Voltage controlled current sources for active hybrid circuit |
| US4203012A (en) * | 1977-07-14 | 1980-05-13 | Boxall Frank S | Hybrid circuit using current mirror circuits |
| US4142075A (en) * | 1977-10-11 | 1979-02-27 | Burr-Brown Research Corporation | Interface circuit and method for telephone extension lines |
| US4192978A (en) * | 1978-02-27 | 1980-03-11 | Vincent Ogden W | Operational amplifier hybrid system |
| US4278847A (en) * | 1979-02-26 | 1981-07-14 | Tii Corporation | Transformerless hybrid circuits |
| JPS57104336A (en) * | 1980-12-20 | 1982-06-29 | Oki Electric Ind Co Ltd | Hybrid circuit |
| US4536888A (en) * | 1981-08-21 | 1985-08-20 | Plantronics, Inc. | Voice communication instrument system with line-powered receiver conditioning circuit |
| US4591663A (en) * | 1983-11-17 | 1986-05-27 | Trad, Inc. | Servo-linearized opto-electronic analog interface |
| US4567331A (en) * | 1983-12-22 | 1986-01-28 | Itt Corporation | Electronic hybrid having synthesized impedance circuitry |
-
1992
- 1992-05-26 US US07888075 patent/US5280526C1/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-04-22 CA CA002094639A patent/CA2094639C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-20 EP EP93303914A patent/EP0572175A1/en not_active Withdrawn
- 1993-05-25 JP JP5144328A patent/JPH0637674A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6719272B1 (en) | 1999-06-02 | 2004-04-13 | Tokyo Electron Limited | Valve and vacuum processing device with the valve |
| CN102655407A (zh) * | 2011-03-01 | 2012-09-05 | Nxp股份有限公司 | 双向输入/输出电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5280526A (en) | 1994-01-18 |
| CA2094639C (en) | 1997-05-06 |
| US5280526C1 (en) | 2001-05-01 |
| CA2094639A1 (en) | 1993-11-27 |
| EP0572175A1 (en) | 1993-12-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0637674A (ja) | トランスレス・ハイブリッド回路 | |
| JP2897936B2 (ja) | 光アイソレータを使用するソリッドステート絶縁装置 | |
| USRE35901E (en) | Solid state isolation device using opto-isolators | |
| JPS6219105B2 (ja) | ||
| EP0906662B1 (en) | Low voltage analog front end | |
| JPS5844853A (ja) | 電話ライン回路用増幅回路 | |
| US5579144A (en) | Data access arrangement having improved transmit-receive separation | |
| US5528685A (en) | Transformerless hybrid circuit | |
| US5528686A (en) | Transformerless hybrid circuit having direct powered line-side amplifiers | |
| JPS62216490A (ja) | 電話回線用中継線回路 | |
| JPH0634490B2 (ja) | 電話機用送話信号抑制回路 | |
| CA2144420C (en) | Circuit arrangement for an integrated output amplifier | |
| US7449706B2 (en) | Photocoupler with compensation circuit | |
| TW200402951A (en) | Transceiver with integrated hybrid circuit | |
| US6470084B1 (en) | Current amplifier, particularly for a telephone line | |
| US20020074983A1 (en) | Voltage converter apparatus and method therefor | |
| US6888939B1 (en) | Circuit for joint transmitting voice and data over a telephone line | |
| JPS6238330Y2 (ja) | ||
| TW202316842A (zh) | 前饋式回波消除裝置與回波消除方法 | |
| JP3494468B2 (ja) | ハイブリッド回路及びこれを用いた装置 | |
| JPS6119199B2 (ja) | ||
| JPS6046624A (ja) | 双方向性伝送回路におけるエコ−抑圧装置 | |
| JP2000228693A (ja) | ハイブリッド結合回路 | |
| JPH05275940A (ja) | 電源トランスレス電力増幅装置 | |
| JPS59202740A (ja) | 伝送回路 |