JPH06350375A - 整合回路 - Google Patents
整合回路Info
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- JPH06350375A JPH06350375A JP14179393A JP14179393A JPH06350375A JP H06350375 A JPH06350375 A JP H06350375A JP 14179393 A JP14179393 A JP 14179393A JP 14179393 A JP14179393 A JP 14179393A JP H06350375 A JPH06350375 A JP H06350375A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】この発明の目的は、構造的に調整が簡単で、か
つ比較的小型の可変回路素子を用いることができ、調整
作業も容易で安定した整合状態が得られる整合回路の提
供にある。 【構成】この発明に係る整合回路は、一次巻線ｎ１が一
対の平衡入力端に接続される出力トランスＴ１と、この
出力トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一方端と接地ライン
間に介在される第１の可変容量素子ＶＣ１１と、二次巻
線ｎ２の他方端と不平衡出力端との間に介在される固定
の第１の誘導性素子Ｌ１１と、不平衡出力端と接地ライ
ン間に介在される第２の可変容量素子ＶＣ１２とを具備
して構成される。
つ比較的小型の可変回路素子を用いることができ、調整
作業も容易で安定した整合状態が得られる整合回路の提
供にある。 【構成】この発明に係る整合回路は、一次巻線ｎ１が一
対の平衡入力端に接続される出力トランスＴ１と、この
出力トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一方端と接地ライン
間に介在される第１の可変容量素子ＶＣ１１と、二次巻
線ｎ２の他方端と不平衡出力端との間に介在される固定
の第１の誘導性素子Ｌ１１と、不平衡出力端と接地ライ
ン間に介在される第２の可変容量素子ＶＣ１２とを具備
して構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば中波あるいは
短波のラジオ放送用送信機等に用いられ、出力電力が搬
送波周波数を中心とする比較的狭い帯域に分布するよう
にフルブリッジ回路によって送信信号を電力増幅する平
衡出力の高周波電力増幅回路と、不平衡入力の送信アン
テナ等の負荷回路との間に接続され、平衡出力を不平衡
出力に変換しかつ両者のインピーダンス変換を行う整合
回路に関する。
短波のラジオ放送用送信機等に用いられ、出力電力が搬
送波周波数を中心とする比較的狭い帯域に分布するよう
にフルブリッジ回路によって送信信号を電力増幅する平
衡出力の高周波電力増幅回路と、不平衡入力の送信アン
テナ等の負荷回路との間に接続され、平衡出力を不平衡
出力に変換しかつ両者のインピーダンス変換を行う整合
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ラジオ放送用送信機等の高周
波電力増幅回路にあっては、大きな出力電力を必要とす
るため、一般的にＤ級ブリッジ方式が採用されている。
この場合、増幅素子として、例えばＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）等の半導体素子を使用して構成したものが
多く、現状では素子の許容電力の制限、耐電圧の制限等
を考慮して、平衡出力形の構成がとられている。この場
合、例えば送信アンテナ等の負荷回路は通常不平衡回路
であるので、Ｄ級ブリッジ電力増幅回路の平衡出力を不
平衡入力の負荷回路に与えるために、電力増幅回路と負
荷回路との間に整合回路が設けられている。
波電力増幅回路にあっては、大きな出力電力を必要とす
るため、一般的にＤ級ブリッジ方式が採用されている。
この場合、増幅素子として、例えばＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）等の半導体素子を使用して構成したものが
多く、現状では素子の許容電力の制限、耐電圧の制限等
を考慮して、平衡出力形の構成がとられている。この場
合、例えば送信アンテナ等の負荷回路は通常不平衡回路
であるので、Ｄ級ブリッジ電力増幅回路の平衡出力を不
平衡入力の負荷回路に与えるために、電力増幅回路と負
荷回路との間に整合回路が設けられている。
【０００３】このような箇所に用いられる整合回路に
は、以下の条件が与えられる。まず、電源の一方の電極
を接地して使用する場合には、電力増幅回路の出力は接
地に対して平衡となるが、負荷回路は接地に対して不平
衡になるので、整合回路において平衡出力を不平衡出力
に変換しなければならない。
は、以下の条件が与えられる。まず、電源の一方の電極
を接地して使用する場合には、電力増幅回路の出力は接
地に対して平衡となるが、負荷回路は接地に対して不平
衡になるので、整合回路において平衡出力を不平衡出力
に変換しなければならない。
【０００４】次に、電力増幅回路では、増幅素子をＤ級
動作させているため、平衡出力点での電圧波形または電
流波形が矩形波となっている。一方、負荷回路では入力
電圧または電流の波形が正弦波であることが要求され
る。このため、整合回路は、例えば電流を正弦波に選ん
だ場合、電力増幅回路の増幅素子からみて出力周波数の
基本波では負荷回路を抵抗をみなせるように、また電力
増幅回路の出力周波数が高くなるに従って高インピーダ
ンスとなるように、バンドパスフィルタまたはローパス
フィルタの機能を有していなければならない。
動作させているため、平衡出力点での電圧波形または電
流波形が矩形波となっている。一方、負荷回路では入力
電圧または電流の波形が正弦波であることが要求され
る。このため、整合回路は、例えば電流を正弦波に選ん
だ場合、電力増幅回路の増幅素子からみて出力周波数の
基本波では負荷回路を抵抗をみなせるように、また電力
増幅回路の出力周波数が高くなるに従って高インピーダ
ンスとなるように、バンドパスフィルタまたはローパス
フィルタの機能を有していなければならない。
【０００５】さらに、一般的に電力増幅回路の最適負荷
インピーダンスと負荷回路の入力インピーダンスとが一
致するように設計することは困難な場合が多いため、イ
ンピーダンス調整機能を有していなければならない。
インピーダンスと負荷回路の入力インピーダンスとが一
致するように設計することは困難な場合が多いため、イ
ンピーダンス調整機能を有していなければならない。
【０００６】以上の条件を基に、従来から種々の整合回
路が案出されている。その方式としては、図７乃至図９
に示す３種に大別できる。図７乃至図９において、１１
は増幅素子（図ではＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４をブリッジ接続
して構成した平衡出力のＤ級ブリッジ電力増幅回路、１
２は不平衡入力の負荷回路、１３は前述の平衡−不平衡
変換機能、フィルタ機能、インピーダンス調整機能を備
える整合回路である。
路が案出されている。その方式としては、図７乃至図９
に示す３種に大別できる。図７乃至図９において、１１
は増幅素子（図ではＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４をブリッジ接続
して構成した平衡出力のＤ級ブリッジ電力増幅回路、１
２は不平衡入力の負荷回路、１３は前述の平衡−不平衡
変換機能、フィルタ機能、インピーダンス調整機能を備
える整合回路である。
【０００７】いずれの整合回路も、電力増幅回路１１の
平衡出力端を出力トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続
し、その二次巻線ｎ２の一方端を接地し、他方端を不平
衡出力端としている。そして、出力トランスＴ１の不平
衡出力端と負荷回路１２の不平衡入力端との間に可変素
子を用いたＬＣ回路を介在させ、ＬＣによるフィルタ機
能と可変素子によるインピーダンス調整機能を同時に実
現している。
平衡出力端を出力トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続
し、その二次巻線ｎ２の一方端を接地し、他方端を不平
衡出力端としている。そして、出力トランスＴ１の不平
衡出力端と負荷回路１２の不平衡入力端との間に可変素
子を用いたＬＣ回路を介在させ、ＬＣによるフィルタ機
能と可変素子によるインピーダンス調整機能を同時に実
現している。
【０００８】図７のＬＣ回路はＴマッチ型と称されるも
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に可変誘導性素子ＶＬ１，ＶＬ２
を直列に接続し、ＶＬ１，ＶＬ２間の接続点を容量素子
Ｃ１を介して接地して構成される。
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に可変誘導性素子ＶＬ１，ＶＬ２
を直列に接続し、ＶＬ１，ＶＬ２間の接続点を容量素子
Ｃ１を介して接地して構成される。
【０００９】図８のＬＣ回路はＬマッチ型と称されるも
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に可変誘導性素子ＶＬ３のみを接
続し、負荷回路１２と並列に容量素子Ｃ２を接続して構
成される。
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に可変誘導性素子ＶＬ３のみを接
続し、負荷回路１２と並列に容量素子Ｃ２を接続して構
成される。
【００１０】図９のＬＣ回路はπマッチ型と称されるも
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に誘導性素子Ｌ１のみを接続し、
この素子Ｌ１の両端をそれぞれ可変容量素子ＶＣ１，Ｖ
Ｃ２を介して接地して構成される。
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
の不平衡入力端との間に誘導性素子Ｌ１のみを接続し、
この素子Ｌ１の両端をそれぞれ可変容量素子ＶＣ１，Ｖ
Ｃ２を介して接地して構成される。
【００１１】ところで、上記のＴマッチ型ＬＣ回路、Ｌ
マッチ型ＬＣ回路による整合回路では、いずれも調整用
の可変誘導性素子の一部または全部が共通電位から浮い
ているため、ラジオ放送機等のように大電力供給が要求
される箇所に適用する場合には、その可変回路素子に大
型でかつ構造的に調整困難なものを使用せざるを得な
い。
マッチ型ＬＣ回路による整合回路では、いずれも調整用
の可変誘導性素子の一部または全部が共通電位から浮い
ているため、ラジオ放送機等のように大電力供給が要求
される箇所に適用する場合には、その可変回路素子に大
型でかつ構造的に調整困難なものを使用せざるを得な
い。
【００１２】また、上記πマッチ型ＬＣ回路による整合
回路は古くから知られているものであり、調整用の可変
容量素子が共通電位で動作しており、上記の問題は生じ
ない。しかしながら、通過させたい基本周波数よりも高
い周波数に対して入力インピーダンスが低くなってしま
う。この結果、今日のラジオ放送機で主に用いているＤ
級電圧スイッチング回路の負荷条件（基本周波数の奇数
次高調波周波数で高インピーダンスとなるようにする）
を満足しないため、結局使用することができない。
回路は古くから知られているものであり、調整用の可変
容量素子が共通電位で動作しており、上記の問題は生じ
ない。しかしながら、通過させたい基本周波数よりも高
い周波数に対して入力インピーダンスが低くなってしま
う。この結果、今日のラジオ放送機で主に用いているＤ
級電圧スイッチング回路の負荷条件（基本周波数の奇数
次高調波周波数で高インピーダンスとなるようにする）
を満足しないため、結局使用することができない。
【００１３】ここで、図９に示したπマッチ型ＬＣ回路
を発展させ、図１０に示すように出力トランスＴ１の不
平衡出力端と誘導性素子Ｌ１との間に誘導性素子Ｌ２を
介在させ、さらに負荷回路１２と並列に誘導性素子Ｌ３
及び容量性素子Ｃ３の直列回路を接続するようにしたも
のが考えられている。
を発展させ、図１０に示すように出力トランスＴ１の不
平衡出力端と誘導性素子Ｌ１との間に誘導性素子Ｌ２を
介在させ、さらに負荷回路１２と並列に誘導性素子Ｌ３
及び容量性素子Ｃ３の直列回路を接続するようにしたも
のが考えられている。
【００１４】この回路構成によれば、計算上では高精度
にインピーダンス整合をとることが可能である。しかし
ながら、実際には可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２のいずれ
を変化させても、入力インピーダンスの実数部と虚数部
が同時に変化してしまうため、調整が非常に困難であ
る。
にインピーダンス整合をとることが可能である。しかし
ながら、実際には可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２のいずれ
を変化させても、入力インピーダンスの実数部と虚数部
が同時に変化してしまうため、調整が非常に困難であ
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来の整合回路では、調整用として可変誘導性素子を使用
すると、これらの素子が共通電位から浮いてしまうた
め、大型化かつ構造的に調整困難なものしか使用でき
ず、また可変容量素子を接地させて調整用として使用す
ると、他の回路素子と共にインピーダンス整合を行って
も、実数部と虚数部が調整により同時に変化するため、
その調整は非常に困難であった。
来の整合回路では、調整用として可変誘導性素子を使用
すると、これらの素子が共通電位から浮いてしまうた
め、大型化かつ構造的に調整困難なものしか使用でき
ず、また可変容量素子を接地させて調整用として使用す
ると、他の回路素子と共にインピーダンス整合を行って
も、実数部と虚数部が調整により同時に変化するため、
その調整は非常に困難であった。
【００１６】この発明は上記の課題を解決するためにな
されたもので、構造的に調整が簡単でかつ比較的小型の
可変回路素子を用いることができ、しかも調整作業も容
易で安定した整合状態が得られる整合回路を提供するこ
とを目的とする。
されたもので、構造的に調整が簡単でかつ比較的小型の
可変回路素子を用いることができ、しかも調整作業も容
易で安定した整合状態が得られる整合回路を提供するこ
とを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明に係る整合回路は、第１に、一次巻線が一対
の平衡入力端に接続される出力トランスと、この出力ト
ランスの二次巻線の一方端と接地ライン間に介在される
第１の可変容量素子と、前記二次巻線の他方端と不平衡
出力端との間に介在される固定の第１の誘導性素子と、
前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変容量素子とを具備することを特徴とする。
にこの発明に係る整合回路は、第１に、一次巻線が一対
の平衡入力端に接続される出力トランスと、この出力ト
ランスの二次巻線の一方端と接地ライン間に介在される
第１の可変容量素子と、前記二次巻線の他方端と不平衡
出力端との間に介在される固定の第１の誘導性素子と、
前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変容量素子とを具備することを特徴とする。
【００１８】第２に、それぞれ一次巻線が互いに独立の
複数の一対の平衡入力端に接続され、各二次巻線が直列
に接続される複数個の出力トランスと、前記複数個の出
力トランスの二次巻線直列回路の一方端と接地ライン間
に介在される第１の可変容量素子と、前記二次巻線直列
回路の他方端と不平衡出力端との間に介在される固定の
誘導性素子と、前記不平衡出力端と接地ライン間に介在
される第２の可変容量素子とを具備することを特徴とす
る。
複数の一対の平衡入力端に接続され、各二次巻線が直列
に接続される複数個の出力トランスと、前記複数個の出
力トランスの二次巻線直列回路の一方端と接地ライン間
に介在される第１の可変容量素子と、前記二次巻線直列
回路の他方端と不平衡出力端との間に介在される固定の
誘導性素子と、前記不平衡出力端と接地ライン間に介在
される第２の可変容量素子とを具備することを特徴とす
る。
【００１９】第３に、一次巻線が一対の平衡入力端に接
続される出力トランスと、この出力トランスの二次巻線
の一方端と接地ライン間に介在される第１の可変誘導性
素子と、前記二次巻線の他方端と不平衡出力端との間に
介在される固定の容量素子と、前記不平衡出力端と接地
ライン間に介在される第２の可変誘導性素子とを具備す
ることを特徴とする。
続される出力トランスと、この出力トランスの二次巻線
の一方端と接地ライン間に介在される第１の可変誘導性
素子と、前記二次巻線の他方端と不平衡出力端との間に
介在される固定の容量素子と、前記不平衡出力端と接地
ライン間に介在される第２の可変誘導性素子とを具備す
ることを特徴とする。
【００２０】第４に、一次巻線が一対の平衡入力端に接
続され、二次巻線の一方端が不平衡出力端に接続される
出力トランスと、この出力トランスの二次巻線の他方端
と接地ライン間に介在される可変誘導性素子と、前記不
平衡出力端と接地ライン間に介在される可変容量素子と
を具備することを特徴とする。
続され、二次巻線の一方端が不平衡出力端に接続される
出力トランスと、この出力トランスの二次巻線の他方端
と接地ライン間に介在される可変誘導性素子と、前記不
平衡出力端と接地ライン間に介在される可変容量素子と
を具備することを特徴とする。
【００２１】
【作用】上記第１乃至第４の構成による整合回路では、
いずれも出力トランスによる平衡−不平衡変換機能、Ｌ
Ｃ回路によるフィルタ機能及びインピーダンス調整機能
を備え、特に不平衡出力側の可変素子によりインピーダ
ンスの実数部を調整し、平衡入力側の可変素子によりイ
ンピーダンスの虚数部を調整することを特徴としてい
る。この場合、実数部と虚数部の調整が互いに独立とな
るため、調整作業が非常に簡単になる。また、可変素子
の一方端がいずれも接地させていることから、小型でか
つ構造的に調整が容易なものが使用可能となる。
いずれも出力トランスによる平衡−不平衡変換機能、Ｌ
Ｃ回路によるフィルタ機能及びインピーダンス調整機能
を備え、特に不平衡出力側の可変素子によりインピーダ
ンスの実数部を調整し、平衡入力側の可変素子によりイ
ンピーダンスの虚数部を調整することを特徴としてい
る。この場合、実数部と虚数部の調整が互いに独立とな
るため、調整作業が非常に簡単になる。また、可変素子
の一方端がいずれも接地させていることから、小型でか
つ構造的に調整が容易なものが使用可能となる。
【００２２】
【実施例】以下、図１乃至図６を参照してこの発明の実
施例を詳細に説明する。図１は第１の実施例の構成を示
すもので、１１は平衡出力のＤ級ブリッジ電力増幅回
路、１２は不平衡入力の負荷回路、１３は平衡−不平衡
変換機能、フィルタ機能、インピーダンス調整機能を備
えるこの発明に係る整合回路である。
施例を詳細に説明する。図１は第１の実施例の構成を示
すもので、１１は平衡出力のＤ級ブリッジ電力増幅回
路、１２は不平衡入力の負荷回路、１３は平衡−不平衡
変換機能、フィルタ機能、インピーダンス調整機能を備
えるこの発明に係る整合回路である。
【００２３】すなわち、この実施例の整合回路は、電力
増幅回路１１の平衡出力端を出力トランスＴ１の一次巻
線ｎ１に接続し、その二次巻線ｎ２の一方端を可変容量
素子ＶＣ１１を介して接地し、他方端を不平衡出力端と
している。そして、出力トランスＴ１の不平衡出力端と
負荷回路１２の不平衡入力端との間に固定の誘導性素子
Ｌ１１を介在させ、負荷回路１２に並列に可変容量素子
ＶＣ１２を接続して、ＬＣによるフィルタ機能と可変素
子によるインピーダンス調整機能を同時に実現してい
る。
増幅回路１１の平衡出力端を出力トランスＴ１の一次巻
線ｎ１に接続し、その二次巻線ｎ２の一方端を可変容量
素子ＶＣ１１を介して接地し、他方端を不平衡出力端と
している。そして、出力トランスＴ１の不平衡出力端と
負荷回路１２の不平衡入力端との間に固定の誘導性素子
Ｌ１１を介在させ、負荷回路１２に並列に可変容量素子
ＶＣ１２を接続して、ＬＣによるフィルタ機能と可変素
子によるインピーダンス調整機能を同時に実現してい
る。
【００２４】この構成によれば、可変容量素子ＶＣ１１
の一方の電極が接地されているため、その容量を変化さ
せるとインピーダンスの虚数部のみが変化する。よっ
て、この可変容量素子ＶＣ１１を調整することは、可変
誘導性素子を調整することと等価である。
の一方の電極が接地されているため、その容量を変化さ
せるとインピーダンスの虚数部のみが変化する。よっ
て、この可変容量素子ＶＣ１１を調整することは、可変
誘導性素子を調整することと等価である。
【００２５】すなわち、インピーダンス調整において、
実数部は可変容量素子ＶＣ１２で調整し、虚数部は可変
容量素子ＶＣ１１で調整すればよく、調整作業は非常に
簡単である。しかも、調整用の可変容量素子ＶＣ１１，
ＶＣ１２の一方側が接地されているため、小型でかつ構
造的に調整が容易なものを使用することができる。
実数部は可変容量素子ＶＣ１２で調整し、虚数部は可変
容量素子ＶＣ１１で調整すればよく、調整作業は非常に
簡単である。しかも、調整用の可変容量素子ＶＣ１１，
ＶＣ１２の一方側が接地されているため、小型でかつ構
造的に調整が容易なものを使用することができる。
【００２６】尚、可変容量素子ＶＣ１１，ＶＣ１２の調
整幅をあまり大きくとる必要のない場合には、図２に示
すように、一方が容量固定の素子Ｃと他方が容量可変の
素子ＶＣを並列に接続して、一つの可変容量素子として
使用すれば、なおいっそうの小型化を図ることができ
る。
整幅をあまり大きくとる必要のない場合には、図２に示
すように、一方が容量固定の素子Ｃと他方が容量可変の
素子ＶＣを並列に接続して、一つの可変容量素子として
使用すれば、なおいっそうの小型化を図ることができ
る。
【００２７】図３はこの発明に係る第２の実施例を示す
ものである。この整合回路は、図１の構成に加え、さら
にＬＣ回路網を設けて構成したものである。このＬＣ回
路網は負荷回路１２に対して誘導性素子Ｌ１２を直列に
接続し、容量素子Ｃ１１と誘導性素子Ｌ１３及び容量素
子Ｃ１２の直列回路をそれぞれ並列に接続して構成され
る。
ものである。この整合回路は、図１の構成に加え、さら
にＬＣ回路網を設けて構成したものである。このＬＣ回
路網は負荷回路１２に対して誘導性素子Ｌ１２を直列に
接続し、容量素子Ｃ１１と誘導性素子Ｌ１３及び容量素
子Ｃ１２の直列回路をそれぞれ並列に接続して構成され
る。
【００２８】すなわち、上記構成によるＬＣ回路網は、
スプリアス（高周波）の除去や送信機で使用している内
部クロック等、搬送波と異なる周波数成分の除去、また
近接して他の周波数を送信している送信所がある場合な
どで、外部から整合回路を通って他の周波数成分が電力
増幅回路に混入することにより生じる混変調の防止など
のためのフィルタ機能を有する。
スプリアス（高周波）の除去や送信機で使用している内
部クロック等、搬送波と異なる周波数成分の除去、また
近接して他の周波数を送信している送信所がある場合な
どで、外部から整合回路を通って他の周波数成分が電力
増幅回路に混入することにより生じる混変調の防止など
のためのフィルタ機能を有する。
【００２９】このようにＬＣ回路網をインピーダンス調
整部と別個に設けるようにすれば、インピーダンス調整
機能がフィルタ機能と完全に独立しているため、インピ
ーダンス調整がフィルタ特性に影響を与えることがな
い。
整部と別個に設けるようにすれば、インピーダンス調整
機能がフィルタ機能と完全に独立しているため、インピ
ーダンス調整がフィルタ特性に影響を与えることがな
い。
【００３０】図４はこの発明に係る第３の実施例を示す
ものである。この整合回路は、図３の構成において、共
に同一またはデジタル変調時はそれぞれ個別ににスイッ
チング制御されるｍ個のＤ級ブリッジ電力増幅回路１１
１〜１１ｍに対し、各平衡出力端にそれぞれ出力トラン
スＴ１〜Ｔｍの一次巻線ｎ１を接続し、その二次巻線を
直列に接続して高電圧を得る場合に、低電圧側のトラン
スＴｍの二次巻線ｎ２を上記可変容量素子ＶＣ１１を介
して接地するようにしたものである。
ものである。この整合回路は、図３の構成において、共
に同一またはデジタル変調時はそれぞれ個別ににスイッ
チング制御されるｍ個のＤ級ブリッジ電力増幅回路１１
１〜１１ｍに対し、各平衡出力端にそれぞれ出力トラン
スＴ１〜Ｔｍの一次巻線ｎ１を接続し、その二次巻線を
直列に接続して高電圧を得る場合に、低電圧側のトラン
スＴｍの二次巻線ｎ２を上記可変容量素子ＶＣ１１を介
して接地するようにしたものである。
【００３１】この構成によれば、高電圧出力であるにも
かかわらず、可変容量素子ＶＣ１１にかかる電圧は比較
的低いため、可変容量素子ＶＣ１１に比較的小型でかつ
構造的に調整が容易なものを使用することができる。
かかわらず、可変容量素子ＶＣ１１にかかる電圧は比較
的低いため、可変容量素子ＶＣ１１に比較的小型でかつ
構造的に調整が容易なものを使用することができる。
【００３２】図５はこの発明に係る第４の実施例を示す
ものである。この整合回路は、図３の構成を変形したも
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
との間に誘導性素子Ｌ１１に代わって固定の容量素子Ｃ
１３を介在させ、出力トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一
方端を可変容量素子ＶＣ１１に代わって可変誘導性素子
ＶＬ１１を介して接地し、負荷回路１２と並列に可変容
量素子ＶＣ１２に代わって可変誘導性素子ＶＬ１２を接
続して構成される。
ものである。この整合回路は、図３の構成を変形したも
ので、出力トランスＴ１の不平衡出力端と負荷回路１２
との間に誘導性素子Ｌ１１に代わって固定の容量素子Ｃ
１３を介在させ、出力トランスＴ１の二次巻線ｎ２の一
方端を可変容量素子ＶＣ１１に代わって可変誘導性素子
ＶＬ１１を介して接地し、負荷回路１２と並列に可変容
量素子ＶＣ１２に代わって可変誘導性素子ＶＬ１２を接
続して構成される。
【００３３】この構成においても、可変誘導性素子ＶＬ
１１の一方の電極が接地されているため、その誘導量を
変化させるとインピーダンスの虚数部のみが変化する。
よって、この可変誘導性素子ＶＬ１１を調整すること
は、可変容量素子を調整することと等価である。
１１の一方の電極が接地されているため、その誘導量を
変化させるとインピーダンスの虚数部のみが変化する。
よって、この可変誘導性素子ＶＬ１１を調整すること
は、可変容量素子を調整することと等価である。
【００３４】すなわち、インピーダンス調整において、
実数部は可変誘導性素子ＶＬ１２で調整し、虚数部は可
変誘導性素子ＶＬ１１で調整すればよく、調整作業は非
常に簡単である。しかも、調整用の可変誘導性素子ＶＬ
１１，ＶＬ１２の一方側が接地されているため、小型で
かつ構造的に調整が容易なものを使用することができ
る。
実数部は可変誘導性素子ＶＬ１２で調整し、虚数部は可
変誘導性素子ＶＬ１１で調整すればよく、調整作業は非
常に簡単である。しかも、調整用の可変誘導性素子ＶＬ
１１，ＶＬ１２の一方側が接地されているため、小型で
かつ構造的に調整が容易なものを使用することができ
る。
【００３５】図６はこの発明に係る第５の実施例を示す
ものである。この整合回路は、図１の誘導性素子Ｌ１１
及び可変容量素子ＶＣ１１を排して、出力トランスＴ１
の二次巻線ｎ２の一方端を可変誘導性素子ＶＬ１３を介
して接地するようにしたものである。
ものである。この整合回路は、図１の誘導性素子Ｌ１１
及び可変容量素子ＶＣ１１を排して、出力トランスＴ１
の二次巻線ｎ２の一方端を可変誘導性素子ＶＬ１３を介
して接地するようにしたものである。
【００３６】すなわち、この回路構成はＬマッチ型ＬＣ
回路の変形とみることができ、可変容量素子ＶＣ１２で
インピーダンスの実数部を調整し、可変誘導性素子ＶＬ
１３でインピーダンスの虚数部を調整することができ
る。この場合、可変誘導性素子ＶＬ１３の一方端が接地
されているため、小型でかつ構造的に調整が容易なもの
を使用することができる。尚、この発明は上記実施例に
限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない
範囲で種々変形しても、同様に実施可能であることはい
うまでもない。
回路の変形とみることができ、可変容量素子ＶＣ１２で
インピーダンスの実数部を調整し、可変誘導性素子ＶＬ
１３でインピーダンスの虚数部を調整することができ
る。この場合、可変誘導性素子ＶＬ１３の一方端が接地
されているため、小型でかつ構造的に調整が容易なもの
を使用することができる。尚、この発明は上記実施例に
限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない
範囲で種々変形しても、同様に実施可能であることはい
うまでもない。
【００３７】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、構造的
に調整が簡単でかつ比較的小型の可変回路素子を用いる
ことができ、しかも調整作業も容易で安定した整合状態
が得られる整合回路を提供することができる。
に調整が簡単でかつ比較的小型の可変回路素子を用いる
ことができ、しかも調整作業も容易で安定した整合状態
が得られる整合回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る第１の実施例の整合回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】同実施例の整合回路に用いられる可変容量素子
の構成例を示す等価回路図である。
の構成例を示す等価回路図である。
【図３】この発明に係る第２の実施例の整合回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】この発明に係る第３の実施例の整合回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】この発明に係る第４の実施例の整合回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】この発明に係る第５の実施例の整合回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】従来のＴマッチ型整合回路の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来のＬマッチ型整合回路の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】従来のπマッチ型整合回路の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１０】図９のπマッチ型を発展させた従来の整合回
路の構成を示すブロック図である。
路の構成を示すブロック図である。
１１…Ｄ級ブリッジ電力増幅回路、１２…負荷回路、１
３…整合回路、Ｔ１〜Ｔｍ…出力トランス、ｎ１…一次
巻線、ｎ２…二次巻線、Ｌ１１〜Ｌ１３…固定誘導性素
子、Ｃ１１，Ｃ１２…固定容量素子、ＶＬ１１〜ＶＬ１
３…可変誘導性素子、ＶＣ１１，ＶＣ１２…可変容量素
子。
３…整合回路、Ｔ１〜Ｔｍ…出力トランス、ｎ１…一次
巻線、ｎ２…二次巻線、Ｌ１１〜Ｌ１３…固定誘導性素
子、Ｃ１１，Ｃ１２…固定容量素子、ＶＬ１１〜ＶＬ１
３…可変誘導性素子、ＶＣ１１，ＶＣ１２…可変容量素
子。
Claims (9)
- 【請求項１】 一次巻線が一対の平衡入力端に接続され
る出力トランスと、 この出力トランスの二次巻線の一方端と接地ライン間に
介在される第１の可変容量素子と、 前記二次巻線の他方端と不平衡出力端との間に介在され
る固定の第１の誘導性素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変容量素子とを具備する整合回路。 - 【請求項２】 それぞれ一次巻線が互いに独立の複数の
一対の平衡入力端に接続され、各二次巻線が直列に接続
される複数個の出力トランスと、 前記複数個の出力トランスの二次巻線直列回路の一方端
と接地ライン間に介在される第１の可変容量素子と、 前記二次巻線直列回路の他方端と不平衡出力端との間に
介在される固定の誘導性素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変容量素子とを具備する整合回路。 - 【請求項３】 一次巻線が一対の平衡入力端に接続され
る出力トランスと、 この出力トランスの二次巻線の一方端と接地ライン間に
介在される第１の可変誘導性素子と、 前記二次巻線の他方端と不平衡出力端との間に介在され
る固定の容量素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変誘導性素子とを具備する整合回路。 - 【請求項４】 それぞれ一次巻線が互いに独立の複数の
一対の平衡入力端に接続され、各二次巻線が直列に接続
される複数個の出力トランスと、 前記複数個の出力トランスの二次巻線直列回路の一方端
と接地ライン間に介在される第１の可変誘導性素子と、 前記二次巻線の他方端と不平衡出力端との間に介在され
る固定の容量素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される第２の可
変誘導性素子とを具備する整合回路。 - 【請求項５】 一次巻線が一対の平衡入力端に接続さ
れ、二次巻線の一方端が不平衡出力端に接続される出力
トランスと、 この出力トランスの二次巻線の他方端と接地ライン間に
介在される可変誘導性素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される可変容量
素子とを具備する整合回路。 - 【請求項６】 それぞれ一次巻線が互いに独立の複数の
一対の平衡入力端に接続され、各二次巻線が直列に接続
される複数個の出力トランスと、 前記複数個の出力トランスの二次巻線直列回路の一方端
と接地ライン間に介在される可変誘導性素子と、 前記不平衡出力端と接地ライン間に介在される可変容量
素子とを具備する整合回路。 - 【請求項７】 前記第１、第２の可変容量素子は、それ
ぞれ固定容量素子と可変容量素子を並列接続して構成さ
れることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の整
合回路。 - 【請求項８】 前記二次巻線の不平衡出力側と不平衡出
力端との間に誘導性素子及び容量素子によるフィルタ回
路を介在することを特徴とする請求項１乃至６いずれか
記載の整合回路。 - 【請求項９】 前記二次巻線の不平衡出力側と不平衡出
力端との間に誘導性素子及び容量素子によるフィルタ回
路を介在し、このフィルタ回路によりスプリアスを除去
するようにしたことを特徴とする請求項１乃至６いずれ
か記載の整合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14179393A JPH06350375A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 整合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14179393A JPH06350375A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 整合回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350375A true JPH06350375A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15300282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14179393A Pending JPH06350375A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 整合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06350375A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009120793A2 (en) * | 2008-03-26 | 2009-10-01 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a dc to dc converter |
| US9231558B2 (en) | 2012-08-07 | 2016-01-05 | Mitsubishi Electric Corporation | High frequency power amplifier |
-
1993
- 1993-06-14 JP JP14179393A patent/JPH06350375A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009120793A2 (en) * | 2008-03-26 | 2009-10-01 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a dc to dc converter |
| WO2009120793A3 (en) * | 2008-03-26 | 2010-01-14 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a dc to dc converter |
| JP2011516025A (ja) * | 2008-03-26 | 2011-05-19 | エンフェイズ エナジー インコーポレイテッド | 直流／直流変換器におけるゼロ電圧スイッチングの範囲を拡げるための方法及び装置 |
| US8873252B2 (en) | 2008-03-26 | 2014-10-28 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a DC to DC converter |
| US9461550B2 (en) | 2008-03-26 | 2016-10-04 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for extending zero-voltage switching range in a DC to DC converter |
| US9231558B2 (en) | 2012-08-07 | 2016-01-05 | Mitsubishi Electric Corporation | High frequency power amplifier |
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