JPH0634640B2 - Magnet type generator voltage controller - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は車両に搭載してバッテリの充電に供する磁石式
交流発電機の出力をもって例えばサイリスタからなる位
相制御素子とダイオードからなる混合ブリッジ回路を位
相制御して一定の出力電圧を得る磁石式発電機の電圧制
御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial field of application) The present invention relates to a mixed bridge circuit including a phase control element composed of, for example, a thyristor and a diode, with the output of a magnet type AC generator mounted on a vehicle for charging a battery. The present invention relates to a voltage control device for a magnet-type generator that controls a phase to obtain a constant output voltage.

（従来の技術） 従来、サイリスタを用いた整流ブリッジ回路を位相制御
するための定電圧電源としては商用周波数等の周波数の
変化しない定周波数のものを入力電源とするものが多
い。(Prior Art) Conventionally, as a constant voltage power supply for controlling the phase of a rectifying bridge circuit using a thyristor, a constant frequency power supply whose frequency does not change such as a commercial frequency is often used as an input power supply.

この従来装置の１つを説明すると、例えば、第３図の如
く、サイリスタに正弦波の順電圧（Ｖ_IN）が印加されて
いる間、オン状態となる短形信号を同期信号（Ｖ_D）と
して出力する短形信号発生回路を設け、つぎにこの短形
信号を積分回路で積分し、サイリスタ順電圧（Ｖ_IN）に
同期した位相制御のための積分信号電圧となる鋸歯状信
号（Ｖ_F）を得るものである。又、この鋸歯状信号
（Ｖ_F）と、基準電圧（Ｖ_C）とを比較し、基準電圧（Ｖ
_C）との交点αで立ち上るトリガ信号をサイリスタ点弧
用ゲート信号（Ｖ_G）としてサイリスタのゲートに供給
し、サイリスタに制御角（点弧角）をもたせて位相制御
を行なうものである。Explaining one of the conventional devices, for example, as shown in FIG. 3, while a sine wave forward voltage (V _IN ) is applied to the thyristor, a short signal which is turned on is a synchronizing signal (V _D ). the rectangle signal generating circuit for outputting as provided, then this rectangle signal is integrated by the integrating circuit, the integrated signal voltage for phase control in synchronism with the thyristor forward voltage (V _iN) saw-tooth signal (V _F ) Is what you get. Also, compared to the saw-tooth signal (V _F), and a reference voltage (V _C), the reference voltage (V
_The trigger signal rising at the intersection α with _C ) is supplied to the gate of the thyristor as the thyristor firing gate signal (V _G ), and the thyristor is given a control angle (firing angle) for phase control.

しかし、上記の装置の考え方を、そのまま車両エンジン
で駆動される車載用発電機のように発電機交流出力の周
波数が発電機の回転数に伴い頻繁に変化するものに使用
すると、下記の問題を生ずる。However, if the above-mentioned idea of the device is used as it is for an on-vehicle generator driven by a vehicle engine, in which the frequency of the generator AC output changes frequently with the rotation speed of the generator, the following problems will occur. Occurs.

つまり、第４図に示す如く、発電機交流出力の周波数が
波形Ｖ_IN１，Ｖ_IN２の如く２倍に変化すると、この半波
波形Ｖ_IN１，Ｖ_IN２から、第３図の如き波高値一定の短
形信号Ｖ_Dと同様の同期信号を短形信号発生回路で発生
させて、次に、前記短形信号を積分して鋸歯状信号（Ｖ
_F）を得るので、鋸歯状信号のピーク値はＶ_IN１の時は
ｂ，Ｖ_IN２の時はａとなり、ａからｂの如くピーク値が
半減してしまう。That is, as shown in FIG. 4, the frequency of the generator AC output is changed to twice as waveform V _IN 1, V _IN 2, from the half-wave waveform V _IN 1, V _IN 2, such as Figure 3 A sync signal similar to the short signal V _D having a constant peak value is generated by the short signal generation circuit, and then the short signal is integrated to form a sawtooth signal (V
_F ) is obtained, the peak value of the sawtooth signal is b when V _IN 1 and a when V _IN 2, and the peak value is halved from a to b.

よって、目標の制御出力値に対応して基準電圧Ｖ_Cを設
定しても、Ｖ_IN１の時は所定の制御角で制御できなくな
る。つまり、発電機の交流出力の周波数変動の影響を受
けて制御角が変動してしまうことになり、適切に制御さ
れる範囲（レンジ）が狭いという問題がある。Therefore, even if the reference voltage V _C is set in accordance with the target control output value, it becomes impossible to control at a predetermined control angle when V _IN 1. That is, the control angle changes due to the influence of the frequency change of the AC output of the generator, and there is a problem that the range that can be appropriately controlled is narrow.

上述の問題の対策として、例えば実開昭58-118890に
は、例えば発電機の交流出力をＦ−Ｖ変換し、このＦ−
Ｖ変換器の出力値を積分回路で鋸歯状信号電圧とするこ
とにより、鋸歯状信号電圧の傾きを発電機の交流出力の
周波数に比例して変化させる装置が開示されている。As a measure against the above-mentioned problem, for example, in Japanese Utility Model Application Laid-Open No. 58-118890, for example, the AC output of a generator is FV converted, and this F-
A device is disclosed in which the output value of the V converter is converted into a sawtooth signal voltage by an integrating circuit, and the slope of the sawtooth signal voltage is changed in proportion to the frequency of the AC output of the generator.

この場合、発電機の交流出力の周波数が変化しても、そ
れに対応して位相制御用鋸歯状信号の傾きを比例変化さ
せて位相制御用鋸歯状信号のピーク電圧値が常に一定の
レベルをもつようにしたものであり、例えば第４図の波
形ＶＦ₁の三角波形のようにしたものである（この三角
波形ＶＦ₁は一定のレベルＣ（ａに同じ）を持つ。）。In this case, even if the frequency of the AC output of the generator changes, the slope of the phase control sawtooth signal is proportionally changed correspondingly, and the peak voltage value of the phase control sawtooth signal always has a constant level. For example, the triangular waveform of the waveform VF ₁ shown in FIG. 4 is obtained (this triangular waveform VF ₁ has a constant level C (same as a)).

このようにして、周波数が変化した場合にも、サイリス
タの制御角が周波数変化前と同じ値となるようにしてい
る。In this way, even when the frequency changes, the control angle of the thyristor becomes the same value as before the frequency change.

（発明が解決しようとする問題点） しかし乍ら、上述の対策にあっても、Ｆ−Ｖ変換するに
は発電機の交流出力の１サイクルの入力信号では不可能
で少なくとも数サイクルの入力信号が必要であり、この
ため必ずこの数サイクル分に相当する応答遅れを生じ、
周波数変化に対する追従性も極めて悪いものにならざる
を得ない。この現象は高周波数から低周波数への変化
や、低周波数領域内での周波数変動に対して特に著し
い。(Problems to be solved by the invention) However, even with the measures described above, it is impossible to perform FV conversion with an input signal of one cycle of the AC output of the generator, and an input signal of at least several cycles. Therefore, there is always a response delay equivalent to these several cycles,
The ability to follow frequency changes must be extremely poor. This phenomenon is particularly remarkable for a change from a high frequency to a low frequency and a frequency fluctuation in the low frequency region.

加えて、Ｆ−Ｖ変換回路が必要であり回路構成が複雑化
するという欠点もある。なお、第４図のＶ_G，Ｖ_G１はト
リガ信号である。In addition, there is a drawback that an FV conversion circuit is required and the circuit configuration becomes complicated. It should be noted that V _G and V _G 1 in FIG. 4 are trigger signals.

従って、本発明では、磁石式発電機において、その交流
出力電圧の波高値が回転数に比例することを利用してこ
の交流出力電圧を直接同期積分することにより、つま
り、第３図のＶ_Dの如き短形波をつくらないでダイレク
トに積分することにより発電機の回転数、換言すれば周
波数が変化しても応答性等の優れた電圧制御を行なうこ
とを目的とするものである。Therefore, in the present invention, in the magnet type generator, the peak value of the AC output voltage is proportional to the rotation speed, and this AC output voltage is directly synchronously integrated, that is, V _{D in} FIG. The purpose is to perform voltage control with excellent responsiveness and the like even if the number of revolutions of the generator, in other words, the frequency changes, by directly integrating without forming a rectangular wave.

（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、多相の電機子巻線
を持つ磁石式発電機と、 電圧を受けて充電するバッテリと、 ダイオードと位相制御素子からなる複数の直列回路を前
記バッテリに並列接続し、夫々のダイオードと位相制御
素子との接続点に前記電機子巻線の各相の交流出力端子
を接続して、前記磁石式発電機が前記バッテリに向けて
出力する出力電圧を調整し、かつ整流する整流回路と、 前記磁石式発電機の各相の交流出力端子に接続され、各
相の電圧を直接積分して各相の交流出力に同期した積分
電圧を生成する複数の同期積分回路と、 この同期積分回路で生成された夫々の積分電圧と所定の
電圧である基準電圧とを比較して、各相ごとの位相制御
信号を生成する複数個の比較回路と、 この比較回路にて生成された位相制御信号を前記整流回
路の位相制御素子に点弧する出力回路と、 を備える磁石式発電機の電圧制御装置を採用するもので
ある。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention provides a magnet type generator having a multi-phase armature winding, a battery for receiving a voltage and charging, a diode and a phase control element. A plurality of series circuits each of which is connected in parallel to the battery, the AC output terminal of each phase of the armature winding is connected to the connection point of each diode and the phase control element, the magnet type generator A rectifier circuit that adjusts the output voltage to be output to the battery and that rectifies it, and is connected to the AC output terminals of each phase of the magnet type generator, and directly integrates the voltage of each phase into the AC output of each phase. A plurality of synchronous integrator circuits that generate synchronized integrated voltages are compared with each integrated voltage generated by the synchronous integrator circuit and a reference voltage that is a predetermined voltage to generate a phase control signal for each phase. Multiple comparison circuits and this comparison It is to employ a voltage control apparatus for a magneto generator and an output circuit for igniting the phase control signal generated in the road to the phase control element of the rectifier circuit.

（作用） このように構成することによって、すなわち、交流出力
端子の電圧を直接積分することによって、積分した結果
としての積分信号電圧は、磁石式発電機の駆動回転数す
なわち周波数が変化しても、位相制御素子の制御角が同
一であれば同一の値になる。すなわち、このように直接
積分することによって得られた積分信号電圧の大きさは
周波数に無関係となり制御角に関係して定まる。(Operation) With such a configuration, that is, by directly integrating the voltage of the AC output terminal, the integrated signal voltage as a result of the integration can be obtained even if the drive speed of the magnet type generator, that is, the frequency changes. , If the control angles of the phase control elements are the same, the values will be the same. That is, the magnitude of the integrated signal voltage obtained by directly integrating in this way is independent of the frequency and is determined in relation to the control angle.

逆にいえば、周波数がどのように変わろうと、積分信号
電圧を見て、適当な積分信号電圧のところで位相制御素
子を点弧してやれば、周波数にかかわらず、適当な制御
角で位相制御できることになる。Conversely, no matter how the frequency changes, if you look at the integrated signal voltage and fire the phase control element at an appropriate integrated signal voltage, you can control the phase at an appropriate control angle regardless of the frequency. Become.

（発明の効果） よって、本発明は磁石式発電機の交流出力の電圧値が周
波数に比例して大きくなるので、直接交流電圧を積分し
てやれば周波数に応じて傾斜の度合が変化する積分信号
電圧が得られることにより、周波数つまりは発電機駆動
回転数の変動によって目標値となるバッテリの充電電圧
が誤変動しないようにした磁石式発電機の電圧制御装置
が得られる。つまり、本発明によれば、磁石式発電機の
各相の現在の交流電圧を積分し、この積分された積分電
圧と基準電圧とを比較して位相制御信号を生成して、こ
の位相制御信号を位相制御素子に点弧している。(Effect of the invention) Therefore, in the present invention, the voltage value of the AC output of the magnet type generator increases in proportion to the frequency. Therefore, if the AC voltage is directly integrated, the degree of inclination changes depending on the frequency. As a result, the voltage control device of the magnet type generator is obtained in which the charging voltage of the battery, which is the target value, does not erroneously change due to the change of the frequency, that is, the generator driving speed. That is, according to the present invention, the current AC voltage of each phase of the magnet generator is integrated, the integrated voltage thus integrated is compared with a reference voltage to generate a phase control signal, and the phase control signal is generated. Is fired to the phase control element.

従って、現在の交流出力電圧に応じて位相制御素子への
点弧が可能となり、現在の交流出力電圧を応答性良く制
御することができる。Therefore, the phase control element can be ignited according to the current AC output voltage, and the current AC output voltage can be controlled with good responsiveness.

従来、整流片滑回路により全波整流して出力電圧の平均
を求め、この平均化された平滑電圧に基づいて位相制御
素子への点弧を制御するものがある。しかしながら、こ
の整流平滑回路では、周波数に応じて入力電圧値が変動
した際に、入力電圧値に対して平滑電圧が序々にしか追
従していかない。従来例では、この平滑電圧に基づいて
位相制御素子への点弧を制御しているために、応答性が
悪いものとなってしまうという問題があった。Conventionally, there is a method in which full-wave rectification is performed by a rectifying piece smoothing circuit to obtain an average of output voltages, and ignition to a phase control element is controlled based on the averaged smoothed voltage. However, in this rectifying / smoothing circuit, when the input voltage value fluctuates according to the frequency, the smoothed voltage follows the input voltage value only gradually. In the conventional example, since the ignition to the phase control element is controlled based on this smoothed voltage, there is a problem that the response becomes poor.

しかしながら、本発明によれば、現在の電圧を直接積分
して、各相の交流電圧に同期した積分電圧を生成し、こ
の積分電圧に基づいて制御しているので、従来例と比べ
て、著しく応答性良く制御することができる。However, according to the present invention, the current voltage is directly integrated to generate an integrated voltage synchronized with the AC voltage of each phase, and the control is performed based on this integrated voltage. It can be controlled with good responsiveness.

（実施例） 次に本発明の一実施例を図に基づいて説明する。(Example) Next, an example of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１図（ａ）は本発明の一実施例を示す磁石式発電機の
電圧制御装置の全体回路図、第２図は第１図（ａ）装置
の同期積分の状態を示す動作説明図である。FIG. 1 (a) is an overall circuit diagram of a voltage control device for a magnet type generator showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is an operation explanatory diagram showing a state of synchronous integration of the device of FIG. 1 (a). is there.

第１図（ａ）において、１は磁石式発電機で電機子巻線
に接続された交流出力端子１ａ，１ｂ，１ｃに３相の交
流出力を誘起する周知のものである。複数の位相制御素
子をなすサイリスタ２と、複数のダイオード３とで混合
ブリッジを構成し各サイリスタ２のアノードを共通接続
して３組全波整流回路２３を構成している。In FIG. 1 (a), reference numeral 1 is a known magnet type generator for inducing three-phase AC outputs at AC output terminals 1a, 1b, 1c connected to armature windings. A thyristor 2 forming a plurality of phase control elements and a plurality of diodes 3 form a mixing bridge, and the anodes of the thyristors 2 are commonly connected to form a three-set full-wave rectifier circuit 23.

４は本発明の要部となる位相制御回路で、３相の各相ご
とに設けられ、同期積分回路５，比較回路６およびゲー
ト回路７（本発明の出力回路に相当する）から構成され
ている。基準電圧回路８はバッテリ電圧（Ｖ_B）に対応
した特定の出力すなわち基準電圧（Ｖ_OUT）を発生する
ものであり、その出力特性は第１図（ｂ）のようになっ
ており、バッテリ電圧が13.4〔Ｖ〕以下では出力が０に
なり13.6〔ｖ〕以上では一定の制御電圧Ｖ_UTNとなる。
１０はバッテリ９に並列接続された電気負荷である。Reference numeral 4 denotes a phase control circuit which is an essential part of the present invention and is provided for each of the three phases, and is composed of a synchronous integration circuit 5, a comparison circuit 6 and a gate circuit 7 (corresponding to the output circuit of the present invention). There is. The reference voltage circuit 8 generates a specific output corresponding to the battery voltage (V _B ), that is, the reference voltage (V _OUT ), and its output characteristic is as shown in FIG. 1 (b). Is 13.4 [V] or less, the output becomes 0, and above 13.6 [v], the control voltage V _UTN becomes constant.
An electric load 10 is connected in parallel with the battery 9.

次に上記構成に基づいてその動作を説明する。Next, the operation will be described based on the above configuration.

発電機１の電機子巻線に発生した各交流相電圧つまり、
交流出力端子１ａ，１ｂ，１ｃの電圧は混合ブリッジ２
３で全波整流された直流出力としてとりだされるが、こ
の各相電圧が第２図（ａ）の波形Ｘ，Ｙの如く略正弦波
で、かつ、周波数（ｆ＝ω／２π）と、その電圧のピー
ク値ｋω又は２ｋωが略比例関係（磁石式発電機では界
磁一定であるため）にあるので、周波数（ｆ）が２倍に
変化した時には、前記各相電圧を積分した積分信号電圧
（突き合わせ信号ともいい第２図（ｂ）のＸ₁，Ｙ₁で示
す）の傾きも略２倍になる。Each AC phase voltage generated in the armature winding of the generator 1, that is,
The voltage of the AC output terminals 1a, 1b, 1c is the mixing bridge 2
It is taken out as a DC output that is full-wave rectified in step 3, and each phase voltage is a substantially sine wave like the waveforms X and Y in FIG. 2 (a), and has a frequency (f = ω / 2π). Since the peak value kω or 2kω of the voltage is in a substantially proportional relationship (since the magnetic field is constant in a magneto-generator), when the frequency (f) changes twice, the integrated voltage of each phase is integrated. The slope of the signal voltage (also referred to as a butt signal, which is indicated by X ₁ and Y ₁ in FIG. 2B) is also approximately doubled.

従って、回転数（周波数ｆ）がどの様に変化しても前記
積分信号電圧Ｘ₁，Ｙ₁のピーク値２ｋは一定となる。Therefore, no matter how the rotation speed (frequency f) changes, the peak value 2k of the integrated signal voltages X ₁ and Y ₁ remains constant.

つまり、第２図の正弦波出力波形（第２図（ａ））と積
分波形（第２図（ｂ））から、前記各相電圧の、ある時
間ｔにおける瞬時値ｅをｅ＝ｋωsin wt、ただしｋは最
大値，ω＝２πｆとし、それぞれの波形について積分す
ると、制御角をαとしてその積分値は、 ただし（０≦α≦π）となり、α＝π、つまりcosα＝c
osπ＝−１の場合、ｙ＝２ｋとなって、積分信号電圧ｙ
のピーク値は一定（２ｋ）となる。That is, from the sine wave output waveform (FIG. 2 (a)) and the integral waveform (FIG. 2 (b)) of FIG. 2, the instantaneous value e of each phase voltage at a certain time t is e = kωsin wt, However, when k is the maximum value, ω = 2πf, and each waveform is integrated, the control angle is α and the integrated value is However, (0 ≦ α ≦ π), and α = π, that is, cos α = c
When osπ = -1, y = 2k, and the integrated signal voltage y
The peak value of is constant (2k).

前記積分信号電圧の値ｙは、回転数（周波数ｆ）つまり
上記ωに無関係に、サイリスタの制御角が同じであれば
同じ値となる。The value y of the integrated signal voltage becomes the same value regardless of the rotation speed (frequency f), that is, ω, if the control angle of the thyristor is the same.

又、サイリスタが制御角αをもつ時、この電圧制御装置
の制御出力となる制御直流電圧（平均値）Ｖｏ、つまり
整流回路２３の直流出力電圧は、 となる。α＝０，つまり位相制御をしない時（サイリス
タがダイオードと等価）の制御直流電圧（平均値）Ｖｏ
１をＶｏ１＝２ｋω／π＝Ｖｓとするならば、上記Ｖｏ
は、Ｖ_O＝Ｖｓ・（cosα＋１）／２となる。When the thyristor has the control angle α, the control DC voltage (average value) Vo which is the control output of this voltage control device, that is, the DC output voltage of the rectifier circuit 23 is Becomes α = 0, that is, control DC voltage (average value) Vo when phase control is not performed (thyristor is equivalent to diode)
1 is Vo1 = 2kω / π = Vs, the above Vo
Is V _O = Vs · (cos α + 1) / 2.

又、制御角αの時、積分信号電圧ｙの波形のピーク値２
ｋを基準レベルとした時、そのピーク値２ｋと制御角α
の時の積分値との差、つまり、誤差信号ｅは、上述の如
くｙ＝ｋ・（１−cosα）であるから、 ｅ＝２ｋ−ｙ＝２ｋ−ｋ・（１−cosα）＝ｋ・（１＋c
osα）となる。従って、制御直流平均電圧値Ｖｏは、 Ｖｏ＝Ｖｓ・（cosα＋１）／２＝Ｖｓ・１／２ｋ・ｅ
となり、ｅとＶｏは直線的関係をもつことになる。すな
わち制御直流平均電圧値Ｖｏは誤差信号ｅに比例する。Also, when the control angle is α, the peak value 2 of the waveform of the integrated signal voltage y
When k is the reference level, its peak value 2k and control angle α
The difference from the integrated value at the time, that is, the error signal e is y = k · (1-cosα) as described above, and thus e = 2k−y = 2k−k · (1−cosα) = k · (1 + c
osα). Therefore, the control DC average voltage value Vo is Vo = Vs · (cosα + 1) / 2 = Vs · 1 / 2k · e
Therefore, e and Vo have a linear relationship. That is, the control DC average voltage value Vo is proportional to the error signal e.

以上の関係を第２図（ａ），（ｂ）を用いてくり返し説
明する。The above relationship will be repeatedly described with reference to FIGS. 2 (a) and 2 (b).

第２図（ａ）の波形Ｘの瞬時値はｅ＝ｋωsin wtであ
る。The instantaneous value of the waveform X in FIG. 2 (a) is e = kωsin wt.

この波形Ｘを時刻０の時からπ／ωまで積分すると、そ
の積分した値は２ｋとなる。第２図（ｂ）は積分値ｙ、
つまり積分信号電圧を縦軸にとり横軸に時刻をとったも
のである。When this waveform X is integrated from time 0 to π / ω, the integrated value is 2k. FIG. 2B shows the integrated value y,
In other words, the vertical axis represents the integrated signal voltage and the horizontal axis represents time.

そしてπ／ω＝π／２πｆ＝１／２ｆ＝１／２Ｔ（Ｔは
周期）であり、π／ωは１／２周期の半波終了時点であ
ることを示している。つまり、波形Ｘは磁石式発電機の
半波であり、第１図の回路では、後述するように、負の
半波を積分するようにしてある。Then, π / ω = π / 2πf = 1 / 2f = 1 / 2T (T is a cycle), and π / ω indicates that the half wave of the 1/2 cycle ends. That is, the waveform X is a half wave of the magnet type generator, and in the circuit of FIG. 1, the negative half wave is integrated as described later.

積分値は第２図（ｂ）の如きスロープ状の波形になる
が、波形Ｘよりも周波数が２倍になったときの波形Ｙで
も、その積分値の曲線Ｙ₁はピーク値が２ｋとなってい
る。The integrated value has a slope-shaped waveform as shown in FIG. 2 (b), but even in the waveform Y when the frequency is doubled than the waveform X, the peak value of the integrated value curve Y ₁ is 2k. ing.

この第２図（ｂ）で重要なのは、第２図（ｂ）の縦軸値
すなわち積分信号電圧ｙの値は周波数ｆに無関係であ
り、制御角（第２図（ａ）ではαで示した）が同じであ
れば同じ値になるということである。What is important in this FIG. 2 (b) is that the vertical axis value of FIG. 2 (b), that is, the value of the integrated signal voltage y, is independent of the frequency f, and is indicated by α in the control angle (in FIG. 2 (a). ) Is the same value is the same.

つまり、波形Ｘの時、制御角がαであればα／ωの時点
で点弧し、０からα／ωまでの間はサイリスタが非導通
となる。この時の積分信号電圧ｙの値は、第２図（ｂ）
では約1.5ｋである。一方、波形Ｙの時、制御角がαで
あればα／２ωの時点で点弧し、０からα／２ωまでの
間サイリスタが非導通である。この時の積分信号電圧ｙ
の値はやはり約1.5ｋであり同一である。That is, in the case of the waveform X, if the control angle is α, the ignition occurs at the time of α / ω, and the thyristor becomes non-conductive between 0 and α / ω. The value of the integrated signal voltage y at this time is shown in FIG.
It is about 1.5k. On the other hand, in the case of the waveform Y, if the control angle is α, it fires at the time of α / 2ω, and the thyristor is non-conductive from 0 to α / 2ω. Integrated signal voltage y at this time
The value of is still about 1.5k and is the same.

つまり周波数ｆが変わっても、積分信号電圧ｙの値が同
じであれば制御角αは同一である。That is, even if the frequency f changes, if the value of the integrated signal voltage y is the same, the control angle α is the same.

又、制御角αで位相制御された結果、全波整流器２３の
出力つまり充電電圧の平均値がどうなるかを考えると、
この電圧はＶｏで前述の如く表わされ、Ｖｏ＝Ｖｓ・
（cosα＋１）／２となる。Further, considering what happens to the output of the full-wave rectifier 23, that is, the average value of the charging voltage, as a result of the phase control at the control angle α,
This voltage is represented by Vo as described above, and Vo = Vs ·
It becomes (cos α + 1) / 2.

Ｖｓはサイリスタがダイオードとして作用しているとき
の充電電圧であり、発電機の交流出力電圧が高くなれ
ば、それにつれて高くなるものである。Vs is a charging voltage when the thyristor acts as a diode, and becomes higher as the AC output voltage of the generator becomes higher.

よって制御角αの時、つまり第２図（ａ）の波形Ｘにお
いて時刻０からα／ωまでの間サイリスタ２がアノード
からカソード方向に電圧がかかっているにもかかわらず
導通せず、時刻α／ωからπ／ωにかけてサイリスタ２
が導通する状態においては充電電圧の平均値ＶｏはＶｏ
＝Ｖｓ・（cosα＋１）／２となっているのである。Therefore, when the control angle is α, that is, in the waveform X in FIG. 2A, the thyristor 2 does not conduct even though the voltage is applied from the anode to the cathode in the direction from time 0 to α / ω, and the time α Thyristor 2 from / ω to π / ω
The average value Vo of the charging voltage is Vo
= Vs · (cosα + 1) / 2.

ここでαがπになるとcosπ＝−１でＶｏは０になり、
αが０の時cos０゜＝１でＶｏはＶｓと等しくなり最大
となる。Here, when α becomes π, Vo becomes 0 at cosπ = −1,
When α is 0, Vo becomes equal to Vs and becomes maximum at cos 0 ° = 1.

そして、制御角が第２図（ａ）の波形Ｘにおいてαであ
る時は、積分信号電圧ｙの値は1.5ｋである。すなわち
この時のｙ＝ｋ・（１−cosα）＝1.5ｋである。Then, when the control angle is α in the waveform X of FIG. 2A, the value of the integrated signal voltage y is 1.5k. That is, at this time, y = k · (1-cosα) = 1.5k.

この1.5ｋ（つまり制御角αの時のｙの値）と最大値の
時の２ｋとの差を誤差信号ｅと定義すると、ｅ＝２ｋ−
ｙであり、最終的に上述した如く制御角αの時の充電電
圧（整流回路２３の出力電圧）つまり制御直流電流の平
均値ＶｏはＶｓとｅとに比例することになる。（前述の
如くＶｏ＝Ｖｓ・１／２ｋ・ｅ） よって、この平均値Ｖｏを制御するためにはＶｓとｅと
を制御してればよい。ここでＶｓは前述の如く２ｋω／
πであるからω＝２πｆで周波数ｆによって変動するた
め制御できなない。しかし、Ｖｓが発電機の駆動回転数
によって変動しても、ｅを制御してやることにより、平
均値Ｖｏを任意の値にできるのである。If the difference between this 1.5k (that is, the value of y at the control angle α) and 2k at the maximum value is defined as the error signal e, then e = 2k-
Finally, as described above, the charging voltage (the output voltage of the rectifier circuit 23) at the control angle α, that is, the average value Vo of the control DC current is proportional to Vs and e. (As described above, Vo = Vs.1 / 2k.e) Therefore, in order to control this average value Vo, it is sufficient to control Vs and e. Here, Vs is 2 kΩ / as described above.
Since it is π, it cannot be controlled because it varies depending on the frequency f at ω = 2πf. However, even if Vs fluctuates depending on the drive rotation speed of the generator, the average value Vo can be set to an arbitrary value by controlling e.

そして、ｅの大きさを制御するということは第２図
（ｂ）において、積分信号電圧ｙの波形と特定の基準電
圧Ｖ_OUTとを比較して比較回路６から第２図（ｃ）の如
きパルスＺを出し、このパルスを第１図のゲート回路７
で反転増幅してサイリスタ２をα／ωの時点で点弧する
ことを意味する。Controlling the magnitude of e means comparing the waveform of the integrated signal voltage y with a specific reference voltage V _{OUT in} FIG. 2 (b), and comparing with the comparison circuit 6 as shown in FIG. 2 (c). A pulse Z is issued and this pulse is applied to the gate circuit 7 in FIG.
Means that the thyristor 2 is fired at the time of α / ω by inverting and amplifying.

そして、この基準電圧Ｖ_OUTは任意の値に設定すれば良
いのであるが、この種のバッテリ充電回路においては、
バッテリ９の両端電圧の大きさに応じてＶ_OUTが変えら
れる。すなわちバッテリ９が消耗していたり電気負荷１
０の容量が大であり、バッテリ電圧Ｖ_Bが低い時には第
２図（ｂ）の基準電圧Ｖ_OUTのレベルを下げて、つま
り、誤差信号ｅを大きくして早期に点弧するのである。Then, this reference voltage V _OUT may be set to an arbitrary value, but in this type of battery charging circuit,
V _OUT is changed according to the magnitude of the voltage across the battery 9. That is, the battery 9 is exhausted or the electric load 1
When the capacity of 0 is large and the battery voltage V _B is low, the level of the reference voltage V _{OUT in} FIG. 2 (b) is lowered, that is, the error signal e is increased and the ignition is started early.

この基準電圧Ｖ_OUTは第１図（ｂ）の出力特性図の如く
バッテリ電圧Ｖ_Bによって一義的に決定されるものであ
る。すなわち、バッテリ電圧Ｖ_Bが13.4〔Ｖ〕ではＶ_OUT
は出ないのでサイリスタ２はダイオードと同様となり、
Ｖ_Bが13.6〔Ｖ〕ではＶ_OUTは２ｋと同レベルとなりサイ
リスタ２は点弧しなくなる。This reference voltage V _OUT is uniquely determined by the battery voltage V _{B as} shown in the output characteristic diagram of FIG. 1 (b). That is, when the battery voltage V _B is 13.4 [V], V _OUT
Thyristor 2 is similar to a diode,
When V _B is 13.6 [V], V _OUT becomes the same level as 2k, and the thyristor 2 does not fire.

従って、第１図の回路では磁石式交流発電機１の交流出
力端子１ｃの電圧（１相の電圧）を同期積分回路５で直
接積分する。Therefore, in the circuit of FIG. 1, the voltage of the AC output terminal 1c of the magnet type AC generator 1 (voltage of one phase) is directly integrated by the synchronous integration circuit 5.

交流出力端子１ｃの電位がプラスであり、サイリスタ２
に逆電圧が印加されているときには、ダイオード５１，
抵抗５２を介してトランジスタ５３がＯＮしコンデンサ
５４の電荷をクリヤーする。よって積分は、交流出力端
子１ｃの電位がマイナスになったとき、すなわちサイリ
スタ２に順方向電圧が印加されていてトリガ信号さえあ
ればサイリスタ２が点弧する状態になったときに開始さ
れ、第２図（ｂ）の如き積分信号電圧ｙがオペアンプ５
５から出力され、比較回路６のオペアンプ６１の反転入
力端子に入力される。The potential of the AC output terminal 1c is positive and the thyristor 2
When a reverse voltage is applied to the diode 51,
The transistor 53 is turned on through the resistor 52 to clear the charge of the capacitor 54. Therefore, the integration is started when the potential of the AC output terminal 1c becomes negative, that is, when the forward voltage is applied to the thyristor 2 and the thyristor 2 is in the ignition state if there is a trigger signal. The integrated signal voltage y as shown in FIG.
5 and is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 61 of the comparison circuit 6.

一方、基準電圧回路８はバッテリ９の電圧Ｖ_Bに対応し
て基準電圧Ｖ_OUTをオペアンプ６１の非反転入力端子に
入力する。On the other hand, the reference voltage circuit 8 inputs the reference voltage V _OUT to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 61 corresponding to the voltage V _{B of the} battery 9.

これによりオペアンプ６１は第２図（ｃ）に示した如き
位相制御信号を出力し、この信号はゲート回路７によっ
て反転され、かつ、増幅されてサイリスタ２のトリガ入
力となるのである。As a result, the operational amplifier 61 outputs the phase control signal as shown in FIG. 2C, and this signal is inverted and amplified by the gate circuit 7 and becomes the trigger input of the thyristor 2.

本発明は上述した如く、磁石式発電機（１）の各相電圧
を直接積分し、各相電圧に対して同期のとれた、かつ発
電機の回転数に比例した傾きをもつ積分信号電圧
（Ｙ₁，Ｘ₁）を得て、これとバッテリ電圧（Ｖ_B）に応
じた基準電圧（Ｖ_OUT）との比較によって得られた位相
制御信号第２図（ｃ）のＺでもって位相制御を行なって
いるので、車載用発電機の如く、回転数が著しく変動す
る場合にも、一定の幅広いダイナミックレンジで整流直
流出力電圧（Ｖｏ）の制御が可能となる。加えて、磁石
式発電機（１）の各相電圧を直接積分して制御信号とし
ているので応答性に優れ、ハンチングをおこすことがな
く制御が安定して行なえる。As described above, the present invention directly integrates each phase voltage of the magnet type generator (1) to obtain an integrated signal voltage (synchronized with each phase voltage and having a slope proportional to the rotation speed of the generator). Y ₁ , X ₁ ) is obtained and the phase control signal obtained by comparing this with a reference voltage (V _OUT ) corresponding to the battery voltage (V _B ) is phase controlled by Z in FIG. 2 (c). Since this is performed, the rectified DC output voltage (Vo) can be controlled with a constant wide dynamic range even when the number of revolutions fluctuates remarkably like an on-vehicle generator. In addition, since each phase voltage of the magnet type generator (1) is directly integrated into the control signal, the response is excellent and stable control can be performed without causing hunting.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図（ａ）は本発明の電圧制御装置の一実施例を含む
磁石式発電機の全体回路図、第１図（ｂ）は第１図
（ａ）中の基準電圧回路の出力特性図、第２図（ａ）か
ら第２図（ｃ）は第１図（ａ）図示装置の同期積分等の
状態を示す動作説明図、第３図（ａ），（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は従来装置の位相制御回路の各部動作波
形図、第４図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は改良さ
れた従来装置の作用を説明するに供する動作波形図であ
る。 １……磁石式発電機，２３……整流回路，９……バッテ
リ，Ｖ_OUT……基準電圧，８……基準電圧回路，ｙ，
Ｘ₁，Ｙ₁……突き合わせ信号となる積分信号電圧，５…
…同期積分回路，Ｚ……位相制御信号，６……比較回
路，３……ダイオード，２……位相制御素子，１ａ，１
ｂ，１ｃ……交流出力端子。FIG. 1 (a) is an overall circuit diagram of a magnet type generator including an embodiment of the voltage control device of the present invention, and FIG. 1 (b) is an output characteristic diagram of the reference voltage circuit in FIG. 1 (a). 2 (a) to 2 (c) are operation explanatory views showing states such as synchronous integration of the apparatus shown in FIG. 1 (a), and FIGS. 3 (a), (b),
(C) and (d) are operation waveform diagrams of respective parts of the phase control circuit of the conventional apparatus, and FIGS. 4 (a), (b), (c) and (d) are for explaining the operation of the improved conventional apparatus. It is an operation waveform diagram to provide. 1 ... Magnet type generator, 23 ... Rectifier circuit, 9 ... Battery, _VOUT ... Reference voltage, 8 ... Reference voltage circuit, y,
X ₁ , Y ₁ ...... Integrated signal voltage as a matching signal, 5 ...
... Synchronous integrator circuit, Z ... Phase control signal, 6 ... Comparison circuit, 3 ... Diode, 2 ... Phase control element, 1a, 1
b, 1c ... AC output terminals.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】多相の電機子巻線を持つ磁石式発電機と、 電圧を受けて充電するバッテリと、 ダイオードと位相制御素子からなる複数の直列回路を前
記バッテリに並列接続し、夫々のダイオードと位相制御
素子との接続点に前記電機子巻線の各相の交流出力端子
を接続して、前記磁石式発電機が前記バッテリに向けて
出力する出力電圧を調整し、かつ整流する整流回路と、 前記磁石式発電機の各相の交流出力端子に接続され、各
相の電圧を直接積分して各相の交流出力に同期した積分
電圧を生成する複数の同期積分回路と、 この同期積分回路で生成された夫々の積分電圧と所定の
電圧である基準電圧とを比較して、各相ごとの位相制御
信号を生成する複数個の比較回路と、 この比較回路にて生成された位相制御信号を前記整流回
路の位相制御素子に点弧する出力回路と、 を備える磁石式発電機の電圧制御装置。1. A magnet type generator having a multi-phase armature winding, a battery for receiving a voltage and charging, and a plurality of series circuits each comprising a diode and a phase control element connected in parallel to the battery, Rectification for connecting and rectifying the output voltage output to the battery by the magneto-generator by connecting the AC output terminals of each phase of the armature winding to the connection point of the diode and the phase control element. A circuit, a plurality of synchronous integrator circuits connected to the AC output terminals of the respective phases of the magnet type generator and directly integrating the voltages of the respective phases to generate an integrated voltage synchronized with the AC output of the respective phases; A plurality of comparison circuits that generate a phase control signal for each phase by comparing each integrated voltage generated by the integration circuit with a reference voltage that is a predetermined voltage, and the phase generated by this comparison circuit. The control signal is phase controlled by the rectifier circuit. Voltage control apparatus of the magneto generator and an output circuit which ignites the element.