JPH06342022A

JPH06342022A - ゲートスペクトル分析方法

Info

Publication number: JPH06342022A
Application number: JP6047298A
Authority: JP
Inventors: Robert T Cutler; ロバート・ティ・カットラー
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1993-03-17
Filing date: 1994-03-17
Publication date: 1994-12-13
Also published as: US5545976A

Abstract

(57)【要約】【目的】反復信号の狭帯域スペクトル分析を容易化す
ること【構成】周期的信号の選択されたセク゛メントの分離及び分
析を行う狭帯域スヘ゜クトル分析装置。分析すべき信号はA/D
変換器でテ゛シ゛タル化される。ケ゛ート生成器は信号波形の特定
部分でトリカ゛を行い、選択されたセク゛メントの始まりと終わり
を識別するよう構成される。セク゛メントの期間に亘りケ゛ート生
成器がテ゛シ゛タル化ケ゛ートシーケンスを生成する。このシーケンスのエンヘ゛
ローフ゜は矩形とすることができ、好適には特定のウィント゛ウ関
数のエンヘ゛ローフ゜とする事ができる。次にテ゛シ゛タル化信号にケ゛
ートシーケンスが乗算され、その乗算出力が信号フ゜ロセッサに供給
されて狭帯域スヘ゜クトル分析が行われる。これにより選択さ
れたセク゛メント中の直流成分が乗算前に完全に除去されてフ゜
ロセッサの出力中に偽信号となるスヘ゜クトル項が存在する可能性
が低減される。セク゛メント期間中の信号が、根底にある連続
信号の一部であると仮定した場合、その連続信号の成分
の振幅を推論するための手段が提供される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル分析に関
し、特に、実質的に周期的な信号の異なる時間セグメン
トについてのスペクトルの狭帯域分析に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル分析器は、広範囲に及ぶ技術
的測定、主に電気的および機械的測定に適用可能な重要
なテスト計器である。その名が示唆するように、スペク
トル分析器は、入力信号に処理を施して、その信号の個
々のスペクトル成分を分離および測定し、それらの周波
数に基づいてその配列を行うものである。

【０００３】２タイプのスペクトル分析器、即ち掃引分
析器およびＦＦＴ（高速フーリエ変換）分析器が優位を
占めている。以前は人気のあった並列フイルタ分析器
は、ＦＦＴ設計にほぼ取って代わられてしまった。掃引
分析器は、対象となる周波数帯域にわたってフィルタを
同調させ、そのフィルタを通る成分を測定し、それらを
瞬時同調周波数に関連づける働きをする。その同調動作
は、信号成分の動的表示をリフレッシュするために繰り
返されるのが普通である。一方、ＦＦＴ分析器は、計算
に基づくものである。即ち、信号のサンプリングおよび
デジタル化によりデジタルデータが生成され、コンピュ
ータ等のハードウェアがそのデータの１ブロックについ
て演算を行って、その信号の周波数成分に関する情報が
生成される。

【０００４】その両タイプの分析器について分析上の問
題を発生させる大きなクラスの信号が存在する。そのク
ラスには、異なる時間セグメントから構成される周期的
信号が含まれ、その信号は、各セグメント内で異なる波
形を有することが多いものである。こうした周期的セグ
メントを有する信号の一般的な例として、図１(a)に示
すような合成テレビ波形が挙げられる。同図は、ＴＶモ
ニタの中央に単一のカラーバーを生成するＴＶテスト波
形の１周期（約63μsec）を示すものである。同図で
は、水平同期パルス2、カラー基準「バースト」4、およ
び、カラーバー信号6といった幾つかの異なるセグメン
トが明らかに示されている。こうした波形の場合、両タ
イプの分析器とも、ＴＶ信号の全スペクトルを容易に測
定することが可能である。しかし、それよりも、必要と
されるものが、カラーバースト4等の、波形の各セグメ
ントのうちの１つに関するスペクトルである、といった
場合が多い。更に、それよりも、根底にある連続信号の
スペクトルを決定することが所望される場合が多く、カ
ラーバーストは、その連続信号のゲートされた（以下、
既ゲートと称す）サンプルに過ぎない。その根底にある
オリジナル信号中の、電源の側波帯等の欠陥を発見する
ことが必要となる場合が多いので、こうした側波帯をそ
れに近い搬送波と区別するために、狭帯域スペクトル分
析が必要となる。

【０００５】図１(a)のＴＶ信号の全スペクトルの分析
は、混乱をもたらすものとなる。これは、どのスペクト
ル成分が基準バーストセグメントによるものであり、ど
のスペクトル成分が該信号のビデオ部分におけるカラー
バーセグメントによるものであるかが全く分からないか
らである。実際に、両セグメントの正弦周波数は同じで
あり（米国テレビジョン規格の場合3.58MHz）、また該
セグメントの周期性も同じであるため、それらのスペク
トル成分は、周波数が一致し、このため、区別すること
ができないものとなる。

【０００６】このクラスの信号のもう１つの例として、
反復する「フレーム」といった形で伝送されるデジタル
データが挙げられる。そのフレームの始まりには、短い
同期セグメントが存在する。その同期セグメントのスペ
クトルエネルギーは、後続データのエネルギーに比べれ
ば無視可能なものであり、スペクトルグラフでは識別が
不可能なものである。

【０００７】時間ゲート処理は、信号の他の部分による
スペクトル成分を除去する伝統的な方法である（これ
は、両タイプの主なスペクトル分析器で用いられてい
る）。即ち、分析すべき信号は、対象となるセグメント
においてのみイネーブルになるスイッチを介して経路指
定される。時間ゲート処理は、勿論、有限データブロッ
クについて動作するＦＦＴ分析器に固有のものである。
しかし、それは、掃引分析器に関する付加機能である。
図２は、時間ゲート処理を掃引分析器に適用する態様を
ブロック図形態で示したものである。ゲート生成器22は
同期信号21によってトリガされる。該生成器は、その制
御出力27の時間位置が、所望の信号セグメントの発生と
一致するように調整されている。掃引スペクトル分析器
23は、図示のように、ヘテロダイン変換器／中間周波数
フィルタセクション24と、検出器／表示器セクション26
とに区分されている。これらセクション間に、信号中断
スイッチ25が配置される。制御出力27によりスイッチ25
がイネーブルにされ、これにより、所望の信号セグメン
トだけを検出／表示セクション26に通すことが可能にな
る。

【０００８】しかし、狭帯域分析が必要な場合には、ゲ
ート処理はうまく働かない。ゲート処理を掃引分析器で
用いる場合には、過渡的な問題が発生する。即ち、その
ＩＦフィルタは、信号を通すためにスイッチがイネーブ
ルになる前に整定されなければならない。このために
は、フィルタの帯域幅がセグメントの期間の逆数を幾分
上回る必要があるが、その帯域幅は、所望の周波数分解
能にとって広すぎる場合が多い。ＦＦＴ分析器にも同じ
問題がある。即ち、その分解能は、セグメントの期間で
あるデータブロック長の逆数によって制限される。

【０００９】この問題について別の説明の仕方をする
と、上述のＴＶの例のように、既ゲート信号中の狭帯域
データを区別するには、信号がゲートされない場合に必
要となるように、多くの既ゲートサンプルを構成する時
間にわたって、密着した観測が必要になる。例えば、カ
ラー副搬送波から120Hzだけ離れた高レベルの側波帯を
検出するためには、副搬送波がサンプリング（即ちゲー
ト）されたものか連続したものであるかに関わらず、少
なくとも10msecの幅の観測「ウィンドウ」が必要にな
る。これは、ＴＶ波形の少なくとも160周期にわたる処
理を意味している。従って、信号は、高分解能の分析を
行う前にゲートされなければならない。従来技術では、
その可能性は組み込まれていない。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、反復
信号の狭帯域スペクトル分析を容易にすることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、特に、時間的
に分離したセグメントからなる信号に適用される。ここ
で、その少なくとも幾つかのセグメントは、根底にある
連続波形の既ゲートサンプルである。狭帯域スペクトル
分析は、選択されたセグメント内の信号に関して実行可
能であり、またその波形の他のセグメントからのエネル
ギーは除外される。

【００１２】本発明の用途は、厳密に周期的信号に限定
されるものではなく、実質的に周期的な信号もまた含ま
れる。後者は、周期的成分が支配的な信号ではあるが、
非周期的成分（ノイズ等）または他の周期性の成分を含
むものでもある。

【００１３】本発明の一態様によれば、分析すべき信号
は、Ａ／Ｄ変換器によって、整然としたシーケンスをな
すサンプリングされたデジタル値へと変換される。ゲー
ト生成器は、通常はアナログ信号またはデジタル信号の
突部でトリガすることにより、信号の周期に同期され
る。対象となるセグメントに対応するサンプルの範囲が
識別されると、その範囲にわたり、ゲート生成器が、Ａ
／Ｄシーケンスと同期したゲートシーケンスを生成す
る。このゲートシーケンスの数値は、ウィンドウ関数の
数値である。特定のウィンドウ関数が選択されて、ゲー
ト処理の自然な結果であるスペクトル副ローブの振幅が
縮小される。これにより、信号の帯域幅が高い場合に不
所望のスペクトル項を減少させまた除去することが可能
になる。次いで、信号サンプルのシーケンスにゲートシ
ーケンスが乗算されて、その信号と同じ周期のデジタル
「パルス列」が生成される。そのパルス列の値は、対象
となるセグメント内を除いて０になる。最後に、このパ
ルス列がデジタルプロセッサ（一般には、ＦＦＴ分析
器）に送られてスペクトルの計算が行われる。この場
合、その分解能はパルス列が長くなるにつれて改善され
る。

【００１４】本発明のもう１つの態様では、対象となる
セグメントの直流値が求められる。その値は、乗算処理
の前にサンプル値から減算される。このステップによっ
て、直流（ゼロ周波数）項の乗算により生じる偽信号と
呼ばれる不所望の信号成分が低減される。

【００１５】本発明の更に別の態様では、（推定され
た）根底にある連続信号（セグメントはその信号のゲー
ト間隔である）の振幅が推論される。これは、ゲートシ
ーケンスの形状およびデューティサイクルから振幅補正
係数を計算し、その係数をデジタルプロセッサに供給し
て、計算された振幅の補正を行うことにより達成され
る。

【００１６】

【実施例】図１(a)は、１水平周期の合成ＮＴＳＣテレ
ビジョン波形信号と、本発明の好適実施例により容易に
分析される種類の信号の一般的な例とを表すものであ
る。そのＴＶ信号は、走査同期、カラー同期、輝度およ
びクロミナンス情報といった様々な機能を組み合わせた
ものである。それら機能の多くは、時間的および形状的
に異なる周期的な波形の各セグメント、例えば、水平同
期セグメント2およびカラー同期「バースト」セグメン
ト4等で区分されている。カラー同期セグメント4は、3.
58MHzのマスタ基準信号の数サイクルでゲート処理を行
うことによって生成される。セグメント6中の正弦成分
は変調器によるものである。その周波数は前記基準信号
と同じであるが、その位相および振幅は色相および飽和
情報を表している。標準的なＴＶ受信機の場合、この合
成反復波形は、黒を背景とした垂直方向のカラーバーを
生成する。該ＴＶ波形が、ゼロ基線10と共にゼロ平均
（即ち交流結合）信号として示されている。

【００１７】図３のブロック図は、本発明によるスペク
トル分析器の好適な構成方法を示すものであり、そのス
ペクトル分析器は、図１(a)のテレビジョン信号の任意
セグメントに関する狭帯域分析が可能なものである。

【００１８】信号源30（スペクトル分析器の一部ではな
い）は、Ａ／Ｄ変換器31およびゲート生成器36に結合さ
れた実質的に周期的な出力44を備えている。ゲート生成
器36はまた、制御入力35を有しており、これにより、信
号源30の波形の或る周期的な基準点（セグメント2の同
期パルス等）でトリガを行うように構成されている。代
替的には、外部基準信号41でトリガを行うように、制御
入力35を介してゲート生成器36に指示を行うことも可能
である。また入力35は、トリガポイントに関して、分析
すべき信号の特定のセグメントの始まりおよび終わりを
識別する制御データを受信する。このデータを利用し
て、ゲート生成器36の出力38は、所望のセグメントの範
囲にわたりウィンドウ関数の形状をトレースする値を有
するサンプルシーケンスを発生する。特定のウィンドウ
関数を予め決めることが可能であり、また、入力35に供
給される制御データと共に所望の選択を含めることも可
能である。図１(b),(c)は、考え得る２つのウィンドウ
関数を示すものである。図１(b)は「均一な」ウィンド
ウであり、セグメント時間内のシーケンス値が全て等し
いデフォルトの場合である。また、図１(c)は、Hanning
ウィンドウまたは「二乗余弦」ウィンドウである。この
ウィンドウ（または他の任意の不均一なウィンドウ）に
ついての値がゲート生成器36内のデジタルメモリ部に格
納される。アップ／ダウンカウンタが前記メモリにアド
レスしてそのインクリメント値が調整され、これによ
り、カウンタが、０から、その分析中のセグメントにお
けるサンプルの数にわたる最大および復帰値までの範囲
内で変動するようになる。

【００１９】Ａ／Ｄ変換器31からのデジタル出力シーケ
ンスは、平均値減算器32へと供給される。この平均値減
算器32は、各Ａ／Ｄ出力ワードから対象セグメント中の
信号の平均（直流）値を減算する機能を有するものであ
る。これは、全信号直流値とは異なる可能性がある。ゲ
ート生成器36からの出力38は、減算器の動作を制御す
る。図１(a)において、全直流値は、基線10で示すよう
に０であるが、セグメント6は、負の直流値8を有してい
る。ゲート生成器出力38および減算器32の出力は、両方
ともデジタル乗算器33に接続される。このデジタル乗算
器33は、その入力における各サンプル対を順次乗算する
ものである。その積出力は、ＦＦＴ分析器34に接続され
る。

【００２０】振幅補正器37は、出力38におけるゲート生
成器のシーケンスを監視し、振幅補正係数を計算して、
ＦＦＴ分析器34に供給する。

【００２１】ＦＦＴ分析器34は、その結果をＣＲＴ表示
器やプロッタに送ったり、また恐らくは復調等の追加処
理を行うための出力40を備えている。

【００２２】ここで、好適実施例が機能する態様を理解
するために図４および図５について考察する。図４(a)
は、セグメント6が導出される根底にある連続正弦波信
号の正と負の両方の周波数項に関するグラフを示すもの
である。ＴＶ波形中に現れるセグメントのスペクトルで
はなく、元の根底にある信号のスペクトルを表示する理
由は、「乗算器33の出力における信号は、２つのゲート
操作がなされた正弦波である」ということによる。その
第１のゲート操作は、合成波形中のセグメント6を生成
するのに使用される矩形ゲート操作である。第２のゲー
ト操作は、本書で論じているウィンドウ操作である。信
号が、その２つのゲート操作を順次受け、１つのゲート
形状が他のゲート形状に含まれる場合には、明らかに、
それら２つの形状のうちの小さい方が大きい方をマスク
する。従って、既ゲートスペクトルは、元の信号および
ウィンドウ操作から決定される。

【００２３】この本発明の実施例の利点を示すため、セ
グメント6の根底にある正弦信号のスペクトルが図４(a)
に表されているものと仮定する（正確な比率ではな
い）。正項51および負項50は、ｆ_sおよび−ｆ_sにそれぞ
れ位置し、正弦波のエネルギーを表している（ｆ_sは3.5
8MHz）。ここで、平均値減算器32は、機能しておらず、
無修正のＡ／Ｄ出力が通っているものと仮定する。ゼロ
周波数項54は、パルス化された正弦波の平均直流値、即
ちペデスタル8を表している。また、不所望の信号欠陥
も明らかである。即ち、低レベルの側波帯52は、120Hz
の電源リップル周波数における正弦波の位相変調を表し
ている。また、バーストセグメント4が、同様の側波帯
を有していないものと仮定すると、好適実施例は、側波
帯を検出できるだけでなく、それら側波帯がセグメント
6に属するものであってセグメント4に属するものではな
いという判定をも行うことができる。従来の掃引分析器
またはブロック指向(block-oriented)分析器は、近接す
る側波帯を解析することができないし、それを含んでい
るのがどのセグメントであるかを判定することもできな
い。これら低レベルの側波帯を十分に解析するために
は、恐らくは10Hzの分析帯域幅が必要になる。これは、
0.1秒のオーダの密着した観測時間、または、信号の約1
500周期を意味するものである。

【００２４】乗算器33の出力が、ＦＦＴ分析器34により
スペクトルが分析される信号となる。この信号のスペク
トルを決定するために再度図４を参照する。図４(b)に
は、図１(b)の矩形ウィンドウに関するスペクトルが示
されている。これは、矩形パルスのスペクトルとして周
知のsin(x)/xの形状を有するものである。ウィンドウ関
数が反復的なものであるので、そのウィンドウ関数は線
スペクトルを備えており、そのスペクトルは、主要成分
60がゼロ周波数に位置し、それより高い成分62が約15.7
KHzの水平走査周波数の高調波に位置したものとなる。
勿論、乗算器33の出力は、ウィンドウ関数と信号との積
である。信号処理技術に関する業界で周知のように、２
つの信号の積のスペクトルを計算するためには、それら
のスペクトルのたたみ込みを行う。図５には、このたた
み込みが正の信号成分に関してグラフで示されている
が、負の操作はそれと対称をなすものとなる。図５(b)
は、反転されて、図５(a)の信号スペクトルに対して約
ｆ_sの距離だけ変位された、図４(b)のウィンドウのスペ
クトルを示すものである。シフトするスペクトルを乗算
し、その結果として得られる積を加算することにより、
既ゲートセグメントのスペクトルが生成される。しか
し、この例の場合、乗算器の出力に不所望の周波数が生
じることになり、直流項54がウィンドウのスペクトルの
第３副ローブにおける１つ以上の一層高い成分62と組み
合わされることになる。一般に出力からフィルタリング
することができないこの種の項は、「偽信号」と呼ばれ
る。これは、ＦＦＴ分析器の出力における計算されたス
ペクトルデータを汚染するものとなる。

【００２５】好適実施例では、直流項の存在によって生
じる偽信号が示されているが、周知のように、他にも偽
信号の生じ方がある。

【００２６】好適実施例では、偽信号の問題を解決する
ために、少なくとも２つの手段を用いている。

【００２７】その１つの手段は、ウィンドウ化信号の平
均（直流）値を求め、その値を分析前に減算する、とい
うものである。即ち、それは平均値減算器32の機能であ
る。従って、このステップの精度に依存して、スペクト
ル中のゼロ周波数項54が消失し、または振幅が大幅に縮
小する。

【００２８】もう１つの手段は、図１(c)のHanningウィ
ンドウ等の非矩形ウィンドウ形状を利用するものであ
る。こうしたウィンドウにより、一般に、主ローブの帯
域幅の増大と副ローブレベルの低減との交換が可能にな
る。図５(c)は、Hanningウィンドウのシフトされたスペ
クトルを示すものである。第１副ローブは、均一なウィ
ンドウの副ローブより約19dB低く、残りの副ローブは60
dB/decadeで低下する。これに対し、均一なウィンドウ
の場合は20dB/decadeで低下する。ＦＦＴ分析器は、乗
算器の主出力項並びにその近接側波帯だけしか検査しな
いので、主ローブ幅の増大は、この用途では全く重要な
ものではない。Hanningウィンドウの補助的利点は、そ
の正弦的な数値がＦＦＴ分析器（既にそのようなテーブ
ルが格納されているもの）から容易に得ることができる
のでゲート生成器36内に個々のＲＯＭ記憶手段を設ける
必要が無くなる、ということである。

【００２９】平均値減算器32の機能は、様々な態様で実
施することができる。所望セグメントの平均値を計算す
るための好適方法は、算術平均を求めること、即ち、１
周期中のセグメントの全サンプルを加算してそのサンプ
ル数で除算する、ということである。次いで、その平均
が、次の周期のセグメントの全サンプルから減算され、
これにより、ゆっくりと変動するペデスタル値を追跡す
る方法が得られる。

【００３０】振幅補正器37を用いない場合、ＦＦＴ分析
器34は、その入力におけるパルス化信号の基本成分の実
際の振幅を計算する。しかし、根底にある正弦波の振幅
が必要な場合には、振幅補正器37により供給される係数
を利用してその推論を行うことができる。その係数を求
める好適方法は、ウィンドウ波形のＲＭＳ値を計算し
て、それをゲート生成器36のピーク値に対して正規化す
ることである。

【００３１】好適実施例に関連して本発明の原理を解説
および例示してきたが、そのような原理から逸脱するこ
となく、構成および細部において本発明の修正が可能で
あることは明らかである。例えば、ゲート生成器36は、
アナログ信号44でトリガするものとして示したが、Ａ／
Ｄ変換器31の出力におけるデジタル信号中の事象によっ
てトリガするようにも容易に構成可能である。従って、
詳細な実施例は単なる例示であり、本発明の範囲を制限
するものと解釈されるべきものではないことが理解され
よう。そうではなく、特許請求の範囲の記載およびそれ
と等価なものの思想および範囲内に含まれる全ての変形
例をも本発明として請求する。

【００３２】以下、本発明の実施態様を列挙する。

【００３３】１．実質的に周期的なアナログ信号の周期
的なセグメントについてのスペクトルを分析するための
方法であって、この方法が、(a)前記アナログ信号をデ
ジタル化サンプル値からなる第１シーケンスに変換し、
(b)前記信号の周期的に繰り返す部分を基準として選択
し、(c)前記信号の各周期における前記基準に関して、
前記の周期的なセグメントに対応する前記第１シーケン
スのサンプル値を識別し、(d)前記の周期的なセグメン
トにわたり所定のウィンドウ関数の値を有し、それ以外
の位置で値０を有する、前記第１シーケンスと同期し
た、デジタル化サンプルからなる第２シーケンスを構成
し、(e)前記第１シーケンスのサンプル値に前記第２シ
ーケンスのサンプル値を乗算し、(f)そのステップ(e)か
ら得られた積のシーケンスをデジタル信号プロセッサを
用いてスペクトル的に分析する、というステップを含む
ことを特徴とする、前記スペクトル分析方法。

【００３４】２．前項１記載のスペクトル分析方法であ
って、 d1)前記の周期的なゲート処理シーケンスの形状および
デューティサイクルから振幅補正係数を計算し、 g)前記の周期的なセグメントの根底にある連続信号のス
ペクトル成分の振幅を推論するために、前記ステップ
(f)の結果として生じるスペクトル成分に前記振幅補正
係数を適用する、というステップを更に含むことを特徴
とする、前記スペクトル分析方法。

【００３５】３．実質的に周期的なアナログ信号の周期
的なセグメントについてのスペクトルを分析するための
方法であって、この方法が、(a)前記アナログ信号をデ
ジタル化サンプル値からなる第１シーケンスに変換し、
(b)前記アナログ信号と同じ周期を有し、そのアナログ
信号との固定時間関係を維持する、基準信号を獲得し、
(c)前記基準信号に関して、前記の周期的なセグメント
に対応する前記第１シーケンスのサンプル値を識別し、
(d)前記の周期的なセグメントにわたり所定のウィンド
ウ関数の値を有し、それ以外の位置で値０を有する、前
記第１シーケンスと同期した、デジタル化サンプルから
なる第２シーケンスを構成し、(e)前記第１シーケンス
のサンプル値に前記第２シーケンスのサンプル値を乗算
し、(f)そのステップ(e)から得られた積のシーケンスを
デジタル信号プロセッサを用いてスペクトル的に分析す
る、というステップを含むことを特徴とする、前記スペ
クトル分析方法。

【００３６】４．実質的に周期的なアナログ入力信号の
周期的なセグメントについてのスペクトルを分析するた
めの装置であって、この装置が、前記アナログ入力信号
に接続された入力と出力とを有するアナログ／デジタル
変換器と、前記の周期的なセグメントの始まりと終わり
とを識別する制御手段を有すると共に、前記の周期的な
セグメントの期間にわたる値が所定のウィンドウ関数の
値となりそれ以外の位置における値が０となるデジタル
シーケンスからなる出力を有する、ゲート生成器と、前
記アナログ／デジタル変換器の出力に接続された第１入
力と、前記ゲート生成器の出力に接続された第２入力
と、出力とを有するデジタル乗算器と、そのデジタル乗
算器の出力に接続された入力を有するデジタル信号処理
手段とを備えることを特徴とする、前記スペクトル分析
装置。

【００３７】５．前記アナログ／デジタル変換器の出力
と前記デジタル乗算器との間に挿入され、前記ゲート生
成器に接続された制御入力を有し、前記の周期的なセグ
メントの平均値を求めて、その平均値を前記アナログ／
デジタル変換器の出力から減算する手段を更に備えるこ
とを特徴とする、前項４記載のスペクトル分析装置。

【００３８】６．前記ゲート生成器の前記制御手段が、
前記アナログ信号の周期的に繰り返す基準部分でトリガ
可能なものであることを特徴とする、前項４記載のスペ
クトル分析装置。

【００３９】７．前記ゲート生成器の前記制御手段が、
前記デジタル信号の周期的に繰り返す基準部分でトリガ
可能なものであることを特徴とする、前項４記載のスペ
クトル分析装置。

【００４０】８．前記ゲート生成器の前記制御手段が、
外部の基準信号でトリガ可能なものであることを特徴と
する、前項４記載のスペクトル分析装置。

【００４１】９．前記デジタル信号処理手段が、フーリ
エ分析器として構成されていることを特徴とする、前項
４記載のスペクトル分析装置。

【００４２】１０．前記ゲート処理シーケンスから振幅
補正係数を決定するための、前記ゲート生成器の前記出
力に接続された入力と、前記デジタル信号処理手段がそ
のスペクトル分析結果を前記セグメントに関するものか
ら前記セグメントの根底にある連続信号に関するものに
変換することを可能にするための、前記デジタル信号処
理手段に接続された出力とを有する手段を更に備えるこ
とを特徴とする、前項４記載のスペクトル分析装置。

【００４３】

【発明の効果】本発明は上述のように構成したので、反
復信号の狭帯域スペクトル分析を容易化することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による、セグメント化波形(a)の例と、
それと位置合わせされた均一なウィンドウ関数(b)およ
びHanningウィンドウ関数(c)の例とを示すグラフであ
る。

【図２】従来のゲート式掃引スペクトル分析器を示すブ
ロック図である。

【図３】本発明によるスペクトル分析器を示すブロック
図である。

【図４】(a)は、図１(a)の波形のセグメントのうちの１
つが抽出される信号のスペクトルを示すグラフであり、
(b)は、図１(b)のウィンドウ関数に関するスペクトルを
示すグラフである。

【図５】図１(a)の信号のスペクトルと図１(b),(c)のウ
ィンドウ関数との間でのたたみ込み操作の一部を示すグ
ラフである。

【符号の説明】

30 信号源 31 Ａ／Ｄ変換器 32 平均値減算器 33 デジタル乗算器 34 ＦＦＴ分析器 35 制御入力 36 ゲート生成器 37 振幅補正器 38 出力 41 外部基準信号 44 出力

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】実質的に周期的なアナログ信号の周期的な
セグメントについてのスペクトルを分析するための方法
であって、この方法が、 (a)前記アナログ信号をデジタル化サンプル値からなる
第１シーケンスに変換し、 (b)前記信号の周期的に繰り返す部分を基準として選択
し、 (c)前記信号の各周期における前記基準に関して、前記
の周期的なセグメントに対応する前記第１シーケンスの
サンプル値を識別し、 (d)前記の周期的なセグメントにわたり所定のウィンド
ウ関数の値を有し、それ以外の位置で値０を有する、前
記第１シーケンスと同期した、デジタル化サンプルから
なる第２シーケンスを構成し、 (e)前記第１シーケンスのサンプル値に前記第２シーケ
ンスのサンプル値を乗算し、 (f)そのステップ(e)から得られた積のシーケンスをデジ
タル信号プロセッサを用いてスペクトル的に分析する、
というステップを含むことを特徴とする、前記スペクト
ル分析方法。