JPH06343281A - Rotation controller for motor - Google Patents
Rotation controller for motorInfo
- Publication number
- JPH06343281A JPH06343281A JP5127512A JP12751293A JPH06343281A JP H06343281 A JPH06343281 A JP H06343281A JP 5127512 A JP5127512 A JP 5127512A JP 12751293 A JP12751293 A JP 12751293A JP H06343281 A JPH06343281 A JP H06343281A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- frequency
- motor
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、モータの回転制御装置
に関し、例えばビデオテープレコーダなどのテープ走行
系におけるキャプスタンモータの回転制御などに適用さ
れる。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor rotation control device, and is applied to, for example, rotation control of a capstan motor in a tape running system such as a video tape recorder.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、テープ走行系におけるキャプスタ
ンモータなどの駆動系では、モータの回転速度に応じた
周波数の回転検出信号を発生する回転検出器（所謂Ｆ
Ｇ：周波数発電機）からの回転検出信号の周波数の周期
の変化をエラー信号に変換し、このエラー信号をモータ
に帰還して速度サーボをかけることにより、上記モータ
の回転制御を行うようにしている。また、一般に速度サ
ーボだけではモータの負荷変動や温度変化などにより回
転速度のずれが大きくなることから、上記速度サーボと
は別に位相サーボをかけるようにしている。また、上記
回転検出器からの回転検出信号の周波数はモータの回転
が遅くなると低くなり、エラー信号のサンプリングでは
単位時間内のサンプリングの回数がモータの回転速度の
低下とともに減少し、低速回転時にはサーボの応答が悪
くなり安定した回転制御が行えなくなるので、超低速で
の回転制御を行うための低速用サーボループを設けるこ
とも行われている。さらに、モータの回転速度を各種速
度に設定する場合、回転速度毎に速度サーボのゲインが
変化するので、その都度適当なゲインに設定し直してル
ープの最適化を図るようにしている。2. Description of the Related Art Conventionally, in a drive system such as a capstan motor in a tape traveling system, a rotation detector (so-called F) which generates a rotation detection signal having a frequency according to the rotation speed of the motor.
(G: frequency generator) changes the cycle of the frequency of the rotation detection signal to an error signal, and feeds back this error signal to the motor for speed servo to control the rotation of the motor. There is. Further, in general, the speed servo alone causes a large deviation in the rotational speed due to the load fluctuation of the motor, the temperature change, etc. Therefore, the phase servo is applied separately from the speed servo. Further, the frequency of the rotation detection signal from the rotation detector becomes lower as the rotation of the motor becomes slower, the number of samplings per unit time in the sampling of the error signal decreases as the rotation speed of the motor decreases, and the servo signal becomes low at low speed rotation. Since the response becomes poor and stable rotation control cannot be performed, a low speed servo loop for performing rotation control at an ultra low speed is also provided. Furthermore, when the rotational speed of the motor is set to various speeds, the gain of the speed servo changes for each rotational speed. Therefore, the gain is set to an appropriate value each time to optimize the loop.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】上述のように従来のモ
ータの回転制御装置では、速度サーボと位相サーボの二
重のサーボループを構成する必要があった。また、超低
速回転から高速回転までの広範囲に亘って安定した回転
制御を行うのは難しく、超低速での回転制御を行うため
のサーボループを併設する必要があった。さらに、モー
タの回転速度を各種速度に設定する場合には、回転速度
毎にループの最適化を図るためにゲイン設定を行う必要
があり、広範囲に亘って細かく設定するには、その手続
きに多大な手間と時間を時間を要する。As described above, in the conventional motor rotation control device, it is necessary to form a dual servo loop of the speed servo and the phase servo. In addition, it is difficult to perform stable rotation control over a wide range from ultra-low speed rotation to high-speed rotation, and it is necessary to provide a servo loop for performing rotation control at ultra-low speed. Furthermore, when setting the rotation speed of the motor to various speeds, it is necessary to set the gain in order to optimize the loop for each rotation speed. It takes time and effort.
【０００４】そこで、上述の如き従来の問題点に鑑み、
本発明の目的は、超低速回転から高速回転までの広範囲
に亘り、任意の回転速度で高分解能・高精度に制御する
ことができるモータの回転制御装置を提供することにあ
る。Therefore, in view of the conventional problems as described above,
An object of the present invention is to provide a motor rotation control device capable of controlling with high resolution and high accuracy at an arbitrary rotation speed over a wide range from ultra-low speed rotation to high-speed rotation.
【０００５】また、発明の他の目的は、超低速回転から
高速回転までサーボループの特性をほとんど変更するこ
となく、安定した回転制御を行うことができるモータの
回転制御装置を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a rotation control device for a motor capable of performing stable rotation control without changing characteristics of a servo loop from very low speed rotation to high speed rotation. .
【０００６】さらに、発明の他の目的は、回転速度の数
値制御を簡単に行うことができるモータの回転制御装置
を提供することにある。Still another object of the present invention is to provide a motor rotation control device capable of easily performing numerical control of the rotation speed.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係るモータの回転制御装置は、モータ
と、上記モータの回転速度に応じた周波数の回転検出信
号を発生する回転検出器と、制御信号に応じた周波数の
可変周波数信号を発生する可変周波数信号発生回路と、
上記回転検出信号及び可変周波数信号の周波数よりも高
い周波数の周波数信号を発生する周波数信号発生回路
と、上記周波数信号を上記回転検出信号で変調する第１
の変調回路と、上記周波数信号を上記可変周波数信号で
変調する第２の変調回路と、上記第１の変調回路からの
被変調信号と上記第２の変調回路からの被変調信号とを
位相比較する位相比較回路とを備え、上記位相比較回路
からの比較出力を回転制御信号として上記モータに供給
し、上記周波数信号の周波数と上記回転検出信号の周波
数の和又は差の周波数が、上記周波数信号の周波数と上
記可変周波数信号の周波数の和又は差の周波数と等しく
なるように、上記モータの回転速度を制御して、上記可
変周波数信号の周波数に応じた回転速度で上記モータを
回転させることを特徴とするものである。In order to solve the above-mentioned problems, a motor rotation control device according to the present invention includes a motor and a rotation detection device for generating a rotation detection signal having a frequency corresponding to the rotation speed of the motor. And a variable frequency signal generating circuit for generating a variable frequency signal having a frequency according to the control signal,
A frequency signal generating circuit for generating a frequency signal having a frequency higher than that of the rotation detection signal and the variable frequency signal; and a first signal modulating the frequency signal with the rotation detection signal.
Phase modulation circuit, the second modulation circuit for modulating the frequency signal with the variable frequency signal, the modulated signal from the first modulation circuit and the modulated signal from the second modulation circuit in phase comparison And a phase comparison circuit for supplying a comparison output from the phase comparison circuit to the motor as a rotation control signal, the sum of the frequencies of the frequency signal and the rotation detection signal or the difference frequency, the frequency signal The rotation speed of the motor is controlled so that it becomes equal to the sum or difference frequency of the frequency of the variable frequency signal and the frequency of the variable frequency signal, and the motor is rotated at the rotation speed corresponding to the frequency of the variable frequency signal. It is a feature.
【０００８】また、本発明に係るモータの回転制御装置
は、上記可変周波数信号発生回路が、制御信号に応じた
周波数の三角波信号を発生する三角波発生回路と、上記
三角波信号から２相の正弦波信号を合成する波形合成回
路とからなり、上記波形合成回路から２相の正弦波信号
を可変周波数信号として上記第２の変調回路に供給する
ことを特徴とするものである。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, the variable frequency signal generating circuit generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the control signal, and a two-phase sine wave from the triangular wave signal. And a waveform synthesizing circuit for synthesizing signals, wherein the waveform synthesizing circuit supplies a two-phase sine wave signal as a variable frequency signal to the second modulating circuit.
【０００９】また、本発明に係るモータの回転制御装置
は、上記第１の変調回路からの被変調信号の周波数と上
記第２の変調回路からの被変調信号の周波数との一致検
出及び大小判定を行い位相引込信号を出力する位相引込
回路と、上記位相引込信号のゲイン設定をするゲイン設
定回路と、上記ゲイン設定回路を介して供給される位相
引込信号を上記位相比較回路からの比較出力に加算する
加算器とを備え、上記加算器からの加算出力を回転制御
信号として上記モータに供給することを特徴とするもの
である。Further, the motor rotation control device according to the present invention detects the coincidence between the frequency of the modulated signal from the first modulation circuit and the frequency of the modulated signal from the second modulation circuit and makes a magnitude judgment. A phase pull-in circuit that outputs a phase pull-in signal, a gain setting circuit that sets the gain of the phase pull-in signal, and a phase pull-in signal that is supplied via the gain setting circuit to the comparison output from the phase comparison circuit. And an adder for adding, and the addition output from the adder is supplied to the motor as a rotation control signal.
【００１０】また、本発明に係るモータの回転制御装置
は、上記ゲイン設定回路が、ゲインに応じたデューティ
比の減速用のＰＷＭ信号を発生する第１のＰＷＭ信号発
生回路と、ゲインに応じたデューティ比の加速用のＰＷ
Ｍ信号を発生する第２のＰＷＭ信号発生回路と、上記位
相引込回路から位相引込信号として出力される減速信号
と上記減速用のＰＷＭ信号とを混合する第１の混合回路
と、上記位相引込回路から位相引込信号として出力され
る加速信号と上記加速用のＰＷＭ信号とを混合する第２
の混合回路とを備え、上記第１及び第２の混合回路から
の各混合出力を上記加算器に供給することを特徴とする
ものである。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, the gain setting circuit responds to the gain and the first PWM signal generating circuit for generating the deceleration PWM signal having the duty ratio corresponding to the gain. PW for acceleration of duty ratio
A second PWM signal generating circuit for generating an M signal; a first mixing circuit for mixing a deceleration signal output as a phase pull-in signal from the phase pull-in circuit and the decelerating PWM signal; and the phase pull-in circuit. A second mixing means for mixing an acceleration signal output as a phase pull-in signal from
And the mixing output of each of the first and second mixing circuits is supplied to the adder.
【００１１】さらに、本発明に係るモータの回転制御装
置は、上記第１及び第２の変調回路がそれそれ直角２相
平衡変調回路からなることを特徴とするものである。Further, the motor rotation control device according to the present invention is characterized in that the first and second modulation circuits are respectively quadrature two-phase balanced modulation circuits.
【００１２】[0012]
【作用】本発明に係るモータの回転制御装置では、第１
の変調回路において、周波数信号発生回路により発生さ
れる周波数信号を回転検出器により発生されるモータの
回転速度に応じた周波数の回転検出信号で変調するとと
もに、第２の変調回路において、上記周波数信号を可変
周波数信号発生回路により発生される可変周波数信号で
変調し、位相比較回路により上記第１の変調回路からの
被変調信号と上記第２の変調回路からの被変調信号とを
位相比較する。そして、上記位相比較回路からの比較出
力を回転制御信号として上記モータに供給することによ
り、上記周波数信号の周波数と上記回転検出信号の周波
数の和又は差の周波数が、上記周波数信号の周波数と上
記可変周波数信号の周波数の和又は差の周波数と等しく
なるように上記モータの回転速度を制御して、上記可変
周波数信号の周波数に応じた回転速度で上記モータを回
転させる。In the motor rotation control device according to the present invention, the first
In the modulation circuit, the frequency signal generated by the frequency signal generation circuit is modulated by the rotation detection signal having a frequency corresponding to the rotation speed of the motor generated by the rotation detector, and the frequency signal is generated in the second modulation circuit. Is modulated by the variable frequency signal generated by the variable frequency signal generation circuit, and the phase comparison circuit phase compares the modulated signal from the first modulation circuit with the modulated signal from the second modulation circuit. Then, by supplying the comparison output from the phase comparison circuit as a rotation control signal to the motor, the frequency of the sum or difference of the frequency of the frequency signal and the frequency of the rotation detection signal is the same as the frequency of the frequency signal. The rotation speed of the motor is controlled so as to be equal to the sum or difference frequency of the variable frequency signals, and the motor is rotated at the rotation speed corresponding to the frequency of the variable frequency signal.
【００１３】また、本発明に係るモータの回転制御装置
において、上記可変周波数信号発生回路は、制御信号に
応じた周波数の三角波信号を三角波発生回路により発生
し、波形合成回路により上記三角波信号から２相の正弦
波信号を合成して可変周波数信号として上記第２の変調
回路に供給する。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, the variable frequency signal generation circuit generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the control signal by the triangular wave generation circuit, and the variable frequency signal generation circuit generates a triangular wave signal from the triangular wave signal by the waveform synthesis circuit. The phase sine wave signals are combined and supplied as a variable frequency signal to the second modulation circuit.
【００１４】また、本発明に係るモータの回転制御装置
では、位相引込回路において、上記第１の変調回路から
の被変調信号の周波数と上記第２の変調回路からの被変
調信号の周波数との一致検出及び大小判定を行うことに
より位相引込信号を得て、ゲイン設定回路により上記位
相引込信号のゲイン設定を行う。そして、上記ゲイン設
定回路によりゲイン設定された上記位相引込信号を加算
器により上記位相比較回路からの比較出力に加算し、そ
の加算出力を回転制御信号として上記モータに供給す
る。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, in the phase pull-in circuit, the frequency of the modulated signal from the first modulation circuit and the frequency of the modulated signal from the second modulation circuit are combined. A phase pull-in signal is obtained by performing coincidence detection and magnitude judgment, and the gain of the phase pull-in signal is set by the gain setting circuit. Then, the phase pull-in signal whose gain has been set by the gain setting circuit is added to the comparison output from the phase comparison circuit by an adder, and the added output is supplied to the motor as a rotation control signal.
【００１５】さらに、本発明に係るモータの回転制御装
置において、上記ゲイン設定回路は、第１のＰＷＭ信号
発生回路によりゲインに応じたデューティ比の減速用の
ＰＷＭ信号を発生するとともに、第２のＰＷＭ信号発生
回路によりゲインに応じたデューティ比の加速用のＰＷ
Ｍ信号を発生し、上記位相引込回路から位相引込信号と
して出力される減速信号と上記減速用のＰＷＭ信号とを
第１の混合回路で混合するとともに、上記位相引込回路
から位相引込信号として出力される加速信号と上記加速
用のＰＷＭ信号とを第２の混合回路で混合し、上記第１
及び第２の混合回路からの各混合出力を上記加算器に供
給する。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, the gain setting circuit generates a PWM signal for deceleration having a duty ratio corresponding to the gain by the first PWM signal generating circuit, and at the same time, the second gain setting circuit. PW for accelerating the duty ratio according to the gain by the PWM signal generation circuit
An M signal is generated and the deceleration signal output from the phase pull-in circuit as a phase pull-in signal and the PWM signal for deceleration are mixed by the first mixing circuit, and the phase pull-in circuit outputs the phase-locked signal. The acceleration signal and the PWM signal for acceleration are mixed by the second mixing circuit,
And each mixing output from the second mixing circuit to the adder.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、本発明に係るモータの回転制御装置の
一実施例について、図面に従い詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of a motor rotation control device according to the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
【００１７】本発明に係るモータの回転制御装置は、例
えば図１のブロック図に示すように構成される。この実
施例は、本発明を適用してＶＴＲのキャプスタンモータ
の回転制御装置を構成したものであって、テープを走行
させるキャプスタン１を回転軸とするキャプスタンモー
タ２を備え、上記キャプスタン１と一体的に回転される
着磁リング３と対向するように回転検出器４が設けられ
ている。The motor rotation control device according to the present invention is constructed, for example, as shown in the block diagram of FIG. In this embodiment, a rotation control device for a capstan motor of a VTR is constructed by applying the present invention, and a capstan motor 2 having a capstan 1 for running a tape as a rotation axis is provided. A rotation detector 4 is provided so as to face the magnetizing ring 3 that is rotated integrally with the magnet 1.
【００１８】上記着磁リング３は全周に亘ってＮ・Ｓ・
Ｎ・Ｓ・・・と着磁されている。そして、上記回転検出
器４は、上記キャプスタンモータ２により上記キャプス
タン１と一体的に回転される上記着磁リング３からの磁
界の変化を検出することにより、上記キャプスタンモー
タ２の回転速度に応じた周波数を有する回転検出信号を
発生する。この実施例において、上記回転検出器４は、
上記回転検出信号として、上記キャプスタンモータ２の
回転速度に応じた周波数の直角２相信号（ｓｉｎ波／ｃ
ｏｓ波）ａ1 ，ａ2 を第１の変調回路５に供給するよう
になっている。The magnetized ring 3 has N.S.
It is magnetized as NS. Then, the rotation detector 4 detects the change in the magnetic field from the magnetizing ring 3 that is rotated integrally with the capstan 1 by the capstan motor 2 to detect the rotation speed of the capstan motor 2. A rotation detection signal having a frequency corresponding to is generated. In this embodiment, the rotation detector 4 is
As the rotation detection signal, a quadrature two-phase signal (sin wave / c) having a frequency corresponding to the rotation speed of the capstan motor 2 is used.
Os wave) a 1 and a 2 are supplied to the first modulation circuit 5.
【００１９】また、この回転制御装置は、制御信号ＣＴ
Ｌに応じた周波数の可変周波数信号を発生する可変周波
数信号発生回路６を備える。この実施例において、上記
可変周波数信号発生回路６は、上記可変周波数信号とし
て、上記制御信号ＣＴＬにより周波数が可変設定される
直角２相信号（ｓｉｎ波／ｃｏｓ波）ｂ1 ，ｂ2 を第２
の変調回路７に供給するようになっている。Further, this rotation control device has a control signal CT.
A variable frequency signal generation circuit 6 for generating a variable frequency signal having a frequency corresponding to L is provided. In this embodiment, the variable frequency signal generating circuit 6 outputs, as the variable frequency signal, quadrature two-phase signals (sin wave / cos wave) b 1 and b 2 whose frequencies are variably set by the control signal CTL.
Is supplied to the modulation circuit 7.
【００２０】上記第１及び第２の変調回路５，７には、
上記回転検出信号ａ1 ，ａ2 及び上記可変周波数信号ｂ
1 ，ｂ2 の各周波数よりも十分に高い周波数のキャリア
信号ｃ1 ，ｃ2 がキャリア信号発生回路８から供給され
ている。そして、上記第１の変調回路５は、上記回転検
出信号ａ1 ，ａ2 で上記キャリア信号ｃ1 ，ｃ2 を直角
２相平衡変調し、その変調出力すなわち被変調信号ｄを
第１のＢＰＦ／コンパレータ９に供給するようになって
いる。また、上記第２の変調回路７は、上記可変周波数
信号ｂ1 ，ｂ2 で上記キャリア信号ｃ1 ，ｃ2 を直角２
相平衡変調し、その変調出力すなわち被変調信号ｅを第
２のＢＰＦ／コンパレータ１０に供給するようになって
いる。The first and second modulation circuits 5 and 7 are provided with
The rotation detection signals a 1 and a 2 and the variable frequency signal b
Carrier signals c 1 and c 2 having frequencies sufficiently higher than the frequencies 1 and b 2 are supplied from the carrier signal generation circuit 8. Then, the first modulation circuit 5 performs quadrature two-phase balanced modulation of the carrier signals c 1 and c 2 with the rotation detection signals a 1 and a 2 , and outputs the modulated output, that is, the modulated signal d, to the first BPF. / Is supplied to the comparator 9. Further, the second modulation circuit 7, the variable frequency signal b 1, b 2 with the carrier signal c 1, c 2 at right angles 2
Phase-balanced modulation is performed, and the modulated output, that is, the modulated signal e is supplied to the second BPF / comparator 10.
【００２１】上記第１のＢＰＦ／コンパレータ９は、上
記第１の変調回路５から出力される被変調信号ｄから主
要周波数成分のみを通過させゼロクロスコンパレートに
より波形整形する。そして、この第１のＢＰＦ／コンパ
レータ９は、そのゼロクロスコンパレート出力として上
記被変調信号ｄの周期を示す周期信号ｆを位相比較回路
１１及び位相引込回路１２に供給するようになってい
る。The first BPF / comparator 9 passes only the main frequency component from the modulated signal d output from the first modulation circuit 5, and shapes the waveform by zero cross comparison. Then, the first BPF / comparator 9 supplies the period signal f indicating the period of the modulated signal d to the phase comparison circuit 11 and the phase pull-in circuit 12 as its zero-cross comparator output.
【００２２】また、上記第２のＢＰＦ／コンパレータ１
０は、上記第２の変調回路７から出力される被変調信号
ｅから主要周波数成分のみを通過させゼロクロスコンパ
レートにより波形整形する。そして、この第２のＢＰＦ
／コンパレータ１０は、そのゼロクロスコンパレート出
力として上記被変調信号ｅの周期を示す周期信号ｇを上
記位相比較回路１１及び位相引込回路１２に供給するよ
うになっている。Also, the second BPF / comparator 1
In the case of 0, only the main frequency component is passed from the modulated signal e output from the second modulation circuit 7, and the waveform is shaped by the zero cross comparator. And this second BPF
The / comparator 10 supplies the period signal g indicating the period of the modulated signal e as its zero-cross comparator output to the phase comparison circuit 11 and the phase pull-in circuit 12.
【００２３】上記位相比較回路１１は、上記第１のＢＰ
Ｆ／コンパレータ９から出力される周期信号ｆと上記第
２のＢＰＦ／コンパレータ１０から出力される周期信号
ｇとを位相比較する。そして、この位相比較回路１１
は、その比較出力として各周期信号ｆ，ｇ間の位相差を
示す位相エラー信号ｈを加算器１３に供給するようにな
っている。The phase comparison circuit 11 includes the first BP.
The phase of the periodic signal f output from the F / comparator 9 is compared with the phase of the periodic signal g output from the second BPF / comparator 10. Then, this phase comparison circuit 11
Supplies the phase error signal h indicating the phase difference between the periodic signals f and g to the adder 13 as its comparison output.
【００２４】また、上記位相引込回路１２は、上記第１
のＢＰＦ／コンパレータ９から出力される周期信号ｆの
周波数と上記第２のＢＰＦ／コンパレータ１０から出力
される周期信号ｇの周波数との一致検出及び大小判定を
行い位相引込信号ｉを生成する。そして、この位相引込
回路１２は、生成した位相引込信号ｉを上記加算器１３
に供給するようになっている。The phase pull-in circuit 12 has the first
Of the periodic signal f output from the BPF / comparator 9 and the frequency of the periodic signal g output from the second BPF / comparator 10 are detected and the magnitude is determined to generate the phase pull-in signal i. The phase pull-in circuit 12 adds the generated phase pull-in signal i to the adder 13
It is designed to be supplied to.
【００２５】上記加算器１３は、位相比較回路１１から
供給される位相エラー信号ｈと上記位相引込回路１２か
ら供給される位相引込信号ｉを加算する。そして、この
加算器１３は、その加算出力をモータ駆動信号ｊとし
て、ローパスフィルタ１４，位相補償回路１５を介して
モータ駆動回路１６に供給するようになっている。The adder 13 adds the phase error signal h supplied from the phase comparison circuit 11 and the phase pull-in signal i supplied from the phase pull-in circuit 12. The adder 13 supplies the added output as a motor drive signal j to the motor drive circuit 16 via the low-pass filter 14 and the phase compensation circuit 15.
【００２６】そして、上記モータ駆動回路１６は、上記
モータ駆動信号ｊに応じて上記キャプスタンモータ２を
回転駆動する。The motor drive circuit 16 rotationally drives the capstan motor 2 according to the motor drive signal j.
【００２７】このような構成により、この実施例の回転
制御装置では、上記キャリア信号発生回路８が発生する
キャリア信号ｃ1 ，ｃ2 の周波数と上記回転検出器４が
出力する回転検出信号ａ1 ，ａ2 の周波数の和又は差の
周波数が、上記キャリア信号ｃ1 ，ｃ2 の周波数と上記
可変周波数信号発生回路６が発生する可変周波数信号ｂ
1 ，ｂ2 の周波数の和又は差の周波数と等しくなるよう
に、上記キャプスタンモータ２の回転速度を制御して、
上記可変周波数信号ｂ1 ，ｂ2 の周波数に応じた回転速
度で上記キャプスタンモータ２を回転させる。With such a configuration, in the rotation control device of this embodiment, the frequencies of the carrier signals c 1 and c 2 generated by the carrier signal generation circuit 8 and the rotation detection signal a 1 output by the rotation detector 4 are set. , A 2 of the frequencies of the carrier signals c 1 and c 2 and the variable frequency signal b generated by the variable frequency signal generation circuit 6
The rotation speed of the capstan motor 2 is controlled so that it becomes equal to the sum or difference frequency of the frequencies 1 and b 2 ,
The capstan motor 2 is rotated at a rotation speed corresponding to the frequencies of the variable frequency signals b 1 and b 2 .
【００２８】この実施例において、上記回転検出信号ａ
1 ，ａ2 が供給される上記第１の変調回路５は、例えば
図２のブロック図に示すように構成される。In this embodiment, the rotation detection signal a
The first modulation circuit 5 to which 1 and a 2 are supplied is configured as shown in the block diagram of FIG. 2, for example.
【００２９】この図２に示す第１の変調回路５は、上記
回転検出信号（ｓｉｎ波) ａ1 が供給される第１の同相
増幅器５１Ａ及び第１の逆相増幅器５２Ａと、上記回転
検出信号（ｃｏｓ波) ａ2 が供給される第２の同相増幅
器５１Ｂ及び第２の逆相増幅器５２Ｂと、上記キャリア
信号ｃ1 ，ｃ2 が供給される変調パルス発生回路５３を
備える。The first modulation circuit 5 shown in FIG. 2 includes a first in-phase amplifier 51A and a first anti-phase amplifier 52A to which the rotation detection signal (sin wave) a 1 is supplied, and the rotation detection signal. A second in-phase amplifier 51B and a second anti-phase amplifier 52B to which (cos wave) a 2 is supplied, and a modulation pulse generating circuit 53 to which the carrier signals c 1 and c 2 are supplied are provided.
【００３０】そして、上記第１の同相増幅器５１Ａによ
り上記回転検出信号（ｓｉｎ波) ａ 1 を増幅したｓｉｎ
波信号が第１のスイッチ回路５４Ａを介して第１の加算
器５５Ａに供給され、上記第２の同相増幅器５１Ｂによ
り上記回転検出信号（ｃｏｓ波) ａ2 を増幅したｃｏｓ
波信号が第２のスイッチ回路５４Ｂを介して第２の加算
器５５Ｂに供給され、上記第１の逆相増幅器５２Ａによ
り上記回転検出信号（ｓｉｎ波) ａ1 を増幅した−ｓｉ
ｎ波信号が第３のスイッチ回路５４Ｃを介して上記第１
の加算器５５Ａに供給され、上記第２の逆相増幅器５２
Ｂにより回転検出信号（ｃｏｓ波) ａ2 を増幅した−ｃ
ｏｓ波信号が第４のスイッチ回路５４Ｄを介して上記第
２の加算器５５Ｂに供給され、上記各加算回路５５Ａ，
５５Ｂの各加算出力が第３の加算器５５Ｃに供給される
ようになっている。Then, by the first common mode amplifier 51A,
Rotation detection signal (sin wave) a 1Amplified sin
Wave signal is added through the first switch circuit 54A to the first addition
55A and is supplied to the second common mode amplifier 51B.
Rotation detection signal (cos wave) a2Amplified cos
The wave signal is added to the second addition via the second switch circuit 54B.
55B and is supplied to the first anti-phase amplifier 52A.
Rotation detection signal (sin wave) a1Amplified-si
The n-wave signal is transmitted through the third switch circuit 54C to the first
Of the second anti-phase amplifier 52.
Rotation detection signal (cos wave) a by B2Amplified -c
The os wave signal is transmitted through the fourth switch circuit 54D
2 is supplied to the adder 55B,
Each addition output of 55B is supplied to the third adder 55C.
It is like this.
【００３１】また、上記変調パルス信号発生回路５３
は、上記キャリア信号ｃ1 ，ｃ2 から図３に示すような
４相の変調パルス信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを発生し、この変
調パルス信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにより上記第１乃至第４の
スイッチ回路５４Ａ，５４Ｂ，５４Ｃ，５４Ｄのスイッ
チング制御を行うようになっている。Further, the modulated pulse signal generation circuit 53 described above.
Generates four-phase modulated pulse signals A, B, C and D from the carrier signals c 1 and c 2 as shown in FIG. Switching control of the fourth switch circuits 54A, 54B, 54C, 54D is performed.
【００３２】上記第１のスイッチ回路５４Ａは、上記第
１の同相増幅器５１Ａにより上記回転検出信号（ｓｉｎ
波) ａ1 を増幅したｓｉｎ波信号に対してサンプリング
動作を行うもので、上記変調パルス信号Ａがハイレベル
の期間に閉成される。また、上記第２のスイッチ回路５
４Ｂは、上記第２の同相増幅器５１Ｂにより上記回転検
出信号（ｃｏｓ波) ａ2 を増幅したｃｏｓ波信号に対し
てサンプリング動作を行うもので、上記変調パルス信号
Ｂがハイレベルの期間に閉成される。また、上記第３の
スイッチ回路５４Ｃは、上記第１の逆相増幅器５２Ａに
より上記回転検出信号（ｓｉｎ波) ａ1 を増幅した−ｓ
ｉｎ波信号に対してサンプリング動作を行うもので、上
記変調パルス信号Ｃがハイレベルの期間に閉成される。
さらに、上記第４のスイッチ回路５４Ｄは、上記第２の
逆相増幅器５２Ｂにより上記回転検出信号（ｃｏｓ波)
ａ2 を増幅した−ｃｏｓ波信号に対してサンプリング動
作を行うもので、上記変調パルス信号Ｄがハイレベルの
期間に閉成される。The first switch circuit 54A controls the rotation detection signal (sin) by the first in-phase amplifier 51A.
The sampling operation is performed on the sin wave signal obtained by amplifying the wave a 1 and the modulated pulse signal A is closed during the high level period. In addition, the second switch circuit 5
4B performs a sampling operation on the cos wave signal obtained by amplifying the rotation detection signal (cos wave) a 2 by the second in-phase amplifier 51B, and is closed during the high level period of the modulation pulse signal B. To be done. Further, the third switch circuit 54C amplifies the rotation detection signal (sin wave) a 1 by the first anti-phase amplifier 52A -s.
A sampling operation is performed on the in-wave signal, and the modulated pulse signal C is closed during a high level period.
Further, the fourth switch circuit 54D causes the rotation detection signal (cos wave) by the second anti-phase amplifier 52B.
performs a sampling operation on -cos wave signal obtained by amplifying the a 2, the modulated pulse signal D is closed during the high level.
【００３３】上記第１の加算器５５Ａは、上記第１のス
イッチ回路５４Ａにより上記変調パルス信号Ａでサンプ
リングされた上記ｓｉｎ波信号のサンプリング出力と、
上記第３のスイッチ回路５４Ｃにより上記変調パルス信
号Ｃでサンプリングされた上記−ｓｉｎ波信号のサンプ
リング出力とを加算することにより、図６に示すような
サンプリング信号ＳACを出力する。The first adder 55A has a sampling output of the sin wave signal sampled with the modulated pulse signal A by the first switch circuit 54A, and
A sampling signal S AC as shown in FIG. 6 is output by adding the sampling output of the −sin wave signal sampled by the modulation pulse signal C by the third switch circuit 54C.
【００３４】また、上記第２の加算器５５Ｂは、上記第
２のスイッチ回路５４Ｂにより上記変調パルス信号Ｂで
サンプリングされた上記ｃｏｓ波信号のサンプリング出
力と、上記第４のスイッチ回路５４Ｄにより上記変調パ
ルス信号Ｄでサンプリングされた上記−ｃｏｓ波信号の
サンプリング出力とを加算することにより、図６に示す
ようなサンプリング信号ＳBDを出力する。The second adder 55B has a sampling output of the cos wave signal sampled by the modulation pulse signal B by the second switch circuit 54B and the modulation output by the fourth switch circuit 54D. A sampling signal S BD as shown in FIG. 6 is output by adding the sampling output of the -cos wave signal sampled by the pulse signal D.
【００３５】そして、上記第３の加算器５５Ｃは、上記
第１の加算器５５Ａによる加算出力として得られるサン
プリング信号ＳACと上記第２の加算器５５Ｂによる加算
出力として得られるサンプリング信号ＳBDとを加算合成
して出力する。The third adder 55C receives the sampling signal S AC obtained as the addition output from the first adder 55A and the sampling signal S BD obtained as the addition output from the second adder 55B. Is added and synthesized and output.
【００３６】ここで、上記変調パルス信号Ａ，Ｃで上記
ｓｉｎ波，−ｓｉｎ波信号をサンプリングすることは、
図４の３値信号ＡＣをｓｉｎ波信号で平衡変調すること
と同じである。上記３値信号ＡＣを基本波成分で表すと
キャリアのｃｏｓ波となっている。Here, sampling the sin wave and -sin wave signals with the modulated pulse signals A and C is as follows.
This is the same as the balanced modulation of the ternary signal AC in FIG. 4 with a sin wave signal. When the ternary signal AC is represented by a fundamental wave component, it becomes a cos wave of a carrier.
【００３７】同様に、上記変調パルス信号Ｂ，Ｄで上記
ｃｏｓ波，−ｃｏｓ波信号をサンプリングすることは、
図４の３値信号ＢＤをｃｏｓ波信号で平衡変調すること
と同じである。上記３値信号ＢＤを基本波成分で表すと
キャリアのｓｉｎ波となっている。Similarly, sampling the cos wave and -cos wave signals with the modulated pulse signals B and D is as follows.
This is the same as the balanced modulation of the ternary signal BD in FIG. 4 with the cosine wave signal. When the three-valued signal BD is represented by a fundamental wave component, it becomes a sin wave of a carrier.
【００３８】上記３値信号ＡＣをｓｉｎ波信号で平衡変
調することは掛算することでもあるので変調信号ｓｉｎ
とキャリアのｃｏｓ波との掛算で表すことができる。ま
た、上記３値信号ＢＤをｃｏｓ波信号で平衡変調するこ
とは掛算することでもあるので変調信号ｓｉｎとキャリ
アのｃｏｓ波との掛算で表すことができる。これを式で
表すと、変調信号の周波数をｆfg、キャリア信号の周波
数をｆcar とし、上記加算器５５Ｃの出力信号すなわち
上記第１の変調回路５から出力される被変調信号ｄの周
波数をｆmod とすると、 ｓｉｎ２πｆmod ｔ＝ｓｉｎ２πｆfgｔ・ｃｏｓ２πｆcar ｔ ＋ｃｏｓ２πｆfgｔ・ｓｉｎ２πｆcar ｔ ＝ｓｉｎ２π（ｆfg＋ｆcar ）ｔ ・・・(1) となり、 ｆmod ＝ｆfg＋ｆcar ・・・(2) となる。これは周波数の加算という変換が行われたこと
を意味しており、上記図２に示した第１の変調回路５
は、図５に示すように第１及び第２の掛算器７１，７２
と加算器７３からなる変調回路と等価であって、図６に
示すような直角２相平衡変調による内挿処理を行うこと
になる。Since the balanced modulation of the ternary signal AC with the sin wave signal is also a multiplication, the modulation signal sin
Can be represented by the multiplication of the carrier's cos wave. Further, since the balanced modulation of the ternary signal BD with the cos wave signal is also a multiplication, it can be represented by the multiplication of the modulation signal sin and the cos wave of the carrier. When this is expressed by an equation, the frequency of the modulation signal is f fg , the frequency of the carrier signal is f car, and the output signal of the adder 55C, that is, the frequency of the modulated signal d output from the first modulation circuit 5 is If f mod , then sin2πf mod t = sin2πf fg t · cos2πf car t + cos2πf fg t · sin2πf car t = sin2π (f fg + f car ) t (1), and f mod = f fg + f car ... (2) This means that the conversion of frequency addition has been performed, and the first modulation circuit 5 shown in FIG.
Is the first and second multipliers 71, 72 as shown in FIG.
This is equivalent to the modulation circuit including the adder 73 and performs the interpolation processing by the quadrature two-phase balanced modulation as shown in FIG.
【００３９】また、上記第２の変調回路７は上述の第１
の変調回路５と同様に構成され、変調信号の周波数をｆ
syn 、キャリア信号の周波数をｆcar とし、この第２の
変調回路７から出力される被変調信号ｅの周波数をｆ
ref とすると、 ｓｉｎ２πｆref ｔ＝ｓｉｎ２πｆsyn ｔ・ｃｏｓ２πｆcar ｔ ＋ｃｏｓ２πｆsyn ｔ・ｓｉｎ２πｆcar ｔ ＝ｓｉｎ２π（ｆfg＋ｆcar ）ｔ ・・・(3) となり、 ｆref ＝ｆsyn ＋ｆcar ・・・(4) となる。The second modulation circuit 7 is the first modulation circuit described above.
And the frequency of the modulation signal is f
syn , the frequency of the carrier signal is f car, and the frequency of the modulated signal e output from the second modulation circuit 7 is f car
If you ref, sin2πf ref t = sin2πf syn t · cos2πf car t + cos2πf syn t · sin2πf car t = sin2π (f fg + f car) t ··· (3) next, f ref = f syn + f car ··· ( 4)
【００４０】そして、上記キャプスタンモータ２の回転
方向が変わると、ｓｉｎ波がｃｏｓ波に、また、ｃｏｓ
波がｓｉｎ波に変換されるので、上記 (1)式は、 ｓｉｎ２πｆfgｔ＝ｃｏｓ２πｆfgｔ・ｃｏｓ２πｆcar ｔ ＋ｓｉｎ２πｆfgｔ・ｓｉｎ２πｆcar ｔ ＝ｃｏｓ２π（ｆfg−ｆcar ）ｔ ・・・(5) となり、 ｆmod ＝ｆfg−ｆcar （但し、ｆcar ＞ｆfg） ・・・(6) となる。When the rotation direction of the capstan motor 2 is changed, the sin wave becomes the cos wave and the cos wave changes.
Since the wave is converted into a sin wave, the above equation (1) is expressed as sin2πf fg t = cos2πf fg t · cos2πf car t + sin2πf fg t · sin2πf car t = cos2π (f fg −f car ) t (5 ), And f mod = f fg -f car (where f car > f fg ) (6).
【００４１】このような構成の回転制御装置では、サー
ボループが安定に働いている場合、位相ロックしてお
り、上記 (2)式及び (4)式は、 ｆmod ＝ｆref ｆfg ＝ｆsyn ・・・(7) が成り立ち、ｆfgは回転検出信号ａ1 ，ａ2 の周波数、
ｆsyn は可変周波数信号ｂ1 ，ｂ2 の周波数であり、ｆ
syn を変えることによりｆfgをどのようにでも変えるこ
とができる。しかもｆfgの精度は全てｆsyn で決まり、
それ以外から影響を受けることはない。In the rotation control device having such a configuration, the phase is locked when the servo loop operates stably, and the above equations (2) and (4) are expressed by f mod = f ref f fg = f syn (7) holds, and f fg is the frequency of the rotation detection signals a 1 and a 2 ,
f syn is the frequency of the variable frequency signals b 1 and b 2 , and f f
You can change f fg in any way by changing syn . Moreover, the accuracy of f fg is all determined by f syn ,
It is not affected by anything else.
【００４２】また、この実施例において、上記可変周波
数信号発生回路６は、例えば図７に示すように、上記可
変周波数信号ｂ1 ，ｂ2 を発生する合成波発生ブロック
６０と、この合成波発生ブロック６０の動作制御を行う
制御ブロック６３からなる。Further, in this embodiment, the variable frequency signal generating circuit 6 is, for example, as shown in FIG. 7, a synthetic wave generating block 60 for generating the variable frequency signals b 1 and b 2, and a synthetic wave generating block 60. The control block 63 controls the operation of the block 60.
【００４３】上記合成波発生ブロック６０は、上記制御
ブロック６３からのコントロール信号により周波数が制
御される可変周波数信号ｂ1 ，ｂ2 を発生するものであ
って、上記コントロール信号により発振周波数が制御さ
れる電圧制御発振回路６１と、この電圧制御発振回路６
１の発振出力信号が供給される波形合成回路６２からな
る。The composite wave generation block 60 generates variable frequency signals b 1 and b 2 whose frequency is controlled by the control signal from the control block 63, and the oscillation frequency is controlled by the control signal. Voltage controlled oscillator circuit 61, and this voltage controlled oscillator circuit 6
The waveform synthesis circuit 62 is supplied with the oscillation output signal of 1.
【００４４】また、上記制御ブロック６３は、フェーズ
ロックドループ（ＰＬＬ）を形成して上記電圧制御発振
回路６１の発振周波数を制御するものであって、上記電
圧制御発振回路６１の発振出力信号が供給される１／ｍ
分周回路６４と、クロックが供給される１／ｎ分周回路
６５と、上記１／ｍ分周回路６４による１／ｍ分周出力
信号と上記１／ｎ分周回路６５による１／ｎ分周出力信
号が供給される位相比較回路６６と、この位相比較回路
６６による位相比較出力信号が供給される位相補償回路
６７とからなる。そして、上記電圧制御発振回路６１の
発振出力信号を１／ｍ分周回路６４により１／ｍ分周し
た１／ｍ分周出力信号と、上記クロックを上記１／ｎ分
周回路６５により１／ｎ分周した１／ｎ分周出力信号と
の位相比較を上記位相比較回路６６により行い、その位
相比較出力信号を上記位相補償回路６７を介して上記合
成波発生ブロック６１の電圧制御発振回路６２にコント
ロール信号として供給するようになっている。The control block 63 forms a phase locked loop (PLL) to control the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator circuit 61, and supplies the oscillation output signal of the voltage controlled oscillator circuit 61. 1 / m
A frequency dividing circuit 64, a 1 / n frequency dividing circuit 65 to which a clock is supplied, a 1 / m frequency dividing output signal by the 1 / m frequency dividing circuit 64, and a 1 / n frequency dividing by the 1 / n frequency dividing circuit 65. The phase comparison circuit 66 is supplied with the frequency output signal, and the phase compensation circuit 67 is supplied with the phase comparison output signal from the phase comparison circuit 66. Then, the oscillation output signal of the voltage controlled oscillator circuit 61 is divided by 1 / m by the 1 / m frequency divider circuit 64 and the 1 / m frequency divided output signal and the clock is divided by 1 / n frequency circuit 65 by 1 / m. The phase comparison with the 1 / n frequency-divided output signal divided by n is performed by the phase comparison circuit 66, and the phase comparison output signal is sent through the phase compensation circuit 67 to the voltage controlled oscillation circuit 62 of the composite wave generation block 61. It is designed to be supplied as a control signal to the.
【００４５】上記合成波発生ブロック６０の電圧制御発
振回路６１と上記制御ブロック６３からなるＰＬＬがロ
ックしている状態では、上記クロックの周波数をｆCLK
とすると、上記電圧制御発振回路６１の発振周波数ｆ
vco は、 ｆvco ＝ｆCLK ・ｍ／ｎ ・・・(8) となる。従って、上記電圧制御発振回路６１の発振周波
数ｆvco は、上記１／ｍ分周回路６４の分周比１／ｍと
上記１／ｎ分周回路６５の分周比１／ｎの設定により任
意に可変することができる。In the state where the PLL including the voltage controlled oscillator circuit 61 of the composite wave generation block 60 and the control block 63 is locked, the frequency of the clock is changed to f CLK.
Then, the oscillation frequency f of the voltage controlled oscillation circuit 61 is
vco is f vco = f CLK · m / n (8) Therefore, the oscillation frequency f vco of the voltage controlled oscillator circuit 61 can be arbitrarily set by setting the frequency division ratio 1 / m of the 1 / m frequency divider circuit 64 and the frequency division ratio 1 / n of the 1 / n frequency divider circuit 65. Can be changed to.
【００４６】また、この実施例において、上記合成波発
生ブロック６０は、図８に示すように構成される。Further, in this embodiment, the composite wave generating block 60 is constructed as shown in FIG.
【００４７】すなわち、上記合成波発生ブロック６０の
電圧可変発振回路６１は、上記制御ブロック６４からの
コントロール信号により周波数が制御される三角波信号
を発生する三角波信号部６０１と、この三角波信号部６
０１と関連して矩形波信号を発生する矩形波信号部６０
２からなる。That is, the voltage variable oscillating circuit 61 of the composite wave generating block 60 has a triangular wave signal section 601 for generating a triangular wave signal whose frequency is controlled by the control signal from the control block 64, and this triangular wave signal section 6
Square wave signal unit 60 for generating a square wave signal in association with 01
It consists of two.
【００４８】また、上記合成波発生ブロック６０の波形
合成回路６２は、上記矩形波信号部６０２からの矩形波
信号が供給される１／２分周回路６０３と、この１／２
分周回路６０３による分周出力信号が供給される９０°
位相シフト回路６０４と、上記三角波信号部６０１から
の三角波信号が同相増幅器６０５を介して供給されるｓ
ｉｎ波折線近似回路６０７と、上記三角波信号が逆相増
幅器６０６を介して供給されるｃｏｓ波折線近似回路６
０８と、上記ｓｉｎ波折線近似回路６０７による折線近
似信号が供給されるｓｉｎ波発生回路６０９と、上記ｃ
ｏｓ波折線近似回路６０８による折線近似信号が供給さ
れるｃｏｓ波発生回路６１０とからなる。The waveform synthesizing circuit 62 of the synthetic wave generating block 60 is a 1/2 frequency dividing circuit 603 to which the rectangular wave signal from the rectangular wave signal section 602 is supplied, and a 1/2 frequency dividing circuit 603.
90 ° to which the frequency division output signal from the frequency division circuit 603 is supplied
The phase shift circuit 604 and the triangular wave signal from the triangular wave signal unit 601 are supplied via the in-phase amplifier 605.
An in-wave polygonal line approximation circuit 607 and a cos-wave polygonal line approximation circuit 6 to which the triangular wave signal is supplied via an anti-phase amplifier 606.
08, a sin wave generation circuit 609 to which a polygonal line approximation signal from the sin wave polygonal line approximation circuit 607 is supplied,
and a cos wave generation circuit 610 to which the polygonal line approximation signal from the os wave polygonal line approximation circuit 608 is supplied.
【００４９】上記ｓｉｎ波折線近似回路６０７は、上記
同相増幅器６０５を介して上記三角波信号部６０１から
供給される三角波信号ＳＷa の下側ピークをｓｉｎ波の
ゼロレベルに合わせて、図９に示すようなｓｉｎ波の全
波整流波形の折線近似信号を生成する。そして、上記ｓ
ｉｎ波発生回路６０９は、上記１／２分周回路６０３に
よる分周出力信号を９０°位相シフト回路６０４で９０
°位相シフトすることにより得られる制御信号に応じ
て、上記ｓｉｎ波折線近似回路６０７からの折線近似信
号に基づいてｓｉｎ波信号ｂ1 を生成する。The sin wave polygonal line approximation circuit 607 adjusts the lower peak of the triangular wave signal SW a supplied from the triangular wave signal section 601 through the in-phase amplifier 605 to the zero level of the sin wave, and is shown in FIG. A polygonal line approximation signal having a sin wave full-wave rectified waveform is generated. And the above s
The in-wave generation circuit 609 outputs the frequency-divided output signal from the 1/2 frequency division circuit 603 to the 90 ° phase shift circuit 604.
The sin wave signal b 1 is generated based on the polygonal line approximation signal from the sin wave polygonal line approximation circuit 607 according to the control signal obtained by the phase shift.
【００５０】また、上記ｃｏｓ波折線近似回路６０８
は、上記逆相増幅器６０６を介して上記三角波信号部６
０１から供給される三角波信号ＳＷb の下側ピークをｃ
ｏｓ波のゼロレベルに合わせて、図９に示すようなｃｏ
ｓ波の全波整流波形の折線近似信号を生成する。そし
て、上記ｃｏｓ波発生回路６１０は、上記１／２分周回
路６０３による分周出力信号を制御信号として、上記ｃ
ｏｓ波折線近似回路６０８からの折線近似信号に基づい
てｃｏｓ波信号ｂ2 を生成する。Further, the above-mentioned cos wavy line approximation circuit 608
Is the triangular wave signal unit 6 via the negative phase amplifier 606.
The lower peak of the triangular wave signal SW b supplied from
According to the zero level of the os wave, co as shown in FIG.
A polygonal line approximation signal of the full wave rectified waveform of the s wave is generated. Then, the cos wave generation circuit 610 uses the frequency division output signal from the 1/2 frequency division circuit 603 as a control signal and outputs the c signal.
The cosine wave signal b 2 is generated based on the polygonal line approximation signal from the os wave polygonal line approximation circuit 608.
【００５１】ここで、この実施例のようなＰＬＬキャプ
スタンサーボでは、ロックインしようとするときに、上
記位相引込回路１２からの加速信号ｉa や減速信号ｉb
が強過ぎると位相のロックインがしにくくなる虞れがあ
るが、非常に広い回転範囲に亘ってＰＬＬサーボをかけ
る場合でも、上記位相引込回路１２からの加速信号ｉ a
や減速信号ｉb のゲイン制御を例えば図１０に示す位相
引込ブロック１２０のようにＰＷＭで行うことにより、
速やかにロックインすることができるようになる。Here, a PLL cap as in this embodiment is used.
With Stan Servo, when you try to lock in,
The acceleration signal i from the phase pull-in circuit 12aOr deceleration signal ib
If is too strong, it may be difficult to lock in the phase.
However, the PLL servo is applied over a very wide rotation range.
Even when the acceleration signal i from the phase pull-in circuit 12 is a
Or deceleration signal ibGain control of the phase shown in FIG.
By performing with PWM like the pull-in block 120,
You will be able to lock in quickly.
【００５２】図１０に示す位相引込ブロック１２０で
は、上記位相引込回路１２から出力される加速信号ｉa
は第１のＰＷＭ混合回路１２１を介して上記加算器１３
に供給され、また、上記位相引込回路１２から出力され
る減速信号ｉb は第２のＰＷＭ混合回路１２２を介して
上記加算器１３に供給されようになっている。In the phase pull-in block 120 shown in FIG. 10, the acceleration signal i a output from the phase pull-in circuit 12 is output.
Is added via the first PWM mixing circuit 121 to the adder 13
The deceleration signal i b output from the phase pull-in circuit 12 is supplied to the adder 13 via the second PWM mixing circuit 122.
【００５３】上記第１のＰＷＭ混合回路１２１は、加速
制御用のデューティ比コントロールデータに応じたデュ
ーティ比の第１のＰＷＭ信号が第１のＰＷＭ発生回路１
２３から供給されるようになっており、上記位相引込回
路１２から出力される加速信号ｉa に上記第１のＰＷＭ
信号を混合することにより、上記加速信号ｉa のゲイン
を上記デューティ比で可変する。また、上記第２のＰＷ
Ｍ混合回路１２２は、減速制御用のデューティ比コント
ロールデータに応じたデューティ比の第２のＰＷＭ信号
が第２のＰＷＭ発生回路１２４から供給されるようにな
っており、上記位相引込回路１２から出力される減速信
号ｉb に上記第２のＰＷＭ信号を混合することにより、
上記減速信号ｉb のゲインを上記デューティ比で可変す
る。In the first PWM mixing circuit 121, the first PWM signal of the first PWM signal having the duty ratio corresponding to the duty ratio control data for acceleration control is used.
23, and the acceleration signal i a output from the phase pull-in circuit 12 is supplied to the first PWM.
By mixing the signals, the gain of the acceleration signal i a is changed with the duty ratio. In addition, the second PW
The M mixing circuit 122 is configured such that the second PWM signal having a duty ratio corresponding to the duty ratio control data for deceleration control is supplied from the second PWM generating circuit 124, and is output from the phase pull-in circuit 12. By mixing the second PWM signal with the deceleration signal i b
The gain of the deceleration signal i b is changed by the duty ratio.
【００５４】なお、上記第１及び第２のＰＷＭ発生回路
１２３，１２４は、上記加算器１３の後段に設けられた
上記ローパスフィルタ１４で直流に変換できる充分に高
い周波数のＰＷＭ周波数信号が供給されており、このＰ
ＷＭ周波数信号から上記デューティ比コントロールデー
タに応じたデューティ比のＰＷＭ信号を発生するように
なっている。The first and second PWM generation circuits 123 and 124 are supplied with a PWM frequency signal having a sufficiently high frequency that can be converted into direct current by the low pass filter 14 provided in the subsequent stage of the adder 13. And this P
A PWM signal having a duty ratio corresponding to the duty ratio control data is generated from the WM frequency signal.
【００５５】[0055]
【発明の効果】以上のように、本発明に係るモータの回
転制御装置では、第１の変調回路において、周波数信号
発生回路により発生される周波数信号を回転検出器によ
り発生されるモータの回転速度に応じた周波数の回転検
出信号で変調するとともに、第２の変調回路において、
上記周波数信号を可変周波数信号発生回路により発生さ
れる可変周波数信号で変調し、位相比較回路により上記
第１の変調回路からの被変調信号と上記第２の変調回路
からの被変調信号とを位相比較し、その比較出力を回転
制御信号として上記モータに供給することにより、上記
周波数信号の周波数と上記回転検出信号の周波数の和又
は差の周波数が、上記周波数信号の周波数と上記可変周
波数信号の周波数の和又は差の周波数と等しくなるよう
に上記モータの回転速度を制御して、上記可変周波数信
号の周波数に応じた回転速度で上記モータを回転させる
ようにしたことにより、超低速回転から高速回転までの
広範囲に亘り、任意の回転速度で高分解能・高精度に制
御することができる。As described above, in the motor rotation control device according to the present invention, in the first modulation circuit, the frequency signal generated by the frequency signal generation circuit is converted into the rotation speed of the motor generated by the rotation detector. Is modulated with a rotation detection signal having a frequency according to
The frequency signal is modulated with a variable frequency signal generated by a variable frequency signal generating circuit, and the phase comparison circuit phase-shifts the modulated signal from the first modulating circuit and the modulated signal from the second modulating circuit. By comparing and supplying the comparison output to the motor as a rotation control signal, the frequency of the sum or difference of the frequency of the frequency signal and the frequency of the rotation detection signal is the frequency of the frequency signal and the variable frequency signal. By controlling the rotation speed of the motor so that it becomes equal to the frequency of the sum or difference of the frequencies and rotating the motor at the rotation speed according to the frequency of the variable frequency signal, the rotation speed from ultra-low speed to high speed is increased. It is possible to control with high resolution and accuracy at any rotation speed over a wide range up to rotation.
【００５６】また、本発明に係るモータの回転制御装置
では、上記可変周波数信号発生回路は、制御信号に応じ
た周波数の三角波信号を三角波発生回路により発生し、
波形合成回路により上記三角波信号から２相の正弦波信
号を合成して可変周波数信号として上記第２の変調回路
に供給するようにしたことにより、回転速度の数値制御
を簡単に行うことができる。In the motor rotation control device according to the present invention, the variable frequency signal generating circuit generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the control signal by the triangular wave generating circuit,
Since the two-phase sine wave signal is synthesized from the triangular wave signal by the waveform synthesizing circuit and is supplied to the second modulating circuit as the variable frequency signal, the numerical control of the rotation speed can be easily performed.
【００５７】さらに、本発明に係るモータの回転制御装
置では、位相引込回路において、上記第１の変調回路か
らの被変調信号の周波数と上記第２の変調回路からの被
変調信号の周波数との一致検出及び大小判定を行うこと
により位相引込信号を得て、ゲイン設定回路により上記
位相引込信号のゲイン設定を行い、上記ゲイン設定回路
によりゲイン設定された上記位相引込信号を加算器によ
り上記位相比較回路からの比較出力に加算し、その加算
出力を回転制御信号として上記モータに供給することに
より、超低速回転から高速回転までサーボループの特性
をほとんど変更することなく、安定した回転制御を行う
ことができる。Further, in the motor rotation control device according to the present invention, in the phase pull-in circuit, the frequency of the modulated signal from the first modulating circuit and the frequency of the modulated signal from the second modulating circuit are set. The phase pull-in signal is obtained by performing coincidence detection and magnitude judgment, the gain of the phase pull-in signal is set by the gain setting circuit, and the phase pull-in signal gain-set by the gain setting circuit is phase-compared by the adder. By adding to the comparison output from the circuit and supplying the added output to the above motor as a rotation control signal, stable rotation control can be performed from ultra low speed rotation to high speed rotation without changing the characteristics of the servo loop. You can
【図１】本発明に係るモータの回転制御装置の構成を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor rotation control device according to the present invention.
【図２】上記回転制御装置における第１の変調回路の具
体的な構成例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration example of a first modulation circuit in the rotation control device.
【図３】上記第１の変調回路における変調パルス信号発
生回路が発生する４相の変調パルス信号の波形図であ
る。FIG. 3 is a waveform diagram of four-phase modulation pulse signals generated by a modulation pulse signal generation circuit in the first modulation circuit.
【図４】上記第１の変調回路の動作を示す波形図であ
る。FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation of the first modulation circuit.
【図５】上記第１の変調回路と等価な変調回路の構成を
示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a modulation circuit equivalent to the first modulation circuit.
【図６】上記第１の変調回路おける直角２相平衡変調に
よる内挿処理を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing interpolation processing by quadrature two-phase balanced modulation in the first modulation circuit.
【図７】上記回転制御装置における可変周波数信号発生
回路の具体的な構成例を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration example of a variable frequency signal generation circuit in the rotation control device.
【図８】上記可変周波数信号発生回路における合成波発
生ブロックの具体的な構成例を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a specific configuration example of a composite wave generation block in the variable frequency signal generation circuit.
【図９】上記合成波発生ブロックの動作を示す波形図で
ある。FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation of the composite wave generation block.
【図１０】上記回転制御装置における位相引込ブロック
のの具体的な構成例を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a specific configuration example of a phase pull-in block in the rotation control device.
２・・・・・・キャプスタンモータ ３・・・・・・着磁リング ４・・・・・・回転検出器 ５，７・・・・変調回路 ６・・・・・・可変周波数信号発生回路 ８・・・・・・キャリア信号発生回路 １１・・・・・・位相比較回路 １２・・・・・・位相引込回路 １３・・・・・・加算器 １６・・・・・・モータドライバ Capacitor motor 3 Magnetizing ring 4 Rotation detector 5 7 Modulator 6 Variable frequency signal generator Circuit 8 ・ ・ Carrier signal generation circuit 11 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Phase comparison circuit 12 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Phase pull-in circuit 13 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Adder 16 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Motor driver
Claims (5)
発生する回転検出器と、 制御信号に応じた周波数の可変周波数信号を発生する可
変周波数信号発生回路と、 上記回転検出信号及び可変周波数信号の周波数よりも高
い周波数の周波数信号を発生する周波数信号発生回路
と、 上記周波数信号を上記回転検出信号で変調する第１の変
調回路と、 上記周波数信号を上記可変周波数信号で変調する第２の
変調回路と、 上記第１の変調回路からの被変調信号と上記第２の変調
回路からの被変調信号とを位相比較する位相比較回路と
を備え、 上記位相比較回路からの比較出力を回転制御信号として
上記モータに供給し、上記周波数信号の周波数と上記回
転検出信号の周波数の和又は差の周波数が、上記周波数
信号の周波数と上記可変周波数信号の周波数の和又は差
の周波数と等しくなるように、上記モータの回転速度を
制御して、上記可変周波数信号の周波数に応じた回転速
度で上記モータを回転させることを特徴とするモータの
回転制御装置。1. A motor, a rotation detector for generating a rotation detection signal of a frequency according to the rotation speed of the motor, a variable frequency signal generation circuit for generating a variable frequency signal of a frequency according to a control signal, A frequency signal generation circuit for generating a frequency signal having a frequency higher than the rotation detection signal and the frequency of the variable frequency signal, a first modulation circuit for modulating the frequency signal with the rotation detection signal, and the frequency signal for the variable frequency signal. A phase comparison circuit for phase-comparing the modulated signal from the first modulation circuit and the modulated signal from the second modulation circuit with each other; Is supplied to the motor as a rotation control signal, and the frequency of the sum or difference of the frequency of the frequency signal and the frequency of the rotation detection signal is the frequency of the frequency signal. And controlling the rotation speed of the motor so as to be equal to the sum or difference frequency of the variable frequency signals, and rotating the motor at a rotation speed according to the frequency of the variable frequency signal. Motor rotation control device.
発生回路と、 上記三角波信号から２相の正弦波信号を合成する波形合
成回路とからなり、 上記波形合成回路から２相の正弦波信号を可変周波数信
号として前記第２の変調回路に供給することを特徴とす
る請求項１記載のモータの回転制御装置。2. The variable frequency signal generating circuit comprises a triangular wave generating circuit for generating a triangular wave signal having a frequency according to a control signal, and a waveform synthesizing circuit for synthesizing a two-phase sine wave signal from the triangular wave signal, 2. The motor rotation control device according to claim 1, wherein the waveform synthesizing circuit supplies a two-phase sine wave signal as a variable frequency signal to the second modulating circuit.
周波数と前記第２の変調回路からの被変調信号の周波数
との一致検出及び大小判定を行い位相引込信号を出力す
る位相引込回路と、 上記位相引込信号のゲイン設定をするゲイン設定回路
と、 上記ゲイン設定回路を介して供給される位相引込信号を
前記位相比較回路からの比較出力に加算する加算器とを
備え、 上記加算器からの加算出力を回転制御信号として前記モ
ータに供給することを特徴とする請求項１記載のモータ
の回転制御装置。3. A phase pull-in circuit for detecting the coincidence between the frequency of the modulated signal from the first modulation circuit and the frequency of the modulated signal from the second modulation circuit, and determining the magnitude, and outputting a phase pull-in signal. And a gain setting circuit for setting the gain of the phase pull-in signal, and an adder for adding the phase pull-in signal supplied via the gain setting circuit to the comparison output from the phase comparison circuit. The motor rotation control device according to claim 1, wherein the addition output from the motor is supplied to the motor as a rotation control signal.
生する第１のＰＷＭ信号発生回路と、 ゲインに応じたデューティ比の加速用のＰＷＭ信号を発
生する第２のＰＷＭ信号発生回路と、 前記位相引込回路から位相引込信号として出力される減
速信号と上記減速用のＰＷＭ信号とを混合する第１の混
合回路と、 前記位相引込回路から位相引込信号として出力される加
速信号と上記加速用のＰＷＭ信号とを混合する第２の混
合回路とを備え、 上記第１及び第２の混合回路からの各混合出力を前記加
算器に供給することを特徴とする請求項３記載のモータ
の回転制御装置。4. The gain setting circuit includes: a first PWM signal generating circuit for generating a deceleration PWM signal having a duty ratio according to the gain; and a first PWM signal generating circuit for accelerating the duty ratio according to the gain. A second PWM signal generating circuit; a first mixing circuit that mixes the deceleration signal output as a phase pull-in signal from the phase pull-in circuit with the decelerating PWM signal; and a phase pull-in signal from the phase pull-in circuit. A second mixing circuit that mixes the output acceleration signal and the acceleration PWM signal, and supplies each mixing output from the first and second mixing circuits to the adder. The motor rotation control device according to claim 3.
れ直角２相変調平衡回路からなることを特徴とする請求
項１記載のモータの回転制御装置。5. The motor rotation control device according to claim 1, wherein each of the first and second modulation circuits comprises a quadrature two-phase modulation balance circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12751293A JP3297766B2 (en) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | Motor rotation control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12751293A JP3297766B2 (en) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | Motor rotation control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06343281A true JPH06343281A (en) | 1994-12-13 |
| JP3297766B2 JP3297766B2 (en) | 2002-07-02 |
Family
ID=14961840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12751293A Expired - Fee Related JP3297766B2 (en) | 1993-05-28 | 1993-05-28 | Motor rotation control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3297766B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0974782A (en) * | 1995-09-05 | 1997-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control apparatus for motor |
| US11695356B2 (en) * | 2020-10-06 | 2023-07-04 | Ford Global Technologies, Llc | Split gain transfer function for smart motor actuators |
-
1993
- 1993-05-28 JP JP12751293A patent/JP3297766B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0974782A (en) * | 1995-09-05 | 1997-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control apparatus for motor |
| US11695356B2 (en) * | 2020-10-06 | 2023-07-04 | Ford Global Technologies, Llc | Split gain transfer function for smart motor actuators |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3297766B2 (en) | 2002-07-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6121747A (en) | Electric motor controller | |
| US4004205A (en) | Hybrid servo control system | |
| JPS6347182B2 (en) | ||
| JP3297766B2 (en) | Motor rotation control device | |
| KR100255733B1 (en) | Capstan servo device | |
| JPS62130024A (en) | Phase locked loop circuit | |
| JPH05347643A (en) | Phase comparator | |
| JP3380632B2 (en) | Phase comparator and PLL circuit | |
| JPS6266793A (en) | Automatic phase control circuit | |
| JP2527562B2 (en) | Rotary head type digital magnetic reproducing device | |
| JPS5944813B2 (en) | phase synchronized circuit | |
| JP2536689B2 (en) | Drum servo circuit | |
| JP2600605B2 (en) | Carrier recovery circuit | |
| JPS6137872B2 (en) | ||
| JPS60174070A (en) | Carrier control system in ac converter circuit | |
| JPS5822346Y2 (en) | phase synchronized oscillator | |
| JPH10242852A (en) | Clock generation pll circuit | |
| JPS63263827A (en) | Phase locked loop signal generation circuit | |
| JPH031721A (en) | Clock generator | |
| JPS60253047A (en) | Drum rotation driving device in video tape recorder of helical scanning system | |
| JPH0629838A (en) | Pll circuit | |
| JPS63257312A (en) | Rotary synchronous polyphase oscillator | |
| JPS62136981A (en) | Phase control circuit for motor | |
| JPH04365223A (en) | Phase locked loop circuit | |
| JPH0344868A (en) | Time base controller |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020305 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080419 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090419 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090419 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100419 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |